JP2004274847A - 電源回路及びこれを用いた電子機器 - Google Patents
電源回路及びこれを用いた電子機器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004274847A JP2004274847A JP2003060247A JP2003060247A JP2004274847A JP 2004274847 A JP2004274847 A JP 2004274847A JP 2003060247 A JP2003060247 A JP 2003060247A JP 2003060247 A JP2003060247 A JP 2003060247A JP 2004274847 A JP2004274847 A JP 2004274847A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- transformer
- power supply
- circuit
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
【課題】電源回路において、ノイズの影響を低減し、トランスの2次側で1次側の電圧を正確に監視可能な技術の提供。
【解決手段】トランス2次側の電圧検出回路において、トランスの2次側コイルの電圧を整流するダイオードとして、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のものを用いる。
【選択図】 図1
【解決手段】トランス2次側の電圧検出回路において、トランスの2次側コイルの電圧を整流するダイオードとして、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のものを用いる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力をトランスにより変換して負荷側に供給する電源回路に係り、特に、2次側の電圧により1次側の電圧を監視する技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
本発明に関連した従来技術としては、特開平10−213604号公報(特許文献1)に記載されたものがある。該公報には、トランスにより1次側の商用電源と絶縁された構成の機器において、商用電源の電圧を2次側で精度良く検出するための構成として、トランスの1次側には商用電源を整流した直流電圧をスイッチングするトランジスタを備え、該トランスの2次側には、1次巻線と逆極性に接続された2個の2次巻線と、該2次巻線に接続された高周波整流回路と、上記トランジスタがオンしている期間に上記2次巻線に発生する電圧を整流、平滑して電圧検出を行う電圧検出回路とを備えた構成が記載されている。
【0003】
【特許文献1】
特開平10−213604号公報(段落番号0008、0010、図1、図4)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術では、上記電圧検出回路においてトランスの2次巻線の電圧を整流するための整流ダイオードとして、上記高周波整流回路に対応し高速整流用ダイオードを用いた場合、上記トランジスタのスイッチング動作に起因して上記2次巻線に発生するノイズ電圧も忠実に整流してしまう。このため、トランスの2次側の該電圧検出回路で検出される電圧波形はノイズののった波形となり、該トランス1次側の商用電源の電圧波形とは大きく異なったものとなるおそれがある。該場合には、トランス1次側の商用電源の電圧を2次側で精度良く検出することが困難となる。これを改善するための対策として例えば、上記トランジスタのターンオン上昇時間を長くしてスイッチング動作時のノイズの発生を抑えたり、整流用ダイオードの出力側(カソード側)にインダクタンス素子を直列接続してスイッチングノイズを低減したり、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やしたりする技術が考えられる。しかしながら、トランジスタのターンオン上昇時間を長くすると、素子の電力損失が大きくなって発熱する。このため、トランジスタとして定格容量の大きいものを使用しなければならず、定格容量の大きいものとした場合は、効率が悪く、コストも増加し、電源回路の寸法も大型化する。また、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する場合も、部品点数が増える結果、コスト増加につながる。また、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やす方法では、該平滑用コンデンサと後段の分圧用抵抗とで決まる時定数により、1次側電圧と電圧検出回路の出力電圧との間で時間的ずれが生じ、このため検出精度が劣化する。さらに、上記のトランジスタのターンオン上昇時間を長くする技術や、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する技術では、ノイズ電圧低減は可能であるが、ノイズ電圧の除去は困難である。
本発明の課題点は、かかる従来技術の状況に鑑み、電源回路技術として、ノイズ(例えばトランスの1次側におけるスイッチング動作に起因するノイズ)等の影響を抑えた状態で2次側の電圧を検出可能とし、これにより上記1次側の電圧を監視できるようにすることである。また、寸法の増大やコストの増大も抑えられるようにする。
本発明の目的は、かかる課題点を解決できる技術の提供にある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題点を解決するために、本発明では、基本的に、電圧検出回路において、トランスの2次巻線(2次側コイル)の電圧を整流するダイオードに、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオード(例えば、整流用ダイオード)を用いる。
