【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機、電気自動車、ハイブリッド自動車などを駆動するためのインバータを用いる電動機制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、電気自動車、ハイブリッド自動車などはインバータによって速度制御が行われる。このインバータに使用されるパワー半導体素子は、電圧が低い場合はパワーＭＯＳＦＥＴ、高い場合にはＩＧＢＴが用いられる。
【０００３】
パワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴはいずれも電圧駆動型素子であり、低損失化への要求から一層の低オン電圧化、低スイッチング損失化が望まれている。低オン電圧化するためには、電流密度を大きくしなければならず、また、低スイッチング損失化するためには、電流変化率ｄｉ／ｄｔ、電圧変化率ｄｖ／ｄｔを大きくしなければならない。
【０００４】
上記の理由から、大電流を高速で遮断することが必要となるが、これはサージ電圧（或いはスパイク電圧、跳ね上り電圧とも呼ぶ）の増大を招く。これらの過渡的なサージ電圧を低減する技術としては、スナバ回路や、ゲート駆動回路のターンオフ時におけるゲート抵抗値の制御によって、サージ電圧を抑制する方法が、良く知られている。
【０００５】
パワー半導体素子のスイッチング時におけるサージ電圧を抑制する回路例として、特開平６−２９１６３１号公報、特開２００１−２４５４６６号公報、特開２００１−２１７６９７号公報に開示されている駆動回路がある。
【０００６】
一方、電動機、電気自動車、ハイブリッド自動車などを制御するインバータ装置の直流電源端子には、通常、大容量コンデンサが並列に接続され、サージ電圧の吸収や、電源インピーダンスの低下時の過渡的な大電流供給能力の向上が図られている。
【０００７】
蓄電池などの直流電源からは、このインバータ装置及びコンデンサに電力が供給される。例えば特開２００１−２４５４６６号公報記載の電動機制御装置は、このようなインバータ装置及びコンデンサを過電圧から保護している。
【０００８】
この制御装置は、リレーのオン・オフを制御するリレー制御回路と、インバータ回路の電源電圧または回生時の整流電圧を検出する電圧検出回路と、高電圧電源とインバータ回路との間の電流方向及び電流値を検出する電流検出回路を設け、それぞれ中央処理装置ＣＰＵ（以下ＣＰＵと略称する）に伝える。
【０００９】
ＣＰＵは、電流方向に応じて駆動状態か回生状態かを判定し、回生状態で異常電圧が検出されたとき、インバータ回路のスイッチング素子の駆動信号を制御するようにしている。
【００１０】
【特許文献１】
特開平６−２９１６３１号公報
【特許文献２】
特開２００１−２４５４６６号公報
【特許文献３】
特開２００１−２１７６９７号公報
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
大電流領域でのターンオフ時のスイッチングにおいて、サージ電圧Ｖｓｕｒｇｅは、Ｖｓｕｒｇｅ＝Ｖｄｃ＋Ｌ＊ｄｉ／ｄｔで決まる。ここでＶｄｃ：インバータ回路の電源電圧、Ｌ：インバータ装置の主回路インダクタンス、ｄｉ／ｄｔ：ターンオフ時の遮断電流変化率である。
【００１２】
先に述べたように、インバータに使用するパワー半導体素子においては、電流密度も電流変化率ｄｉ／ｄｔも大きくなってきている。その結果、インバータ回路の電源電圧が高い場合は、サージ電圧が高くなるので、持続的に印加される電源電圧は下げる必要がある。しかしながら、電源電圧を下げるとインバータ装置の容量が小さくなる欠点がある。
【００１３】
また、インバータの電源電圧を検出する電圧検出回路を設けた特開２００１−２４５４６６号公報記載の電動機制御装置においては、直流電圧Ｖｄｃのみを検出している。そのために、回生状態で異常電圧が検出されたとき、インバータ回路のスイッチング素子の駆動信号を制御するようにしている。
【００１４】
しかしながら、回生状態、すなわち、直流電圧Ｖｄｃが高い状態で大電流を遮断する場合、パワー半導体素子を破壊してしまう可能性がある。その理由は、サージ電圧（Ｖｓｕｅｇｅ）は、Ｖｄｃ＋Ｌ＊ｄｉ／ｄｔで決まるため、パワー半導体素子の絶対最大定格電圧を超えるからである。
【００１５】
半導体素子の破壊を防止するには、直流電圧Ｖｄｃの異常検知レベルを下げるような構成とする必要がある。ターンオフ時の遮断電流が小さい場合は、直流電圧Ｖｄｃが高くなっても、サージ電圧Ｖｓｅｒｇｅは、ターンオフ時の遮断電流変化率ｄｉ／ｄｔが小さく、パワー半導体素子の絶対最大定格電圧を超えることはない。この場合には、インバータ回路内のスイッチング素子の駆動信号を制御することにより、回生エネルギーを無駄に消費させてしまうこととなる。
【００１６】
本発明の目的は、回生状態時に直流電圧が上昇する場合でも、ＩＧＢＴなどに通流する電流を制限すると同時に、サージ電圧を抑制し、より信頼性の高いインバータ装置を用いる電動機制御装置を提供することである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、複数のスイッチング素子によって直流電力を交流電力に変換して電動機を駆動するインバータと、トルク指令に応じて前記スイッチング素子の電流を制御する電流制御装置と、前記スイッチング素子の遮断時のサージ電圧を検出する検出部と、検出した前記サージ電圧が所定値を超えたときに異常と判定する異常判定部と、前記サージ電圧を抑制する手段と、前記異常を検出したとき電動機トルク制限指令信号を出力する制御部を備え、前記電流制御装置は、前記トルク制限指令信号によって電動機のトルクを制限するようにしたものである。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下図面を使用して本発明の一実施例を、詳細に説明する。
（実施例１）
図１は本発明の一実施例を示す電動機制御装置のブロックダイアグラムである。バッテリ１０は、リレー１２およびＤＣコンデンサ１４を介してインバーター主回路１６に直流電力を供給する。インバーター主回路１６は直流電力を交流電力に変換して走行用電動機１８に印加する。
【００１９】
インバーター主回路１６は、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２０、２２，２４，２６，２８、３０と、ＩＧＢＴ２０〜３０にそれぞれ逆並列に接続されたフリーホイールダイオード３２，３４，３６，３８，４０、４２から構成され、これらのＩＧＢＴ２０〜３０は図示しない冷却用フィン上に取り付けられている。フリーホイールダイオード３２〜４２は、ＩＧＢＴ２０〜３０に逆方向に電圧がかかったときバイパスするためである。
【００２０】
なお、この実施例では走行用電動機１８に同期電動機を用いた例を示すが、誘導電動機を用いてもよい。また、スイッチング素子にＩＧＢＴ２０〜３０を用いているが、パワーＭＯＳＦＥＴ、パワートランジスター、サイリスタなどのスイッチング素子を用いることも可能である。
【００２１】
