JP2004288801A - Light emitting element driving device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a light emitting element driving device which can allow responsiveness and control accuracy of light quantity control to be compatible. <P>SOLUTION: When photocurrent Ipd is not output from a photodetector 12, the variations of the input potential of a circuit system for the potential, that is, the light quantity control of an output line L are suppressed by supplying compensating current Ia corresponding to a target light quantity from a compensating current supply circuit 13 to the output line L to improve the convergence property of the light quantity control. Simultaneously, the same circuit which does not input the photocurrent is provided, and the responsiveness of the light quantity control and a control accuracy are made compatible by performing the light quantity control by their differential voltages. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発光素子の駆動装置に関し、特にレーザゼログラフィーにその光源として用いられるレーザ素子の駆動に用いて好適な発光素子駆動装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
レーザ素子を光源とするレーザゼログラフィーの分野では、より高解像度化、より高速化の要求が強くなってきている。入力画像データに応じてレーザ素子の駆動をオン／オフ制御する速度（以下、変調速度と記す）には限度がある。レーザ光のビーム数を１本とした場合には、主走査方向の解像度のみならず、副走査方向の解像度をも上げようとすると、変調速度が犠牲にならざるを得ない。したがって、変調速度を上げずに副走査方向の解像度を上げるためには、レーザ光のビーム数を増すしかない。レーザ光のビーム数を例えば４本にした場合は、変調速度が１本の場合と同じと仮定すると、主走査・副走査方向の解像度を２倍に向上できる。
【０００３】
レーザゼログラフィーにその光源として用いられる半導体レーザは、レーザ光が活性層と平行な方向に取り出される構造の端面発光型レーザ素子（以下、端面発光レーザと記す）と、レーザ光が活性層に垂直な方向に取り出される構造の面発光型レーザ素子（以下、面発光レーザと記す）とに大別される。従来、レーザゼログラフィーでは、レーザ光源として一般的に端面発光レーザが用いられていた。
【０００４】
しかしながら、レーザ光のビーム数を増やすという観点からすると、端面発光レーザは技術的に難しいとされており、構造上、端面発光レーザよりも面発光レーザの方がレーザ光のビーム数を増やすのに有利である。このような理由から、近年、レーザゼログラフィーの分野において、より高解像度化、より高速化の要求に応えるために、レーザ光源として、多数のレーザ光ビームを出射可能な面発光レーザを用いた装置の開発が進められている。
【０００５】
ところで、半導体レーザの駆動装置では、当該半導体レーザの光量を受光器で検出し、その検出光量に基づいて自動的に光量制御を行う自動光量制御回路が用いられる。この光量制御に当たっては、面発光レーザの場合、レーザ光を活性層に垂直な方向に出射するという構造上の制約から、ハーフミラーを含む光学系によって出射光の一部を分離し、この分離した光をモニター光として受光器に入射させることによって面発光レーザの光量を検出する構成が採られている。
【０００６】
このように、面発光レーザ、光学系および受光器の各素子がアセンブリされた構成となっていると素子相互の位置精度が悪く、そのような状況下でモニター光を確実に受光できるようにするには受光器の受光面積を大きく設定する必要があるため、受光器の寄生容量が非常に大きくなる。このため、受光器の検出出力を受けて光量制御を行う回路系では、受光器の検出出力を低インピーダンスで受けないと、光量制御に必要な応答性を確保できない。
【０００７】
しかも、面発光レーザの場合は、面発光レーザと受光器との間にハーフミラーを含む光学系が介在するなどの理由によって受光器の出力電流（光電流）自体が非常に小さく、端面発光レーザの受光電流が１００μＡ程度であるのに対して数μＡ程度の微弱電流である。このような微弱な光電流を低い抵抗値の負荷で電圧に変換すると、面発光レーザの光量検出電圧は端面発光レーザと比較して二桁小さくなってしまう。
【０００８】
ところで、光量制御回路では、従来、受光器から光電流が入力されたときに、これを相殺する基準電流を流すことにより、入力電位の変動を抑制してオーバーシュートの少ない光量制御を可能にしている（例えば、特許文献１参照）。このように、基準電流が負帰還によって結果的に決まるのではなく、あらかじめ決めた電流を基準電流として流す構成を採ることで、負帰還で発振が発生するなどの不安定性が無いという利点がある。
【０００９】
【特許文献１】
特開昭５９−９０２４２号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、特許文献１に係る従来技術には以下のような課題がある。
１）５Ｖ単電源でフォトダイオードに十分なバイアスを供給するには、入力電位をＧＮＤレベル近くにする必要があるが、単電源ではカスコード構成がとれず入力電位によって基準電流源の電流値が変動するため光量制御の精度がとれない。
２）ＣＭＯＳの場合、バイポーラよりもアンプのゲインが低い。一方、面発光レーザでの光検出電流は、先述したように、フォトダイオードの寄生容量が大きい上に微小な電流のため、応答性を確保しようとすると、出力電圧が数ｍＶしか得られず負帰還で光量制御するにはゲインで２０ｄＢ程度不足する。
【００１１】
ＣＭＯＳアンプのゲイン不足を補うにはプリアンプが必要で、負帰還の位相に影響しない程度の高速性が要求される。プリアンプの方式として
１）電圧増幅。
２）カレントミラー回路でインピーダンスを上げ、負荷抵抗を上げて電圧ゲインを稼ぐ。
が考えられる。
【００１２】
しかし、上記１）の方式では、ＧＢ積（Ｇａｉｎ Ｂａｎｄ ｗｉｄｔｈ ｐｒｏｄｕｃｔ）が一定のため２０ｄＢのゲインだとカットオフ周波数ｆｃは一桁低下し、多段だと複雑で位相遅れ、オフセットの問題が発生する。また、負帰還をかけないと安定性が確保できない。上記２）の方式は、ミラーの比率を設計で決められるため安定性が高く、負帰還ではないため発振や位相遅れの問題が小さい反面、カレントミラー回路は、流す電流が微小だと応答性が悪い。
【００１３】
本発明は、上記課題に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、光量制御の応答性と制御精度を両立することが可能な発光素子駆動装置を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発光素子駆動装置は、発光素子から発せられる光を受光する受光手段と、前記受光手段から光電流が出力されないときに、目標光量に対応した補償電流を前記受光手段の出力ラインに供給する補償電流供給手段と、前記出力ラインを通して供給される前記光電流または補償電流に応じた電流を負荷に流す増幅手段と、前記補償電流を基に基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、前記基準電圧生成手段で生成された前記基準電圧と前記負荷に発生する検出電圧との差分を検出する差分検出手段と、前記差分検出手段の検出出力に基づいて前記発光素子を駆動する駆動手段とを備える構成となっている。
【００１５】
上記構成の発光素子駆動装置において、受光手段から光電流が出力されないときは、補償電流供給手段から目標光量に対応した補償電流を出力ラインに供給することで、例えば光量制御が終了して受光手段から光電流が出力されなくなっても、出力ラインには光量制御時の光電流と同じ電流値の補償電流が流れることになる。また、基準電圧側では常に補償電流に対応した電流が流れているため、基準電圧と負荷に発生する電圧の差で光量制御を行うことにより、光量制御を行う回路系の入力電位の変動を抑制できるため光量制御の収束性を向上できる。さらに、出力ライン側と基準電圧とが同一構成の回路によって生成され、それぞれのトランジスタの各端子電位が等しいために誤差が生じても両方に等しく生じ、それらの差を取る段階で誤差が相殺されることから光量制御の精度を高く維持することができる。
【００１６】
請求項２記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記増幅手段から前記負荷に供給される電流から、前記補償電流に等しい電流を差し引く電流制御手段をさらに備える構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、増幅手段の入力側で重畳した補償電流を増幅手段の出力側で差し引いて、その残りの電流を負荷に流すことで、負荷に発生する検出電圧のうちオフセット分が差し引かれる。これにより、次段の差分検出手段については、ダイナミックレンジを気にせずに設計できる。この場合も出力ライン側、基準電圧側それぞれの補償電流に等しい電流を差し引く際に誤差があっても差分をとれば誤差は相殺される。
【００１７】
請求項３記載の発光素子駆動装置は、請求項１記載の発光素子駆動装置において、前記増幅手段は、入力側インピーダンスをそれよりも高い出力側インピーダンスに変換するインピーダンス変換回路を有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、出力ラインを通して供給される光電流をインピーダンス変換回路で受け、当該インピーダンス変換回路でインピーダンスを上げた後、負荷で電圧変換して検出電圧を得ることで、低インピーダンスで受けることに伴うゲイン不足を補うことができる。またこの場合、インピーダンス変換後に電圧変換する負荷の抵抗値を可変とすることでゲインの調整が可能となるため、発光素子の発光効率や受光手段へ入射する光量の割合によって適正なゲインが変わった場合には、この負荷の抵抗値を調整することで光量制御の精度と収束性を両立できる最適なゲインを選択することができる。したがって、光量制御に当たって、寄生容量が大きく、受光面積が大きい受光手段を用いることができる。
【００１８】
請求項４記載の発光素子駆動装置は、請求項３記載の発光素子駆動装置において、前記インピーダンス変換回路は、前記光電流または前記補償電流に応じた電流を出力するカレントミラー回路によって構成されている。かかる構成の発光素子駆動装置において、カレントミラー回路は回路構成が簡単であるため、カレントミラー回路によってインピーダンス変換回路を構成することで、回路規模を小さく構成できる。
【００１９】
請求項５記載の発光素子駆動装置は、請求項４記載の発光素子駆動装置において、前記増幅手段は、前記光電流または前記補償電流にバイアス電流を重畳して前記カレントミラー回路に供給するバイアス電流供給手段を有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、カレントミラー回路は流す電流が小さいと応答性が悪くなる傾向にあるが、バイアス電流を流し込むことでその分だけ流す電流を大きくできるため応答性を向上できる。
【００２０】
請求項６記載の発光素子駆動装置は、請求項２記載の発光素子駆動装置において、前記基準電圧生成手段は、前記補償電流供給手段、前記増幅手段および前記電流制御手段と相似の回路構成の補償電流供給手段、増幅手段および電流制御手段によって構成され、前記補償電流に応じた電流を負荷に流すことによって当該負荷に前記基準電圧を発生させる構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、検出電圧を発生する回路と相似の回路構成によって基準電圧を生成して検出電圧と共に差分検出手段に与えることで、検出電圧を発生する回路を構成する電流源の出力インピーダンスが有限であることに起因して誤差分が発生したとしても、当該誤差分を差分検出手段で確実に相殺できる。
【００２１】
請求項７記載の発光素子駆動装置は、請求項６記載の発光素子駆動装置において、前記基準電圧生成手段の増幅手段は、前記補償電流に応じた電流を出力するカレントミラー回路と、前記補償電流にバイアス電流を重畳して当該カレントミラー回路に供給するバイアス電流供給手段とを有する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、基準電圧側のカレントミラー回路にも、検出電圧側と同じ電流値のバイアス電流を流し込むことで、検出電圧側と基準電圧側にバイアス電流にそれぞれ起因して重畳される電圧が等しくなる。この重畳電圧は、差分検出手段で相殺されることになるため、流し込んだバイアス電流を差し引くための処理が不要になる。
【００２２】
