【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源から供給された電力を所定の電力に変換する電力変換装置及びそれを用いた電機システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換用半導体素子（スイッチング素子）としては、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）と呼称されており、以下、それを「ＩＧＢＴ」と略称する）が一般に知られている。ＩＧＢＴは電圧駆動型素子であるので、ゲート電流がターンオン・オフ時のみに過渡的に流れる。このため、ＩＧＢＴを用いた電力変換装置では、ＩＧＢＴを駆動制御する制御部における損失を、電流駆動型素子を用いた場合に比べて低減することができる。また、ＩＧＢＴを用いた電力変換装置では、制御部における電力容量が小さくなるので、制御部を小型化することができる。さらに、ＩＧＢＴを用いた電力変換装置では、マイクロコンピュータ（以下、それを「マイコン」と略称する）やＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などから構成されたパルス発生回路で発生した信号をドライバＩＣで増幅してＩＧＴＢを駆動するので、ＩＧＢＴの駆動の制御がし易い。
【０００３】
従来、ＩＧＢＴを電力変換用半導体素子（スイッチング素子）として採用した電力変換装置としては、例えば特許文献１に記載されたインバータ装置が知られている。この文献に記載されたものでは、ＩＧＢＴのゲートをソフトに遮断するようにＩＧＢＴの駆動を制御している。すなわちＩＧＢＴには、遮断できる電流と電圧の範囲、いわゆるＲＢＳＯＡ（Ｒｅｖｅｒｓｅ Ｂｉａｓ Ｓａｆｔｙ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ Ａｒｅａ）が決まっている。負荷が短絡した状態でＩＧＢＴにオン信号が入力された場合、定格電流の５倍以上の飽和電流が流れる。この時、この飽和電流を定格電流と同じゲート電圧の減衰で遮断すると、電流変化率ｄＩ／ｄｔが大きくなり、配線インダクタンスの積（Ｌ×ｄＩ／ｄｔ）によって大きな跳ね上がり電圧が発生し、この跳ね上がり電圧がＲＢＳＯＡを超えてしまう。このため、ＩＧＢＴが破壊に至る場合がある。これを防止するために従来では、上述のようにＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断している。ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断する手段によれば、電流変化率を小さくして跳ね上がり電圧を抑え、跳ね上がり電圧がＲＢＳＯＡを逸脱することを抑制することができる。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−１１３２６５号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の技術では、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断することによって、電流変化率に起因する跳ね上がり電圧がＲＢＳＯＡを逸脱することを抑制し、電力変換装置の信頼性を向上させている。しかし、従来の技術では、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断している状態において、ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間が、定格電流を遮断している場合よりも長いということまで考慮していない。電力変換装置の信頼性をさらに向上させるためには、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断している状態において、ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間が、定格電流を遮断している場合よりも長いということまで考慮することが好ましい。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本願の発明者は、電力変換用半導体素子の駆動を制御する制御部側から電力変換装置のさらなる信頼性の向上を図るために研究を行っていた。この結果、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断している状態において、マイコンからの駆動信号がオフ信号であるにも拘らず、ＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間が、定格電流を遮断している場合よりも長いということを見出した。すなわちＩＧＢＴのゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間が、定格電流を遮断している場合よりも長いと、その期間中に、ゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させているＩＧＢＴと対のＩＧＢＴにオンの駆動信号が入力された場合、両方のＩＧＢＴがオン状態になり、ＩＧＢＴに過電流が流れてしまい、ＩＧＢＴが破壊に至る場合があるということが判明した。
【０００７】
ここに、本発明は、従来よりも信頼性を向上させることができる電力変換装置を提供する。また、本発明は、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させている状態において、ゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させているＩＧＢＴとは対のＩＧＢＴを所定期間オフにすることができる電力変換装置を提供する。さらに、本発明は、上記電力変換装置を備えた電機システムを提供する。
【０００８】
上記電力変換装置は、電源端子間に電気的に接続され、少なくとも２つの電力変換用半導体素子が電気的に直列接続されて構成された変換部と、２つの電力変換用半導体素子のそれぞれを駆動させるための駆動信号を発生して２つの電力変換用半導体素子のそれぞれの駆動を制御する制御部とを有するものにおいて、制御部が、２つの電力変換用半導体素子のそれぞれの異常を検出すると共に、２つの電力変換用半導体素子の一方の異常が検出されて、２つの電力変換用半導体素子の一方がオフとなるように２つの電力変換用半導体素子の一方の駆動を制御している状態で、２つの電力変換用半導体素子の他方の駆動信号としてオン信号が発生した場合、２つの電力変換用半導体素子の他方が所定期間オフとなるように２つの電力変換用半導体素子の他方の駆動を制御することにより達成することができる。
【０００９】
上記のように構成された本発明の電力変換装置によれば、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させている状態において、ゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させているＩＧＢＴと対のＩＧＢＴをオンさせる駆動信号が発生した場合、当該ＩＧＢＴに当該駆動信号が入力されるのを阻止することができる。従って、本発明の電力変換装置によれば、ゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させているＩＧＢＴと対のＩＧＢＴを所定期間オフにして、両方のＩＧＢＴがオン状態になることを防止し、ＩＧＢＴに過電流が流れてＩＧＢＴが破壊することを防止することができる。