具体的には、
(1)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し上記トランスの2次側コイルに接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
(2)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるときに2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し、2次側電力として出力する整流回路と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し、上記トランスの上記2次側コイルに対し上記整流回路と並列に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
(3)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるとき、上記トランスの上記1次側コイルを経て該トランスの第1の2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し2次側電力として出力する第1、第2の整流回路と、上記第1の整流回路の出力に基づき、該第1の整流回路及び上記第2の整流回路の出力を一定にするよう制御するための制御信号を形成し、上記駆動回路に帰還させるフィードバック回路と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードとコンデンサとを有し、該特性のダイオードを介して上記第1または第2の整流回路に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
図1〜図4は、本発明の実施例の説明図である。図1は、本発明の一実施例としての電源回路の構成例図、図2は、図1の電源回路におけるトランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図、図3は、同じく図1の電源回路におけるトランスの2次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図、図4は、図1の電源回路において電圧検出回路の整流用ダイオードに、逆回復時間が約0.05×10−6sから約0.4×10−6sの範囲にある特性の整流用ダイオードを用いた場合の、トランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【0007】
図1において、1は交流の商用電源、2は交流電力を直流電力に整流する整流用ダイオード、3は該整流した直流電力を平滑する平滑用コンデンサ、4は1次側電力を2次側電力に電力変換するトランス、P1は該トランス4の1次側コイル、S0、S1、S2はそれぞれ2次側コイル、5は、トランス4の1次側コイルP1への電力供給を制御するスイッチング素子、6は、スイッチング素子5を駆動する駆動回路、12はマイクロコンピュータ、15、17、19はそれぞれ整流用ダイオード、16、18、20はそれぞれ、整流用ダイオード15、17、19の出力を平滑化するための平滑用コンデンサ、21、22はそれぞれ、該電源回路からトランス4の2次側電力を供給される負荷、13は、負荷21、22に印加される電圧(平滑用コンデンサ16、20で平滑化された電圧)を一定にするよう制御するための制御信号を形成し上記駆動回路6側に帰還させるフィードバック回路、14は、上記制御信号をトランス4の1次側と2次側との間で電気的に絶縁された状態で伝達するためのフォトカプラ、23は電圧検出回路、8は、電圧検出回路23内の整流用ダイオード、9は、電圧検出回路23内において、整流用ダイオード8により整流された出力電圧を平滑化する平滑用コンデンサ、10、11は、電圧検出回路23内において電圧を分圧するための分圧用抵抗である。
【0008】
上記トランス4の1次側コイルP1、2次側コイルS0、S1、S2のそれぞれに付した点は、各コイルの極性を表している。電圧検出回路23内の分圧用抵抗10、11は、平滑コンデンサ9の両端電圧V2を分圧してマイクロコンピュータ12に検出信号として入力可能な電圧VDC2に降圧するとともに、平滑コンデンサ9に蓄えられた電荷を放電させる。マイクロコンピュータ12は、電圧検出回路23から出力される電圧VDC2の検出信号をA/D変換し、デジタル信号化して、1次電圧への換算処理を行う。
【0009】
かかる構成において、商用電源1から電力が供給されている状態において、駆動回路6がスイッチング素子5を駆動し、該スイッチング素子5に商用電源周波数よりも高い周波数でのスイッチング動作を行わせる。
スイッチング素子5がオン状態期間にあるときは、電圧検出回路23の整流用ダイオード8が導通状態となり、電圧検出回路23がオン状態となってトランス4の2次側コイルS1に発生した電圧を整流かつ平滑し、該平滑による電圧V2を分圧して得た電圧(平滑された電圧)VDC2を検出信号として出力する。マイクロコンピュータ12はこのとき、電圧検出回路23から出力される該電圧VDC2の検出信号をA/D変換し、デジタル信号化して、1次電圧への換算処理を行う。
【0010】