請求項８記載の発光素子駆動装置は、請求項７記載の発光素子駆動装置において、前記増幅手段および前記基準電圧生成手段の増幅手段は、同一の負荷に対して出力電流を供給し、前記電流制御手段および前記基準電圧生成手段の電流制御手段は、前記増幅手段の出力電流および前記基準電圧生成手段の増幅手段の出力電流に重畳されている前記バイアス電流を相殺する構成となっている。かかる構成の発光素子駆動装置において、検出電圧の系と基準電圧の系に同一の負荷を用いるとともに、バイアス電流を相殺した後の電流を負荷に流し込むことで、当該負荷の両端に発生する電圧のうちオフセット分を除くことができる。これにより、カレントミラー回路の応答性を高めるためにバイアス電流の電流値を大きく設定しても、負荷の端子電圧が大きく変動し、差分検出手段の動作電圧範囲を越えるようなことを回避できる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。以下に説明する各実施形態では、例えば半導体レーザ、特に内部抵抗が大きいＧａＮ系青色レーザやシングルモード面発光レーザを駆動対象の発光素子として用いるものとする。
【００２４】
図１は、本発明の一実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。本実施形態に係る発光素子駆動装置では、例えば２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する構成を採っている。ただし、２つの発光素子１１−１，１１−２の駆動に限られるもののではなく、単一あるいは３個以上の発光素子を駆動する構成であっても良いことは勿論である。
【００２５】
図１から明らかなように、本実施形態に係る発光素子駆動装置は、２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動制御するために、受光器１２、補償電流供給回路１３、増幅部１４、電流制御回路１５、基準電圧生成回路１６、差分検出回路１７および２つの駆動回路１８−１，１８−２を少なくとも有する構成となっている。ここでは、発光素子１１−１，１１−２の発光光量を目標光量になるように自動的に制御する光量制御回路の回路系の構成について示している。
【００２６】
受光器１２は例えばフォトダイオードからなり、発光素子１１−１／１１−２から発せられる光を受光し、その光量に応じた光電流Ｉｐｄを出力ラインＬ上に出力する。ここで、発光素子１１−１，１１−２が面発光レーザである場合、先述したように、これら発光素子１１−１，１１−２から発せられる光を確実に受光できるようにするには受光器１２の受光面積を大きく設定する必要があるために、受光器１２の寄生容量（主に、フォトダイオードの空乏層容量）Ｃｏが非常に大きくなる。
【００２７】
補償電流供給回路１３は、電源ＶＤＤと出力ラインＬとの間に直列に接続された電流源１３１およびスイッチ１３２からなり、発光素子１１−１，１１−２に対して例えば光量制御が行われないときにスイッチ１３２がオン（閉）状態になることで、電流源１３１の電流を補償電流Ｉａとして出力ラインＬに供給する。補償電流Ｉａは設定電圧Ｖ１によって発光素子１１−１，１１−２の目標光量に対応して設定される。
【００２８】
ここで、発光素子１１−１，１１−２の光量が目標光量に制御される光量制御時には、受光器１２から出力ラインＬ上に補償電流Ｉａと同じ電流値の光電流Ｉｐｄが出力され、光量制御時以外では補償電流供給回路１３による補償電流Ｉａが出力ラインＬ上に供給される。すなわち、光量制御時でも、それ以外でも、出力ラインＬ上には同じ電流値の電流（光電流Ｉｐｄまたは補償電流Ｉａ）が流れることになる。
【００２９】
増幅部１４は、低い入力側インピーダンスをそれよりも高い出力側インピーダンスに変換するインピーダンス変換回路１４１を有する構成となっている。このインピーダンス変換回路１４１は、出力ラインＬに対してゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１１と、このＭＯＳトランジスタＱ１１のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１２とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【００３０】
このカレントミラー回路構成のインピーダンス変換回路１４１では、出力ラインＬを通してトランジスタＱ１１のドレインに流れ込む光電流Ｉｐｄまたは補償電流Ｉａに応じた電流がトランジスタＱ１２のドレインに流れることになる。本回路例に係る増幅部１４はさらに、電源ＶＤＤとトランジスタＱ１１のドレイン・ゲート共通接続点との間に接続されたバイアス電流源１４２を有している。このバイアス電流源１４２は、トランジスタＱ１１のドレインに流れ込む光電流Ｉｐｄまたは補償電流Ｉａに対して、バイアス電圧Ｖ２によって設定されるバイアス電流Ｉｂｉａｓを重畳する。
【００３１】
インピーダンス変換回路１４１の後段には、折り返し回路１４３が設けられている。この折り返し回路１４３は、ソースが電源ＶＤＤに接続され、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ１２のドレインに共通に接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１３と、このＭＯＳトランジスタＱ１３のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが電源ＶＤＤに接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１４とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【００３２】
上記構成の増幅部１４、即ちインピーダンス変換回路１４１、バイアス電流源１４２および折り返し回路１４３からなる増幅部１４においては、インピーダンス変換回路１４１のトランジスタＱ１１のドレインにバイアス電流Ｉｂｉａｓが重畳された光電流Ｉｐｄまたは補償電流Ｉａが流れ込むと、その電流に応じた出力電流Ｉｏｕｔ１が折り返し回路１４３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインから流れ出ることになる。
【００３３】
電流制御回路１５は、増幅部１４の出力端、即ち折り返し回路１４３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインとグランドＧＮＤとの間に接続された電流源１５１によって構成されている。この電流源１５１は、増幅部１４の出力電流Ｉｏｕｔ１から補償電流Ｉａと等しい電流値の電流Ｉａを差し引いて、残りの電流Ｉｏｕｔ１−Ｉａを負荷１９−１に流す。
【００３４】
ここで、発光素子１１−１，１１−２の光量制御時において、その光量が目標光量であるときには、光電流Ｉｐｄが目標光量に対応して設定された補償電流Ｉａと電流値が等しくなるため、負荷１９−１にはバイアス電流Ｉｂｉａｓに相当する電流が流れ、発光素子１１−１，１１−２の光量が目標光量からずれたときには、その光量変動分に応じた光電流変動分をΔＩｐｄとすると、負荷１９−１にはΔＩｐｄ＋Ｉｂｉａｓに相当する電流が流れることになる。その結果、負荷１９−１の両端には、ΔＩｐｄ＋Ｉｂｉａｓに相当する電流に応じた電圧が光量検出電圧Ｖｄｅｔとして発生する。
【００３５】
基準電圧生成回路１６は、上記補償電流供給回路１３，増幅部１４および電流制御回路１５と相似の回路によって構成されている。すなわち、基準電圧生成回路１６は、電流源２１１からなる補償電流供給回路２１と、インピーダンス変換回路２２１、バイアス電流源２２２および折り返し回路２２３からなる増幅部２２と、負荷１９−２、電流源２３１からなる電流制御回路２３とから構成されている。
【００３６】
補償電流供給回路２１において、電流源２１１は電流源１３１と同じ設定電圧Ｖ１によって電流値が設定される。これにより、電流源２１１の電流値は電流源１３１のそれと同じになり、補償電流Ｉａと等しい電流値の補償電流Ｉａが増幅部２２に供給されることになる。
【００３７】
増幅部２２において、インピーダンス変換回路２２１は、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１５と、このＭＯＳトランジスタＱ１５のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ１６とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【００３８】
バイアス電流源２２２は、電源ＶＤＤとトランジスタＱ１５のドレイン・ゲート共通接続点との間に接続されている。折り返し回路２２３は、ソースが電源ＶＤＤに接続され、ゲートおよびドレインがトランジスタＱ１６のドレインに共通に接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１７と、このＭＯＳトランジスタＱ１７のゲート・ドレインにゲートが共通に接続され、ソースが電源ＶＤＤに接続されたＰｃｈＭＯＳトランジスタＱ１７とからなるカレントミラー回路によって構成されている。
【００３９】
電流制御回路２３において、電流源２３１は増幅部２２の出力電流Ｉｏｕｔ２から補償電流Ｉａと電流値が等しい電流Ｉａを差し引いて、残りの電流Ｉｏｕｔ２−Ｉａを負荷１９−２に流す。これにより、負荷１９−２には常に、バイアス電流Ｉｂｉａｓに相当する電流が流れる。その結果、負荷１９−２の両端には、バイアス電流Ｉｂｉａｓに相当する電流に応じた電圧が基準電圧Ｖｒｅｆとして発生する。
【００４０】
差分検出回路１７は、例えば、差動アンプ１７１およびサンプルホールド回路１７２によって構成されている。差動アンプ１７１は、負荷１９−１の両端に発生する光量検出電圧Ｖｄｅｔを反転（−）入力とし、負荷１９−２の両端に発生する基準電圧Ｖｒｅｆを非反転（＋）入力とし、基準電圧Ｖｒｅｆに対する光量検出電圧Ｖｄｅｔの差分を誤差電圧として出力する。
【００４１】
サンプルホールド回路１７２は、発光素子１１−１と発光素子１１−２の駆動を切り替えるスイッチＳＷと、このスイッチＳＷの２つの端子ａ，ｂの各々とグランドの間にそれぞれ接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とから構成されている。このサンプルホールド回路１７２において、発光素子１１−１の駆動時にスイッチＳＷが端子ａ側に切り替わることで、差動アンプ１７１で検出された誤差電圧がコンデンサＣ１にホールドされ、発光素子１１−２の駆動時にスイッチＳＷが端子ｂ側に切り替わることで、差動アンプ１７１で検出された誤差電圧がコンデンサＣ２にホールドされる。
【００４２】
駆動回路１８−１，１８−２は、コンデンサＣ１，Ｃ２のホールド電圧に応じて発光素子１１−１，１１−２をそれぞれ駆動する。駆動回路１８−１，１８−２の各々と発光素子１１−１，１１−２の各々の間には、発光素子１１−１，１１−２を駆動するタイミングでオン（閉）状態になるスイッチ２０−１，２０−２が設けられている。
【００４３】
スイッチ２０−１，２０−２と先述した補償電流供給回路１３のスイッチ１３２とは連動して開閉動作を行う。具体的には、スイッチ２０−１，２０−２がオンするときスイッチ１３２がオフし、スイッチ２０−１，２０−２がオフするときスイッチ１３２がオンする。これらスイッチ２０−１，２０−２，１３２およびサンプルホールド回路１７２のスイッチＳＷは、図示せぬコントローラによって開閉制御が行われる。
【００４４】
次に、上記構成の本実施形態に係る発光素子駆動装置の回路動作について説明する。
【００４５】
先ず、基準電圧生成回路１６は、発光素子１１−１，１１−２の目標光量に対応する補償電流Ｉａを基に基準電圧Ｖｒｅｆを生成し、これを差動アンプ１７１にその非反転入力として与える。そして、この基準電圧Ｖｒｅｆを基に以下の一連の動作により、発光素子１１−１，１１−２の光量が補償電流Ｉａに対応した目標光量になるように光量制御が行われる。
【００４６】
この光量制御時には、補償電流供給回路１３のスイッチ１３２がオフ（開）状態にあるため、電流源１３１から出力ラインＬへの補償電流Ｉａの供給は行われない。このとき、出力ラインＬには発光素子１１−１，１１−２の光量に応じた光電流Ｉｐｄが受光器１２から出力される。この光電流Ｉｐｄは、増幅部１４を通して負荷１９−１に供給され、ここで電圧に変換されて光量検出電圧Ｖｄｅｔとして差動アンプ１７１にその反転入力として与えられる。
【００４７】
差動アンプ１７１は、基準電圧Ｖｒｅｆと光量検出電圧Ｖｄｅｔとを比較し、その差分に応じた誤差電圧を出力する。この誤差電圧は、サンプルホールド回路１７２でサンプリングされ、コンデンサＣ１／Ｃ２にホールドされる。すると、駆動回路１９−１／１９−２は、コンデンサＣ１／Ｃ２のホールド電圧に応じて発光素子１１−１／１１−２を駆動する。この一連の光量制御により、発光素子１１−１，１１−２の光量が補償電流Ｉａに対応した目標光量に収束する。
【００４８】
光量制御が終了すると、受光器１２から出力ラインＬには光電流Ｉｐｄが供給されなくなる。このとき、補償電流供給回路１３のスイッチ１３２がオン（閉）状態になるため、電流源１３１の補償電流Ｉａが光電流Ｉｐｄに代わって出力ラインＬに供給される。ここで、光量制御時の光電流Ｉｐｄが補償電流Ｉａに収束しているため、出力ラインＬに流れる電流が光電流Ｉｐｄから補償電流Ｉａに切り替わっても、出力ラインＬに流れる電流値は同じである。
【００４９】
上述したように、受光器１２から光電流Ｉｐｄが出力されないときは、補償電流供給回路１３から目標光量に対応した補償電流Ｉａを出力ラインＬに供給することにより、例えば光量制御が終了して受光器１２から光電流Ｉｐｄが出力されなくなっても、出力ラインＬには光量制御時の光電流Ｉｐｄと同じ電流値の補償電流Ｉａが流れることになるため出力ラインＬの電位、即ち光量制御を行う回路系の入力電位の変動を抑制できる。これにより、光量制御の収束性を向上でき、発光素子１１−１，１１−２が例えば面発光レーザであっても、従来の端面発光レーザ並みの時間で光量制御を行うことができる。
【００５０】