【００１０】
また、上記電機システムは、電源から供給された電力を所定の電力に変換する電力変換装置と、その電力の供給を受けて駆動される電機負荷とを有するものにおいて、電力変換装置として、上述のように構成された電力変換装置を用いることにより達成することができる。電力変換装置は、例えばバッテリから供給された直流電力を交流電力に変換するインバータ装置又はバッテリから供給された直流電力を所定の直流電力に変換する直流変換装置である。電機負荷は、例えばインバータ装置から供給された交流電力を受けて回転駆動し、車両の駆動輪を回転駆動させる交流電動機又は直流変換装置から供給された直流電力を受けて回転駆動し、車両の駆動輪を回転駆動させる直流電動機である。
【００１１】
【発明の実施の形態】
本発明の第１実施例を図１に基づいて説明する。図１は、本実施例の電力変換装置である直流変換装置（直流チョッパ装置或いはＤＣ−ＤＣコンバータ装置という場合もある）の構成を示す。
【００１２】
直流変換装置４００は、車載電源であるバッテリ１００から供給された直流電力を所定の直流電力に変換して電機負荷に供給する電力変換装置である。電機負荷としては、例えば直流電力を受けて回転駆動し、車両の駆動輪を回転駆動させる直流電動機がある。直流変換装置４００は、大別すると、直流電力を所定の直流電力に変換する変換部６０と、この変換部６０を構成する電力変換用スイッチング半導体素子の駆動を制御する制御部５０から構成されている。
【００１３】
変換部６０は、上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３の２つの電力変換用スイッチング半導体素子が電気的に直列接続されて構成された変換回路（アーム）である。具体的に上アームＩＧＢＴ１のコレクタはバッテリ１００の高電位側に電気的に接続されている。上アームＩＧＢＴ１のエミッタはＤＣ−ＤＣコンバータ装置４００の出力端子２００及び下アームＩＧＢＴ３のコレクタに電気的に接続されている。上アームＩＧＢＴ１のコレクタ−エミッタ間にはダイオード２が電気的に並列接続されている。下アームＩＧＢＴ３のコレクタはＤＣ−ＤＣコンバータ装置４００の出力端子２００及び上アームＩＧＢＴ１のコレクタに電気的に接続されている。下アームＩＧＢＴ３のエミッタはバッテリ１００の低電位側に電気的に接続されている。下アームＩＧＢＴ３のコレクタ−エミッタ間にはダイオード４が電気的に並列接続されている。
【００１４】
上アームＩＧＢＴ１のエミッタはマルチ構成になっている。上アームＩＧＢＴ１のマルチエミッタの一方は下アームＩＧＢＴ３のコレクタ及び出力端子２００に電気的に接続されている。上アームＩＧＢＴ１のマルチエミッタの他方はセンス端子を構成しており、抵抗６が電気的に接続されている。下アームＩＧＢＴ３のエミッタもマルチ構成になっている。下アームＩＧＢＴ３のマルチエミッタの一方はバッテリ１００の低電位側に電気的に接続されている。下アームＩＧＢＴ３のマルチエミッタの他方はセンス端子を構成しており、抵抗１１が電気的に接続されている。
【００１５】
出力端子２００は電機負荷の入力側の正極側と電気的に接続されている。電機負荷の入力側の負極側は下アームＩＧＢＴ３のマルチエミッタの一方に電気的に接続されている。
【００１６】
制御部５０は、上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３の駆動（スイッチング動作）を制御するものである。具体的に制御部５０は、マイコン２２から外部指令を受けて上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３がスイッチング動作するための駆動電力をそれぞれのゲートに供給するものである。制御部５０において２１は、マイコン２２からの上アーム駆動指令及び下アーム駆動指令を受けて上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３のそれぞれを駆動させるための駆動信号を発生する駆動信号発生回路である。駆動信号発生回路２１とマイコン
２２との間はフォトカプラ或いはパルストランスなどの絶縁素子で電気的に絶縁されている。
【００１７】
７０は、駆動信号発生回路２１から出力された高電位側の駆動信号を受け、その駆動信号と同じ駆動信号或いはその駆動信号とは異なる駆動信号（駆動信号発生回路２１から出力された駆動信号が上アームＩＧＢＴ１をオンさせる駆動信号であった場合には上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号）のどちらか一方の駆動信号を出力する上アーム出力制御回路である。８０は、駆動信号発生回路２１から出力された低電位側の駆動信号を受け、その駆動信号と同じ駆動信号或いはその駆動信号とは異なる駆動信号（駆動信号発生回路２１から出力された駆動信号が下アームＩＧＢＴ３をオンさせる駆動信号であった場合には下アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号）のどちらか一方の駆動信号を出力する下アーム出力制御回路である。
【００１８】
９は、上アーム出力制御回路７０から出力された駆動信号を受け、その駆動信号の電圧レベルを低圧から高圧に変圧（昇圧）するレベルシフト回路である。５は、レベルシフト回路９から出力され駆動信号を受け、上アームＩＧＢＴ１のゲートにオン又はオフさせるための駆動電力（駆動信号）を供給する上アーム駆動回路である。１２は、出力制御回路８０から出力された駆動信号を受け、下アームＩＧＢＴ３のゲートにオン又はオフさせるための駆動電力（駆動信号）を供給する下アーム駆動回路である。
【００１９】
７は、抵抗６の両端に電気的に接続されていると共に、上アームＩＧＢＴ１の異常を検出し、この結果を上アーム駆動回路５及び上アーム出力制御回路７０に出力する上アーム異常検出回路である。上アーム駆動回路５は、上アーム異常検出回路７により上アームＩＧＢＴ１の異常が検出された場合、上アームＩＧＢＴ１のゲート電圧をソフトに減衰、すなわち上アームＩＧＢＴ１のゲート電圧を徐々にかつ段階的に減衰させて、上アームＩＧＢＴ１に流れる飽和電流を遮断する機能を具備している。
【００２０】
１３は、抵抗１１の両端に電気的に接続されていると共に、下アームＩＧＢＴ３の異常を検出し、この結果を下アーム駆動回路１２及び下アーム出力制御回路８０に出力する下アーム異常検出回路である。下アーム駆動回路１２は、下アーム異常検出回路１３により下アームＩＧＢＴ３の異常が検出された場合、下アームＩＧＢＴ３のゲート電圧をソフトに減衰、すなわち下アームＩＧＢＴ３のゲート電圧を徐々にかつ段階的に減衰させて、下アームＩＧＢＴ３に流れる飽和電流を遮断する機能を具備している。
【００２１】
上アーム出力制御回路７０は、上アームＩＧＢＴ１又は下アームＩＧＢＴ３のどちらか一方に異常が生じた場合或いは上アームＩＧＢＴ１と下アームＩＧＢＴ３との両方に異常が生じた場合、上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号をレベルシフト回路９に出力するものである。言い換えれば、上アーム出力制御回路７０は、上記異常が生じた場合、駆動信号発生回路２１からの駆動信号が上アームＩＧＢＴ１をオンさせる駆動信号であるときにはそれをオフさせる駆動信号として出力するものである。
【００２２】