一方、スイッチング素子5がオフ状態にあるときは、電圧検出回路23の整流用ダイオード8は不導通状態となって、整流用ダイオード15、17、19は導通状態となり、トランス4の各2次側コイルS0、S1、S2に接続された整流回路をオン状態にする。2次側コイルS1に接続された整流回路では、上記スイッチング素子5がオフ状態にあるとき、2次側コイルS1に発生した電圧が整流用ダイオード19により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ20により平滑化され、負荷22に供給される。また、2次側コイルS2に接続された整流回路では、上記スイッチング素子5がオフ状態にあるとき、2次側コイルS2に発生した電圧が整流用ダイオード15により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ16により平滑化され、負荷21に供給される。フィードバック回路13はこのとき、平滑用コンデンサ16で平滑化された電圧に基づき、該平滑用コンデンサ16により平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ20により平滑化され出力される電圧とを一定にするようスイッチング素子5を制御するための制御信号を形成する。該形成された制御信号は、フォトカプラ14を介し上記駆動回路6に入力される。該制御信号は、駆動回路6によりスイッチング素子5のオン期間を加減することで、平滑用コンデンサ16で平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ20で平滑化され出力される電圧とを制御する。
【0011】
以下、上記電圧検出回路23につき説明する。
図1の電源回路の1次側の直流電圧をV1、2次側の電圧検出回路23における平滑後の直流電圧をV2とするとき、該直流電圧V1、V2間には一般的に次の数1の関係がある。すなわち、
【0012】
V1=V2×(コイルP1の巻数/コイルS1の巻数) …(数1)
従って、電圧検出回路23における抵抗10、11の値をそれぞれR1、R2とするとき、上記1次側の直流電圧V1は、電圧検出回路23の直流出力電圧VDC2に対し次の数2で表される関係にある。すなわち、
【0013】
V1=VDC2×(コイルP1の巻数/コイルS1の巻数)×((R1+R2)/R2) …(数2)
上記数2に基づく直流電圧VDC2からの直流電圧V1の換算は、マイクロコンピュータ12で行われる。
上記数2から明らかなように、直流電圧V1と直流電圧VDC2との間は、1次側コイルP1と2次側コイルS1の巻数比及び抵抗10、11の抵抗値で規定される関係にあり、直流電圧VDC2が、トランス4やスイッチング素子5などに起因するノイズの影響を受けていない場合には、上記直流電圧V1の換算は正確に行われ、これによって、電圧検出回路23の直流電圧に基づくトランス4の1次側の直流電圧V1の正確な監視がなされる。
【0014】
直流電圧VDC2に対する上記ノイズの影響は、電圧検出回路23内の整流用ダイオード8の逆回復時間特性により除外されるかまたは低減化される。図1に示す本発明の実施例における電圧検出回路23においては、該整流用ダイオード8として、逆回復時間が約1×10−6s〜約5×10−6sで、帯域周波数が約60Hz以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード8のノイズに対するフィルタ効果により上記ノイズ、特に上記スイッチング素子5のスイッチング動作に基づくノイズ成分(スイッチングノイズ成分)を抑えた状態で整流動作を行う。このため、電圧検出回路23の直流出力電圧VDC2への該ノイズ重畳が抑えられ、該電圧VDC2はトランス4の1次側の直流電圧V1とほぼ同じ波形となり、マイクロコンピュータ12においては、該電圧VDC2に基づき、該電圧V1の正確な換算が可能となる。
【0015】
図2は、図1の電源回路におけるトランス4の1次側の直流電圧V1と、2次側の電圧検出回路23の直流電圧V2との実測結果例を示す図である。電圧検出回路23の整流用ダイオード8として、逆回復時間が約1×10−6s〜約5×10−6sで、帯域周波数が約60Hz以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード8のノイズに対するフィルタ効果により、直流電圧V2へのノイズ重畳はほとんどなく、該電圧V2は1次側の直流電圧V1とほぼ同じ波形となっている。このため、マイクロコンピュータ12においては、該電圧V2から、抵抗10、11の値を係数として求められる直流電圧VDC2に基づき、該電圧V1の正確な換算すなわち正確な監視が可能となる。
【0016】
図3は、図1の電源回路におけるトランス4の2次側コイルS1に発生する電圧VS1の波形の実測結果例を示す図である。該電圧VS1は、電圧検出回路23の入力電圧であり、整流用ダイオード8で整流される前の電圧である。トランス4にはインダクタンスや漏れ磁束等があるため、スイッチング素子5のスイッチング動作によるスイッチングノイズを拾い、2次側コイルS1に発生する電圧VS1は該ノイズが重畳した波形となる。また、スイッチングノイズ自身も2次側の負荷の変動や、スイッチング素子5のオンするタイミング等の影響を受け、ノイズ電圧も一定化していない。該実測の結果、該VS1波形のピーク部分にオーバーシュート状に、スイッチング素子5によるスイッチングノイズが重畳している。該ノイズは、該電圧VS1が電圧検出回路23に入力され、整流用ダイオード8で整流されることにより除去されるかまたは大幅に低減化される。該整流後さらに平滑化された直流電圧V2としては、上記図2に示す電圧波形となる。
【0017】
図4は、図1の電源回路において、電圧検出回路23の整流用ダイオード8に替えて、逆回復時間が約0.05×10−6s〜約0.4×10−6sと、本発明における整流用ダイオード8よりも大幅に短い逆回復時間を有する高速整流用ダイオードを接続した場合の、トランス4の1次側の直流電圧V1と2次側の電圧検出回路23の電圧V2の波形の実測結果例を示す図である。この結果、該高速整流用ダイオードはノイズに対するフィルタ効果がほとんどなく、スイッチング素子5によるスイッチングノイズも忠実に整流してしまうため、電圧検出回路23の電圧V2は、該ノイズが重畳した波形となり、直流電圧V1とは大きく異なった波形となっている。この場合は、該電圧V2から求められる直流電圧VDC2も、該電圧V2と同様、ノイズがのった波形となる。このため、マイクロコンピュータ12においては、トランス4の1次側の直流電圧V1の正確な換算すなわち正確な監視が困難となる。特に、上記高速整流用ダイオードに流れる負荷電流が少ない場合には、ノイズ電圧のピーク値で平滑コンデンサ9に充電されてしまうため、電圧V1と電圧V2の波形は特に大きく異なったものとなる。