また、発光素子１１−１，１１−２が面発光レーザの場合、先述したように、当該面発光レーザの光学系の問題で受光器１２の受光面積を広く設定する必要があることから、寄生容量Ｃｏが非常に大きいため、受光器１２から出力される光電流Ｉｐｄを低インピーダンスで受けないと光量制御に必要な応答性を確保することができないことになる。これに対し、本実施形態に係る発光素子駆動装置では、出力ラインＬを通して供給される光電流Ｉｐｄをインピーダンス変換回路１４１で受け、当該インピーダンス変換回路１４１でインピーダンスを上げた後、負荷１９−１で電圧変換して光量検出電圧Ｖｄｅｔを得るようにしているため、低インピーダンスで受けることに伴うゲイン不足を補うことができる。
【００５１】
本実施形態に係る発光素子駆動装置ではさらに、増幅部１４の後段において、増幅部１４の出力電流Ｉｏｕｔ１から補償電流Ｉａと等しい電流値の電流を差し引いて、その残りの電流Ｉｏｕｔ１−Ｉａを負荷１９−１に流すようにしているため、負荷１９−１にはバイアス電流Ｉｂｉａｓ分の電流が流れるだけとなる。これにより、負荷１９−１の両端に得られる光量検出電圧ＶｄｅｔをＧＮＤレベルに近づけることができるため、ダイナミックレンジを気にせずに差動アンプ１７１を設計でき、また受光器１２の出力端子電圧をＧＮＤレベルに近づけることができるため、受光器１２のバイアス電圧を確保することが可能になる。
【００５２】
ところで、目標光量に対応する補償電流Ｉａをインピーダンス変換回路１４１の前段で流し込んだ後、その後段で同じ電流値の電流を差し引いたとしても、電流源の出力インピーダンスが有限で出力電流が出力電圧に依存し変動するため相殺誤差の発生は避けられない。そこで、本実施形態に係る発光素子駆動装置においては、補償電流供給回路１３、増幅部１４、負荷抵抗１９−１、および電流制御回路１５と同じ回路構成の補償電流供給回路２１、増幅部２２、負荷抵抗１９−２、および電流制御回路２３で基準電圧生成回路１６を構成し、補償電流Ｉａを基に生成した基準電圧Ｖｒｅｆを差動アンプ１７１にその非反転入力として与えるようにしている。これにより、電流源の出力インピーダンスが有限であることに起因して発生する誤差が差動アンプ１７１の入力段で相殺されるため、光量制御の精度を上げることができる。
【００５３】
増幅部１４において、インピーダンス変換回路１４１についてはカレントミラー回路を用いて構成している。カレントミラー回路以外に、オペアンプなどを用いてインピーダンス変換回路１４１を構成することも可能である。しかし、カレントミラー回路は回路構成が簡単であるため、回路規模を小さく構成できる利点がある。ただし、カレントミラー回路は流す電流が小さいと応答性が悪くなる。そのため、カレントミラー回路にバイアス電流Ｉｂｉａｓを流す方法が一般的に採られる。
【００５４】
ところが、カレントミラー回路の入力側でバイアス電流Ｉｂｉａｓを流し込んだら、それと等しい電流をカレントミラー回路の出力側で差し引く必要があり、その減算回路を設ける分だけ回路構成が複雑になるだけでなく流し込んだ電流と差し引いた電流は電流源の動作条件（各端子の電位）が異なるため一致せず、相殺誤差を生じる。そこで、本実施形態に係る発光素子駆動装置では、基準電圧生成回路１６のカレントミラー回路にも同じ電流値のバイアス電流Ｉｂｉａｓを流し込む構成を採っている。これにより、光量検出電圧Ｖｄｅｔ側と基準電圧Ｖｒｅｆ側にバイアス電流Ｉｂｉａｓにそれぞれ起因して重畳される電圧が等しくなり、この重畳電圧が差動アンプ１７１で相殺されることになるため減算処理が不要で、しかも双方のトランジスタが同一条件で動作するため相殺誤差がおきにくいという利点がある。
【００５５】
本実施形態では、２つの発光素子１１−１，１１−２を駆動する場合を例に挙げて説明したが、例えばレーザゼログラフィーにおいて、その光源として多数の発光部を有する面発光レーザの駆動に適用する場合には、多数の発光部が駆動対象となる。そして、多数の発光部に対応した各ｃｈ毎に光量制御を行うことになる。
【００５６】
このように、例えばレーザゼログラフィーにおいて、その光源として多数の発光部を有する面発光レーザの駆動に本実施形態に係る発光素子駆動装置を用いることにより、１ｃｈでの光量制御時間を従来の端面発光レーザの光量制御時間並みにできるので走査効率を向上できる。また、光量制御に当たって、寄生容量の大きく、受光面積が大きな受光器（例えば、フォトダイオード）を使用できるので、光学系の精度を上げる必要がなく、低コスト化に寄与できる。さらに、モニター光量が小さくても光量制御が可能であることによって感光体への光量割合が増え、面発光レーザを低い光量で使用することができるため、その分だけ面発光レーザの信頼性を向上できるとともに長寿命化が可能になる。
【００５７】
ここで、負荷１９（１９−１，１９−２）の具体的な構成の一例について図２を用いて説明する。
【００５８】
負荷１９は、抵抗値が異なる例えば２つの抵抗Ｒａ，Ｒｂを有している。抵抗Ｒａ，Ｒｂの各一端は共通に接続されて接地（ＧＮＤ）されている。抵抗Ｒａ，Ｒｂの各他端には、スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂの各一端が接続されている。ＳＷＡａ，ＳＷｂの各他端は共通に接続され、差動アンプ１７１の反転入力端子／非反転入力端子に接続される。スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂは一方がオン状態のとき他方がオフ状態になる。
【００５９】
上記構成の負荷１９、例えば負荷１９−１は、インピーダンス変換回路１４１でインピーダンス変換された光電流Ｉｐｄを電圧変換することによって光量検出電圧Ｖｄｅｔを得る。この電圧変換の際、スイッチＳＷＡａ，ＳＷｂによって抵抗Ｒａ，Ｒｂを切り替えることで負荷１９の抵抗値を変えることにより、ゲインの調整が可能である。このように、負荷１９の抵抗値を可変とすることにより、発光素子１１−１，１１−２の発光効率や受光器１２へ入射する光量の割合によって適正なゲインが変わった場合には、負荷１９（１９−１，１９−２）の抵抗値を調整することにより、光量制御の精度と収束性を両立できる最適なゲインを選択することができる。
【００６０】
図３は、本実施形態に係る発光素子駆動装置の具体的な回路例を示す回路図である。ここでは、発光素子１１−１／１１−２を半導体レーザＬＤとし、受光器１２をフォトダイオードＰＤとして説明するものとする。図１と図３の対応関係においては、図１の駆動回路１８−１／１８−２が、図３の駆動電流制御回路１８Ａおよび駆動電圧制御回路１８Ｂに対応している。また、図３では、１つの発光素子、即ち発光素子１１−１，１１−２の一方の駆動系のみを示しており、マルチレーザビームの場合には駆動電流制御回路１８Ａおよび駆動電圧制御回路１８Ｂからなる駆動回路がビームビーム数だけ並列的に配置されることになる。
【００６１】
駆動電流制御回路１８Ａは、アナログインバータ１１１、リミット電圧発生回路１１２、比較器１１３、電流源１１４、コンデンサＣ５１およびスイッチＳＷ５１，ＳＷ５２，ＳＷ５３によって構成されている。この駆動電流制御回路１８Ａでは、半導体レーザＬＤの発光光量が規定光量（目標光量）となるように当該半導体レーザＬＤの駆動電流の制御が行われる。この駆動電流制御回路１８Ａには、差分検出回路１７で検出される誤差電圧が駆動電圧制御回路１８Ｂを介して光量制御電圧Ｖｃｏｎｔとして供給される。
【００６２】
この光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、スイッチＳＷ５１を経由し、アナログインバータ１１１で反転されてスイッチＳＷ５１の入力側の端子に与えられる。コンデンサＣ５１は、電源ＶＤＤとスイッチＳＷ５１の出力側の端子との間に接続されることによって当該スイッチＳＷ５１と共にサンプルホールド回路を構成している。このサンプルホールド回路は、アナログインバータ１１１で反転されて与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔをサンプルホールドする。
【００６３】
リミット電圧発生回路１１２、比較器１１３およびスイッチＳＷ５２は、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流を制限するための電流制限回路（リミッター）を構成している。リミット電圧発生回路１１２は、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流を制限するリミット電流に対応するリミット電圧Ｖｌｉｍを発生する。比較器１１３は、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍを反転（−）入力とし、アナログインバータ１１１およびスイッチＳＷ１１を通して与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを非反転（＋）入力としており、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔがリミット電圧Ｖｌｉｍを上回ったときに比較出力が反転する。
【００６４】
スイッチＳＷ５２は、アナログインバータ１１１およびスイッチＳＷ５１を通して与えられる光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを一方の入力とし、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍを他方の入力としており、通常の光量制御時には光量制御電圧Ｖｃｏｎｔを選択し、比較器１１３の比較出力が反転したときには、当該比較出力の反転に応答して光量制御電圧Ｖｃｏｎｔに代えてリミット電圧Ｖｌｉｍを選択する。
【００６５】
スイッチＳＷ５２によって選択される光量制御電圧Ｖｃｏｎｔまたはリミット電圧Ｖｌｉｍは、電流源１１４にその制御電圧として与えられる。電流源１１４はその一端が電源ＶＤＤに接続されている。スイッチＳＷ５３は、一端が電流源１１４の他端に、他端が半導体レーザＬＤのアノード（駆動端）にそれぞれ接続されている。
【００６６】
かかる構成の駆動電流制御回路１８Ａにおいて、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、インバータ１１１で反転された後、スイッチＳＷ５１およびコンデンサＣ５１からなるサンプルホールド回路によってサンプルホールドされる。このサンプルホールドされた光量制御電圧Ｖｃｏｎｔは、スイッチＳＷ５２によって選択されることにより、電流源１１４にその制御電圧として与えられ、電流源１１４からスイッチＳＷ５３を通して半導体レーザＬＤに供給される駆動電流を制御する。
【００６７】
これにより、駆動電流制御回路１８Ａでは、半導体レーザＬＤの光量が差分検出回路１７の基準電圧Ｖｒｅｆで決まる規定光量（目標光量）となるように、当該半導体レーザＬＤの駆動電流の制御が行われる。これが、半導体レーザＬＤのレーザパワーを、基準電圧Ｖｒｅｆで規定されるパワーになるように制御するＡＰＣ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ；自動光量制御）である。
【００６８】
サンプルホールド後の光量制御電圧Ｖｃｏｎｔはさらに、比較器１１３において、リミット電圧発生回路１１２で発生されるリミット電圧Ｖｌｉｍと比較される。比較器１１３は、光量制御電圧Ｖｃｏｎｔがリミット電圧Ｖｌｉｍを上回るとき比較出力が反転し、スイッチＳＷ５２を切り替え制御する。これにより、スイッチＳＷ５２は、それまで選択していた光量制御電圧Ｖｃｏｎｔに代えてリミット電圧Ｖｌｉｍを選択して、半導体レーザＬＤにその制御電圧として与える。その結果、駆動電流制御回路１８Ａにおいては、半導体レーザＬＤに流れる駆動電流が、リミット電圧Ｖｌｉｍに対応した一定のリミット電流になるように電流制限が行われる。
【００６９】
駆動電圧制御回路１８Ｂは、差動アンプ１２１、４つのスイッチＳＷ５４〜ＳＷ５７およびコンデンサＣ５２によって構成されている。この駆動電圧制御回路１８Ｂでは、駆動電流制御回路１１によって規定光量に制御されているときの半導体レーザＬＤの端子電圧を基に、点灯時に当該半導体レーザＬＤに印加する駆動電圧の制御が行われる。
【００７０】
差動アンプ１２１は、差分検出回路１７の出力電圧を比反転入力としており、反転入力端子と出力端子がスイッチＳＷ５７によってショートされた場合にバッファとして動作するようになっている。スイッチＳＷ５４は、その一端が差動アンプ１２１の出力端子に接続されている。コンデンサＣ５２は、スイッチＳＷ５４の他端とグランドとの間に接続されることによって当該スイッチＳＷ５４と共にサンプルホールド回路を構成している。
【００７１】
スイッチＳＷ５５は、一端がスイッチＳＷ５４の他端に、他端が半導体レーザＬＤのアノードにそれぞれ接続されている。スイッチＳＷ５６は、一端がスイッチＳＷ５５の他端および半導体レーザＬＤのアノードに、他端が差動アンプ１２１の反転入力端子にそれぞれ接続されている。
【００７２】
かかる構成の駆動電圧制御回路１２において、半導体レーザＬＤの駆動電流の制御時、即ちＡＰＣ時（光量制御時）には、スイッチＳＷ５４，ＳＷ５５，ＳＷ５７が共にオフ状態、スイッチＳＷ２４がオン状態になる。すると、差分検出回路１７で検出される誤差電圧が差動アンプ１２１およびスイッチＳＷ５６を経由して半導体レーザＬＤに印加され、フィードバックループが形成される。
【００７３】
また、光量制御後の半導体レーザＬＤの変調時には、スイッチＳＷ５４，ＳＷ５７が共にオン状態、スイッチＳＷ５５，ＳＷ５６が共にオフ状態になる。すると、差動アンプ１２１の出力電圧、即ち光量制御終了時の半導体レーザＬＤの端子電圧がコンデンサＣ５２にホールドされる。そして、コンデンサＣ５２のホールド電圧は、半導体レーザＬＤの点灯時に、スイッチＳＷ５５がオンすることにより、当該スイッチＳＷ５５を介して半導体レーザＬＤの駆動端（アノード）にその駆動電圧として印加される。
【００７４】
上述した駆動電流制御回路１８Ａおよび駆動電圧制御回路１８Ｂからなる駆動回路１８−１／１８−２において、スイッチＳＷ５３，ＳＷ５５，ＳＷ５６が、図１のスイッチ２０−１／２０−２に対応している。
