JP2004248430A

JP2004248430A - Control device of ac-ac power converter

Info

Publication number: JP2004248430A
Application number: JP2003036660A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Ikuya Sato; 以久也佐藤
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-02-14
Filing date: 2003-02-14
Publication date: 2004-09-02
Anticipated expiration: 2023-02-14
Also published as: JP4029284B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a control device of an AC-AC power converter that is small in size and long in service life and does not impair the operation of a load while obtaining a sine wave that has no distortion in an output-voltage waveform even if a harmonic component is contained in an output voltage, in a power converter, a matrix converter or the like that has no large-amount energy buffer at a DC link. <P>SOLUTION: The control device of the AC-AC power converter converts a multi-phase AC voltage to a multi-phase AC voltage without having the energy buffer at the DC link. The device comprises: a voltage detection means 200 that detects an input voltage of the power converter 100; an instantaneous effective power stabilizing means 300 that operates the harmonic component of an input current so that instantaneous effective power at an input side is stabilized corresponding to an input voltage detected by the voltage detection means 200; and a input-current command generation means 400 that generates an input current command by superposing the harmonic component operated by the stabilizing means 300 to an input-current fundamental wave command. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相の交流電圧から多相の交流電圧を出力する交流−交流電力変換器に関し、特に、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器において、その入力電圧に高調波を含む場合に出力電圧波形の歪みを低減する高調波補償を行うための制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、交流−直流−交流変換方式（コンバータ−インバータ方式）を用いた従来の交流−交流電力変換器の構成を示している。ここでは、入力側、出力側の多相の例として最も一般的な三相を例示しており、入力側（電源側）の各相をＲ，Ｓ，Ｔ相、出力側（負荷側）の各相をＵ，Ｖ，Ｗ相と呼ぶものとする。
【０００３】
図６において、２０は交流スイッチ２１〜２６からなる三相の電流形ＰＷＭ整流器、４０は環流ダイオードを有するＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相の電圧形ＰＷＭインバータ、３０は整流器２０とインバータ４０との間の直流リンク部に接続され、かつリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、５０は整流器２０内の交流スイッチ２１〜２６のオン、オフを制御する整流器制御手段、６０はインバータ４０内のスイッチング素子４１〜４６のオン、オフを制御するインバータ制御手段である。
【０００４】
上記従来技術では、入力電流指令に従って整流器２０により入力電流を制御しながら所望の大きさの直流電圧を得ると共に、この直流電圧をインバータ４０に入力して、出力電圧指令どおりの所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換し、出力している。
ここで、前記フィルタ３０を構成するリアクトル３１及びコンデンサ３２は大容量のエネルギーバッファとして機能しており、このエネルギーバッファによって整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御を可能にしている。
【０００５】
なお、整流器２０の制御は、整流器制御手段５０により入力電流指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得て交流スイッチ２１〜２６に対する制御パルスを生成する。
インバータ４０側についても同様に、インバータ制御手段６０により出力電圧指令とキャリア波形とを比較し、その大小関係によりＰＷＭ指令を得てスイッチング素子４１〜４６に対する制御パルスを生成する。
【０００６】
上記従来技術では、入力電圧に高調波成分が含まれていたとしても、この高調波成分はフィルタ３０により平滑されるのでその影響は出力側に現れない。
すなわち、図６の回路では、入力電圧に高調波成分が重畳されている場合でも、出力電圧を所望の大きさ、周波数に制御することができ、良好な波形を得ることができる。
【０００７】
なお、図６のようなコンバータ−インバータ方式の交流−交流電力変換器は従来から種々提供されているが、例えば以下の特許文献１に記載されたものがある。
【０００８】