【0018】
上記のように、本発明の上記実施例によれば、トランス4の2次側の電圧検出回路23において、トランス4の1次側におけるスイッチング素子5によるスイッチングノイズの影響を抑えた状態で2次側の電圧VDC2の検出が可能となり、1次側の電圧V1を正確に監視できるようになる。整流用ダイオード8は、定格電流よりも低い値の電流を流すようにすれば過熱の問題もない。また、従来技術に比べ、本来必要な整流用ダイオードとして、適性範囲の特性のものを用いることにより対応可能なため、新たな部品の追加もなく、コストの増大も抑えられる。また、電源回路の寸法の増大化も抑えられる。
【0019】
なお、上記実施例では、電圧検出回路23に整流用ダイオード8を用いる構成としたが、本発明は、該電圧検出回路23に用いるダイオードとしては、整流用ダイオードとして製作されたダイオードに限定されず、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のものであれば他の用途用として製作されたものであってもよい。
【0020】
本発明の電源回路は、工場用電子機器、事務用電子機器、情報機器、家電機器など広範囲の電子機器に適用可能である。
【0021】
【発明の効果】
本発明によれば、電源回路において、トランスの2次側電圧へのノイズの重畳を低減でき、該2次側電圧による該トランスの1次側電圧の監視性能を従来よりも改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例としての電源回路の構成例を示す図である。
【図2】図1の電源回路におけるトランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図3】図1の電源回路におけるトランスの2次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図4】電圧検出回路の整流ダイオードに高速用整流ダイオードを用いた場合の、トランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【符号の説明】
1…商用電源、 2、8、15、17、19…整流用ダイオード、 3、9、16、18、20…平滑用コンデンサ、 4…トランス、 5…スイッチング素子、 6…駆動回路、 10、11…分圧用抵抗、 12…マイクロコンピュータ、 13…フィードバック回路、 14…フォトカプラ、 21、22…負荷、 23…電圧検出回路、 P1…トランスの1次側コイル、 S0、S1、S2…トランスの2次側コイル。
【発明の属する技術分野】
本発明は、電力をトランスにより変換して負荷側に供給する電源回路に係り、特に、2次側の電圧により1次側の電圧を監視する技術に関する。
【0002】
【従来の技術】
本発明に関連した従来技術としては、特開平10−213604号公報(特許文献1)に記載されたものがある。該公報には、トランスにより1次側の商用電源と絶縁された構成の機器において、商用電源の電圧を2次側で精度良く検出するための構成として、トランスの1次側には商用電源を整流した直流電圧をスイッチングするトランジスタを備え、該トランスの2次側には、1次巻線と逆極性に接続された2個の2次巻線と、該2次巻線に接続された高周波整流回路と、上記トランジスタがオンしている期間に上記2次巻線に発生する電圧を整流、平滑して電圧検出を行う電圧検出回路とを備えた構成が記載されている。
【0003】
【特許文献1】
特開平10−213604号公報(段落番号0008、0010、図1、図4)
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術では、上記電圧検出回路においてトランスの2次巻線の電圧を整流するための整流ダイオードとして、上記高周波整流回路に対応し高速整流用ダイオードを用いた場合、上記トランジスタのスイッチング動作に起因して上記2次巻線に発生するノイズ電圧も忠実に整流してしまう。このため、トランスの2次側の該電圧検出回路で検出される電圧波形はノイズののった波形となり、該トランス1次側の商用電源の電圧波形とは大きく異なったものとなるおそれがある。該場合には、トランス1次側の商用電源の電圧を2次側で精度良く検出することが困難となる。これを改善するための対策として例えば、上記トランジスタのターンオン上昇時間を長くしてスイッチング動作時のノイズの発生を抑えたり、整流用ダイオードの出力側(カソード側)にインダクタンス素子を直列接続してスイッチングノイズを低減したり、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やしたりする技術が考えられる。しかしながら、トランジスタのターンオン上昇時間を長くすると、素子の電力損失が大きくなって発熱する。このため、トランジスタとして定格容量の大きいものを使用しなければならず、定格容量の大きいものとした場合は、効率が悪く、コストも増加し、電源回路の寸法も大型化する。また、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する場合も、部品点数が増える結果、コスト増加につながる。また、電圧検出回路の平滑用コンデンサの容量を増やす方法では、該平滑用コンデンサと後段の分圧用抵抗とで決まる時定数により、1次側電圧と電圧検出回路の出力電圧との間で時間的ずれが生じ、このため検出精度が劣化する。さらに、上記のトランジスタのターンオン上昇時間を長くする技術や、整流用ダイオードの出力側にインダクタンス素子を接続する技術では、ノイズ電圧低減は可能であるが、ノイズ電圧の除去は困難である。