電流４４、４６、４８は、インバーター主回路１６の各相の出力電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する検出器である。また、磁極センサ５０は、電動機１８の磁極位置を検出する検出器であり、回転センサ５２は、電動機１８の回転速度Ｎｅを検出する検出器である。
【００２２】
制御装置５４は、マイクロコンピュータとその周辺部品から構成され、トルク指令値Ｔｒ＊にしたがって電動機１８の三相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを制御する。さらに、サージ電圧が発生したときは、電動機トルク指令値Ｔｒ＊を制限し、制限処理後のトルク指令値Ｔｒ＊に応じた出力電流となるように各ＩＧＢＴ２０〜３０の電流を制御する。
【００２３】
サージ電圧が発生しないときは、ＣＰＵ６４からのトルク制限指令はなく、例えば、アクセルからのトルク指令に応じてリミッタ６８は、指令トルクＴｒ＊を発生する。
【００２４】
この指令トルクＴｒ＊は、変換器７０によって電流指令Ｉｒ＊に変換され、電流制御器７２に与えられる。電流制御器７２は、電流センサ４４〜４８によって検出された電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと電流指令Ｉｒ＊とを比較して、入力ロジック回路７４に出力する。入力ロジック回路７４は、その入力に応じて各スイッチング素子２０〜３０の制御パルスを作成し、駆動回路７６によってＩＧＢＴ２０〜３０をオン・オフ制御するのである。
【００２５】
従来のドライバ回路では、ＣＰＵ６４からの信号は、入力ロジック回路７４を介して、駆動回路７６に伝送され、ＩＧＢＴ２０〜３０を駆動していた。本発明では、スイッチング素子であるＩＧＢＴ２０〜３０の遮断時におけるサージ電圧を検出するサージ電圧検出回路６０を設け、検出したサージ電圧が所定値を超えた場合に異常と判定する異常判定回路６２を備えている。
【００２６】
異常判定回路６２から異常信号を受けると、ＣＰＵ６４は、トルク制限指令Ｔｍａｘ＊を発生し、電動機１８のトルクを制限することによって、ＩＧＢＴ２０〜３０に通流する電流を制限し、サージ電圧を抑制する。
【００２７】
さらに、異常を判定する異常判定回路６２は、サージ電圧を低減するために、サージ電圧抑制回路６６を介して駆動回路７６に異常信号を伝達し、サージを抑制している。
【００２８】
図２は、６００Ｖ／４００Ａ定格のＩＧＢＴ素子を用い、直流電圧３００Ｖにおいて定格電流４００Ａを遮断した場合の電圧及び電流波形を示す。直流電圧より跳ね上がる電圧の値は、遮断時の電流変化率ｄｉ／ｄｔとインバータ主回路のインダクタンスＬの積により決定される。従って、サージ電圧は、直流電圧ＶｄｃとＬ＊ｄｉ／ｄｔの和により決定される。
【００２９】
図３は、従来の装置の構成において、直流電圧を３００Ｖ、３５０Ｖ、４００Ｖと変化させた場合、定格電流４００ＡのＩＧＢＴ遮断時の電圧−電流の軌跡を示す。Ｖｄｃ＝３５０Ｖまではサージ電圧は６００Ｖ以下であり、ＩＧＢＴの最大定格電圧を超えることがない。
【００３０】
しかしながら、４００Ｖの直流電圧で、定格電圧４００ＡのＩＧＢＴを遮断した場合、サージ電圧ＶｓｅｒｇｅがＩＧＢＴの最大定格電圧を超えてしまう。そのため、従来は、直流過電圧保護レベルを、３５０Ｖに設定する必要があった。
【００３１】
この場合、図３において、直流電圧が４００Ｖで遮断電流が定格電流の半分の２００Ａの場合、サージ電圧ＶｓｅｒｇｅはＩＧＢＴの最大定格電圧を超えないにも拘わらず、直流過電圧保護レベルにより、動作しない構成となっていた。この場合、インバータ装置の直流電圧の保護レベルの基準値を下げなければならず、インバータ装置の容量が小さくなってしまう欠点がある。
【００３２】
図４は、本発明によるサージ電圧抑制による効果を示す図である。サージ電圧検出レベルをＩＧＢＴの最大電圧よりも若干低い約５７０Ｖ程度に設定している。この設定値は、信頼性のマージンであり、約５００〜５８０Ｖの間に設定することが好ましい。
【００３３】
図４において、定格電流４００Ａを、直流電圧３５０Ｖで遮断した場合、サージ電圧が５７０Ｖに到達する。このとき、スイッチング素子の遮断時のサージ電圧を検出するサージ電圧検出回路６０により検出したサージ電圧が、所定値を超えた場合に異常判定回路６２が異常と判定し、異常信号を発生する。
【００３４】
この異常信号は、ＣＰＵ６４に伝えられ、トルク制限指令により、電動機１８のトルクを制限する。これによってＩＧＢＴ２０〜３０に通流する電流を制限し、サージ電圧を抑制することができる。
【００３５】
したがって、回生状態時に直流電圧が上昇する場合でも、トルクを制限しながらＩＧＢＴ２０〜３０に通流する電流を制限して、信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
【００３６】
図５は、本発明によるサージ電圧抑制効果を説明する図である。サージ電圧検出レベルをＩＧＢＴの最大電圧よりも若干低い約５７０Ｖ程度に設定している。定格電流４００Ａを、直流電圧３５０Ｖで遮断した場合、サージ電圧が５７０Ｖに到達する。
【００３７】
この場合、スイッチング素子の遮断時のサージ電圧を検出するサージ電圧検出回路６０により、検出したサージ電圧が所定値を超えた場合に、異常判定回路６２が異常信号を発生する。
【００３８】
この異常信号はＣＰＵ６４に伝えられ、トルク制限指令により、電動機１８のトルクを制限することにより、ＩＧＢＴに通流する電流を制限し、サージ電圧をＩＧＢＴ最大定格電圧以下に抑制することができる。
【００３９】
この方式では、回生電圧Ｖｄｃが急激に上昇した場合、ＣＰＵ６４を介したトルク制限が遅くなる場合、異常を判定する異常判定回路６２は、駆動回路７６に異常信号を伝達し、サージ電圧抑制回路６６によりサージ電圧をすぐに抑制している。
【００４０】
直流電圧Ｖｄｃが３５０Ｖを超えた場合（本例ではＶｄｃが４００Ｖの場合を想定）でも、図５に示すように、このサージ電圧抑制回路６６により、サージ電圧を抑制するように電流−電圧の軌跡を制限する。
【００４１】
これによって、回生状態時に直流電圧が上昇する場合でも、トルクを制限しながらＩＧＢＴに通流する電流を制限すると同時に、サージ電圧を抑制する抑制回路を設けることで、より信頼性の高いインバータ装置を用いる電動機制御装置を構成することができる。
【００４２】
図６は、図１のブロックダイアグラムの詳細回路図を示したものである。
【００４３】
まず、ＣＰＵ６４からの信号は、リミッタ６８，変換器７０，電流制御器７２、入力ロジック回路７４を介して、駆動回路７６に伝送される。駆動回路７６は、プッシュプル（Ｐｕｓｈ−Ｐｕｌｌ）接続されたトランジスタＴｒ１とトランジスタＴｒ２、ターンオン用のゲート抵抗Ｒ１とターンオフ用のゲート抵抗Ｒ２により、ＩＧＢＴ２０〜３０を駆動する。なお、図では１つのＩＧＢＴの制御回路を示しているが、他のＩＧＢＴの制御回路も同じように構成されている。
【００４４】