【００７５】
差分検出回路１７は、図１の場合と同様に、差動アンプ１７１およびサンプルホールド回路１７２によって構成され、光量検出電圧Ｖｄｅｔの基準電圧Ｖｒｅｆに対する差分（誤差電圧）を検出する。ただし、差動アンプ１４１の反転入力端子と出力端子との間には、スイッチＳＷ５８およびコンデンサＣ５３が直列に接続されている。サンプルホールド回路１７２を構成するスイッチＳＷ５９およびコンデンサ５４は、図１のスイッチＳＷおよびコンデンサＣ１／Ｃ２にそれぞれ対応している。
【００７６】
かかる構成の差分検出回路１７において、差動アンプ１７１は、半導体レーザＬＤの光量に応じた光量検出電圧Ｖｄｅｔを、半導体レーザＬＤの目標光量に対応して設定されている基準電圧Ｖｒｅｆと比較してその差分、即ち誤差電圧を出力する。差動アンプ１７１の出力電圧（誤差電圧）は、サンプルホールド回路１７２に与えられ、光量制御時にスイッチＳＷ５９がオンすることによってコンデンサ５４にホールドされる。
【００７７】
続いて、本実施形態に係る発光素子駆動装置の変形例について説明する。
【００７８】
（第１変形例）
図４は、本実施形態の第１変形例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図であり、図中、図１と同等部分には同一符号を付して示している。
【００７９】
第１変形例に係る発光素子駆動装置では、光量検出電圧Ｖｄｅｔの系と基準電圧Ｖｒｅｆの系に、差動アンプ１７１の反転入力端子と非反転入力端子との間に接続された負荷１９を共通に使用するとともに、双方のインピーダンス変換回路１４１，２２１の入力段で加算したバイアス電流Ｉｂｉａｓを相殺した後の電流Ｉｏｕｔ１−Ｉａを負荷１９にその一端側から流し込み、その他端側からは補償電流Ｉａを流し込む構成となっている。具体的には、バイアス電流Ｉｂｉａｓを相殺するために、双方の電流源（図１の電流源１５１と電流源２３１）は、トランジスタ２段のカスコード接続のカレントミラー回路３１によって構成されている。
【００８０】
カレントミラー回路３１は、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２１と、このＭＯＳトランジスタＱ２１とゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２２と、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースがＭＯＳトランジスタＱ２１のゲート・ドレインに接続されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２３と、このＭＯＳトランジスタＱ２３とゲートが共通に接続され、ソースがＭＯＳトランジスタＱ２２のゲート・ドレインに接続されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ２４とから構成されている。そして、ＭＯＳトランジスタＱ２３のゲート・ドレインが折り返し回路２２３のＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインに接続され、ＭＯＳトランジスタＱ２４のドレインが折り返し回路１４３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインに接続されている。
【００８１】
このカレントミラー回路３１において、ＭＯＳトランジスタＱ２３のゲート・ドレインには、基準電圧Ｖｒｅｆ側の増幅部２２の出力電流Ｉｏｕｔ２＋Ｉｂｉａｓ、即ちインピーダンス変換回路２２１の入力段で補償電流Ｉａにバイアス電流Ｉｂｉａｓを加算した電流Ｉａ＋Ｉｂｉａｓが流れ込むことで、ＭＯＳトランジスタＱ２４のドレインにも同じ電流Ｉａ＋Ｉｂｉａｓが流れ込む。その結果、光量検出電圧Ｖｄｅｔ側の増幅部１４の出力電流Ｉｏｕｔ１＋Ｉｂｉａｓから電流Ｉａ＋Ｉｂｉａｓが差し引かれるとともに、インピーダンス変換回路１４１，２２１の入力段で加算したバイアス電流Ｉｂｉａｓが相殺されることになる。
【００８２】
このようにして、増幅部１４の出力電流Ｉｏｕｔから補償電流Ｉａに応じた電流が差し引かれ、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓが相殺された後の電流Ｉｏｕｔ−Ｉａが負荷１９にその一端側から流れ込む。また、補償電流Ｉａと電流値が等しい電流が電流源２１１から反転入力端子と出力端子とが共通に接続されたオペアンプからなるバッファ２４を介して負荷１９にその他端側から流れ込む。これにより、差動アンプ１７１の非反転入力端子にはほぼＧＮＤレベル（ゼロレベル）に固定の基準電圧Ｖｒｅｆが与えられ、反転入力端子には同じレベル（目標光量時）の光量検出電圧Ｖｄｅｔが与えられることになる。
【００８３】
上述したように、第１変形例に係る発光素子駆動装置では、光量検出電圧Ｖｄｅｔの系と基準電圧Ｖｒｅｆの系に同一の負荷１９を用いるとともに、バイアス電流Ｉｂｉａｓを相殺した後の電流Ｉｏｕｔ１−Ｉａを負荷１９にその一端側から流し込み、その他端側からは補償電流Ｉａを流し込むようにしているため、負荷１９の両端に発生する電圧、即ち差動アンプ１７１の反転入力端子および非反転入力端子の各端子電圧からオフセット分を差し引くことができる。
【００８４】
これにより、カレントミラー回路の応答性を高めるためにバイアス電流Ｉｂｉａｓの電流値を大きく設定しても、負荷１９の端子電圧が大きく変動し、差動アンプ１７１の動作電圧範囲を越えるようなことを回避できるため、ダイナミックレンジを気にせずに差動アンプ１７１を設計できる。換言すれば、差動アンプ１７１のダイナミックレンジを気にすることなく、バイアス電流Ｉｂｉａｓの電流値を設定できるため、当該電流値を大きく設定することによってカレントミラー回路の応答性をより向上できることになる。また、二つの回路を同一に作っているため増幅部１４，２２の出力電流は光電流分を除いては一致する。この二つの出力を入出力間の電流が高い精度で一致するカスコード接続のカレントミラー回路で差し引いているため相殺誤差を非常に小さく抑えることが可能である。
【００８５】
特に、第１変形例に係る発光素子駆動装置では、二つの回路を同一に作っているため増幅部１４，２２の出力電流は高い精度で一致する。また、増幅部１４の出力電流Ｉｏｕｔから補償電流Ｉａに応じた電流を差し引くとともに、バイアス電流Ｉｂｉａｓを相殺するために、トランジスタ２段のカスコード接続のカレントミラー回路３１を用いているため、出力電流Ｉｏｕｔから補償電流Ｉａに応じた電流を差し引くと同時に、バイアス電流Ｉｂｉａｓを確実に相殺できるため、電流源の出力インピーダンスが有限であることに起因する相殺誤差の発生を確実に防止することができる。
【００８６】
（第２変形例）
図５は、本実施形態の第２変形例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図であり、図中、図４と同等部分には同一符号を付して示している。
【００８７】
第２変形例に係る発光素子駆動装置においては、第１変形例に係る発光素子駆動装置におけるトランジスタ２段のカスコード接続のカレントミラー回路３１に代えて、カレントミラー回路３２、オペアンプ３３およびＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ３１を用い、負帰還によって増幅部１４，２２の入出力電圧が等しくなるように制御する構成となっている。
【００８８】
カレントミラー回路３２は、ゲートとドレインが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ３２と、このＭＯＳトランジスタＱ３２とゲートが共通に接続され、ソースが接地されたＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ３３とからなり、ＭＯＳトランジスタＱ２３のゲート・ドレインが折り返し回路２２３のＭＯＳトランジスタＱ１８のドレインに接続された構成となっている。
【００８９】
ＭＯＳトランジスタＱ３１は、ソースがＭＯＳトランジスタＱ３３のドレインに、ドレインが折り返し回路１４３のＭＯＳトランジスタＱ１４のドレインにそれぞれ接続され、オペアンプ３３の出力をゲート入力としている。オペアンプ３３は、非反転入力端子がバッファ２４の出力端子に、反転入力端子がＭＯＳトランジスタＱ３１のソースにそれぞれ接続されることによって負帰還ループを形成している。
【００９０】
上述したように、第２変形例に係る発光素子駆動装置では、第１変形例に係る発光素子駆動装置におけるトランジスタ２段のカスコード接続のカレントミラー回路３１に代えて、オペアンプ３３およびＮｃｈＭＯＳトランジスタＱ３１による負帰還によって増幅部１４，２２の入出力電圧が等しくなるように制御する構成を採っているため、トランジスタ２段のカスコード接続のカレントミラー回路３１の場合に比べてトランジスタ１個分の電圧降下がなくなる。これにより、当該電圧降下分だけ動作電圧範囲が広がるため、電源電圧ＶＤＤの低電圧化が可能になり、例えば単一５Ｖ電源での動作が可能になる。
【００９１】
上述した第１，第２変形例に係る発光素子駆動装置において、負荷１９としては、図２に示す構成のものを用いることができる。この場合、図２において、ＧＮＧ側の端子がバッファ２４の出力端子に接続される。この場合にも、発光素子１１−１，１１−２の発光効率や受光器１２へ入射する光量の割合によって適正なゲインが変わった際には、負荷１９の抵抗値を切り替えることにより、先述した実施形態に係る発光素子駆動装置と同様に、光量制御の精度と収束性を両立できる最適なゲインを選択することができる。
【００９２】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る発明によれば、受光手段から光電流が出力されないときは、補償電流供給手段から目標光量に対応した補償電流を出力ラインに供給することにより、光量制御を行う回路系の入力電位の変動を抑制できるため、光量制御の収束性を向上できる。したがって、光量制御の応答性と制御精度を両立することができる。
【００９３】
請求項２に係る発明によれば、増幅手段の入力側で重畳した補償電流を増幅手段の出力側で差し引いて、その残りの電流を負荷に流すことにより、負荷に発生する検出電圧をＧＮＤレベルに近づけることができるため、次段の差分検出手段について、ダイナミックレンジを気にせずに設計することができる。
【００９４】
請求項３に係る発明によれば、出力ラインを通して供給される光電流をインピーダンス変換回路で受け、当該インピーダンス変換回路でインピーダンスを上げた後、負荷で電圧変換して検出電圧を得ることにより、低インピーダンスで受けることに伴うゲイン不足を補うことができるため、光量制御に当たって、寄生容量が大きく、受光面積が大きい受光手段を用いることができる。
【００９５】
請求項４に係る発明によれば、インピーダンス変換回路をカレントミラー回路によって構成するようにしたことにより、カレントミラー回路は回路構成が簡単であるため、回路規模を小さく構成できる。
【００９６】
請求項５に係る発明によれば、流す電流が小さいと応答性が悪くなる傾向にあるカレントミラー回路に対して、光電流または補償電流にバイアス電流を重畳して流し込むことにより、その分だけカレントミラー回路に流す電流を大きくできるため当該カレントミラー回路の応答性を向上できる。
【００９７】
請求項６に係る発明によれば、検出電圧を発生する回路と相似の回路構成によって基準電圧を生成して検出電圧と共に差分検出手段に与えるようにすることにより、検出電圧を発生する回路を構成する電流源の出力インピーダンスが有限であることに起因して誤差分が発生したとしても、当該誤差分を差分検出手段で確実に相殺することができる。
【００９８】
請求項７に係る発明によれば、基準電圧側のカレントミラー回路にも、検出電圧側と同じ電流値のバイアス電流を流し込むようにすることにより、検出電圧側と基準電圧側にバイアス電流にそれぞれ起因して重畳される電圧が等しくなり、この重畳電圧は差分検出手段で相殺されることになるため、流し込んだバイアス電流を差し引くための処理が不要になり、その分だけ回路構成を簡略化することができる。
【００９９】
請求項８に係る発明によれば、検出電圧の系と基準電圧の系に同一の負荷を使用するとともに、バイアス電流を相殺した後の電流を負荷に流し込むようにすることにより、当該負荷の両端に発生する電圧をほぼＧＮＤレベルに固定できるため、カレントミラー回路の応答性を高めるためにバイアス電流の電流値を大きく設定しても、負荷の端子電圧が大きく変動し、差分検出手段の動作電圧範囲を越えるようなことを回避できる。したがって、ダイナミックレンジを気にせずに、差分検出手段を設計できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図２】負荷の具体的な構成の一例を示す回路図である。
【図３】本実施形態に係る発光素子駆動装置の具体的な回路例を示す回路図である。
【図４】本発明の第１変形例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第２変形例に係る発光素子駆動装置の構成を示す回路図である。
【符号の説明】
１１−１，１１−２…発光素子、１２…受光器、１３，２１…補償電流供給回路、１４，２２…増幅部、１５，２３…電流制御回路、１６…基準電圧生成回路、１７…差分検出回路、１８−１，１８−２…駆動回路、１９，１９−１，１９−２…負荷[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a driving device for a light emitting device, and more particularly to a driving device for a light emitting device suitable for driving a laser device used as a light source for laser xerography.