【特許文献】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、コンデンサ３２と共にフィルタ３０を構成する前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
すなわち、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば装置の小形化、長寿命化が可能であることから、フィルタ３０を有しない電力変換器の実現が要請されている。
【００１０】
ここで、図７は、図６の構成から直流リンク部のフィルタ３０を除去した場合において、入力電圧に高調波成分（５次高調波が５％、７次高調波が２．５％）が含まれる場合の入力電圧波形及び出力電圧波形を単位法表示したものである。
図７のように入力電圧に高調波成分が含まれる場合、入力電流を正弦波に制御すると有効電力が脈動し、直流リンク部の電圧にリプルが現れる。従来のフィルタ３０のように大容量のエネルギーバッファがある場合には、入力側の有効電力脈動はエネルギーバッファにより吸収することができるが、大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器では、直流リンク部の電圧に脈動が発生し、その結果、図７に示す如く出力電圧波形に歪みが発生する。出力電圧の歪みは、交流−交流電力変換器の負荷として電動機が接続されている場合、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させることとなる。
【００１１】
そこで本発明は、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを有しない電力変換器や、マトリクスコンバータのようにエネルギーバッファを介さずに交流−交流直接変換を行う場合において、入力電圧に高調波成分が含まれる場合でも出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、小形かつ長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えることがない交流−交流電力変換器の制御装置を提供しようとするものである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、直流リンク部にエネルギーバッファを持たずに多相交流電圧を多相交流電圧に変換する交流−交流電力変換器において、
この電力変換器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧に応じて入力側の瞬時有効電力が一定になるような入力電流の高調波成分を演算する瞬時有効電力一定化手段と、この一定化手段により演算された高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段と、
を備えたものである。
【００１３】
請求項２記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記電力変換器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１４】
請求項３記載の発明は、請求項２の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記仮想整流器の入力電圧を検出する電圧検出手段と、この電圧検出手段により検出された入力電圧の基本波成分及び高調波成分を検出する基本波検出手段及び高調波検出手段と、これらの基本波検出手段及び高調波検出手段により検出された入力電圧の基本波成分の振幅及び高調波成分の振幅、並びに入力電流基本波指令を用いて、入力側の瞬時有効電力が一定になるような前記高調波成分と同じ次数の入力電流の高調波成分を演算し、高調波電流指令として出力する高調波電流指令演算手段と、前記高調波電流指令を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器制御手段に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１５】
請求項４記載の発明は、多相交流電圧を直流電圧に変換する整流器と、この整流器から出力される直流電圧を多相交流電圧に変換するインバータと、を有する交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記整流器の入力電流指令が与えられて整流器を制御する整流器制御手段と、前記インバータを制御するインバータ制御手段と、を備えた制御装置において、
前記電力変換器の瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項４の発明の特徴的な構成をマトリクスコンバータに適用したものであり、多相交流電圧を仮想整流器及び仮想インバータにより多相交流電圧に変換するマトリクスコンバータを備えた交流−交流電力変換器の制御装置であって、前記仮想整流器の入力電流指令が与えられて仮想整流器の制御パルスを出力する整流器制御手段と、前記仮想インバータの制御パルスを出力するインバータ制御手段と、前記仮想整流器の制御パルス及び前記仮想インバータの制御パルスを合成して前記マトリクスコンバータに与えるパルス合成手段と、を備えた制御装置において、
前記マトリクスコンバータの瞬時有効電力を求める手段と、この手段により求めた瞬時有効電力の脈動分を検出する手段と、この手段により求めた脈動分をゼロに調節する調節手段と、この調節手段の出力を入力電流基本波指令に重畳して前記仮想整流器に与える入力電流指令を生成する手段と、
を備えたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、本発明の第１実施形態を示すブロック図である。この実施形態は、大容量のエネルギーバッファを有しない交流−交流電力変換器１００と、三相交流電源１０からの入力電圧を検出する電圧検出手段２００と、入力側の瞬時有効電力が一定になるように制御を行う瞬時有効電力一定化手段３００と、この瞬時有効電力一定化手段３００により求められた入力電流の高調波成分を入力電流基本波指令に重畳して電力変換器１００の入力電流指令を生成する入力電流指令発生手段４００とを備えている。
なお、交流−交流電力変換器１００は、例えば図６に示したように電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とから構成されており、直流リンク部にはリアクトル及びコンデンサからなるフィルタ等のエネルギーバッファが設けられていない。
【００１８】
以下に、本実施形態において、入力側の瞬時有効電力が一定になるように入力電流を制御することにより、出力電圧波形が改善される原理について述べる。
この種の交流−交流電力変換器は、交流入力電圧から所望の大きさ、周波数の交流電圧を出力する。電力変換器から出力される対称三相交流電圧ｖ_ｏｕｔを瞬時空間ベクトルにて表すと、数式１となる。なお、数式１において、Ｖ_ｍｏｕｔは出力電圧の振幅、θ＝ωｔ、αは位相角である。
【００１９】
【数１】