上アーム出力制御回路７０において８は、上アーム異常検出回路７から出力された異常信号を保持して所定期間出力するタイマである。タイマ８における所定期間は、上アームＩＧＢＴ１の定格ゲート電圧を遮断している状態で、上アームＩＧＢＴ１のゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間よりも長い期間に設定している。１０は、タイマ８から出力された異常信号の電圧レベルを高圧から低圧に変圧（降圧）するレベルダウン回路である。１５は、レベルダウン回路１０から出力された異常信号を反転させるＮＯＴ回路である。１６は、後述するタイマ１４（下アーム出力制御回路８０）から出力された異常信号を反転させるＮＯＴ回路である。１７は、駆動信号発生回路２１及びＮＯＴ回路１５，１６の出力を受け、その出力の信号レベルが全てが“Ｈ”の場合には上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動信号を出力し、その他の場合には上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号を出力するＡＮＤ回路である。
【００２３】
下アーム出力制御回路８０は、上アームＩＧＢＴ１又は下アームＩＧＢＴ３のどちらか一方に異常が生じた場合或いは上アームＩＧＢＴ１と下アームＩＧＢＴ３との両方に異常が生じた場合、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号を下アーム駆動回路１２に出力するものである。言い換えれば、下アーム出力制御回路８０は、上記異常が生じた場合、駆動信号発生回路２１からの駆動信号が下アームＩＧＢＴ３をオンさせる駆動信号であるときにはそれをオフさせる駆動信号として出力するものである。
【００２４】
下アーム出力制御回路８０において１４は、下アーム異常検出回路１３から出力された異常信号を保持して所定期間出力するタイマである。タイマ１４における所定期間は、下アームＩＧＢＴ３の定格ゲート電圧を遮断している状態で、下アームＩＧＢＴ３のゲート電圧がしきい値電圧以上になっている期間よりも長い期間に設定している。１９は、タイマ１４から出力された異常信号を反転させるＮＯＴ回路である。２０は、前述したレベルダウン回路１０（上アーム出力制御回路７０）から出力された異常信号を反転させるＮＯＴ回路である。１７は、駆動信号発生回路２１及びＮＯＴ回路１９，２０の出力を受け、その出力の信号レベルが全てが“Ｈ”の場合には下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動信号を出力し、その他の場合には下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号を出力するＡＮＤ回路である。
【００２５】
次に、本実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ装置４００の制御部５０の動作、特に上アーム出力制御回路７０及び下アーム出力制御回路８０の動作について説明する。マイコン２２から上アーム駆動指令及び下アーム駆動指令が駆動信号発生回路２１に出力される。駆動指令を受けた駆動信号発生回路２１は上アーム駆動信号及び下アーム駆動信号を発生する。上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３が両方とも正常な状態では、上アーム異常検出回路７及び下アーム異常検出回路１３からは異常信号（信号レベル“Ｈ”）が出力されていない。言い換えれば正常信号（信号レベル“Ｌ”）が出力されている。このため、上アーム異常検出回路７の出力を受けるＮＯＴ回路１５，２０、下アーム異常検出回路１３の出力を受けるＮＯＴ回路１６，１９から出力される信号のレベルはいずれも“Ｈ”になる。
【００２６】
従って、上アーム出力制御回路７０は、上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）が入力されると、上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）を、上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）が入力されると、上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）をＡＮＤ回路１７からそれぞれ出力する。また、下アーム出力制御回路８０は、下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）が入力されると、下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）を、下上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）が入力されると、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）をＡＮＤ回路１８からそれぞれ出力する。
【００２７】
上アーム出力制御回路７０から出力された駆動信号は、レベルシフト回路９によってその電圧レベルが低圧から高圧になるように変圧され、上アーム駆動回路５に入力される。上アーム駆動回路５は、レベルシフト回路９から入力された駆動信号が、上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動信号である場合には、上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動電圧（正の電圧）を上アームＩＧＢＴ１のゲートに印加し、レベルシフト回路９から入力された駆動信号が、上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動信号である場合には、上アームＩＧＢＴ１をオフさせるための駆動電圧（負の電圧）を上アームＩＧＢＴ１のゲートに印加する。これにより、上アームＩＧＢＴ１はオン・オフのスイッチング動作が制御される。
【００２８】
また、下アーム出力制御回路８０から出力された駆動信号は下アーム駆動回路１２に入力される。下アーム駆動回路１２は、下アーム出力制御回路８０から入力された駆動信号が、下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動信号である場合には、下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動電圧（正の電圧）を下アームＩＧＢＴ３のゲートに印加し、下アーム出力制御回路８０から入力された駆動信号が、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号である場合には、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動電圧（負の電圧）を下アームＩＧＢＴ３のゲートに印加する。これにより、下アームＩＧＢＴ３はオン・オフのスイッチング動作が制御される。
【００２９】
次に、ＩＧＢＴに異常が生じた場合における動作について説明する。本実施例では、例えば負荷が短絡した状態で、図２に示すように、上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動電圧が上アームＩＧＢＴ１のゲートに印加され、図３に示すように、上アームＩＧＢＴ１のコレクタに定格電流の５倍以上の飽和電流が流れた場合を想定して説明する。尚、この時、下アームＩＧＢＴ３はオフの状態にある。