[0002]
[Prior art]
In the field of laser xerography using a laser element as a light source, demands for higher resolution and higher speed are increasing. There is a limit to the speed at which on / off control of the driving of the laser element is performed according to the input image data (hereinafter, referred to as modulation speed). When the number of laser beams is one, the modulation speed must be sacrificed in order to increase not only the resolution in the main scanning direction but also the resolution in the sub-scanning direction. Therefore, the only way to increase the resolution in the sub-scanning direction without increasing the modulation speed is to increase the number of laser light beams. When the number of laser beams is, for example, four, assuming that the modulation speed is the same as one, the resolution in the main scanning and sub-scanning directions can be doubled.
[0003]
A semiconductor laser used as a light source for laser xerography includes an edge-emitting laser element having a structure in which laser light is extracted in a direction parallel to the active layer (hereinafter, referred to as an edge-emitting laser), and a laser beam perpendicular to the active layer. Surface emitting laser elements (hereinafter referred to as surface emitting lasers) having a structure to be taken out in various directions. Conventionally, in laser xerography, an edge emitting laser has generally been used as a laser light source.
[0004]
However, from the viewpoint of increasing the number of laser light beams, edge emitting lasers are considered to be technically difficult, and structurally, surface emitting lasers increase the number of laser light beams more than edge emitting lasers. It is advantageous. For these reasons, in recent years, in the field of laser xerography, in order to respond to the demand for higher resolution and higher speed, an apparatus using a surface emitting laser capable of emitting a large number of laser light beams as a laser light source. Is being developed.
[0005]
By the way, in a driving device of a semiconductor laser, an automatic light amount control circuit that detects the light amount of the semiconductor laser with a light receiver and automatically controls the light amount based on the detected light amount is used. In controlling the light amount, in the case of a surface emitting laser, a part of the emitted light is separated by an optical system including a half mirror due to a structural constraint that the laser light is emitted in a direction perpendicular to the active layer, and the separated light is separated. A configuration is adopted in which the light amount of a surface emitting laser is detected by making light incident on a light receiver as monitor light.
[0006]
As described above, when the surface emitting laser, the optical system, and the light receiving device are assembled, the positional accuracy of the devices is poor, and the monitor light can be reliably received under such circumstances. It is necessary to set a large light receiving area of the light receiving device, so that the parasitic capacitance of the light receiving device becomes very large. For this reason, in a circuit system that controls the light amount in response to the detection output of the light receiver, the response required for the light amount control cannot be secured unless the detection output of the light receiver is received with low impedance.
[0007]
In addition, in the case of a surface emitting laser, the output current (photocurrent) of the light receiving device itself is extremely small due to an optical system including a half mirror interposed between the surface emitting laser and the light receiving device. Is about 100 μA, whereas it is a weak current of about several μA. If such a weak photocurrent is converted into a voltage with a load having a low resistance value, the light quantity detection voltage of the surface emitting laser is two orders of magnitude lower than that of the edge emitting laser.
[0008]
By the way, in the light amount control circuit, conventionally, when a photocurrent is input from the photodetector, a reference current for canceling the photocurrent is supplied, thereby suppressing a change in the input potential and enabling a light amount control with less overshoot. (For example, see Patent Document 1). As described above, by adopting a configuration in which the reference current is not determined as a result of the negative feedback but flows a predetermined current as the reference current, there is an advantage that there is no instability such as occurrence of oscillation due to the negative feedback. .
[0009]
[Patent Document 1]
JP-A-59-90242
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional technique according to Patent Document 1 has the following problems.
1) In order to supply a sufficient bias to the photodiode with a single power supply of 5 V, the input potential needs to be close to the GND level. However, a single power supply cannot take a cascode configuration, and the current value of the reference current source fluctuates depending on the input potential. Therefore, the accuracy of light quantity control cannot be obtained.
2) In the case of CMOS, the gain of the amplifier is lower than that of bipolar. On the other hand, the light detection current of a surface emitting laser has a large parasitic capacitance of a photodiode and a very small current, as described above. To control the light amount by feedback, the gain is insufficient by about 20 dB.
[0011]
A preamplifier is required to compensate for the lack of gain of the CMOS amplifier, and a high speed that does not affect the phase of the negative feedback is required. As a preamplifier method
1) Voltage amplification.
2) Increase the impedance with the current mirror circuit and increase the load resistance to increase the voltage gain.
Can be considered.
[0012]
However, in the method 1), since the GB product (Gain Band width product) is constant, the cut-off frequency fc is reduced by one digit when the gain is 20 dB, and when there are multiple stages, complicated, phase delay and offset problems occur. . In addition, stability cannot be ensured unless negative feedback is applied. In the method 2), the mirror ratio is determined by design, so that the stability is high. Since it is not a negative feedback, the problem of oscillation and phase delay is small, but the response of the current mirror circuit is small when the current flowing is small. bad.
[0013]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a light emitting element driving device capable of achieving both responsiveness and control accuracy of light quantity control.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
2. The light-emitting device driving device according to claim 1, wherein the light-receiving device receives light emitted from the light-emitting device, and outputs a compensation current corresponding to a target light amount when no photocurrent is output from the light-receiving device. A compensating current supply unit, an amplifying unit that supplies a current corresponding to the photocurrent or the compensating current supplied through the output line to a load, and a reference voltage generating unit that generates a reference voltage based on the compensating current. A difference detection unit that detects a difference between the reference voltage generated by the reference voltage generation unit and a detection voltage generated in the load, and a driving unit that drives the light emitting element based on a detection output of the difference detection unit. And a configuration including:
[0015]
In the light emitting element driving device having the above configuration, when the photocurrent is not output from the light receiving unit, a compensation current corresponding to the target light amount is supplied from the compensation current supply unit to the output line. Even if the photocurrent is no longer output from the device, a compensation current having the same current value as the photocurrent at the time of the light quantity control flows through the output line. In addition, since the current corresponding to the compensation current always flows on the reference voltage side, the light amount control is performed based on the difference between the reference voltage and the voltage generated in the load, thereby suppressing the fluctuation of the input potential of the circuit system for controlling the light amount. Therefore, the convergence of the light quantity control can be improved. Furthermore, the output line side and the reference voltage are generated by a circuit having the same configuration. Even if an error occurs because the respective terminal potentials of the respective transistors are equal, the errors are equally generated in both terminals, and the error is canceled at the stage of taking the difference between them. Therefore, the accuracy of light quantity control can be maintained at a high level.
[0016]
According to a second aspect of the present invention, in the light emitting element driving apparatus according to the first aspect, the light emitting element driving apparatus further includes a current control unit for subtracting a current equal to the compensation current from a current supplied to the load from the amplification unit. It has become. In the light emitting element driving device having such a configuration, the compensation current superimposed on the input side of the amplifying means is subtracted on the output side of the amplifying means, and the remaining current is caused to flow to the load. Is deducted. Thus, the difference detection means at the next stage can be designed without concern for the dynamic range. Also in this case, even if there is an error when subtracting a current equal to the compensation current on the output line side and the compensation current on the reference voltage side, the error is canceled by taking the difference.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the first aspect, the amplifying means has an impedance conversion circuit for converting an input impedance to a higher output impedance. I have. In the light emitting element driving device having such a configuration, a photocurrent supplied through an output line is received by an impedance conversion circuit, and the impedance is increased by the impedance conversion circuit. Can compensate for the shortage of gain caused by the reception. In this case, since the gain can be adjusted by changing the resistance value of the load for voltage conversion after impedance conversion, the appropriate gain has changed depending on the luminous efficiency of the light emitting element and the ratio of the amount of light incident on the light receiving means. In this case, by adjusting the resistance value of the load, it is possible to select an optimum gain that can achieve both the accuracy and the convergence of the light amount control. Therefore, a light receiving means having a large parasitic capacitance and a large light receiving area can be used for light quantity control.
[0018]
According to a fourth aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the third aspect, the impedance conversion circuit includes a current mirror circuit that outputs a current corresponding to the photocurrent or the compensation current. . In the light emitting element driving device having such a configuration, since the current mirror circuit has a simple circuit configuration, the circuit scale can be reduced by configuring the impedance conversion circuit using the current mirror circuit.
[0019]
The light-emitting element driving device according to claim 5, wherein the amplification unit superimposes a bias current on the photocurrent or the compensation current and supplies the bias current to the current mirror circuit. It has a configuration having supply means. In the light emitting element driving device having such a configuration, the responsiveness of the current mirror circuit tends to deteriorate when the current flowing therethrough is small. However, the responsiveness can be improved because the current flowing therethrough can be increased by flowing the bias current.
[0020]
According to a sixth aspect of the present invention, in the light emitting element driving device according to the second aspect, the reference voltage generating means has a circuit configuration similar to the compensation current supply means, the amplification means, and the current control means. The current supply unit, the amplification unit, and the current control unit are configured to generate the reference voltage in the load by flowing a current corresponding to the compensation current to the load. In the light emitting element driving device having such a configuration, the reference voltage is generated by a circuit configuration similar to the circuit that generates the detection voltage, and the reference voltage is supplied to the difference detection unit together with the detection voltage. Even if an error occurs due to the finite output impedance, the error can be reliably canceled by the difference detecting means.
[0021]
The light-emitting element driving device according to claim 7, wherein the amplifying means of the reference voltage generating means outputs a current according to the compensation current; And a bias current supply means for superimposing a bias current on the current mirror circuit and supplying the bias current to the current mirror circuit. In the light emitting element driving device having such a configuration, the bias current having the same current value as that of the detection voltage side is also supplied to the current mirror circuit on the reference voltage side, so that the bias current is superimposed on the detection voltage side and the reference voltage side, respectively. The applied voltages are equal. Since this superimposed voltage is canceled by the difference detection means, a process for subtracting the supplied bias current becomes unnecessary.
[0022]
The light emitting element driving device according to claim 8 is the light emitting device driving device according to claim 7, wherein the amplifying means and the amplifying means of the reference voltage generating means supply an output current to the same load, and The control means and the current control means of the reference voltage generation means cancel out the bias current superimposed on the output current of the amplification means and the output current of the amplification means of the reference voltage generation means. In the light emitting element driving device having such a configuration, the same load is used for the system of the detection voltage and the system of the reference voltage, and the current after offsetting the bias current is supplied to the load, so that the voltage generated at both ends of the load is reduced. Of which the offset can be excluded. Thus, even if the current value of the bias current is set to be large in order to enhance the response of the current mirror circuit, it is possible to prevent the terminal voltage of the load from greatly changing and exceeding the operating voltage range of the difference detection means.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the embodiments described below, for example, a semiconductor laser, particularly a GaN blue laser or a single mode surface emitting laser having a large internal resistance is used as a light emitting element to be driven.
[0024]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to one embodiment of the present invention. The light emitting element driving device according to the present embodiment employs a configuration for driving, for example, two light emitting elements 11-1 and 11-2. However, the present invention is not limited to the driving of the two light emitting elements 11-1 and 11-2, and it is a matter of course that a single or three or more light emitting elements may be driven.
[0025]
As is clear from FIG. 1, the light emitting element driving device according to the present embodiment includes a light receiver 12, a compensation current supply circuit 13, and an amplifier 14 in order to drive and control the two light emitting elements 11-1 and 11-2. , A current control circuit 15, a reference voltage generation circuit 16, a difference detection circuit 17, and two driving circuits 18-1 and 18-2. Here, a configuration of a circuit system of a light amount control circuit for automatically controlling the light emission amounts of the light emitting elements 11-1 and 11-2 to be a target light amount is shown.
[0026]
The light receiver 12 is composed of, for example, a photodiode, receives light emitted from the light emitting elements 11-1-11-2, and outputs a photocurrent Ipd corresponding to the amount of light on the output line L. Here, when the light emitting elements 11-1 and 11-2 are surface emitting lasers, as described above, in order to reliably receive the light emitted from these light emitting elements 11-1 and 11-2, light reception is performed. Since the light receiving area of the photodetector 12 needs to be set large, the parasitic capacitance Co (mainly, the depletion layer capacitance of the photodiode) of the photodetector 12 becomes very large.