【００２０】
また、電力変換器から出力される対称三相正弦波電流を瞬時空間ベクトルにて表すと、数式２となる。なお、数式２において、Ｉ_ｍｏｕｔは出力電流の振幅、φは位相角である。
【００２１】
【数２】

【００２２】
従って、数式１，数式２から、瞬時有効電力は数式３となる。この結果、電力変換器の出力側の瞬時有効電力は一定であることがわかる。
【００２３】
【数３】

【００２４】
一方、入力電圧にｎ次高調波が重畳されている場合、入力電圧ベクトルは数式４となる。なお、数式４において、Ｖ_ｍｉｎは入力電圧の振幅、Ｖ_ｎｉｎは入力電圧のｎ次高調波成分の振幅、ζ＝ωｔ、βは位相角である。
【００２５】
【数４】

【００２６】
このとき、入力電流として対称三相交流電流を流した場合、入力電流ベクトルは数式５で表されると共に、数式４，数式５から、瞬時有効電力は数式６となる。数式５において、ρは位相角を示し、数式６において、Ｒｅは実数部を示す。
【００２７】
【数５】

【００２８】
【数６】

【００２９】
前述した数式３は出力側の瞬時有効電力であり、数式６は入力側の瞬時有効電力である。エネルギー保存の法則から、エネルギーバッファのない電力変換器では、入力側と出力側の瞬時有効電力を一致させる必要がある。
しかし、数式６は右辺第２項にζを含んでいることから脈動分を持っており、入力電圧に高調波成分を含んでいる場合には入力電流と出力電圧とを対称三相正弦波とすることは物理的に不可能である。
【００３０】
数式３と数式６を一致させるためには、入力電流または出力電圧のいずれかもしくはその両方を歪ませることにより、数式６の第２項を打ち消す必要がある。電力変換器に電動機等が接続されている場合、出力電圧をひずませて高調波が含まれると、電動機にトルクリプルを生じ、騒音が発生するので好ましくない。
そこで、入力側の瞬時有効電力が一定になるように、入力電流指令に高調波成分を重畳して数式７により制御することとした。
【００３１】
【数７】

【００３２】
ここで、入力側の瞬時有効電力を求めると、数式８となる。
【００３３】
【数８】

【００３４】
数式８右辺第４項は、入力電圧及び入力電流の高調波成分によって生じる瞬時有効電力であり、ζに対し、定数項Ｃ及び高調波次数ｎに応じた変動項ｆ（ｎζ）によって表すことができるので、数式８は数式９となる。
【００３５】
【数９】

【００３６】
数式９において、右辺第１項と第４項は定数項であり、一定である。瞬時有効電力の脈動は、ζを含む右辺第２項、第３項及び第５項により発生する。従って、瞬時有効電力を一定とするためには、数式１０を満たす高調波成分ΣＩ_ｎｉｎｅ^{ｊｋｎ（ζ＋ρ）}を入力電流指令に重畳すればよい。
【００３７】
【数１０】

【００３８】
なお、スイッチングを伴う電力変換器では有効電力は入力側から出力側に伝達されるが、無効電力は電力変換器の還流モードにより発生する。これは従来の直流−交流電力変換器（インバータ）を考えれば、明らかである。インバータの入力は直流であるから、瞬時電力はすべて瞬時有効電力である。
しかし、インバータの出力側では負荷に応じて無効電力が発生し、瞬時有効電力の他に、負荷に応じた瞬時無効電力が発生している。従って、入力側の電流波形を変化させ、入出力の瞬時有効電力を一致させることで、大容量のエネルギーバッファがない場合でも出力側に一定の瞬時有効電力を取り出すことができる。
【００３９】
図１において、電圧検出手段２００は数式４に基づいて入力電圧ｖ_ｉｎを検出し、瞬時有効電力一定化手段３００は、Ｖ_ｍｉｎ，Ｖ_ｎｉｎ，ζ，β，ｎ（高調波次数）を用いて数式１０を満たす入力電流の高調波成分ΣＩ_ｎｉｎｅ^{ｊｋｎ（ζ＋ρ）}を算出する。そして、入力電流指令発生手段４００は、数式５で示される入力電流基本波指令に前記高調波成分ΣＩ_ｎｉｎｅ^{ｊｋｎ（ζ＋ρ）}を重畳し、数式７により交流−交流電力変換器１００に与える入力電流指令ｉ_ｉｎを生成して出力する。
これにより、入力側の瞬時有効電力が一定に制御され、電力変換器１００の出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００４０】
次に、図２は本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
この実施形態では、交流−交流電力変換器として、入力電流を制御する電流形ＰＷＭ整流器２０と電圧形ＰＷＭインバータ４０とがフィルタなしに直接接続されており、整流器制御手段５０は、入力電流指令に応じた入力電流を流すように整流器２０を制御し、インバータ制御手段６０は、出力電圧指令に従った電圧を出力するべくインバータ４０を制御するように構成されている。２１〜２６は交流スイッチ、４１〜４６は半導体スイッチング素子である。
【００４１】
また、三相交流電源１０には電圧検出手段２００が接続され、その出力は基本波検出手段３１０及び高調波検出手段３２０に加えられていると共に、これらの検出手段３１０，３２０の出力は、入力電流基本波指令と一緒に高調波電流指令演算手段３３０に加えられている。そして、高調波電流指令演算手段３３０から出力される高調波電流指令は入力電流基本波指令と加算手段４１０により加算され、その加算結果が入力電流指令として整流器制御手段５０に入力されている。
【００４２】
本実施形態では、以下の理由により、入力電圧に含まれる５次高調波と７次高調波について補償を行うものとする。
（１）数式１０は比較的複雑であり、すべての次数の高調波について補償するためには演算量が多くなるため高速の制御装置が必要である。
（２）負荷が電動機の場合、入力電圧の高次高調波は漏れインダクタンスにより平滑され、電流に現れる影響は小さくなる。
（３）加えて、高周波のトルクリプルは電動機の慣性モーメントに吸収されるため、回転ムラとしては現れず、問題にならない。
（４）電源電圧高調波に最も多く含まれるのは、一般に５次、７次である。また、高次高調波は入力フィルタを設けることで減衰させることができる。
【００４３】
そこで、数式１０に基づき、入力電圧に５次高調波と７次高調波が含まれる場合について瞬時有効電力ｐ_ｉｎを求めると、数式１１となる。なお、数式１１において、Ｖ_５ｉｎ，Ｖ_７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電圧振幅、Ｉ_５ｉｎ，Ｉ_７ｉｎは５次高調波、７次高調波の電流振幅である。
【００４４】
【数１１】