【００３０】
図３に示すように、上アームＩＧＢＴ１に飽和電流が流れると、上アーム異常検出回路７が異常を検出し、異常信号（信号レベル“Ｈ”）を上アーム駆動回路５及びタイマ８に出力する。上アーム駆動回路５は、上アーム異常検出回路７から出力された異常信号を受け、上アームＩＧＢＴ１のゲート電圧をソフトに減衰させ、飽和電流を徐々に遮断する。タイマ８は、上アーム異常検出回路７から出力された異常信号を受け、それを保持して所定期間出力する。タイマ８から出力された異常信号はレベルダウン回路１０でその電圧レベルが高圧から低圧に変圧されてＮＯＴ回路１５，２０に入力される。ＮＯＴ回路１５，２０は、レベルダウン回路１０から出力された異常信号の信号レベルを“Ｈ”から“Ｌ”に反転する。ＮＯＴ回路１５から出力された信号レベル“Ｌ”の信号はＡＮＤ回路１７に入力される。ＮＯＴ回路２０から出力された信号レベル“Ｌ”の信号はＡＮＤ回路１８に入力される。
【００３１】
また、ＡＮＤ回路１７には、ＮＯＴ回路１６から出力された信号が、ＡＮＤ回路１８には，ＮＯＴ回路１９から出力された信号がそれぞれ入力されている。この時、下アーム異常検出回路１３からは正常信号（信号レベル“Ｌ”）が出力されているので、ＡＮＤ回路１７，１８には信号レベル“Ｈ”の信号が入力されることになる。この状態において、下アームＩＧＢＴ３をオンにするための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）が駆動信号発生回路２１から出力され、ＡＮＤ回路１８に入力された場合であっても、ＡＮＤ回路１８に信号レベル“Ｌ”の信号が入力されているので、ＡＮＤ回路１８から下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）が出力される。これにより、下アーム駆動回路１２には、タイマ８から異常信号が所定の期間出力されている間、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号（信号レベル“Ｌ”）が出力される。従って、下アームＩＧＢＴ３は所定の期間オフ状態になる。また、上アームＩＧＢＴ１をオンにするための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）が駆動信号発生回路２１から出力され、ＡＮＤ回路１７に入力された場合であっても、ＡＮＤ回路１７に信号レベル“Ｌ”の信号が入力されているので、ＡＮＤ回路１７から上アームＩＧＢＴ１をオンさせるための駆動信号（信号レベル“Ｈ”）が出力されるようなこともない。
【００３２】
以上説明した本実施例によれば、上アーム出力制御回路７０及び下アーム出力制御装置８０を備えているので、例えば上アームＩＧＢＴ１に異常が発生して上アームＩＧＢＴ１のゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断している時に、駆動信号発生回路２１から下アームＩＧＢＴ３をオンさせるための駆動信号が出力されても、所定期間、下アームＩＧＢＴ３をオフさせるように、下アーム駆動回路に下アームＩＧＢＴ３をオフさせるための駆動信号を入力することができ、上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３の両方がオンになることを防止することができる。これにより、本実施例によれば、上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３に過電流が流れて上アームＩＧＢＴ１及び下アームＩＧＢＴ３が破壊されることを防止することができる。従って、本実施例によれば、安全で従来よりも信頼性を向上させることができる直流変換装置４００を提供することができる。
【００３３】
本発明の第２実施例を図４に基づいて説明する。図４は本実施例のインバータ装置の構成を示す。インバータ装置５００は、車載電源であるバッテリ１００から供給された直流電力を三相交流電力に変換して電機負荷に供給する電力変換装置である。電機負荷としては、例えば三相交流電力を受けて回転駆動し、車両の駆動輪を回転駆動させる交流電動機３００がある。本実施例では第１実施例の変換部６０のアームを１相分とし、これを３相分用意して電気的に並列接続してブリッジ回路を構成していると共に、これに合わせて制御部５０の回路も三相分用意している。尚、本実施例では、ｕ相に該当するものには符号の末尾にｕを、ｖ相に該当するものには符号の末尾にｖを、ｗ相に該当するものには符号の末尾にｗをそれぞれ付している。下アームＩＧＢＴ３ｕ，３ｖ，３ｗのマルチエミッタの一方は接地されている。バッテリ１００の負極側（低電位側）も接地されている。出力端子２００ｕは交流電動機３００のｕ相の入力側と、出力端子２００ｖは交流電動機３００のｖ相の入力側と、出力端子２００ｗは交流電動機３００のｗ相の入力側とそれぞれ電気的に接続されている。本実施例によれば、第１実施例と同様の効果を得ることができ、安全で従来よりも信頼性を向上させることができるインバータ装置５００を提供することができる。
【００３４】
尚、以上説明した実施例では、ＩＧＢＴを電力変換用スイッチング半導体素子として用いた場合について説明したが、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）或いはＭＯＳ−ＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）のいずれかを採用しても同様の効果が得られる。
【００３５】
【発明の効果】
以上説明した本発明によれば、ＩＧＢＴのゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させている状態において、ゲート電圧をソフトに減衰させて飽和電流を遮断させているＩＧＢＴとは対のＩＧＢＴを所定期間オフにすることができるので、従来よりも信頼性を向上させることができる電力変換装置及びそれを備えた電機システムを提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例である直流変換装置の構成を示す回路図。
【図２】図１の上アームＩＧＢＴのゲートに印加されるゲート電圧の特性を示すものであり、飽和電流遮断時の特性を示す特性図。
【図３】図１の上アームＩＧＢＴのコレクタに流れるコレクタ電流の特性を示すものであり、飽和電流遮断時の特性を示す特性図。
【図４】本発明の第２実施例であるインバータ装置の構成を示す回路図。
【符号の説明】
１…上アームＩＧＢＴ、３…下アームＩＧＢＴ、５…上アーム駆動回路、７…上アーム異常検出回路、８，１４…タイマ、９…レベルシフト回路、１０…レベルダウン回路、１２…下アーム駆動回路、１３…下アーム異常検出回路、１５，１６，１９，２０…ＮＯＴ回路、１７，１８…ＡＮＤ回路、２１…駆動信号発生回路、２２…マイコン、５０…制御部、６０…変換部、７０…上アーム出力制御回路、８０…下アーム出力制御回路、１００…バッテリ、２００…出力端子、３００…交流電動機、４００…直流変換装置、５００…インバータ装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power conversion device that converts power supplied from a power supply into a predetermined power, and an electric system using the same.