[0027]
The compensation current supply circuit 13 includes a current source 131 and a switch 132 connected in series between the power supply VDD and the output line L, and for example, does not perform light amount control on the light emitting elements 11-1 and 11-2. When the switch 132 is turned on (closed), the current of the current source 131 is supplied to the output line L as the compensation current Ia. The compensation current Ia is set according to the target light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 by the set voltage V1.
[0028]
Here, at the time of light quantity control in which the light quantity of the light emitting elements 11-1 and 11-2 is controlled to the target light quantity, a light current Ipd having the same current value as the compensation current Ia is output from the light receiver 12 onto the output line L, Except during control, the compensation current Ia from the compensation current supply circuit 13 is supplied to the output line L. That is, a current (a photocurrent Ipd or a compensation current Ia) having the same current value flows on the output line L at the time of the light amount control and other times.
[0029]
The amplification unit 14 has a configuration including an impedance conversion circuit 141 that converts a low input impedance to a higher output impedance. In the impedance conversion circuit 141, the gate and the drain are commonly connected to the output line L, the source is grounded, and the gate is commonly connected to the gate and drain of the MOS transistor Q11. It is constituted by a current mirror circuit composed of a grounded NchMOS transistor Q12.
[0030]
In the impedance conversion circuit 141 having the current mirror circuit configuration, a current corresponding to the photocurrent Ipd or the compensation current Ia flowing into the drain of the transistor Q11 through the output line L flows to the drain of the transistor Q12. The amplifying unit 14 according to the present circuit example further includes a bias current source 142 connected between the power supply VDD and the common connection point of the drain and the gate of the transistor Q11. The bias current source 142 superimposes the bias current Ibias set by the bias voltage V2 on the photocurrent Ipd or the compensation current Ia flowing into the drain of the transistor Q11.
[0031]
At the subsequent stage of the impedance conversion circuit 141, a folding circuit 143 is provided. This folding circuit 143 has a source connected to the power supply VDD, a gate and a drain commonly connected to the drain of the transistor Q12, a PchMOS transistor Q13, a gate connected to the gate and drain of the MOS transistor Q13, and a source connected to the source. Is a current mirror circuit including a PchMOS transistor Q14 connected to the power supply VDD.
[0032]
In the amplifying unit 14 having the above configuration, that is, in the amplifying unit 14 including the impedance conversion circuit 141, the bias current source 142, and the folding circuit 143, the photocurrent Ipd or the photocurrent Ipd in which the bias current Ibias is superimposed on the drain of the transistor Q11 of the impedance conversion circuit 141 When the compensation current Ia flows, an output current Iout1 corresponding to the current flows out from the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 143.
[0033]
The current control circuit 15 includes a current source 151 connected between the output terminal of the amplification unit 14, that is, the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 143 and the ground GND. The current source 151 subtracts a current Ia having a current value equal to the compensation current Ia from the output current Iout1 of the amplifier 14, and passes the remaining current Iout1-Ia to the load 19-1.
[0034]
Here, when the light amount is the target light amount during the light amount control of the light emitting elements 11-1 and 11-2, the light current Ipd becomes equal to the compensation current Ia set corresponding to the target light amount. When a current corresponding to the bias current Ibias flows through the load 19-1 and the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 deviates from the target light amount, a light current fluctuation corresponding to the light amount fluctuation is represented by ΔIpd. Then, a current corresponding to ΔIpd + Ibias flows through the load 19-1. As a result, a voltage corresponding to a current corresponding to ΔIpd + Ibias is generated as a light amount detection voltage Vdet at both ends of the load 19-1.
[0035]
The reference voltage generation circuit 16 is configured by a circuit similar to the compensation current supply circuit 13, the amplifier 14, and the current control circuit 15. That is, the reference voltage generation circuit 16 includes a compensation current supply circuit 21 including a current source 211, an amplification unit 22 including an impedance conversion circuit 221, a bias current source 222, and a folding circuit 223, a load 19-2, and a current source 231. And a current control circuit 23.
[0036]
In the compensation current supply circuit 21, the current value of the current source 211 is set by the same set voltage V1 as that of the current source 131. As a result, the current value of the current source 211 becomes the same as that of the current source 131, and the compensation current Ia having a current value equal to the compensation current Ia is supplied to the amplifier 22.
[0037]
In the amplifying unit 22, the impedance conversion circuit 221 has an NchMOS transistor Q15 whose gate and drain are commonly connected and whose source is grounded, a gate commonly connected to the gate and drain of the MOS transistor Q15, and a source grounded. And a current mirror circuit including an NchMOS transistor Q16.
[0038]
The bias current source 222 is connected between the power supply VDD and the common drain-gate connection point of the transistor Q15. The folding circuit 223 has a source connected to the power supply VDD, a gate and a drain commonly connected to the drain of the transistor Q16, a PchMOS transistor Q17, a gate and a drain connected to the gate and drain of the MOS transistor Q17. The current mirror circuit is composed of a PchMOS transistor Q17 connected to the power supply VDD.
[0039]
In the current control circuit 23, the current source 231 subtracts the current Ia having the same value as the compensation current Ia from the output current Iout2 of the amplifier 22, and supplies the remaining current Iout2-Ia to the load 19-2. Thus, a current corresponding to the bias current Ibias always flows through the load 19-2. As a result, a voltage corresponding to the current corresponding to the bias current Ibias is generated as the reference voltage Vref at both ends of the load 19-2.
[0040]
The difference detection circuit 17 includes, for example, a differential amplifier 171 and a sample hold circuit 172. The differential amplifier 171 has an inversion (-) input of a light amount detection voltage Vdet generated at both ends of the load 19-1, a non-inversion (+) input of a reference voltage Vref generated at both ends of the load 19-2, and a reference voltage. The difference between Vref and Vref is output as an error voltage.
[0041]
The sample and hold circuit 172 includes a switch SW for switching the driving of the light emitting element 11-1 and the light emitting element 11-2, and capacitors C1 and C2 respectively connected between the two terminals a and b of the switch SW and the ground. It is composed of In the sample and hold circuit 172, when the switch SW is switched to the terminal a when the light emitting element 11-1 is driven, the error voltage detected by the differential amplifier 171 is held by the capacitor C1, and the driving of the light emitting element 11-2 is performed. Sometimes, the switch SW is switched to the terminal b side, so that the error voltage detected by the differential amplifier 171 is held by the capacitor C2.
[0042]
The drive circuits 18-1 and 18-2 respectively drive the light emitting elements 11-1 and 11-2 according to the hold voltages of the capacitors C1 and C2. A switch that is turned on (closed) between the driving circuits 18-1 and 18-2 and each of the light emitting elements 11-1 and 11-2 at the timing of driving the light emitting elements 11-1 and 11-2. 20-1 and 20-2 are provided.
[0043]
The switches 20-1 and 20-2 and the switch 132 of the compensation current supply circuit 13 perform opening and closing operations in conjunction with each other. Specifically, when the switches 20-1 and 20-2 are turned on, the switch 132 is turned off, and when the switches 20-1 and 20-2 are turned off, the switch 132 is turned on. The switches 20-1, 20-2, 132 and the switch SW of the sample hold circuit 172 are controlled to open and close by a controller (not shown).
[0044]
Next, a circuit operation of the light emitting element driving device according to the present embodiment having the above configuration will be described.
[0045]
First, the reference voltage generation circuit 16 generates a reference voltage Vref based on the compensation current Ia corresponding to the target light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2, and supplies the reference voltage Vref to the differential amplifier 171 as its non-inverting input. . Then, based on the reference voltage Vref, light quantity control is performed by the following series of operations so that the light quantity of the light emitting elements 11-1 and 11-2 becomes the target light quantity corresponding to the compensation current Ia.
[0046]
At the time of this light amount control, the switch 132 of the compensation current supply circuit 13 is off (open), so that the compensation current Ia is not supplied from the current source 131 to the output line L. At this time, a photocurrent Ipd corresponding to the light amount of the light emitting elements 11-1 and 11-2 is output from the light receiver 12 to the output line L. This photocurrent Ipd is supplied to the load 19-1 through the amplifier 14, where it is converted into a voltage and applied as a light amount detection voltage Vdet to the differential amplifier 171 as its inverted input.
[0047]
The differential amplifier 171 compares the reference voltage Vref with the light quantity detection voltage Vdet, and outputs an error voltage according to the difference. This error voltage is sampled by the sample and hold circuit 172 and held by the capacitors C1 / C2. Then, the drive circuits 19-1 / 19-2 drive the light emitting elements 11-1 / 11-2 according to the hold voltage of the capacitors C1 / C2. By this series of light amount control, the light amounts of the light emitting elements 11-1 and 11-2 converge to the target light amount corresponding to the compensation current Ia.
[0048]
When the light amount control ends, the photocurrent Ipd is no longer supplied from the light receiver 12 to the output line L. At this time, since the switch 132 of the compensation current supply circuit 13 is turned on (closed), the compensation current Ia of the current source 131 is supplied to the output line L instead of the photocurrent Ipd. Here, since the light current Ipd at the time of light amount control converges on the compensation current Ia, even if the current flowing through the output line L switches from the light current Ipd to the compensation current Ia, the current value flowing through the output line L is the same. is there.
[0049]
As described above, when the photocurrent Ipd is not output from the photodetector 12, the compensation current supply circuit 13 supplies the compensation current Ia corresponding to the target light quantity to the output line L. Even if the photocurrent Ipd is no longer output from the device 12, the compensation current Ia having the same current value as the photocurrent Ipd at the time of the light quantity control flows through the output line L, so that the potential of the output line L, that is, the light quantity control is performed. Fluctuations in the input potential of the circuit system can be suppressed. As a result, the convergence of the light quantity control can be improved, and even if the light emitting elements 11-1 and 11-2 are, for example, surface emitting lasers, the light quantity control can be performed in the same time as the conventional edge emitting laser.
[0050]
When the light emitting elements 11-1 and 11-2 are surface emitting lasers, as described above, the light receiving area of the light receiver 12 needs to be set large due to the problem of the optical system of the surface emitting lasers. Since the capacitance Co is very large, the responsiveness required for light quantity control cannot be ensured unless the photocurrent Ipd output from the light receiver 12 is received with low impedance. On the other hand, in the light emitting element driving device according to the present embodiment, the impedance conversion circuit 141 receives the photocurrent Ipd supplied through the output line L, raises the impedance by the impedance conversion circuit 141, and then increases the impedance by the load 19-1. Since the voltage conversion is performed to obtain the light amount detection voltage Vdet, it is possible to compensate for a gain shortage caused by receiving the light with a low impedance.
[0051]
In the light emitting element driving device according to the present embodiment, further, at the subsequent stage of the amplifier 14, a current having a current value equal to the compensation current Ia is subtracted from the output current Iout1 of the amplifier 14, and the remaining current Iout1-Ia is loaded into the load 19. In this case, only the current corresponding to the bias current Ibias flows through the load 19-1. Thereby, the light amount detection voltage Vdet obtained at both ends of the load 19-1 can be brought close to the GND level, so that the differential amplifier 171 can be designed without concern for the dynamic range, and the output terminal voltage of the light receiver 12 can be reduced. Since the voltage can be approached to the GND level, it becomes possible to secure the bias voltage of the light receiver 12.
[0052]
By the way, even if the compensating current Ia corresponding to the target light quantity is supplied in the previous stage of the impedance conversion circuit 141 and the current of the same current value is subtracted in the subsequent stage, the output impedance of the current source is finite and the output current becomes the output voltage. The occurrence of a cancellation error is inevitable due to the dependence and fluctuation. Therefore, in the light emitting element driving device according to the present embodiment, the compensation current supply circuit 13, the amplification unit 14, the load resistor 19-1, and the compensation current supply circuit 21, the amplification unit 22, which have the same circuit configuration as the current control circuit 15, The load resistor 19-2 and the current control circuit 23 constitute a reference voltage generation circuit 16, and the reference voltage Vref generated based on the compensation current Ia is supplied to the differential amplifier 171 as its non-inverting input. As a result, an error generated due to the finite output impedance of the current source is canceled at the input stage of the differential amplifier 171, so that the accuracy of light quantity control can be improved.
[0053]
In the amplifier 14, the impedance conversion circuit 141 is configured using a current mirror circuit. In addition to the current mirror circuit, the impedance conversion circuit 141 can be configured using an operational amplifier or the like. However, since the current mirror circuit has a simple circuit configuration, there is an advantage that the circuit scale can be reduced. However, the response of the current mirror circuit deteriorates when the current flowing therethrough is small. Therefore, a method of flowing a bias current Ibias through a current mirror circuit is generally adopted.