本発明の課題点は、かかる従来技術の状況に鑑み、電源回路技術として、ノイズ(例えばトランスの1次側におけるスイッチング動作に起因するノイズ)等の影響を抑えた状態で2次側の電圧を検出可能とし、これにより上記1次側の電圧を監視できるようにすることである。また、寸法の増大やコストの増大も抑えられるようにする。
本発明の目的は、かかる課題点を解決できる技術の提供にある。
【0005】
【課題を解決するための手段】
上記課題点を解決するために、本発明では、基本的に、電圧検出回路において、トランスの2次巻線(2次側コイル)の電圧を整流するダイオードに、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオード(例えば、整流用ダイオード)を用いる。
具体的には、
(1)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し上記トランスの2次側コイルに接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
(2)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるときに2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し、2次側電力として出力する整流回路と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し、上記トランスの上記2次側コイルに対し上記整流回路と並列に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
(3)電源回路として、トランスの1次側にあって1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるとき、上記トランスの上記1次側コイルを経て該トランスの第1の2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し2次側電力として出力する第1、第2の整流回路と、上記第1の整流回路の出力に基づき、該第1の整流回路及び上記第2の整流回路の出力を一定にするよう制御するための制御信号を形成し、上記駆動回路に帰還させるフィードバック回路と、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードとコンデンサとを有し、該特性のダイオードを介して上記第1または第2の整流回路に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路とを備え、上記電圧検出回路の平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成とする。
【0006】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施例につき、図面を用いて説明する。
図1〜図4は、本発明の実施例の説明図である。図1は、本発明の一実施例としての電源回路の構成例図、図2は、図1の電源回路におけるトランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図、図3は、同じく図1の電源回路におけるトランスの2次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図、図4は、図1の電源回路において電圧検出回路の整流用ダイオードに、逆回復時間が約0.05×10−6sから約0.4×10−6sの範囲にある特性の整流用ダイオードを用いた場合の、トランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【0007】
図1において、1は交流の商用電源、2は交流電力を直流電力に整流する整流用ダイオード、3は該整流した直流電力を平滑する平滑用コンデンサ、4は1次側電力を2次側電力に電力変換するトランス、P1は該トランス4の1次側コイル、S0、S1、S2はそれぞれ2次側コイル、5は、トランス4の1次側コイルP1への電力供給を制御するスイッチング素子、6は、スイッチング素子5を駆動する駆動回路、12はマイクロコンピュータ、15、17、19はそれぞれ整流用ダイオード、16、18、20はそれぞれ、整流用ダイオード15、17、19の出力を平滑化するための平滑用コンデンサ、21、22はそれぞれ、該電源回路からトランス4の2次側電力を供給される負荷、13は、負荷21、22に印加される電圧(平滑用コンデンサ16、20で平滑化された電圧)を一定にするよう制御するための制御信号を形成し上記駆動回路6側に帰還させるフィードバック回路、14は、上記制御信号をトランス4の1次側と2次側との間で電気的に絶縁された状態で伝達するためのフォトカプラ、23は電圧検出回路、8は、電圧検出回路23内の整流用ダイオード、9は、電圧検出回路23内において、整流用ダイオード8により整流された出力電圧を平滑化する平滑用コンデンサ、10、11は、電圧検出回路23内において電圧を分圧するための分圧用抵抗である。
【0008】
上記トランス4の1次側コイルP1、2次側コイルS0、S1、S2のそれぞれに付した点は、各コイルの極性を表している。電圧検出回路23内の分圧用抵抗10、11は、平滑コンデンサ9の両端電圧V2を分圧してマイクロコンピュータ12に検出信号として入力可能な電圧VDC2に降圧するとともに、平滑コンデンサ9に蓄えられた電荷を放電させる。マイクロコンピュータ12は、電圧検出回路23から出力される電圧VDC2の検出信号をA/D変換し、デジタル信号化して、1次電圧への換算処理を行う。