ターンオフ用のゲート抵抗Ｒ２の値を小さくすると、ＩＧＢＴ２０〜３０のゲート駆動時間が早くなり、ＩＧＢＴ２０〜３０は高速に遮断する。この場合、ターンオフ損失は減少するが、ターンオフ時の遮断時の電流減少率ｄｉ／ｄｔは大きくなり、インバータ主回路のインダクタンスＬとの積で決まるサージ電圧は大きくなる。
【００４５】
次に、サージ電圧を検出するサージ電圧検出回路６０について説明する。ＩＧＢＴ２０〜３０のコレクタ電圧は、約６００Ｖまで上昇するので、直列接続された抵抗Ｒ３及びＲ４によりコレクタ電圧を分圧して測定する。約６００Ｖのサージ電圧を検出する場合は、抵抗Ｒ３とＲ４の比、Ｒ３／Ｒ４は約１００：１とし、検出電位は約６〜８Ｖにすることが望ましい。
【００４６】
直列接続された抵抗Ｒ３及びＲ４は、ＩＧＢＴのコレクタ端子と接地端子間に接続され、抵抗Ｒ３にはコンデンサＣ１が並列接続され、抵抗Ｒ４にはツェナーダイオードＺＤ１とコンデンサＣ２がそれぞれ並列に接続されている。過渡的な検出電圧には遅延を生じる。このため、過渡応答を早くするためのコンデンサＣ１及びＣ２を挿入することで、検出電圧の遅延をなくすように工夫している。
【００４７】
コンデンサＣ１、Ｃ２の容量については、ＩＧＢＴの出力容量も考慮して決定される。尚、ツェナーダイオードＺＤ１は、トランジスタＴｒ４の入力保護用の素子として使用され、検出電圧より高く、トランジスタＴｒ４のソース−ゲート間耐圧より低く設定することが望ましい。
【００４８】
サージ電圧を判定する異常判定回路６２は、一般的な差動増幅回路を用いている。トランジスタＴｒ３、Ｔｒ４のソースは共通に接続され、トランジスタＴｒ５のコレクタ−ソース回路、抵抗６を介して接地される。トランジスタＴｒ５のゲート−ソース回路、抵抗６の直列回路にトランジスタＴｒ６のコレクタ−ソース回路が接続されている。
【００４９】
また、トランジスタＴｒ６のゲート−ソース回路は抵抗６と並列に接続されている。トランジスタＴｒ６には抵抗５が直列に接続され、その接続点は、トランジスタＴｒ５のゲートに接続されている。ツェナーダイオードＺＤ２には、抵抗Ｒ８が直列に接続され、その接続点はトランジスタＴｒ３のゲートに接続されている。抵抗Ｒ８、抵抗Ｒ５、トランジスタＴｒ３のコレクタ端子、トランジスタＴｒ４のコレクタに接続された抵抗７はいずれも電源端子に接続されている。
【００５０】
トランジスタＴｒ５、トランジスタＴｒ６、抵抗Ｒ５、Ｒ６による回路は、この差動増幅回路の応答速度を決定するバイアス回路となっており、抵抗Ｒ６を小さくすることにより、差動増幅器の動作は速くなる。
【００５１】
差動増幅器のレファレンスの入力電圧は、ツェナーダイオードＺＤ２により決定され、抵抗Ｒ８はこのツェナーダイオードＺＤ２のバイアス電流を決める。本回路では、ＩＧＢＴ２０〜３０のコレクタ電圧を分圧した電圧値、Ｒ３／（Ｒ３＋Ｒ４）がツェナーダイオードの規準電圧値を超えた場合に動作する。
【００５２】
トランジスタＴｒ４のベースへ与えられる抵抗Ｒ３，Ｒ４の中点電圧がトランジスタＴｒ３に与えられるレファレンス電圧より高くなると、トランジスタＴｒ４の出力電圧が上昇する。
【００５３】
その結果、トランジスタＴｒ７のベース入力電圧が高くなり、トランジスタＴｒ７をオンするとともにその異常信号をＣＰＵ６４へ与える。このサージ電圧を判定する異常判定回路６２は、電位を比較する一般的なコンパレータも利用可能である。
【００５４】
異常判定回路６２から異常信号を受けたＣＰＵ６４は、トルク制限指令を発生し、電動機トルクを制限することにより、ＩＧＢＴ２０〜３０に通流する電流を制限し、サージ電圧を抑制することができる。
【００５５】
サージ電圧抑制回路６６は、トランジスタＴｒ７のソースに接続されたコンデンサＣ３，抵抗Ｒ９の並列回路を備えている。トランジスタＴｒ７のコレクタは電源Ｖ１の正極端子へ、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ９の端子はＩＧＢＴ２０〜３０のゲートに接続されている。
【００５６】
トランジスタＴｒ７のゲートは、抵抗Ｒ７とトランジスタＴｒ４のコレクタとの接続点へ接続されている。サージ電圧抑制回路６６は、異常判定回路６２より異常信号を受けると、トランジスタＴｒ７をオンし、抵抗Ｒ９を介してＩＧＢＴ２０〜３０のゲートに電荷を注入する。これによって、ゲート駆動電圧が増加し、電流遮断時のターンオフｄｉ／ｄｔを低減し、サージ電圧を減少することができる。
【００５７】
尚、トランジスタＴｒ７は、ＰＭＯＳのＦＥＴでも代用可能である。また、過渡応答を早くするためのコンデンサＣ３を挿入することで、注入速度の遅延を解消するように工夫している。このコンデンサＣ３の値は、ＩＧＢＴの入力容量の値によって決定される。なお、サージ電圧を検出したときターンオフ用ゲート抵抗Ｒ２を大きくするサージ電圧抑制回路も使用可能である。
【００５８】
入力ロジック回路７４、駆動回路７６、サージ電圧検出回路６６、異常判定回路６２、サージ電圧抑制回路６６は、集積回路８０とすることが可能である。サージ電圧抑制回路６６、異常判定回路６２等を集積回路化することで、伝送速度を高速化することができ、より信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
【００５９】
尚、大電流駆動用ＩＧＢＴを用いる場合、駆動回路７６については、外付けで使用することも可能である。また、サージ電圧検出回路６０についても、ＩＧＢＴ２０〜３０に対応して、サージ電圧検出レベルを可変させる場合は、汎用性を持たせるために、外付けで使用することも可能である。
【００６０】
図７は、サージ抑制回路を付加していない場合のターンオフ時のスイッチング波形の代表例を示す図である。図８は、サージ抑制回路を付加した場合のターンオフ時のスイッチング波形の代表例を示す図である。
【００６１】
サージ抑制回路を付加した場合のターンオフ時のスイッチング波形を示す図８は、付加していない場合の波形を示す図７と比べて、ゲートに電荷を注入しているため、ゲート駆動電圧が増加している。これにより、電流遮断時のターンオフｄｉ／ｄｔを低減できるので、サージ電圧を減少することができる。
【００６２】
尚、他のサージ電圧抑制手段としては、スイッチング素子の遮断時のゲート抵抗値を大きい値に変化させることができる。
【００６３】
このような構成により、回生状態時に直流電圧が上昇する場合でも、トルクを制限しながらＩＧＢＴに通流する電流を制限すると同時に、サージ電圧を抑制回路を設けることで、より信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
（実施例２）
図９は、本発明の他の実施例を示すインバータ装置の１相分のドライバの回路ブロック図を示す。第１の実施例で示す図１のスイッチング素子の遮断時のサージ電圧を検出するサージ電圧検出回路６０の代わりに、電源電圧検出回路８４と、ＩＧＢＴ ｄｉ／ｄｔ検出回路８６を設けている。
【００６４】
この電源電圧検出回路８４とＩＧＢＴｄｉ／ｄｔ検出回路８６により、あらかじめ主回路のインダクタンスを測定していれば、サージ電圧はＶｓｕｒｇｅ＝Ｖｄｃ＋Ｌ＊ｄｉ／ｄｔ（Ｖｄｃ：インバータ回路の電源電圧、Ｌ：インバータ装置の主回路インダクタンス、ｄｉ／ｄｔ：ターンオフ時の遮断電流変化率）で決まるため、両方の回路の状態を判定することにより、サージ電圧を精度良く算出することが可能である。このような構成により、信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