[0002]
[Prior art]
As a power conversion semiconductor element (switching element), an insulated gate bipolar transistor (IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), which is hereinafter abbreviated as "IGBT") is generally known. Since the IGBT is a voltage-driven element, a gate current transiently flows only at the time of turn-on / off. For this reason, in the power converter using the IGBT, the loss in the control unit that drives and controls the IGBT can be reduced as compared with the case where the current-driven element is used. In the power converter using the IGBT, the power capacity of the control unit is reduced, so that the control unit can be downsized. Further, in a power conversion device using an IGBT, a signal generated by a pulse generation circuit including a microcomputer (hereinafter abbreviated as a “microcomputer”) or a DSP (Digital Signal Processor) is amplified by a driver IC. Since the IGBT is driven by the IGBT, it is easy to control the driving of the IGBT.
[0003]
2. Description of the Related Art Conventionally, as a power conversion device that employs an IGBT as a power conversion semiconductor device (switching device), for example, an inverter device described in Patent Document 1 is known. In the technique described in this document, the driving of the IGBT is controlled so as to softly shut off the gate of the IGBT. That is, a range of a current and a voltage that can be cut off, that is, a so-called RBSOA (Reverse Bias Safety Operation Area) is determined for the IGBT. When an ON signal is input to the IGBT in a state where the load is short-circuited, a saturation current of 5 times or more of the rated current flows. At this time, if this saturation current is cut off by the same attenuation of the gate voltage as the rated current, the current change rate dI / dt increases, and a large jump voltage is generated by the product (L × dI / dt) of the wiring inductance. The voltage exceeds RBSOA. Therefore, the IGBT may be broken. In order to prevent this, conventionally, as described above, the gate voltage of the IGBT is softly attenuated to cut off the saturation current. According to the means for softly attenuating the gate voltage of the IGBT to cut off the saturation current, it is possible to suppress the jump voltage by reducing the current change rate and suppress the jump voltage from deviating from RBSOA.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-11-113265 [0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the related art, the gate voltage of the IGBT is softly attenuated to cut off the saturation current, thereby suppressing the jump voltage caused by the current change rate from deviating from RBSOA and improving the reliability of the power converter. ing. However, in the conventional technique, in a state where the gate voltage of the IGBT is softly attenuated and the saturation current is cut off, the period during which the gate voltage of the IGBT is equal to or higher than the threshold voltage is cut off the rated current. It does not even take into account that it is longer than it is. In order to further improve the reliability of the power converter, a period in which the gate voltage of the IGBT is equal to or higher than the threshold voltage in a state where the gate voltage of the IGBT is softly attenuated and the saturation current is cut off. It is preferable to take into account that the current is longer than when the rated current is interrupted.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The inventor of the present application has been conducting research from the control unit side that controls the driving of the power conversion semiconductor element in order to further improve the reliability of the power conversion device. As a result, in a state where the gate voltage of the IGBT is attenuated softly and the saturation current is cut off, the gate voltage of the IGBT becomes equal to or higher than the threshold voltage even though the drive signal from the microcomputer is an off signal. Is longer than when the rated current is interrupted. That is, if the period during which the gate voltage of the IGBT is equal to or higher than the threshold voltage is longer than the case where the rated current is cut off, the gate voltage is softly attenuated during that period to cut off the saturation current. It has been found that when an ON drive signal is input to an existing IGBT and a pair of IGBTs, both IGBTs are turned on, an overcurrent flows through the IGBT, and the IGBT may be destroyed.
[0007]
Here, the present invention provides a power converter capable of improving reliability as compared with the related art. Further, in the present invention, in a state where the gate voltage of the IGBT is softly attenuated and the saturation current is cut off, the IGBT paired with the IGBT whose gate voltage is softly attenuated and the saturation current is cut off for a predetermined period of time. Provided is a power conversion device that can be turned off. Further, the present invention provides an electric system including the above-described power conversion device.
[0008]
The power conversion device is configured to electrically connect between power supply terminals, to drive a conversion unit configured by at least two power conversion semiconductor elements being electrically connected in series, and to drive each of the two power conversion semiconductor elements. A control unit for generating a drive signal for controlling the driving of the two power conversion semiconductor elements, the control unit detecting an abnormality of each of the two power conversion semiconductor elements, In a state in which one of the two power conversion semiconductor elements is detected and one of the two power conversion semiconductor elements is controlled so that one of the two power conversion semiconductor elements is turned off. When an ON signal is generated as the other drive signal of the two power conversion semiconductor elements, the two power conversion semiconductor elements are turned off so that the other of the two power conversion semiconductor elements is off for a predetermined period. It can be achieved by controlling the other drive element.
[0009]
According to the power converter of the present invention configured as described above, in a state where the gate voltage of the IGBT is softly attenuated and the saturation current is cut off, the gate voltage is softly attenuated and the saturation current is cut off. When a drive signal for turning on the IGBT paired with the IGBT is generated, it is possible to prevent the drive signal from being input to the IGBT. Therefore, according to the power conversion device of the present invention, it is possible to prevent the IGBT and the pair of IGBTs that attenuate the gate voltage by softly attenuating the saturation current and turn off the pair of IGBTs for a predetermined period of time to prevent both IGBTs from turning on. However, it is possible to prevent the IGBT from being broken by an overcurrent flowing through the IGBT.
[0010]
Further, the electric machine system includes a power converter that converts electric power supplied from a power supply into a predetermined electric power, and an electric load that is driven by receiving the supply of the electric power. This can be achieved by using a power converter configured as described above. The power converter is, for example, an inverter that converts DC power supplied from a battery to AC power or a DC converter that converts DC power supplied from a battery to predetermined DC power. The electric load is driven to rotate by receiving AC power supplied from, for example, an inverter device, and is driven to rotate by receiving DC power supplied from an AC motor or a DC converter that drives the driving wheels of the vehicle. It is a DC motor that rotates wheels.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 shows a configuration of a DC converter (also referred to as a DC chopper device or a DC-DC converter device) which is a power converter of the present embodiment.