【0009】
かかる構成において、商用電源1から電力が供給されている状態において、駆動回路6がスイッチング素子5を駆動し、該スイッチング素子5に商用電源周波数よりも高い周波数でのスイッチング動作を行わせる。
スイッチング素子5がオン状態期間にあるときは、電圧検出回路23の整流用ダイオード8が導通状態となり、電圧検出回路23がオン状態となってトランス4の2次側コイルS1に発生した電圧を整流かつ平滑し、該平滑による電圧V2を分圧して得た電圧(平滑された電圧)VDC2を検出信号として出力する。マイクロコンピュータ12はこのとき、電圧検出回路23から出力される該電圧VDC2の検出信号をA/D変換し、デジタル信号化して、1次電圧への換算処理を行う。
【0010】
一方、スイッチング素子5がオフ状態にあるときは、電圧検出回路23の整流用ダイオード8は不導通状態となって、整流用ダイオード15、17、19は導通状態となり、トランス4の各2次側コイルS0、S1、S2に接続された整流回路をオン状態にする。2次側コイルS1に接続された整流回路では、上記スイッチング素子5がオフ状態にあるとき、2次側コイルS1に発生した電圧が整流用ダイオード19により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ20により平滑化され、負荷22に供給される。また、2次側コイルS2に接続された整流回路では、上記スイッチング素子5がオフ状態にあるとき、2次側コイルS2に発生した電圧が整流用ダイオード15により整流され、該整流された電圧が平滑用コンデンサ16により平滑化され、負荷21に供給される。フィードバック回路13はこのとき、平滑用コンデンサ16で平滑化された電圧に基づき、該平滑用コンデンサ16により平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ20により平滑化され出力される電圧とを一定にするようスイッチング素子5を制御するための制御信号を形成する。該形成された制御信号は、フォトカプラ14を介し上記駆動回路6に入力される。該制御信号は、駆動回路6によりスイッチング素子5のオン期間を加減することで、平滑用コンデンサ16で平滑化され出力される電圧と、平滑用コンデンサ20で平滑化され出力される電圧とを制御する。
【0011】
以下、上記電圧検出回路23につき説明する。
図1の電源回路の1次側の直流電圧をV1、2次側の電圧検出回路23における平滑後の直流電圧をV2とするとき、該直流電圧V1、V2間には一般的に次の数1の関係がある。すなわち、
【0012】
V1=V2×(コイルP1の巻数/コイルS1の巻数) …(数1)
従って、電圧検出回路23における抵抗10、11の値をそれぞれR1、R2とするとき、上記1次側の直流電圧V1は、電圧検出回路23の直流出力電圧VDC2に対し次の数2で表される関係にある。すなわち、
【0013】
V1=VDC2×(コイルP1の巻数/コイルS1の巻数)×((R1+R2)/R2) …(数2)
上記数2に基づく直流電圧VDC2からの直流電圧V1の換算は、マイクロコンピュータ12で行われる。
上記数2から明らかなように、直流電圧V1と直流電圧VDC2との間は、1次側コイルP1と2次側コイルS1の巻数比及び抵抗10、11の抵抗値で規定される関係にあり、直流電圧VDC2が、トランス4やスイッチング素子5などに起因するノイズの影響を受けていない場合には、上記直流電圧V1の換算は正確に行われ、これによって、電圧検出回路23の直流電圧に基づくトランス4の1次側の直流電圧V1の正確な監視がなされる。
【0014】
直流電圧VDC2に対する上記ノイズの影響は、電圧検出回路23内の整流用ダイオード8の逆回復時間特性により除外されるかまたは低減化される。図1に示す本発明の実施例における電圧検出回路23においては、該整流用ダイオード8として、逆回復時間が約1×10−6s〜約5×10−6sで、帯域周波数が約60Hz以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード8のノイズに対するフィルタ効果により上記ノイズ、特に上記スイッチング素子5のスイッチング動作に基づくノイズ成分(スイッチングノイズ成分)を抑えた状態で整流動作を行う。このため、電圧検出回路23の直流出力電圧VDC2への該ノイズ重畳が抑えられ、該電圧VDC2はトランス4の1次側の直流電圧V1とほぼ同じ波形となり、マイクロコンピュータ12においては、該電圧VDC2に基づき、該電圧V1の正確な換算が可能となる。
【0015】
図2は、図1の電源回路におけるトランス4の1次側の直流電圧V1と、2次側の電圧検出回路23の直流電圧V2との実測結果例を示す図である。電圧検出回路23の整流用ダイオード8として、逆回復時間が約1×10−6s〜約5×10−6sで、帯域周波数が約60Hz以下の特性を有する一般整流用ダイオードを用いているため、該整流用ダイオード8のノイズに対するフィルタ効果により、直流電圧V2へのノイズ重畳はほとんどなく、該電圧V2は1次側の直流電圧V1とほぼ同じ波形となっている。このため、マイクロコンピュータ12においては、該電圧V2から、抵抗10、11の値を係数として求められる直流電圧VDC2に基づき、該電圧V1の正確な換算すなわち正確な監視が可能となる。
【0016】