（実施例３）
図１０に、本発明の他の実施例のインバータ装置の１相分のドライバの回路ブロック図を示す。本発明では、図９のＩＧＢＴのｄｉ／ｄｔ検出回路８６の代わりに、ＩＧＢＴの電流値検出回路８８を設けている。
【００６５】
ＩＧＢＴの電流値とＩＧＢＴの特性が事前に測定することで、ＩＧＢＴの遮断電流値に対するＩＧＢＴの遮断時の電流変化率ｄｉ／ｄｔを推定可能である。電流変化率ｄｉ／ｄｔの検出に比較すると、電流の検出は容易であるため、この実施例はより実用的である。
【００６６】
この実施例では、ＩＧＢＴの電流値検出回路８８は、センス機能を内蔵するＩＧＢＴ２２、及びセンス電流検出用抵抗９０、９２を用いることで、ＩＧＢＴの電流値を検出している。
【００６７】
ＩＧＢＴの通電電流を検出する方法は、他にカレントトランスで測定する方法や、シャント抵抗で測定する方法などがある。本構成においても、サージ電圧を精度良く算出することが可能である。これらの構成により、信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
【００６８】
【発明の効果】
本発明によれば、回生状態時に直流電圧が上昇する場合でも、トルクを制限しながらＩＧＢＴに通流する電流を制限すると同時に、サージ電圧を抑制回路を設けることで、より信頼性の高いインバータ装置を構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す電動機制御装置の回路ブロック図である。
【図２】ＩＧＢＴ素子の３００Ｖ／４００Ａ遮断時の典型的な電圧及び電流波形図である。
【図３】従来装置の構成でのＩＧＢＴ遮断時の電圧−電流の軌跡である。
【図４】図１に示す本発明の実施例によるＩＧＢＴ遮断時の電圧−電流の軌跡図である。
【図５】本発明の実施例によるＩＧＢＴ遮断時の電圧−電流の軌跡図である。
【図６】図２の詳細回路図である。
【図７】サージ抑制回路を付加していない場合のターンオフ時のスイッチング波形の代表例図である。
【図８】サージ抑制回路を付加した場合のターンオフ時のスイッチング波形の代表例図である。
【図９】本発明の他の実施例を示すインバータ装置の１アーム分のドライバの回路図である。
【図１０】本発明の他の実施例を示すインバータ装置の１相分のドライバのブロックダイアグラムである。
【符号の説明】
１０…バッテリ、２０、２２，２４，２６，２８，３０…ＩＧＢＴ、３２，３４，３６，３８，４０，４２…フリーホイールダイオード、２２…センス機能内蔵ＩＧＢＴ、６０…サージ電圧検出回路、６２…異常判定回路、６４…ＣＰＵ、６６…サージ電圧抑制回路、７６…駆動回路、７４…入力ロジック回路、８０…集積回路、８４…電源電圧検出回路、８６…ＩＧＢＴｄｉ／ｄｔ検出回路、８８…ＩＧＢＴ電流値検出回路、９０…センス電流検出用抵抗。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device using an inverter for driving a motor, an electric vehicle, a hybrid vehicle, and the like.
[0002]
[Prior art]
Generally, the speed of an electric vehicle, a hybrid vehicle, and the like is controlled by an inverter. As a power semiconductor element used in the inverter, a power MOSFET is used when the voltage is low, and an IGBT is used when the voltage is high.
[0003]
Both power MOSFETs and IGBTs are voltage-driven devices, and demands for lower loss demand further lower on-voltage and lower switching loss. In order to reduce the on-state voltage, the current density must be increased, and in order to reduce the switching loss, the current change rate di / dt and the voltage change rate dv / dt must be increased.
[0004]
For the above reasons, it is necessary to cut off a large current at a high speed, but this causes an increase in surge voltage (or spike voltage or jump voltage). As a technique for reducing these transient surge voltages, a method of suppressing a surge voltage by controlling a snubber circuit or a gate resistance value when a gate drive circuit is turned off is well known.
[0005]
As a circuit example for suppressing a surge voltage at the time of switching of a power semiconductor element, there are drive circuits disclosed in JP-A-6-291631, JP-A-2001-245466, and JP-A-2001-217697.
[0006]
On the other hand, a large-capacity capacitor is usually connected in parallel to the DC power supply terminal of an inverter device that controls an electric motor, an electric vehicle, a hybrid vehicle, etc., to absorb surge voltage and transient large currents when the power supply impedance is lowered. The supply capacity is being improved.
[0007]