[0054]
However, when the bias current Ibias is supplied at the input side of the current mirror circuit, it is necessary to subtract an equivalent current at the output side of the current mirror circuit. Since the current and the subtracted current have different operating conditions (potential of each terminal) of the current source, they do not match, and a cancellation error occurs. Therefore, the light-emitting element driving device according to the present embodiment adopts a configuration in which the bias current Ibias having the same current value flows into the current mirror circuit of the reference voltage generation circuit 16. As a result, the voltages superimposed on the light amount detection voltage Vdet side and the reference voltage Vref side due to the bias current Ibias become equal, and the superimposed voltages are canceled by the differential amplifier 171, so that the subtraction processing is unnecessary. In addition, since both transistors operate under the same conditions, there is an advantage that a cancellation error hardly occurs.
[0055]
In the present embodiment, the case where two light emitting elements 11-1 and 11-2 are driven has been described as an example. However, for example, in laser xerography, driving of a surface emitting laser having a large number of light emitting units as a light source is performed. When applied, a large number of light emitting units are to be driven. Then, the light amount control is performed for each channel corresponding to a large number of light emitting units.
[0056]
As described above, for example, in laser xerography, by using the light emitting element driving device according to the present embodiment to drive a surface emitting laser having a large number of light emitting units as its light source, the light amount control time in one channel can be reduced by the conventional edge emission. Scanning efficiency can be improved because the light amount control time of the laser can be made about the same. Further, in controlling the light amount, a photodetector (for example, a photodiode) having a large parasitic capacitance and a large light receiving area can be used, so that it is not necessary to increase the precision of the optical system, which can contribute to cost reduction. In addition, the ability to control the amount of light even when the monitor light amount is small enables the ratio of light amount to the photoconductor to increase, and the surface emitting laser can be used with a low light amount, thereby improving the reliability of the surface emitting laser. As well as a longer life.
[0057]
Here, an example of a specific configuration of the load 19 (19-1, 19-2) will be described with reference to FIG.
[0058]
The load 19 has, for example, two resistors Ra and Rb having different resistance values. One ends of the resistors Ra and Rb are commonly connected and grounded (GND). One ends of the switches SWAa and SWb are connected to the other ends of the resistors Ra and Rb, respectively. The other ends of SWAa and SWb are commonly connected, and are connected to an inverting input terminal / non-inverting input terminal of the differential amplifier 171. When one of the switches SWAa and SWb is on, the other is off.
[0059]
The load 19 having the above configuration, for example, the load 19-1, obtains the light amount detection voltage Vdet by voltage-converting the photocurrent Ipd whose impedance has been converted by the impedance conversion circuit 141. At the time of this voltage conversion, the gain can be adjusted by changing the resistance value of the load 19 by switching the resistances Ra and Rb by the switches SWAa and SWb. As described above, by making the resistance value of the load 19 variable, when the appropriate gain changes depending on the luminous efficiency of the light emitting elements 11-1 and 11-2 and the ratio of the amount of light incident on the light receiver 12, the load is changed. By adjusting the resistance values of 19 (19-1, 19-2), it is possible to select an optimal gain that can achieve both the accuracy and the convergence of the light amount control.
[0060]
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a specific circuit example of the light emitting element driving device according to the present embodiment. Here, the light emitting elements 11-1 and 11-2 are described as semiconductor laser LDs, and the light receiver 12 is described as a photodiode PD. In the correspondence between FIG. 1 and FIG. 3, the drive circuits 18-1 and 18-2 in FIG. 1 correspond to the drive current control circuit 18A and the drive voltage control circuit 18B in FIG. FIG. 3 shows only one drive system of one light emitting element, that is, one of the light emitting elements 11-1 and 11-2. In the case of a multi-laser beam, the drive current control circuit 18A and the drive voltage control circuit 18B Are arranged in parallel by the number of beam beams.
[0061]
The drive current control circuit 18A includes an analog inverter 111, a limit voltage generation circuit 112, a comparator 113, a current source 114, a capacitor C51, and switches SW51, SW52, and SW53. In the drive current control circuit 18A, the drive current of the semiconductor laser LD is controlled so that the light emission amount of the semiconductor laser LD becomes a specified light amount (target light amount). An error voltage detected by the difference detection circuit 17 is supplied to the drive current control circuit 18A as a light amount control voltage Vcont via a drive voltage control circuit 18B.
[0062]
The light amount control voltage Vcont is inverted by the analog inverter 111 via the switch SW51, and applied to the input terminal of the switch SW51. The capacitor C51 is connected between the power supply VDD and a terminal on the output side of the switch SW51 to form a sample and hold circuit together with the switch SW51. This sample-and-hold circuit samples and holds the light amount control voltage Vcont that is applied after being inverted by the analog inverter 111.
[0063]
The limit voltage generating circuit 112, the comparator 113, and the switch SW52 form a current limiting circuit (limiter) for limiting a drive current flowing through the semiconductor laser LD. The limit voltage generation circuit 112 generates a limit voltage Vlim corresponding to a limit current that limits a drive current flowing through the semiconductor laser LD. The comparator 113 has a limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112 as an inverted (-) input, and a non-inverted (+) input as a light amount control voltage Vcont supplied through the analog inverter 111 and the switch SW11. When the voltage Vcont exceeds the limit voltage Vlim, the comparison output is inverted.
[0064]
The switch SW52 has, as one input, a light quantity control voltage Vcont applied through the analog inverter 111 and the switch SW51, and has the other input as the limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112. When Vcont is selected and the comparison output of the comparator 113 is inverted, the limit voltage Vlim is selected instead of the light amount control voltage Vcont in response to the inversion of the comparison output.
[0065]
The light amount control voltage Vcont or the limit voltage Vlim selected by the switch SW52 is supplied to the current source 114 as the control voltage. One end of the current source 114 is connected to the power supply VDD. The switch SW53 has one end connected to the other end of the current source 114 and the other end connected to the anode (drive end) of the semiconductor laser LD.
[0066]
In the drive current control circuit 18A having such a configuration, the light quantity control voltage Vcont is inverted by the inverter 111 and then sampled and held by the sample and hold circuit including the switch SW51 and the capacitor C51. The sample-and-hold light quantity control voltage Vcont is selected by the switch SW52, is given as a control voltage to the current source 114, and controls the drive current supplied from the current source 114 to the semiconductor laser LD through the switch SW53. .
[0067]
Thus, the drive current control circuit 18A controls the drive current of the semiconductor laser LD so that the light amount of the semiconductor laser LD becomes a specified light amount (target light amount) determined by the reference voltage Vref of the difference detection circuit 17. This is APC (Automatic Power Control; automatic light intensity control) for controlling the laser power of the semiconductor laser LD to be a power specified by the reference voltage Vref.
[0068]
The light quantity control voltage Vcont after the sample hold is further compared with the limit voltage Vlim generated by the limit voltage generation circuit 112 in the comparator 113. The comparator 113 inverts the comparison output when the light amount control voltage Vcont exceeds the limit voltage Vlim, and controls the switch SW52. As a result, the switch SW52 selects the limit voltage Vlim instead of the light amount control voltage Vcont selected up to that time, and supplies the limit voltage Vlim to the semiconductor laser LD as the control voltage. As a result, in the drive current control circuit 18A, the current is limited so that the drive current flowing through the semiconductor laser LD becomes a constant limit current corresponding to the limit voltage Vlim.
[0069]
The drive voltage control circuit 18B includes a differential amplifier 121, four switches SW54 to SW57, and a capacitor C52. In the drive voltage control circuit 18B, the drive voltage applied to the semiconductor laser LD at the time of lighting is controlled based on the terminal voltage of the semiconductor laser LD when the drive current control circuit 11 controls the light amount to the specified amount.
[0070]
The differential amplifier 121 uses the output voltage of the difference detection circuit 17 as a ratio inversion input, and operates as a buffer when the inversion input terminal and the output terminal are short-circuited by the switch SW57. The switch SW54 has one end connected to the output terminal of the differential amplifier 121. The capacitor C52 is connected between the other end of the switch SW54 and the ground to form a sample and hold circuit together with the switch SW54.
[0071]
The switch SW55 has one end connected to the other end of the switch SW54 and the other end connected to the anode of the semiconductor laser LD. The switch SW56 has one end connected to the other end of the switch SW55 and the anode of the semiconductor laser LD, and the other end connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 121, respectively.
[0072]
In the drive voltage control circuit 12 having such a configuration, at the time of controlling the drive current of the semiconductor laser LD, that is, at the time of APC (at the time of light amount control), the switches SW54, SW55, and SW57 are all off and the switch SW24 is on. Then, the error voltage detected by the difference detection circuit 17 is applied to the semiconductor laser LD via the differential amplifier 121 and the switch SW56, and a feedback loop is formed.
[0073]
When the semiconductor laser LD is modulated after the light quantity control, the switches SW54 and SW57 are both turned on, and the switches SW55 and SW56 are both turned off. Then, the output voltage of the differential amplifier 121, that is, the terminal voltage of the semiconductor laser LD at the end of the light quantity control is held by the capacitor C52. When the switch SW55 is turned on when the semiconductor laser LD is turned on, the hold voltage of the capacitor C52 is applied as a drive voltage to the drive end (anode) of the semiconductor laser LD via the switch SW55.
[0074]
In the drive circuit 18-1 / 18-2 including the drive current control circuit 18A and the drive voltage control circuit 18B described above, the switches SW53, SW55, and SW56 correspond to the switches 20-1 / 20-2 in FIG. .
[0075]
The difference detection circuit 17 includes a differential amplifier 171 and a sample hold circuit 172, as in the case of FIG. 1, and detects a difference (error voltage) of the light amount detection voltage Vdet with respect to the reference voltage Vref. However, a switch SW58 and a capacitor C53 are connected in series between the inverting input terminal and the output terminal of the differential amplifier 141. The switch SW59 and the capacitor 54 constituting the sample and hold circuit 172 correspond to the switch SW and the capacitors C1 / C2 in FIG. 1, respectively.
[0076]
In the difference detection circuit 17 having such a configuration, the differential amplifier 171 compares the light amount detection voltage Vdet corresponding to the light amount of the semiconductor laser LD with a reference voltage Vref set corresponding to the target light amount of the semiconductor laser LD. The difference, that is, the error voltage is output. The output voltage (error voltage) of the differential amplifier 171 is supplied to the sample and hold circuit 172, and is held by the capacitor 54 when the switch SW59 is turned on during the light amount control.
[0077]
Subsequently, a modified example of the light emitting element driving device according to the present embodiment will be described.
[0078]
(First Modification)
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a configuration of a light emitting element driving device according to a first modification of the present embodiment. In the drawing, the same reference numerals are given to parts equivalent to FIG.
[0079]
In the light emitting element driving device according to the first modification, the load 19 connected between the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 171 is shared by the system of the light amount detection voltage Vdet and the system of the reference voltage Vref. And the current Iout1-Ia after canceling the bias current Ibias added at the input stage of both impedance conversion circuits 141 and 221 is supplied to the load 19 from one end thereof, and the compensation current Ia is supplied from the other end thereof. It has a pouring configuration. Specifically, in order to offset the bias current Ibias, both current sources (the current source 151 and the current source 231 in FIG. 1) are configured by a cascode-connected current mirror circuit 31 having two stages of transistors.
[0080]
The current mirror circuit 31 includes an NchMOS transistor Q21 having a gate and a drain connected in common and a source grounded, an NchMOS transistor Q22 having a gate connected to the MOS transistor Q21 and a grounded source, and a gate and drain. Are connected in common and the source is connected to the gate and drain of the MOS transistor Q21. The NchMOS transistor Q23 is connected in common to the gate of the MOS transistor Q23 and the source is connected to the gate and drain of the MOS transistor Q22. And a transistor Q24. The gate and drain of the MOS transistor Q23 are connected to the drain of the MOS transistor Q18 of the folding circuit 223, and the drain of the MOS transistor Q24 is connected to the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 143.
[0081]
In the current mirror circuit 31, the output current Iout2 + Ibias of the amplifier 22 on the reference voltage Vref side, that is, the current obtained by adding the bias current Ibias to the compensation current Ia at the input stage of the impedance conversion circuit 221 is supplied to the gate / drain of the MOS transistor Q23. By flowing Ia + Ibias, the same current Ia + Ibias also flows into the drain of MOS transistor Q24. As a result, the current Ia + Ibias is subtracted from the output current Iout1 + Ibias of the amplification unit 14 on the light amount detection voltage Vdet side, and the bias current Ibias added at the input stage of the impedance conversion circuits 141 and 221 is canceled.