図3は、図1の電源回路におけるトランス4の2次側コイルS1に発生する電圧VS1の波形の実測結果例を示す図である。該電圧VS1は、電圧検出回路23の入力電圧であり、整流用ダイオード8で整流される前の電圧である。トランス4にはインダクタンスや漏れ磁束等があるため、スイッチング素子5のスイッチング動作によるスイッチングノイズを拾い、2次側コイルS1に発生する電圧VS1は該ノイズが重畳した波形となる。また、スイッチングノイズ自身も2次側の負荷の変動や、スイッチング素子5のオンするタイミング等の影響を受け、ノイズ電圧も一定化していない。該実測の結果、該VS1波形のピーク部分にオーバーシュート状に、スイッチング素子5によるスイッチングノイズが重畳している。該ノイズは、該電圧VS1が電圧検出回路23に入力され、整流用ダイオード8で整流されることにより除去されるかまたは大幅に低減化される。該整流後さらに平滑化された直流電圧V2としては、上記図2に示す電圧波形となる。
【0017】
図4は、図1の電源回路において、電圧検出回路23の整流用ダイオード8に替えて、逆回復時間が約0.05×10−6s〜約0.4×10−6sと、本発明における整流用ダイオード8よりも大幅に短い逆回復時間を有する高速整流用ダイオードを接続した場合の、トランス4の1次側の直流電圧V1と2次側の電圧検出回路23の電圧V2の波形の実測結果例を示す図である。この結果、該高速整流用ダイオードはノイズに対するフィルタ効果がほとんどなく、スイッチング素子5によるスイッチングノイズも忠実に整流してしまうため、電圧検出回路23の電圧V2は、該ノイズが重畳した波形となり、直流電圧V1とは大きく異なった波形となっている。この場合は、該電圧V2から求められる直流電圧VDC2も、該電圧V2と同様、ノイズがのった波形となる。このため、マイクロコンピュータ12においては、トランス4の1次側の直流電圧V1の正確な換算すなわち正確な監視が困難となる。特に、上記高速整流用ダイオードに流れる負荷電流が少ない場合には、ノイズ電圧のピーク値で平滑コンデンサ9に充電されてしまうため、電圧V1と電圧V2の波形は特に大きく異なったものとなる。
【0018】
上記のように、本発明の上記実施例によれば、トランス4の2次側の電圧検出回路23において、トランス4の1次側におけるスイッチング素子5によるスイッチングノイズの影響を抑えた状態で2次側の電圧VDC2の検出が可能となり、1次側の電圧V1を正確に監視できるようになる。整流用ダイオード8は、定格電流よりも低い値の電流を流すようにすれば過熱の問題もない。また、従来技術に比べ、本来必要な整流用ダイオードとして、適性範囲の特性のものを用いることにより対応可能なため、新たな部品の追加もなく、コストの増大も抑えられる。また、電源回路の寸法の増大化も抑えられる。
【0019】
なお、上記実施例では、電圧検出回路23に整流用ダイオード8を用いる構成としたが、本発明は、該電圧検出回路23に用いるダイオードとしては、整流用ダイオードとして製作されたダイオードに限定されず、逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のものであれば他の用途用として製作されたものであってもよい。
【0020】
本発明の電源回路は、工場用電子機器、事務用電子機器、情報機器、家電機器など広範囲の電子機器に適用可能である。
【0021】
【発明の効果】
本発明によれば、電源回路において、トランスの2次側電圧へのノイズの重畳を低減でき、該2次側電圧による該トランスの1次側電圧の監視性能を従来よりも改善することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施例としての電源回路の構成例を示す図である。
【図2】図1の電源回路におけるトランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図3】図1の電源回路におけるトランスの2次側コイルの電圧波形の実測結果例を示す図である。
【図4】電圧検出回路の整流ダイオードに高速用整流ダイオードを用いた場合の、トランスの1次側の電圧波形と2次側の電圧検出回路の電圧波形の実測結果例を示す図である。
【符号の説明】
1…商用電源、 2、8、15、17、19…整流用ダイオード、 3、9、16、18、20…平滑用コンデンサ、 4…トランス、 5…スイッチング素子、 6…駆動回路、 10、11…分圧用抵抗、 12…マイクロコンピュータ、 13…フィードバック回路、 14…フォトカプラ、 21、22…負荷、 23…電圧検出回路、 P1…トランスの1次側コイル、 S0、S1、S2…トランスの2次側コイル。
Claims (5)
- 受電した1次側電力をトランスにより2次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの1次側にあって上記1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し上記トランスの2次側コイルに接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。 - 受電した1次側電力をトランスにより2次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの1次側にあって上記1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるときに2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し、2次側電力として出力する整流回路と、
逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードを有して構成され、該特性のダイオードを介し、上記トランスの上記2次側コイルに対し上記整流回路と並列に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の上記平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。 - 受電した1次側電力をトランスにより2次側電力に変換し整流して負荷側に供給する電源回路であって、