【００４５】
数式１１の右辺第３項以降が、ζによる変動項である。入力力率を１とし（β＝ρ）、数式１１の右辺第３項以降をゼロとするためには、数式１２が成立すればよい。
【００４６】
【数１２】

【００４７】
数式１２により、入力電流基本波指令に重畳する５次高調波、７次高調波の電流振幅は数式１３となる。
【００４８】
【数１３】

【００４９】
図２では、入力電圧を電圧検出手段２００により検出し、基本波検出手段３１０により、基本波の電圧振幅Ｖ_ｍを抽出し、高調波検出手段３２０により５次、７次高調波の電圧振幅Ｖ_５ｉｎ，Ｖ_７ｉｎを検出する。高調波電流指令演算手段３３０では数式１３の演算により５次、７次高調波電流の振幅Ｉ_５ｉｎ，Ｉ_７ｉｎを求め、これらを加算手段４１０により入力電流の基本波指令（振幅指令）に加算して整流器制御手段５０に与える入力電流指令を得る。
【００５０】
図３は、この実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形であり、図７の場合と同様に、入力電圧には５次高調波が５％、７次高調波が２．５％含まれている場合である。入力電流に５次、７次高調波電流を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力を一定にし、入力電流波形及び出力電圧波形を歪みのない正弦波にすることができる。
【００５１】
次に、図４は本発明の第３実施形態を示す構成図であり、この実施形態では、主変換器としてマトリクスコンバータ９０を用いている。
このマトリクスコンバータ９０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ９１〜９９を接続して構成されており、各スイッチ９１〜９９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
【００５２】
上記マトリクスコンバータ９０の制御に当たっては、図２におけるＰＷＭ整流器２０、ＰＷＭインバータ４０と同様な構成のＰＷＭ整流器、ＰＷＭインバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を整流器制御手段５０及びインバータ制御手段６０により作成すると共に、これらのパルスをＰＷＭパルス合成手段７０により合成してマトリクスコンバータ９０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４を参照）。
【００５３】
ここで、マトリクスコンバータ９０の電力変換動作は、以下の数式１４によって表される。なお、数式１４において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_９１〜Ｓ_９９は双方向スイッチ９１〜９９のスイッチング関数である。
【００５４】
【数１４】

【００５５】
また、上記スイッチング関数Ｓ_９１〜Ｓ_９９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式１５のように表すことができる。
【００５６】
【数１５】