Power is supplied to the inverter device and the capacitor from a DC power supply such as a storage battery. For example, a motor control device described in JP-A-2001-245466 protects such an inverter device and a capacitor from overvoltage.
[0008]
The control device includes a relay control circuit that controls on / off of a relay, a voltage detection circuit that detects a power supply voltage of the inverter circuit or a rectified voltage at the time of regeneration, a current direction between the high-voltage power supply and the inverter circuit, A current detection circuit for detecting a current value is provided and transmitted to a central processing unit CPU (hereinafter abbreviated as CPU).
[0009]
The CPU determines the drive state or the regenerative state according to the current direction, and controls the drive signal of the switching element of the inverter circuit when an abnormal voltage is detected in the regenerative state.
[0010]
[Patent Document 1]
JP-A-6-291631 [Patent Document 2]
JP 2001-245466 A [Patent Document 3]
JP 2001-217697 A
[Problems to be solved by the invention]
In switching at the time of turn-off in a large current region, the surge voltage Vsurge is determined by Vsurge = Vdc + L * di / dt. Here, Vdc: power supply voltage of the inverter circuit, L: main circuit inductance of the inverter device, and di / dt: cutoff current change rate at turn-off.
[0012]
As described above, in the power semiconductor element used for the inverter, both the current density and the current change rate di / dt are increasing. As a result, when the power supply voltage of the inverter circuit is high, the surge voltage increases, so that it is necessary to reduce the power supply voltage that is continuously applied. However, when the power supply voltage is reduced, there is a disadvantage that the capacity of the inverter device is reduced.
[0013]
Further, in the motor control device described in JP-A-2001-245466 provided with a voltage detection circuit for detecting the power supply voltage of the inverter, only the DC voltage Vdc is detected. Therefore, when an abnormal voltage is detected in the regenerative state, the drive signal of the switching element of the inverter circuit is controlled.
[0014]
However, when a large current is cut off in a regenerative state, that is, in a state where the DC voltage Vdc is high, the power semiconductor element may be broken. The reason is that the surge voltage (Vsuge) is determined by Vdc + L * di / dt, and thus exceeds the absolute maximum rated voltage of the power semiconductor element.
[0015]
In order to prevent the destruction of the semiconductor element, it is necessary to reduce the DC voltage Vdc abnormality detection level. When the cut-off current at the time of turn-off is small, even if the DC voltage Vdc is increased, the surge voltage Vsurge has a small cut-off current change rate di / dt at the time of turn-off, and does not exceed the absolute maximum rated voltage of the power semiconductor element. . In this case, regenerative energy is wasted by controlling the drive signal of the switching element in the inverter circuit.