[0012]
The DC converter 400 is a power converter that converts DC power supplied from the battery 100, which is a vehicle-mounted power supply, into predetermined DC power and supplies the DC power to an electric load. As the electric load, there is, for example, a DC motor that rotationally drives and receives driving DC power and rotationally drives driving wheels of a vehicle. The DC converter 400 is roughly composed of a conversion unit 60 that converts DC power into predetermined DC power, and a control unit 50 that controls the driving of a power conversion switching semiconductor element included in the conversion unit 60. I have.
[0013]
The conversion unit 60 is a conversion circuit (arm) configured by electrically connecting two power conversion switching semiconductor elements of the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 in series. Specifically, the collector of the upper arm IGBT1 is electrically connected to the high potential side of the battery 100. The emitter of the upper arm IGBT1 is electrically connected to the output terminal 200 of the DC-DC converter device 400 and the collector of the lower arm IGBT3. A diode 2 is electrically connected in parallel between the collector and the emitter of the upper arm IGBT 1. The collector of the lower arm IGBT3 is electrically connected to the output terminal 200 of the DC-DC converter device 400 and the collector of the upper arm IGBT1. The emitter of the lower arm IGBT 3 is electrically connected to the low potential side of the battery 100. A diode 4 is electrically connected in parallel between the collector and the emitter of the lower arm IGBT 3.
[0014]
The emitter of the upper arm IGBT1 has a multi-configuration. One of the multi-emitters of the upper arm IGBT1 is electrically connected to the collector and the output terminal 200 of the lower arm IGBT3. The other of the multi-emitters of the upper arm IGBT1 forms a sense terminal, and the resistor 6 is electrically connected. The emitter of the lower arm IGBT 3 also has a multi-configuration. One of the multi-emitters of the lower arm IGBT 3 is electrically connected to the low potential side of the battery 100. The other of the multi-emitters of the lower arm IGBT3 constitutes a sense terminal, and the resistor 11 is electrically connected.
[0015]
The output terminal 200 is electrically connected to the positive side of the input side of the electric load. The negative side of the input side of the electric load is electrically connected to one of the multi-emitters of the lower arm IGBT3.
[0016]
The control unit 50 controls driving (switching operation) of the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3. Specifically, the control unit 50 supplies driving power for the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 to perform a switching operation to each gate in response to an external command from the microcomputer 22. In the control unit 50, a drive signal generation circuit 21 generates a drive signal for driving each of the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 in response to the upper arm drive command and the lower arm drive command from the microcomputer 22. The drive signal generating circuit 21 and the microcomputer 22 are electrically insulated by an insulating element such as a photocoupler or a pulse transformer.
[0017]
70 receives the high-potential-side drive signal output from the drive signal generation circuit 21 and outputs the same drive signal as the drive signal or a drive signal different from the drive signal (the drive signal output from the drive signal generation circuit 21). This is an upper arm output control circuit that outputs either one of the drive signals for turning on the upper arm IGBT1 (a drive signal for turning off the upper arm IGBT1 when the drive signal is for turning on the upper arm IGBT1). The drive signal 80 receives the low-potential-side drive signal output from the drive signal generation circuit 21 and outputs the same drive signal as the drive signal or a drive signal different from the drive signal (the drive signal output from the drive signal generation circuit 21). (A drive signal for turning off the lower arm IGBT 3 if it is a drive signal for turning on the lower arm IGBT 3).
[0018]
Reference numeral 9 denotes a level shift circuit that receives the drive signal output from the upper arm output control circuit 70 and changes (boosts) the voltage level of the drive signal from low to high. Reference numeral 5 denotes an upper arm drive circuit that receives a drive signal output from the level shift circuit 9 and supplies drive power (drive signal) for turning on or off the gate of the upper arm IGBT 1. Reference numeral 12 denotes a lower arm drive circuit that receives a drive signal output from the output control circuit 80 and supplies drive power (drive signal) for turning on or off the gate of the lower arm IGBT 3.
[0019]
Reference numeral 7 denotes an upper arm abnormality detection circuit which is electrically connected to both ends of the resistor 6, detects an abnormality of the upper arm IGBT 1, and outputs the result to the upper arm drive circuit 5 and the upper arm output control circuit 70. is there. The upper arm drive circuit 5 softly attenuates the gate voltage of the upper arm IGBT1 when the abnormality of the upper arm IGBT1 is detected by the upper arm abnormality detection circuit 7, that is, gradually and stepwisely reduces the gate voltage of the upper arm IGBT1. It has a function of attenuating and blocking a saturation current flowing to the upper arm IGBT1.
[0020]
Reference numeral 13 denotes a lower arm abnormality detection circuit which is electrically connected to both ends of the resistor 11, detects an abnormality of the lower arm IGBT 3, and outputs the result to the lower arm drive circuit 12 and the lower arm output control circuit 80. is there. When the lower arm abnormality detection circuit 13 detects an abnormality in the lower arm IGBT 3, the lower arm drive circuit 12 softly attenuates the gate voltage of the lower arm IGBT 3, that is, gradually and gradually reduces the gate voltage of the lower arm IGBT 3. It has a function of attenuating and blocking a saturation current flowing through the lower arm IGBT3.
[0021]
The upper arm output control circuit 70 turns off the upper arm IGBT1 when one of the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 has an abnormality or when both the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 have an abnormality. Is output to the level shift circuit 9. In other words, the upper arm output control circuit 70 outputs a drive signal for turning off the upper arm IGBT 1 if the drive signal from the drive signal generation circuit 21 is a drive signal for turning on the upper arm IGBT 1 when the abnormality occurs. is there.