【００５７】
図４におけるＰＷＭパルス合成手段７０は、整流器制御手段５０からのスイッチング関数とインバータ制御手段６０からのスイッチング関数とを用いて数式１４によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従ってマトリクスコンバータ９０内の双方向スイッチ９１〜９９をオンオフ制御する。
なお、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００５８】
本実施形態では、マトリクスコンバータ９０の入力電圧に高調波が含まれる場合でも、仮想整流器に対する入力電流指令を得るために基本波電流指令に数式１３の高調波電流指令を重畳することにより、入力側の瞬時有効電力が一定となるように制御を行い、入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減することができる。ここで、図４における各手段２００，３１０，３２０，３３０，４１０の動作は第２実施形態と同様であるため、詳述を省略する。
【００５９】
次いで、図５は本発明の第４実施形態を示すブロック図である。この実施形態では、瞬時有効電力を一定にする演算を簡単に行うため、入力電流基本波指令に重畳する高調波成分を調節器により得るようにした。
【００６０】
すなわち、図５において、交流−交流電力変換器１００の出力側には電流検出手段３４０が接続されており、この検出手段３４０により出力電流を検出し、出力電圧指令と出力電流とから出力側の瞬時有効電力を瞬時有効電力演算手段３５０により演算する。
脈動分検出手段３６０は、演算した瞬時有効電力の脈動分を検出する。瞬時有効電力の脈動を、入力電流の基本波の振幅指令に高調波成分を重畳することにより抑制できることは、各実施形態で説明したとおりである。
従って、脈動分検出手段３６０の出力とゼロが図示の符号で入力される加算器３７０と調節器３８０とを設けることにより、調節器３８０の出力が瞬時有効電力を一定にするような高調波成分となる。この高調波成分を入力電流基本波指令に加算することにより、電力変換器１００の出力側の瞬時有効電力を一定にして出力電圧波形を正弦波に制御することができる。
ここで、調節器３８０には、例えば比例調節器、比例積分調節器等を用いることができる。
【００６１】
なお、瞬時有効電力は、出力電圧指令から演算する以外に、図示されていない出力電圧検出手段を設けて出力電流及び出力電圧の各検出値から求めても良いし、電力変換器１００の入力側に電流検出手段を設け、入力電圧と入力電流とから求めても良い。
更に、この実施形態は図２の回路にも適用可能であり、直流リンク部に直流電圧検出手段及び直流電流検出手段を設け、直流リンク部の瞬時電力を求めてもよい。
また、この実施形態は、図４に示した回路にも適用可能であり、その場合には、マトリクスコンバータ９０の瞬時有効電力を検出し、その脈動成分をゼロにするように調節動作する調節器の出力を入力電流基本波指令に重畳して整流器制御手段５０に加えれば良い。この場合の瞬時有効電力も、出力電流及び出力電圧の各検出値、入力電流及び入力電圧の各検出値等から求めることができる。
【００６２】
また、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００６３】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、直流リンク部に大容量のエネルギーバッファを持たずに整流器及びインバータから構成される電力変換器や、マトリクスコンバータ等の交流−交流直接変換形電力変換器において、入力電圧に高調波が含まれる場合でも、出力電圧波形として歪みのない正弦波を得ることができる。
この結果、小形、長寿命であり、電動機等の負荷の運転に障害を与えない交流−交流電力変換器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施形態を示すブロック図である。
【図３】第２実施形態によるシミュレーション結果を示す入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【図４】本発明の第３実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明の第４実施形態を示すブロック図である。
【図６】従来技術を示すブロック図である。
【図７】従来技術における入力電圧波形及び出力電圧波形である。
【符号の説明】
１０：三相交流電源
２０：電流形ＰＷＭ整流器
２１〜２６：交流スイッチ
４０：電圧形ＰＷＭインバータ
４１〜４６：半導体スイッチング素子
５０：整流器制御手段
６０：インバータ制御手段
７０：ＰＷＭパルス合成手段
１００：交流−交流電力変換器
１１０：マトリクスコンバータ
１１１〜１１９：双方向スイッチ
２００：電圧検出手段
３００：瞬時有効電力一定化手段
３１０：基本波検出手段
３２０：高調波検出手段
３３０：高調波電流指令演算手段
３４０：電流検出手段
３５０：瞬時有効電力演算手段
３６０：脈動分検出手段
３７０，４１０：加算手段
４００：入力電流指令発生手段
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an AC-AC power converter that outputs a polyphase AC voltage from a polyphase AC voltage using a semiconductor switching element, and particularly, in an AC-AC power converter that does not have a large-capacity energy buffer, The present invention relates to a control device for performing harmonic compensation for reducing distortion of an output voltage waveform when the input voltage includes a harmonic.
[0002]
[Prior art]
FIG. 6 shows a configuration of a conventional AC-AC power converter using an AC-DC-AC conversion method (converter-inverter method). Here, the most common three-phase is illustrated as an example of the input-side and output-side polyphases. Each phase on the input side (power supply side) is represented by R, S, T phases, and the output side (load side). Each phase is called a U, V, and W phase.
[0003]
In FIG. 6, reference numeral 20 denotes a three-phase current source PWM rectifier including AC switches 21 to 26; 40, a three-phase voltage source PWM inverter including semiconductor switching elements 41 to 46 having circulating diodes; A filter connected to the DC link between the inverter and the inverter 40 and comprising a reactor 31 and a capacitor 32; 50, a rectifier control means for controlling on / off of the AC switches 21 to 26 in the rectifier 20; It is an inverter control means for controlling on / off of the switching elements 41 to 46 in the inside.
[0004]
In the above-described conventional technology, a DC voltage having a desired magnitude is obtained while controlling the input current by the rectifier 20 according to the input current command, and this DC voltage is input to the inverter 40, and the desired magnitude and the desired voltage according to the output voltage command are obtained. It is converted to a three-phase AC voltage having a frequency and output.
Here, the reactor 31 and the capacitor 32 constituting the filter 30 function as a large-capacity energy buffer, and this energy buffer enables independent control of the rectifier 20 and the inverter 40.
[0005]
The rectifier 20 is controlled by comparing the input current command with the carrier waveform by the rectifier control means 50, obtaining a PWM command based on the magnitude relationship, and generating control pulses for the AC switches 21 to 26.
Similarly, on the inverter 40 side, the output voltage command and the carrier waveform are compared by the inverter control means 60, and a PWM command is obtained based on the magnitude relationship to generate control pulses for the switching elements 41 to 46.
[0006]
In the above prior art, even if the input voltage contains a harmonic component, the harmonic component is smoothed by the filter 30, so that the influence does not appear on the output side.
That is, in the circuit of FIG. 6, even when a harmonic component is superimposed on the input voltage, the output voltage can be controlled to a desired magnitude and frequency, and a good waveform can be obtained.