[0016]
An object of the present invention is to provide a motor control device that uses a more reliable inverter device while suppressing a current flowing through an IGBT or the like and suppressing a surge voltage even when a DC voltage increases in a regenerative state. That is.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides an inverter that drives a motor by converting DC power into AC power by a plurality of switching elements, a current control device that controls the current of the switching elements according to a torque command, A detecting unit that detects a surge voltage; an abnormality determining unit that determines an abnormality when the detected surge voltage exceeds a predetermined value; a unit that suppresses the surge voltage; and a motor torque limiting command when the abnormality is detected. A control unit for outputting a signal is provided, and the current control device limits the torque of the electric motor by the torque limit command signal.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(Example 1)
FIG. 1 is a block diagram of a motor control device showing one embodiment of the present invention. Battery 10 supplies DC power to inverter main circuit 16 via relay 12 and DC capacitor 14. The inverter main circuit 16 converts DC power into AC power and applies it to the traveling motor 18.
[0019]
The inverter main circuit 16 includes IGBTs 20, 22, 24, 26, 28, and 30 as switching elements, and freewheel diodes 32, 34, 36, 38, 40, and 42 connected in antiparallel to the IGBTs 20 to 30, respectively. The IGBTs 20 to 30 are mounted on cooling fins (not shown). The freewheel diodes 32-42 bypass the IGBTs 20-30 when a voltage is applied in the reverse direction.
[0020]
In this embodiment, an example in which a synchronous motor is used as the traveling motor 18 is shown, but an induction motor may be used. In addition, although IGBTs 20 to 30 are used as switching elements, it is also possible to use switching elements such as power MOSFETs, power transistors, and thyristors.
[0021]
The currents 44, 46, 48 are detectors for detecting the output currents Iu, Iv, Iw of each phase of the inverter main circuit 16. The magnetic pole sensor 50 is a detector that detects a magnetic pole position of the electric motor 18, and the rotation sensor 52 is a detector that detects the rotational speed Ne of the electric motor 18.
[0022]
The control device 54 includes a microcomputer and its peripheral components, and controls the three-phase currents Iu, Iv, Iw of the electric motor 18 according to the torque command value Tr * . Further, when a surge voltage occurs, the electric motor torque command value Tr * is limited, and the current of each of the IGBTs 20 to 30 is controlled so as to be an output current corresponding to the torque command value Tr * after the limiting process.
[0023]
When no surge voltage is generated, there is no torque limit command from the CPU 64. For example, the limiter 68 generates a command torque Tr * according to a torque command from an accelerator.
[0024]
This command torque Tr * is converted by converter 70 into current command Ir * , which is provided to current controller 72. The current controller 72 compares the currents Iu, Iv, Iw detected by the current sensors 44 to 48 with the current command Ir *, and outputs the result to the input logic circuit 74. The input logic circuit 74 generates a control pulse for each of the switching elements 20 to 30 in accordance with the input, and controls the IGBTs 20 to 30 to be turned on and off by the drive circuit 76.
[0025]
In the conventional driver circuit, a signal from the CPU 64 is transmitted to the drive circuit 76 via the input logic circuit 74 to drive the IGBTs 20 to 30. In the present invention, a surge voltage detection circuit 60 for detecting a surge voltage when the IGBTs 20 to 30 as switching elements are cut off is provided, and an abnormality determination circuit 62 for determining an abnormality when the detected surge voltage exceeds a predetermined value is provided. ing.
[0026]
When receiving the abnormality signal from the abnormality determination circuit 62, the CPU 64 generates a torque limiting command Tmax * , and limits the torque of the electric motor 18 to limit the current flowing through the IGBTs 20 to 30, thereby suppressing the surge voltage. .
[0027]
Further, the abnormality determination circuit 62 for determining an abnormality transmits an abnormality signal to the drive circuit 76 via the surge voltage suppression circuit 66 to reduce the surge voltage, thereby suppressing the surge.
[0028]
FIG. 2 shows voltage and current waveforms when a rated current of 400 A is cut off at a DC voltage of 300 V using an IGBT element rated at 600 V / 400 A. The value of the voltage jumping from the DC voltage is determined by the product of the current change rate di / dt at the time of interruption and the inductance L of the inverter main circuit. Therefore, the surge voltage is determined by the sum of the DC voltage Vdc and L * di / dt.
[0029]
FIG. 3 shows a locus of voltage-current when the IGBT is cut off at a rated current of 400 A when the DC voltage is changed to 300 V, 350 V, and 400 V in the configuration of the conventional device. Up to Vdc = 350 V, the surge voltage is 600 V or less, and does not exceed the maximum rated voltage of the IGBT.
[0030]
However, when the IGBT with the rated voltage of 400 A is cut off with the DC voltage of 400 V, the surge voltage Vsurge exceeds the maximum rated voltage of the IGBT. Therefore, conventionally, it was necessary to set the DC overvoltage protection level to 350V.
[0031]
In this case, in FIG. 3, when the DC voltage is 400 V and the cut-off current is 200 A, which is half of the rated current, the surge voltage Vserge does not exceed the maximum rated voltage of the IGBT but does not operate due to the DC overvoltage protection level. It was. In this case, the reference value of the protection level of the DC voltage of the inverter device has to be reduced, and there is a disadvantage that the capacity of the inverter device is reduced.
[0032]
FIG. 4 is a diagram showing the effect of suppressing a surge voltage according to the present invention. The surge voltage detection level is set to about 570 V, which is slightly lower than the maximum voltage of the IGBT. This set value is a reliability margin, and is preferably set between about 500 and 580V.
[0033]
In FIG. 4, when the rated current of 400 A is cut off at a DC voltage of 350 V, the surge voltage reaches 570 V. At this time, when the surge voltage detected by the surge voltage detection circuit 60 that detects the surge voltage when the switching element is cut off exceeds a predetermined value, the abnormality determination circuit 62 determines that an abnormality has occurred, and generates an abnormality signal.
[0034]
This abnormal signal is transmitted to the CPU 64, and the torque of the electric motor 18 is limited by a torque limiting command. As a result, the current flowing through the IGBTs 20 to 30 can be limited, and the surge voltage can be suppressed.