上記トランスの1次側にあって上記1次側電力を商用電源周波数より高い周波数でスイッチングし、該トランスの1次側コイルへの電力供給を制御するスイッチング素子と、
該スイッチング素子を駆動する駆動回路と、
上記トランスの2次側にあって、上記スイッチング素子がオフ状態にあるとき、上記トランスの上記1次側コイルを経て該トランスの第1の2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し2次側電力として出力する第1、第2の整流回路と、
上記第1の整流回路の出力に基づき、該第1の整流回路及び上記第2の整流回路の出力を一定にするよう制御するための制御信号を形成し、上記駆動回路に帰還させるフィードバック回路と、
逆回復時間が約1×10−6sから約5×10−6sの範囲にある特性のダイオードとコンデンサとを有し、該特性のダイオードを介して上記第1または第2の整流回路に接続され、上記スイッチング素子がオン状態にあるときに該2次側コイルに発生する電圧を整流して平滑し該平滑電圧を検出する電圧検出回路と、
を備え、上記電圧検出回路の平滑電圧として上記スイッチング素子の上記スイッチング動作に基づくノイズを抑えた電圧を発生させ、上記トランスの2次側において該電圧により、該トランスの1次側の電圧を監視可能にした構成を特徴とする電源回路。 - 上記電圧検出回路の上記特性のダイオードは、帯域周波数が約60Hz以下である請求項1、2または3に記載の電源回路。
- 請求項1から4のいずれかに記載の電源回路を電源部に備えたことを特徴とする電子機器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003060247A JP2004274847A (ja) | 2003-03-06 | 2003-03-06 | 電源回路及びこれを用いた電子機器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003060247A JP2004274847A (ja) | 2003-03-06 | 2003-03-06 | 電源回路及びこれを用いた電子機器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2004274847A true JP2004274847A (ja) | 2004-09-30 |
Family
ID=33122849
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003060247A Pending JP2004274847A (ja) | 2003-03-06 | 2003-03-06 | 電源回路及びこれを用いた電子機器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2004274847A (ja) |
-
2003
- 2003-03-06 JP JP2003060247A patent/JP2004274847A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US10256741B2 (en) | Adaptive synchronous switching in a resonant converter | |
US9667153B2 (en) | Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices | |
JP4613100B2 (ja) | フライフォワード変換器の動作範囲を拡大するための方法及び装置 | |
WO2006101135A1 (ja) | スイッチング電源回路 | |
CN109889062B (zh) | 电力转换器和控制电力转换器的方法 | |
KR101858059B1 (ko) | 스위치 제어 회로, 및 이를 포함하는 역률 보상기 및 그 구동 방법 | |
KR102116705B1 (ko) | 컨버터 및 그 구동 방법 | |
EP0658968A1 (en) | Switching regulator | |
US9312778B2 (en) | Power supply device | |
JP2017508437A (ja) | 共振コンバータにおける適応型同期スイッチング | |
US9768701B2 (en) | Synchronous rectifier control using sensing of alternating current component | |
JPH04299070A (ja) | スイッチングレギュレータ | |
TW202110058A (zh) | 功率轉換器電路中電子開關驅動方法及控制電路 | |
JP2009247132A (ja) | スナバ回路 | |
US20150263628A1 (en) | Resonant converter and control | |
JP2007511995A (ja) | スイッチモード電源 | |
JP2017200294A (ja) | 電源装置及び画像形成装置 | |
KR20130084199A (ko) | 단일 전력단 역률 개선 회로 | |
JP3477029B2 (ja) | 同期倍電流電源 | |
JP2005277088A (ja) | 横型トランス | |
JP2004274847A (ja) | 電源回路及びこれを用いた電子機器 | |
JP4650101B2 (ja) | スイッチング電源装置、及びオーディオアンプシステム | |
KR20150063889A (ko) | 클램핑 회로, 이를 포함하는 전력 공급 장치 및 전력 공급 장치의 구동 방법 | |
US20150131340A1 (en) | Power supply device | |
JPH11341805A (ja) | 安定化電源回路 |