[0007]
Although various types of converter-inverter type AC-AC power converters as shown in FIG. 6 have been conventionally provided, there is, for example, one described in Patent Document 1 below.
[0008]
[Patent Document]
JP-A-11-299290 (FIGS. 1, [0018], [0019], etc.)
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
An electrolytic capacitor is usually used for the capacitor 32 and the smoothing capacitor described in Patent Document 1. However, since the electrolytic capacitor has a large outer shape and a short life, the size of the device can be reduced and the life can be extended. Hindered. Further, the reactor 31 constituting the filter 30 together with the capacitor 32 is also large, which hinders miniaturization.
That is, if the filter 30 inserted in the DC link unit is removed, the device can be downsized and the service life can be prolonged. Therefore, realization of a power converter without the filter 30 is required.
[0010]
Here, FIG. 7 shows that, when the filter 30 of the DC link unit is removed from the configuration of FIG. 6, a harmonic component (5th harmonic is 5%, 7th harmonic is 2.5%) is included in the input voltage. The input voltage waveform and the output voltage waveform in the case of being included are displayed in a unit method.
When the input voltage contains a harmonic component as shown in FIG. 7, when the input current is controlled to a sine wave, active power pulsates, and ripples appear in the voltage of the DC link unit. When there is a large-capacity energy buffer as in the conventional filter 30, the input-side active power pulsation can be absorbed by the energy buffer. However, in a power converter without a large-capacity energy buffer, a DC link is used. A pulsation occurs in the voltage of the section, and as a result, a distortion occurs in the output voltage waveform as shown in FIG. The distortion of the output voltage not only causes torque vibration and noise of the motor when the motor is connected as the load of the AC-AC power converter, but also increases the copper loss due to the harmonic current and lowers the efficiency. It will be.
[0011]
Accordingly, the present invention provides a power converter that does not have a large-capacity energy buffer in the DC link unit, or a case where an AC-AC direct conversion is performed without an energy buffer, such as a matrix converter, when a harmonic component is present in the input voltage. By providing a sine wave having no distortion in the output voltage waveform even when it is included, it is possible to provide a control device for an AC-AC power converter that has a small size, a long life, and does not hinder the operation of a load such as a motor. It is assumed that.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the invention according to claim 1 is an AC-AC power converter that converts a polyphase AC voltage to a polyphase AC voltage without having an energy buffer in a DC link unit,
Voltage detecting means for detecting the input voltage of the power converter; and an instant for calculating a harmonic component of the input current such that the instantaneous active power on the input side is constant according to the input voltage detected by the voltage detecting means. Active power stabilizing means, and an input current command generating means for generating an input current command to be given to the power converter by superimposing a harmonic component calculated by the stabilizing means on an input current fundamental wave command,
It is provided with.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, there is provided an AC-AC power converter having a rectifier for converting a polyphase AC voltage to a DC voltage, and an inverter for converting a DC voltage output from the rectifier to a polyphase AC voltage. A control device, comprising: a rectifier control unit that is provided with an input current command of the rectifier and controls a rectifier; and an inverter control unit that controls the inverter.
Voltage detecting means for detecting an input voltage of the rectifier; fundamental wave detecting means and harmonic wave detecting means for detecting fundamental wave components and harmonic wave components of the input voltage detected by the voltage detecting means; And the amplitude of the fundamental component of the input voltage and the amplitude of the harmonic component detected by the means and the harmonic detection means, and the input current fundamental wave command, so that the instantaneous active power on the input side becomes constant. A higher harmonic component of the input current of the same order as the component, and a higher harmonic current command calculating means for outputting the same as the higher harmonic current command; and superimposing the higher harmonic current command on the input current fundamental wave command to the power converter. Means for generating an input current command to be given;
It is provided with.
[0014]