[0035]
Therefore, even when the DC voltage increases in the regenerative state, the current flowing through the IGBTs 20 to 30 is limited while limiting the torque, and a highly reliable inverter device can be configured.
[0036]
FIG. 5 is a diagram illustrating the surge voltage suppression effect according to the present invention. The surge voltage detection level is set to about 570 V, which is slightly lower than the maximum voltage of the IGBT. When the rated current of 400 A is cut off at a DC voltage of 350 V, the surge voltage reaches 570 V.
[0037]
In this case, the abnormality determination circuit 62 generates an abnormality signal when the detected surge voltage exceeds a predetermined value by the surge voltage detection circuit 60 that detects a surge voltage when the switching element is cut off.
[0038]
The abnormal signal is transmitted to the CPU 64, and the torque flowing through the IGBT is limited by limiting the torque of the electric motor 18 according to the torque limiting command, so that the surge voltage can be suppressed below the IGBT maximum rated voltage.
[0039]
In this method, when the regenerative voltage Vdc rises sharply, when the torque limit via the CPU 64 becomes slow, the abnormality determination circuit 62 for determining an abnormality transmits an abnormality signal to the drive circuit 76, and the surge voltage suppression circuit 66 This suppresses the surge voltage immediately.
[0040]
Even when the DC voltage Vdc exceeds 350 V (in this example, Vdc is assumed to be 400 V), as shown in FIG. 5, the current-voltage locus is controlled by the surge voltage suppression circuit 66 so as to suppress the surge voltage. Restrict.
[0041]
In this way, even when the DC voltage rises during the regenerative state, the current flowing through the IGBT is limited while limiting the torque, and at the same time, the suppression circuit that suppresses the surge voltage is provided. The motor control device used can be configured.
[0042]
FIG. 6 shows a detailed circuit diagram of the block diagram of FIG.
[0043]
First, a signal from the CPU 64 is transmitted to the drive circuit 76 via the limiter 68, the converter 70, the current controller 72, and the input logic circuit 74. The drive circuit 76 drives the IGBTs 20 to 30 by the push-pull (Push-Pull) -connected transistors Tr1 and Tr2, the turn-on gate resistor R1 and the turn-off gate resistor R2. Although the figure shows one IGBT control circuit, the other IGBT control circuits have the same configuration.
[0044]
When the value of the turn-off gate resistor R2 is reduced, the gate drive time of the IGBTs 20 to 30 is shortened, and the IGBTs 20 to 30 are cut off at high speed. In this case, the turn-off loss decreases, but the current reduction rate di / dt at the time of turn-off interruption increases, and the surge voltage determined by the product of the inductance L and the inverter main circuit increases.
[0045]
Next, a surge voltage detection circuit 60 for detecting a surge voltage will be described. Since the collector voltages of the IGBTs 20 to 30 rise to about 600 V, the collector voltages are divided by the resistors R3 and R4 connected in series and measured. When detecting a surge voltage of about 600V, it is desirable that the ratio of the resistors R3 and R4, R3 / R4 be about 100: 1, and the detection potential be about 6-8V.
[0046]
The resistors R3 and R4 connected in series are connected between the collector terminal of the IGBT and the ground terminal, a capacitor C1 is connected in parallel to the resistor R3, and a Zener diode ZD1 and a capacitor C2 are connected in parallel to the resistor R4. I have. A delay occurs in the transient detection voltage. For this reason, it is devised to eliminate the delay of the detection voltage by inserting capacitors C1 and C2 for speeding up the transient response.
[0047]
The capacitances of the capacitors C1 and C2 are determined in consideration of the output capacitance of the IGBT. The Zener diode ZD1 is used as an input protection element for the transistor Tr4, and is desirably set higher than the detection voltage and lower than the source-gate breakdown voltage of the transistor Tr4.
[0048]
The abnormality determination circuit 62 for determining the surge voltage uses a general differential amplifier circuit. The sources of the transistors Tr3 and Tr4 are commonly connected, and are grounded via the collector-source circuit of the transistor Tr5 and the resistor 6. The collector-source circuit of the transistor Tr6 is connected to the gate-source circuit of the transistor Tr5 and the series circuit of the resistor 6.
[0049]
The gate-source circuit of the transistor Tr6 is connected in parallel with the resistor 6. The resistor 5 is connected in series to the transistor Tr6, and the connection point is connected to the gate of the transistor Tr5. A resistor R8 is connected in series to the Zener diode ZD2, and the connection point is connected to the gate of the transistor Tr3. The resistors R8, R5, the collector terminal of the transistor Tr3, and the resistor 7 connected to the collector of the transistor Tr4 are all connected to the power supply terminal.
[0050]
The circuit including the transistor Tr5, the transistor Tr6, and the resistors R5 and R6 is a bias circuit that determines the response speed of the differential amplifier circuit. The operation of the differential amplifier becomes faster by reducing the resistor R6.
[0051]
The input voltage of the reference of the differential amplifier is determined by the Zener diode ZD2, and the resistor R8 determines the bias current of the Zener diode ZD2. This circuit operates when the voltage value R3 / (R3 + R4) obtained by dividing the collector voltage of the IGBTs 20 to 30 exceeds the reference voltage value of the Zener diode.
[0052]
When the midpoint voltage of the resistors R3 and R4 applied to the base of the transistor Tr4 becomes higher than the reference voltage applied to the transistor Tr3, the output voltage of the transistor Tr4 increases.
[0053]
As a result, the base input voltage of the transistor Tr7 increases, turning on the transistor Tr7 and sending an abnormal signal to the CPU 64. As the abnormality determination circuit 62 for determining the surge voltage, a general comparator for comparing potentials can be used.
[0054]
The CPU 64 that has received the abnormality signal from the abnormality determination circuit 62 generates a torque limiting command and limits the electric motor torque, thereby limiting the current flowing through the IGBTs 20 to 30 and suppressing the surge voltage.