[0082]
In this way, a current corresponding to the compensation current Ia is subtracted from the output current Iout of the amplifier 14, and the current Iout-Ia after the bias current Ibias is offset flows into the load 19 from one end thereof. Also, a current having a current value equal to the compensation current Ia flows from the current source 211 to the load 19 from the other end through the buffer 24 composed of an operational amplifier having an inverting input terminal and an output terminal connected in common. As a result, the non-inverting input terminal of the differential amplifier 171 is supplied with the fixed reference voltage Vref substantially at the GND level (zero level), and the inverting input terminal is supplied with the light amount detection voltage Vdet of the same level (at the time of the target light amount). Will be done.
[0083]
As described above, in the light emitting element driving device according to the first modified example, the same load 19 is used for the system of the light amount detection voltage Vdet and the system of the reference voltage Vref, and the current Iout1-Ia after offsetting the bias current Ibias. Is supplied to the load 19 from one end thereof and the compensation current Ia is supplied from the other end thereof. Therefore, the voltage generated at both ends of the load 19, that is, the inverting input terminal and the non-inverting input terminal of the differential amplifier 171 An offset can be subtracted from each terminal voltage.
[0084]
As a result, even if the current value of the bias current Ibias is set to a large value in order to enhance the response of the current mirror circuit, the terminal voltage of the load 19 fluctuates greatly and exceeds the operating voltage range of the differential amplifier 171. Since this can be avoided, the differential amplifier 171 can be designed without concern for the dynamic range. In other words, since the current value of the bias current Ibias can be set without concern for the dynamic range of the differential amplifier 171, the response of the current mirror circuit can be further improved by setting the current value large. . Also, since the two circuits are made identical, the output currents of the amplifiers 14 and 22 are identical except for the photocurrent. Since these two outputs are subtracted by a cascode-connected current mirror circuit in which the current between the input and the output coincides with high accuracy, the cancellation error can be suppressed to a very small value.
[0085]
In particular, in the light emitting element driving device according to the first modification, the two circuits are made identical, so that the output currents of the amplifiers 14 and 22 match with high accuracy. In addition, since a current corresponding to the compensation current Ia is subtracted from the output current Iout of the amplifying unit 14 and the current mirror circuit 31 of the cascode connection of the two-stage transistor is used to cancel the bias current Ibias, the output current Iout The bias current Ibias can be surely canceled at the same time as subtracting the current corresponding to the compensation current Ia from the above, so that the occurrence of the canceling error caused by the finite output impedance of the current source can be surely prevented.
[0086]
(Second Modification)
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a second modification of the present embodiment. In the drawing, the same reference numerals are given to the same parts as in FIG.
[0087]
In the light emitting element driving device according to the second modification, a current mirror circuit 32, an operational amplifier 33, and an NchMOS transistor Q31 are used instead of the two-stage cascode-connected current mirror circuit 31 in the light emitting element driving device according to the first modification. , And the input and output voltages of the amplifiers 14 and 22 are controlled to be equal by negative feedback.
[0088]
The current mirror circuit 32 includes an NchMOS transistor Q32 whose gate and drain are commonly connected and whose source is grounded, and an NchMOS transistor Q33 whose gate and the MOS transistor Q32 are commonly connected and whose source is grounded. The gate and drain of the transistor Q23 are connected to the drain of the MOS transistor Q18 of the folding circuit 223.
[0089]
The MOS transistor Q31 has a source connected to the drain of the MOS transistor Q33, a drain connected to the drain of the MOS transistor Q14 of the folding circuit 143, and uses the output of the operational amplifier 33 as a gate input. The operational amplifier 33 forms a negative feedback loop by connecting the non-inverting input terminal to the output terminal of the buffer 24 and the inverting input terminal to the source of the MOS transistor Q31.
[0090]
As described above, in the light emitting element driving device according to the second modification, the operational amplifier 33 and the NchMOS transistor Q31 are used instead of the cascode-connected current mirror circuit 31 of the two-stage transistor in the light emitting device driving device according to the first modification. Since the input and output voltages of the amplifiers 14 and 22 are controlled to be equal by negative feedback, the voltage drop of one transistor is smaller than that of the cascode-connected current mirror circuit 31 having two transistors. Disappears. As a result, the operating voltage range is widened by the voltage drop, so that the power supply voltage VDD can be lowered, and for example, operation with a single 5 V power supply is possible.
[0091]
In the light emitting element driving devices according to the above-described first and second modifications, the load 19 having the configuration shown in FIG. 2 can be used. In this case, the terminal on the GNG side is connected to the output terminal of the buffer 24 in FIG. Also in this case, when the appropriate gain changes depending on the luminous efficiency of the light emitting elements 11-1 and 11-2 and the ratio of the amount of light incident on the light receiver 12, the resistance value of the load 19 is switched, as described above. Similarly to the light emitting element driving device according to the embodiment, it is possible to select an optimum gain that can achieve both the accuracy and the convergence of the light amount control.
[0092]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the invention, when the photocurrent is not output from the light receiving unit, the compensation current supply unit supplies the compensation current corresponding to the target light amount to the output line, thereby controlling the light amount. Can suppress the fluctuation of the input potential of the circuit system that performs the light amount control, so that the convergence of the light amount control can be improved. Therefore, it is possible to achieve both responsiveness and control accuracy of the light quantity control.
[0093]
According to the second aspect of the present invention, the compensation voltage superimposed on the input side of the amplifying means is subtracted on the output side of the amplifying means, and the remaining current flows to the load, so that the detection voltage generated at the load is reduced to the GND level. , It is possible to design the difference detection means at the next stage without concern for the dynamic range.
[0094]
According to the third aspect of the present invention, the photocurrent supplied through the output line is received by the impedance conversion circuit, the impedance is increased by the impedance conversion circuit, and the voltage is converted by the load to obtain the detection voltage. Since it is possible to compensate for the gain shortage caused by the impedance, the light receiving means having a large parasitic capacitance and a large light receiving area can be used in the light quantity control.
[0095]
According to the fourth aspect of the present invention, since the impedance conversion circuit is configured by the current mirror circuit, the current mirror circuit has a simple circuit configuration, so that the circuit scale can be reduced.
[0096]
According to the fifth aspect of the present invention, the bias current is superimposed on the photocurrent or the compensation current to flow into the current mirror circuit, which tends to have poor responsiveness when the flowing current is small. Since the current flowing through the mirror circuit can be increased, the responsiveness of the current mirror circuit can be improved.
[0097]
According to the sixth aspect of the present invention, a circuit for generating a detection voltage is configured by generating a reference voltage by a circuit configuration similar to a circuit for generating a detection voltage and supplying the reference voltage to the difference detection means together with the detection voltage. Even if an error occurs due to the finite output impedance of the current source, the error can be surely canceled by the difference detecting means.
[0098]
According to the seventh aspect of the present invention, the bias current having the same current value as that of the detection voltage is also supplied to the current mirror circuit on the reference voltage side, so that the bias currents are respectively applied to the detection voltage side and the reference voltage side. As a result, the superimposed voltages become equal, and this superimposed voltage is canceled by the difference detecting means, so that a process for subtracting the supplied bias current becomes unnecessary, and the circuit configuration is simplified accordingly. be able to.
[0099]
According to the invention of claim 8, the same load is used for the system of the detection voltage and the system of the reference voltage, and the current after offsetting the bias current is caused to flow into the load. Can be fixed to almost the GND level, so that even if the current value of the bias current is set to be large in order to enhance the response of the current mirror circuit, the terminal voltage of the load greatly fluctuates, and the operating voltage of the difference detecting means is increased. Exceeding the range can be avoided. Therefore, the difference detecting means can be designed without worrying about the dynamic range.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a light emitting element driving device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing an example of a specific configuration of a load.
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a specific circuit example of the light emitting element driving device according to the embodiment.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a first modification of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a light emitting element driving device according to a second modification of the present invention.
[Explanation of symbols]
11-1, 11-2: Light-emitting element, 12: Photodetector, 13, 21: Compensation current supply circuit, 14, 22: Amplifier, 15, 23: Current control circuit, 16: Reference voltage generation circuit, 17: Difference Detector circuit, 18-1, 18-2 ... drive circuit, 19, 19-1, 19-2 ... load

Claims (8)

発光素子から発せられる光を受光する受光手段と、
前記受光手段から光電流が出力されないときに、目標光量に対応した補償電流を前記受光手段の出力ラインに供給する補償電流供給手段と、
前記出力ラインを通して供給される前記光電流または補償電流に応じた電流を負荷に流す増幅手段と、
前記補償電流を基に基準電圧を生成する基準電圧生成手段と、
前記基準電圧生成手段で生成された前記基準電圧と前記負荷に発生する検出電圧との差分を検出する差分検出手段と、
前記差分検出手段の検出出力に基づいて前記発光素子を駆動する駆動手段と
を備えることを特徴とする発光素子駆動装置。Light receiving means for receiving light emitted from the light emitting element;
When a photocurrent is not output from the light receiving unit, a compensation current supply unit that supplies a compensation current corresponding to a target light amount to an output line of the light receiving unit,
Amplifying means for flowing a current corresponding to the photocurrent or the compensation current supplied through the output line to a load,
Reference voltage generating means for generating a reference voltage based on the compensation current;
Difference detection means for detecting a difference between the reference voltage generated by the reference voltage generation means and a detection voltage generated at the load,
A light emitting element driving device comprising: a driving unit that drives the light emitting element based on a detection output of the difference detection unit. 前記増幅手段から前記負荷に供給される電流から、前記補償電流に等しい電流を差し引く電流制御手段をさらに備える
ことを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。2. The light emitting element driving device according to claim 1, further comprising a current control unit for subtracting a current equal to the compensation current from a current supplied to the load from the amplification unit. 前記増幅手段は、入力側インピーダンスをそれよりも高い出力側インピーダンスに変換するインピーダンス変換回路を有する
ことを特徴とする請求項１記載の発光素子駆動装置。2. The light emitting element driving device according to claim 1, wherein the amplifying unit has an impedance conversion circuit that converts the input impedance to a higher output impedance. 前記インピーダンス変換回路は、前記光電流または前記補償電流に応じた電流を出力するカレントミラー回路によって構成されている
ことを特徴とする請求項３記載の発光素子駆動装置。The light emitting device driving device according to claim 3, wherein the impedance conversion circuit is configured by a current mirror circuit that outputs a current corresponding to the photocurrent or the compensation current. 前記増幅手段は、前記光電流または前記補償電流にバイアス電流を重畳して前記カレントミラー回路に供給するバイアス電流供給手段を有する
ことを特徴とする請求項４記載の発光素子駆動装置。5. The light emitting device driving device according to claim 4, wherein the amplification unit includes a bias current supply unit configured to superimpose a bias current on the photocurrent or the compensation current and supply the bias current to the current mirror circuit. 前記基準電圧生成手段は、前記補償電流供給手段、前記増幅手段および前記電流制御手段と相似の回路構成の補償電流供給手段、増幅手段、負荷手段および電流制御手段によって構成され、前記補償電流に応じた電流を負荷に流すことによって当該負荷に前記基準電圧を発生させる
ことを特徴とする請求項２記載の発光素子駆動装置。The reference voltage generating means includes a compensation current supply means, an amplification means, a load means, and a current control means having a circuit configuration similar to that of the compensation current supply means, the amplification means, and the current control means. 3. The light emitting device driving device according to claim 2, wherein the reference voltage is generated in the load by passing the current through the load. 前記基準電圧生成手段の増幅手段は、前記補償電流に応じた電流を出力するカレントミラー回路と、前記補償電流にバイアス電流を重畳して当該カレントミラー回路に供給するバイアス電流供給手段とを有する
ことを特徴とする請求項６記載の発光素子駆動装置。The amplification unit of the reference voltage generation unit includes a current mirror circuit that outputs a current corresponding to the compensation current, and a bias current supply unit that superimposes a bias current on the compensation current and supplies the current to the current mirror circuit. The light-emitting element driving device according to claim 6, wherein: 前記増幅手段および前記基準電圧生成手段の増幅手段は、同一の負荷に対して出力電流を供給し、
前記電流制御手段および前記基準電圧生成手段の電流制御手段は、前記増幅手段の出力電流および前記基準電圧生成手段の増幅手段の出力電流に重畳されている前記バイアス電流を相殺する
ことを特徴とする請求項７記載の発光素子駆動装置。The amplification unit and the amplification unit of the reference voltage generation unit supplies an output current to the same load,
The current control means and the current control means of the reference voltage generation means cancel out the bias current superimposed on the output current of the amplification means and the output current of the amplification means of the reference voltage generation means. The light-emitting element driving device according to claim 7.
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