According to a third aspect of the present invention, a characteristic configuration of the second aspect of the present invention is applied to a matrix converter, and a matrix converter for converting a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage by a virtual rectifier and a virtual inverter is provided. Rectifier control means for receiving an input current command of the virtual rectifier and outputting a control pulse of the virtual rectifier, and inverter control means for outputting a control pulse of the virtual inverter And a pulse synthesizing means for synthesizing the control pulse of the virtual rectifier and the control pulse of the virtual inverter and applying the synthesized pulse to the matrix converter.
Voltage detecting means for detecting an input voltage of the virtual rectifier, fundamental wave detecting means and harmonic wave detecting means for detecting a fundamental wave component and a harmonic wave component of the input voltage detected by the voltage detecting means, and these fundamental waves Using the amplitude of the fundamental wave component and the amplitude of the harmonic component of the input voltage detected by the detecting means and the harmonic wave detecting means, and the input current fundamental wave command, the harmonic so that the instantaneous active power on the input side becomes constant. A harmonic current command calculating means for calculating a harmonic component of the input current of the same order as the wave component and outputting the same as a harmonic current command; and the rectifier control means for superimposing the harmonic current command on an input current fundamental wave command. Means for generating an input current command given to
It is provided with.
[0015]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an AC-AC power converter having a rectifier for converting a polyphase AC voltage to a DC voltage, and an inverter for converting a DC voltage output from the rectifier to a polyphase AC voltage. A control device, comprising: a rectifier control unit that is provided with an input current command of the rectifier and controls a rectifier; and an inverter control unit that controls the inverter.
A means for determining the instantaneous active power of the power converter, a means for detecting a pulsation component of the instantaneous active power obtained by this means, an adjusting means for adjusting the pulsation component obtained by this means to zero; Means for generating an input current command to be given to the rectifier by superimposing an output on the input current fundamental wave command;
It is provided with.
[0016]
According to a fifth aspect of the present invention, a characteristic configuration of the fourth aspect of the present invention is applied to a matrix converter. The matrix converter includes a matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage by using a virtual rectifier and a virtual inverter. Rectifier control means for receiving an input current command of the virtual rectifier and outputting a control pulse of the virtual rectifier, and inverter control means for outputting a control pulse of the virtual inverter And a pulse synthesizing means for synthesizing the control pulse of the virtual rectifier and the control pulse of the virtual inverter and applying the synthesized pulse to the matrix converter.
Means for obtaining the instantaneous active power of the matrix converter, means for detecting the pulsation component of the instantaneous active power obtained by the device, adjustment means for adjusting the pulsation component obtained by the means to zero, and the output of the adjustment device Means for generating an input current command to be applied to the virtual rectifier by superimposing the input current fundamental wave command on the virtual rectifier,
It is provided with.
[0017]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. In this embodiment, an AC-AC power converter 100 having no large-capacity energy buffer, a voltage detecting means 200 for detecting an input voltage from the three-phase AC power supply 10, and an instantaneous active power on the input side become constant. Active power stabilizing means 300 for performing control as described above, and the harmonic component of the input current obtained by the instantaneous active power stabilizing means 300 is superimposed on the input current fundamental wave command, and the input current command of the power converter 100 is And an input current command generating means 400 for generating
The AC-AC power converter 100 includes, for example, a current-type PWM rectifier 20 and a voltage-type PWM inverter 40 as shown in FIG. 6, and a DC link unit includes a filter including a reactor and a capacitor. There is no energy buffer.
[0018]
In the following, the principle of improving the output voltage waveform by controlling the input current so that the instantaneous active power on the input side is constant in the present embodiment will be described.
This type of AC-AC power converter outputs an AC voltage having a desired magnitude and frequency from an AC input voltage. When the symmetric three-phase AC voltage v _out output from the power converter is represented by an instantaneous space vector, Equation 1 is obtained. In Equation 1, V _mout is the amplitude of the output voltage, θ = ωt, and α is the phase angle.
[0019]
(Equation 1)