[0055]
The surge voltage suppression circuit 66 has a parallel circuit of a capacitor C3 and a resistor R9 connected to the source of the transistor Tr7. The collector of the transistor Tr7 is connected to the positive terminal of the power supply V1, and the terminals of the capacitor C3 and the resistor R9 are connected to the gates of the IGBTs 20 to 30.
[0056]
The gate of the transistor Tr7 is connected to a connection point between the resistor R7 and the collector of the transistor Tr4. When the surge voltage suppression circuit 66 receives the abnormality signal from the abnormality determination circuit 62, it turns on the transistor Tr7 and injects charges into the gates of the IGBTs 20 to 30 via the resistor R9. As a result, the gate drive voltage increases, the turn-off di / dt during current interruption can be reduced, and the surge voltage can be reduced.
[0057]
The transistor Tr7 can be replaced by a PMOS FET. Further, a capacitor C3 for improving the transient response is inserted so as to eliminate the delay of the injection speed. The value of the capacitor C3 is determined by the value of the input capacitance of the IGBT. It should be noted that a surge voltage suppression circuit that increases the turn-off gate resistance R2 when a surge voltage is detected can also be used.
[0058]
The input logic circuit 74, the drive circuit 76, the surge voltage detection circuit 66, the abnormality determination circuit 62, and the surge voltage suppression circuit 66 can be an integrated circuit 80. By integrating the surge voltage suppression circuit 66, the abnormality determination circuit 62, and the like into an integrated circuit, the transmission speed can be increased, and a more reliable inverter device can be configured.
[0059]
When a large-current driving IGBT is used, the driving circuit 76 can be used externally. Also, the surge voltage detection circuit 60 can be used externally in order to provide versatility when the surge voltage detection level is varied in accordance with the IGBTs 20 to 30.
[0060]
FIG. 7 is a diagram illustrating a typical example of a switching waveform at the time of turn-off when the surge suppression circuit is not added. FIG. 8 is a diagram illustrating a representative example of a switching waveform at the time of turn-off when a surge suppression circuit is added.
[0061]
FIG. 8 showing a switching waveform at the time of turn-off when the surge suppression circuit is added is different from FIG. 7 which shows a waveform when the surge suppression circuit is not added. Since the charge is injected into the gate, the gate drive voltage increases. ing. Thereby, the turn-off di / dt at the time of current interruption can be reduced, so that the surge voltage can be reduced.
[0062]
As another surge voltage suppressing means, the gate resistance value when the switching element is cut off can be changed to a large value.
[0063]
With such a configuration, even when the DC voltage increases in the regenerative state, the current flowing through the IGBT is limited while limiting the torque, and at the same time, the surge voltage suppression circuit is provided to provide a more reliable inverter device. Can be configured.
(Example 2)
FIG. 9 is a circuit block diagram of a driver for one phase of an inverter device according to another embodiment of the present invention. A power supply voltage detection circuit 84 and an IGBT di / dt detection circuit 86 are provided instead of the surge voltage detection circuit 60 for detecting the surge voltage when the switching element of FIG. 1 is cut off in the first embodiment.
[0064]
If the inductance of the main circuit is measured in advance by the power supply voltage detection circuit 84 and the IGBT di / dt detection circuit 86, the surge voltage can be expressed as Vsurge = Vdc + L * di / dt (Vdc: power supply voltage of the inverter circuit, L: inverter device Of the main circuit, and di / dt: the rate of change of the cutoff current at the time of turn-off). Therefore, it is possible to accurately calculate the surge voltage by determining the state of both circuits. With such a configuration, a highly reliable inverter device can be configured.
(Example 3)
FIG. 10 is a circuit block diagram of a driver for one phase of an inverter device according to another embodiment of the present invention. In the present invention, an IGBT current value detection circuit 88 is provided instead of the IGBT di / dt detection circuit 86 in FIG.
[0065]
By measuring the current value of the IGBT and the characteristics of the IGBT in advance, it is possible to estimate the current change rate di / dt when the IGBT is cut off with respect to the IGBT cut-off current value. This embodiment is more practical because the detection of the current is easier than the detection of the current change rate di / dt.
[0066]
In this embodiment, the IGBT current value detection circuit 88 detects the IGBT current value by using the IGBT 22 having a built-in sensing function and the sense current detection resistors 90 and 92.
[0067]
Other methods for detecting the current flowing through the IGBT include a method using a current transformer and a method using a shunt resistor. Also in this configuration, it is possible to accurately calculate the surge voltage. With these configurations, a highly reliable inverter device can be configured.
[0068]
【The invention's effect】
According to the present invention, even when the DC voltage rises in the regenerative state, the current flowing through the IGBT is limited while limiting the torque, and at the same time, the surge voltage suppression circuit is provided to provide a more reliable inverter device. Can be configured.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram of a motor control device showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a typical voltage and current waveform diagram when the IGBT element is cut off at 300V / 400A.
FIG. 3 is a voltage-current locus when the IGBT is cut off in the configuration of the conventional device.
FIG. 4 is a voltage-current locus diagram when the IGBT is cut off according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 1;
FIG. 5 is a voltage-current locus diagram when an IGBT is cut off according to an embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a detailed circuit diagram of FIG. 2;
FIG. 7 is a typical example of a switching waveform at the time of turn-off when a surge suppression circuit is not added.
FIG. 8 is a typical example of a switching waveform at the time of turn-off when a surge suppression circuit is added.
FIG. 9 is a circuit diagram of a driver for one arm of an inverter device according to another embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram of a driver for one phase of an inverter device according to another embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Battery, 20, 22, 24, 26, 28, 30 ... IGBT, 32, 34, 36, 38, 40, 42 ... Freewheel diode, 22 ... IGBT with a built-in sensing function, 60 ... Surge voltage detection circuit, 62 ... Abnormality determination circuit, 64 CPU, 66 surge voltage suppression circuit, 76 drive circuit, 74 input logic circuit, 80 integrated circuit, 84 power supply voltage detection circuit, 86 IGBT di / dt detection circuit, 88 IGBT current Value detection circuit, 90: sense current detection resistor.