[0022]
Reference numeral 8 in the upper arm output control circuit 70 is a timer that holds the abnormality signal output from the upper arm abnormality detection circuit 7 and outputs it for a predetermined period. The predetermined period of the timer 8 is set to be longer than the period in which the gate voltage of the upper arm IGBT1 is equal to or higher than the threshold voltage while the rated gate voltage of the upper arm IGBT1 is cut off. Reference numeral 10 denotes a level down circuit that changes (steps down) the voltage level of the abnormal signal output from the timer 8 from a high voltage to a low voltage. Reference numeral 15 denotes a NOT circuit that inverts the abnormal signal output from the level down circuit 10. Reference numeral 16 denotes a NOT circuit that inverts an abnormal signal output from the timer 14 (lower arm output control circuit 80) described later. Reference numeral 17 receives the outputs of the drive signal generation circuit 21 and the NOT circuits 15 and 16, and outputs a drive signal for turning on the upper arm IGBT1 when the output signal levels are all "H". In this case, it is an AND circuit that outputs a drive signal for turning off the upper arm IGBT1.
[0023]
The lower arm output control circuit 80 turns off the lower arm IGBT 3 when either the upper arm IGBT 1 or the lower arm IGBT 3 has an abnormality or when both the upper arm IGBT 1 and the lower arm IGBT 3 have an abnormality. Is output to the lower arm drive circuit 12. In other words, the lower arm output control circuit 80 outputs, as a drive signal for turning off the lower arm IGBT 3 when the abnormality occurs, if the drive signal from the drive signal generation circuit 21 is a drive signal for turning on the lower arm IGBT 3. is there.
[0024]
Reference numeral 14 in the lower arm output control circuit 80 is a timer that holds the abnormality signal output from the lower arm abnormality detection circuit 13 and outputs the signal for a predetermined period. The predetermined period in the timer 14 is set to a period longer than the period in which the gate voltage of the lower arm IGBT 3 is equal to or higher than the threshold voltage while the rated gate voltage of the lower arm IGBT 3 is cut off. Reference numeral 19 denotes a NOT circuit for inverting the abnormal signal output from the timer 14. Reference numeral 20 denotes a NOT circuit that inverts the abnormal signal output from the level down circuit 10 (upper arm output control circuit 70). Reference numeral 17 receives the outputs of the drive signal generation circuit 21 and the NOT circuits 19 and 20, and outputs a drive signal for turning on the lower arm IGBT 3 when the output signal levels are all "H". In this case, the AND circuit outputs a drive signal for turning off the lower arm IGBT 3.
[0025]
Next, the operation of the control unit 50 of the DC-DC converter device 400 of the present embodiment, in particular, the operation of the upper arm output control circuit 70 and the lower arm output control circuit 80 will be described. The microcomputer 22 outputs an upper arm drive command and a lower arm drive command to the drive signal generation circuit 21. The drive signal generation circuit 21 that has received the drive command generates an upper arm drive signal and a lower arm drive signal. When both the upper arm IGBT 1 and the lower arm IGBT 3 are normal, no abnormal signal (signal level “H”) is output from the upper arm abnormality detecting circuit 7 and the lower arm abnormality detecting circuit 13. In other words, a normal signal (signal level “L”) is output. Therefore, the levels of the signals output from the NOT circuits 15 and 20 receiving the output of the upper arm abnormality detection circuit 7 and the NOT circuits 16 and 19 receiving the output of the lower arm abnormality detection circuit 13 are both "H".
[0026]
Accordingly, when a drive signal (signal level “H”) for turning on the upper arm IGBT1 is input, the upper arm output control circuit 70 drives the drive signal (signal level “H”) for turning on the upper arm IGBT1. When a drive signal (signal level “L”) for turning off the upper arm IGBT 1 is input, a drive signal (signal level “L”) for turning off the upper arm IGBT 1 is output from the AND circuit 17. . When a drive signal (signal level “H”) for turning on the lower arm IGBT 3 is input, the lower arm output control circuit 80 turns on a drive signal (signal level “H”) for turning on the lower arm IGBT 3. When a drive signal (signal level “L”) for turning off the lower upper IGBT 1 is input, a drive signal (signal level “L”) for turning off the lower arm IGBT 3 is output from the AND circuit 18. I do.
[0027]
The drive signal output from the upper arm output control circuit 70 is transformed by the level shift circuit 9 so that its voltage level changes from low to high, and is input to the upper arm drive circuit 5. When the drive signal input from the level shift circuit 9 is a drive signal for turning on the upper arm IGBT1, the upper arm drive circuit 5 supplies a drive voltage (positive voltage) for turning on the upper arm IGBT1. Is applied to the gate of the upper arm IGBT1, and when the drive signal input from the level shift circuit 9 is a drive signal for turning off the upper arm IGBT1, a drive voltage (negative) for turning off the upper arm IGBT1 is applied. Is applied to the gate of the upper arm IGBT1. As a result, the ON / OFF switching operation of the upper arm IGBT 1 is controlled.
[0028]
The drive signal output from the lower arm output control circuit 80 is input to the lower arm drive circuit 12. When the drive signal input from the lower arm output control circuit 80 is a drive signal for turning on the lower arm IGBT 3, the lower arm drive circuit 12 outputs a drive voltage (positive voltage) for turning on the lower arm IGBT 3. Voltage) is applied to the gate of the lower arm IGBT 3, and if the drive signal input from the lower arm output control circuit 80 is a drive signal for turning off the lower arm IGBT 3, the lower arm IGBT 3 is turned off. A drive voltage (negative voltage) is applied to the gate of the lower arm IGBT3. As a result, the on / off switching operation of the lower arm IGBT 3 is controlled.
[0029]
Next, an operation when an abnormality occurs in the IGBT will be described. In this embodiment, for example, when the load is short-circuited, as shown in FIG. 2, a drive voltage for turning on the upper arm IGBT1 is applied to the gate of the upper arm IGBT1, and as shown in FIG. The description will be made on the assumption that a saturation current of 5 times or more of the rated current flows through the collector of FIG. At this time, the lower arm IGBT 3 is off.
[0030]
As shown in FIG. 3, when a saturation current flows in the upper arm IGBT 1, the upper arm abnormality detection circuit 7 detects an abnormality and outputs an abnormality signal (signal level “H”) to the upper arm drive circuit 5 and the timer 8. . The upper arm drive circuit 5 receives the abnormality signal output from the upper arm abnormality detection circuit 7, softly attenuates the gate voltage of the upper arm IGBT 1, and gradually cuts off the saturation current. The timer 8 receives the abnormality signal output from the upper arm abnormality detection circuit 7, holds it, and outputs it for a predetermined period. The abnormal signal output from the timer 8 is changed in voltage level from high voltage to low voltage in the level down circuit 10 and input to the NOT circuits 15 and 20. The NOT circuits 15 and 20 invert the signal level of the abnormal signal output from the level down circuit 10 from “H” to “L”. The signal at the signal level “L” output from the NOT circuit 15 is input to the AND circuit 17. The signal at the signal level “L” output from the NOT circuit 20 is input to the AND circuit 18.
[0031]
The signal output from the NOT circuit 16 is input to the AND circuit 17, and the signal output from the NOT circuit 19 is input to the AND circuit 18. At this time, since a normal signal (signal level “L”) is output from the lower arm abnormality detection circuit 13, a signal of signal level “H” is input to the AND circuits 17 and 18. In this state, even when a drive signal (signal level “H”) for turning on the lower arm IGBT 3 is output from the drive signal generation circuit 21 and input to the AND circuit 18, a signal is output to the AND circuit 18. Since the signal at the level “L” is input, a drive signal (signal level “L”) for turning off the lower arm IGBT 3 is output from the AND circuit 18. As a result, a drive signal (signal level “L”) for turning off the lower arm IGBT 3 is output to the lower arm drive circuit 12 while the timer 8 outputs the abnormal signal for a predetermined period. Therefore, the lower arm IGBT 3 is turned off for a predetermined period. In addition, even when a drive signal (signal level “H”) for turning on the upper arm IGBT 1 is output from the drive signal generation circuit 21 and input to the AND circuit 17, the signal level is output to the AND circuit 17. Since the L "signal is input, the AND circuit 17 does not output a drive signal (signal level" H ") for turning on the upper arm IGBT1.
[0032]
According to the present embodiment described above, since the upper arm output control circuit 70 and the lower arm output control device 80 are provided, for example, an abnormality occurs in the upper arm IGBT1 and the gate voltage of the upper arm IGBT1 is softly attenuated. Even if the drive signal for turning on the lower arm IGBT 3 is output from the drive signal generation circuit 21 while the saturation current is cut off, the lower arm drive circuit is turned off so that the lower arm IGBT 3 is turned off for a predetermined period. A drive signal for turning off the arm IGBT3 can be input, and it is possible to prevent both the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 from being turned on. Thus, according to the present embodiment, it is possible to prevent the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3 from being destroyed due to an overcurrent flowing through the upper arm IGBT1 and the lower arm IGBT3. Therefore, according to the present embodiment, it is possible to provide a DC converter 400 that is safe and can improve the reliability compared to the related art.
[0033]
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows the configuration of the inverter device of the present embodiment. The inverter device 500 is a power conversion device that converts DC power supplied from the battery 100, which is a vehicle-mounted power supply, into three-phase AC power and supplies the three-phase AC power to an electric load. As the electric load, for example, there is an AC motor 300 that receives and drives three-phase AC power to rotate the driving wheels of the vehicle. In the present embodiment, the arm of the conversion unit 60 of the first embodiment is used for one phase, and is prepared for three phases and electrically connected in parallel to form a bridge circuit. 50 circuits are also provided for three phases. In this embodiment, u is added to the end of the code for the u-phase, v is added to the end of the code for the v-phase, and w is added to the end of the code for the w-phase. Are attached. One of the multi-emitters of the lower arms IGBTs 3u, 3v, 3w is grounded. The negative electrode side (low potential side) of the battery 100 is also grounded. The output terminal 200u is electrically connected to the u-phase input side of the AC motor 300, the output terminal 200v is electrically connected to the v-phase input side of the AC motor 300, and the output terminal 200w is electrically connected to the w-phase input side of the AC motor 300. ing. According to the present embodiment, it is possible to provide an inverter device 500 that can achieve the same effects as the first embodiment, is safe, and can improve the reliability compared to the related art.
[0034]
In the embodiment described above, the case where the IGBT is used as the switching semiconductor element for power conversion has been described. However, either the GTO (Gate Turn-off Thyristor) or the MOS-FET (MOS type field effect transistor) is employed. The same effect can be obtained even if the same is performed.
[0035]
【The invention's effect】
According to the present invention described above, in a state where the gate voltage of the IGBT is softly attenuated and the saturation current is cut off, the IGBT whose gate voltage is softly attenuated and the saturation current is cut off is paired with the IGBT. Can be turned off for a predetermined period of time, so that it is possible to provide a power conversion device capable of improving reliability as compared with the related art and an electric system including the same.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a DC converter according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a characteristic diagram showing characteristics of a gate voltage applied to the gate of the upper arm IGBT of FIG. 1, and showing characteristics when a saturation current is cut off.
FIG. 3 is a characteristic diagram showing a characteristic of a collector current flowing through a collector of the upper arm IGBT of FIG. 1 and showing a characteristic when a saturation current is cut off.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of an inverter device according to a second embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Upper arm IGBT, 3 ... Lower arm IGBT, 5 ... Upper arm drive circuit, 7 ... Upper arm abnormality detection circuit, 8, 14 ... Timer, 9 ... Level shift circuit, 10 ... Level down circuit, 12 ... Lower arm drive Circuit 13, lower arm abnormality detection circuit, 15, 16, 19, 20 NOT circuit, 17, 18 AND circuit, 21 drive signal generation circuit, 22 microcomputer, 50 control unit, 60 conversion unit, 70 ... upper arm output control circuit, 80 ... lower arm output control circuit, 100 ... battery, 200 ... output terminal, 300 ... AC motor, 400 ... DC converter, 500 ... inverter device.