[0020]
When the symmetric three-phase sinusoidal current output from the power converter is represented by an instantaneous space vector, Equation 2 is obtained. In Equation 2, I _mout is the amplitude of the output current, and φ is the phase angle.
[0021]
(Equation 2)

[0022]
Accordingly, the instantaneous active power is given by Expression 3 from Expressions 1 and 2. As a result, it is understood that the instantaneous active power on the output side of the power converter is constant.
[0023]
[Equation 3]

[0024]
On the other hand, when the n-th harmonic is superimposed on the input voltage, the input voltage vector is represented by Expression 4. In Equation 4, V _min is the amplitude of the input voltage, V _nin is the amplitude of the nth harmonic component of the input voltage, ζ = ωt, and β is the phase angle.
[0025]
(Equation 4)

[0026]
At this time, when a symmetric three-phase AC current is passed as the input current, the input current vector is represented by Expression 5, and from Expressions 4 and 5, the instantaneous active power is Expression 6. In Equation 5, ρ indicates a phase angle, and in Equation 6, Re indicates a real part.
[0027]
(Equation 5)

[0028]
(Equation 6)

[0029]
Equation 3 described above is the instantaneous active power on the output side, and Equation 6 is the instantaneous active power on the input side. From the law of conservation of energy, in a power converter without an energy buffer, the instantaneous active power on the input side and the output side must be matched.
However, Equation 6 has a pulsating component because the second term on the right side includes ζ, and when the input voltage includes a harmonic component, the input current and the output voltage are converted into a symmetric three-phase sine wave. It is physically impossible to do.
[0030]
In order to make Equations 3 and 6 coincide, it is necessary to cancel the second term of Equation 6 by distorting either or both of the input current and the output voltage. When a motor or the like is connected to the power converter, if the output voltage is distorted and harmonics are included, torque ripple is generated in the motor and noise is generated, which is not preferable.
Therefore, the harmonic component is superimposed on the input current command so that the instantaneous active power on the input side is constant, and the control is performed by using the equation (7).
[0031]
(Equation 7)

[0032]
Here, when the instantaneous active power on the input side is obtained, Expression 8 is obtained.
[0033]
(Equation 8)

[0034]
The fourth term on the right side of Expression 8 is the instantaneous active power generated by the harmonic components of the input voltage and the input current, and can be represented by a constant term C and a fluctuation term f (n （) corresponding to the harmonic order n with respect to ζ. Since it is possible, Equation 8 becomes Equation 9.
[0035]
(Equation 9)

[0036]
In Equation 9, the first and fourth terms on the right side are constant terms and are constant. The pulsation of the instantaneous active power is generated by the second, third, and fifth terms on the right side including ζ. Therefore, in order to the instantaneous effective power is constant, it may be superimposed on the input current command harmonic component _{ΣI nin e} jkn satisfying Equation 10 (ζ ^{+ ρ).}
[0037]
(Equation 10)

[0038]
In a power converter with switching, active power is transmitted from the input side to the output side, but reactive power is generated by the return mode of the power converter. This is apparent when considering a conventional DC-AC power converter (inverter). Since the input of the inverter is DC, the instantaneous power is all instantaneous active power.
However, on the output side of the inverter, reactive power is generated according to the load, and instantaneous reactive power according to the load is generated in addition to the instantaneous active power. Therefore, by changing the current waveform on the input side and matching the instantaneous active power of the input and output, it is possible to extract a constant instantaneous active power on the output side even when there is no large-capacity energy buffer.
[0039]
In Figure 1, the voltage detecting means 200 detects an input voltage _{v in,} based on Equation 4, the instantaneous active power constant means _{_{300, V min, V nin, ζ}} , β, with n (harmonic order) calculating a harmonic component ^ΣI _nin e jkn input current satisfying equation 10 ^{(ζ + ρ).} Then, the input current command generating means 400, the superimposed harmonic components _{^{ΣI nin e jkn (ζ + ρ}} ) to the input current fundamental wave command represented by Equation 5, AC by Equation 7 - input current applied to the AC power converter 100 Generate and output a command i _in .
Thereby, the instantaneous active power on the input side is controlled to be constant, and the output voltage waveform of power converter 100 can be made a sine wave without distortion.
[0040]
Next, FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
In this embodiment, as an AC-AC power converter, a current-type PWM rectifier 20 for controlling an input current and a voltage-type PWM inverter 40 are directly connected without a filter. The rectifier 20 is controlled so as to flow a corresponding input current, and the inverter control means 60 is configured to control the inverter 40 to output a voltage according to the output voltage command. 21 to 26 are AC switches, and 41 to 46 are semiconductor switching elements.
[0041]
The three-phase AC power supply 10 is connected to a voltage detecting means 200, the output of which is applied to a fundamental wave detecting means 310 and a harmonic detecting means 320, and the outputs of these detecting

means

310, 320 are input to It is added to the harmonic current command calculation means 330 together with the current fundamental wave command. The harmonic current command output from the harmonic current command calculation means 330 is added to the input current fundamental wave command by the addition means 410, and the result of the addition is input to the rectifier control means 50 as an input current command.
[0042]
In the present embodiment, it is assumed that compensation is performed for the fifth harmonic and the seventh harmonic included in the input voltage for the following reason.
(1) Equation (10) is relatively complicated, and a high-speed control device is required because the amount of calculation is large in order to compensate for harmonics of all orders.
(2) When the load is an electric motor, higher-order harmonics of the input voltage are smoothed by the leakage inductance, and the influence on the current is reduced.
(3) In addition, since high-frequency torque ripple is absorbed by the moment of inertia of the electric motor, it does not appear as rotation unevenness and does not pose a problem.
(4) The fifth harmonic and the seventh harmonic are most often included in the power supply voltage harmonics. Further, high-order harmonics can be attenuated by providing an input filter.
[0043]
Therefore, based on Equation 10, when determining the instantaneous active power p _in the case including the fifth harmonic and seventh harmonic of the input voltage, the equation 11. In Equation 11, V _5in and V _7in represent the fifth harmonic and the voltage amplitude of the seventh harmonic, and I _5in and I _7in represent the current amplitude of the fifth harmonic and the seventh harmonic.
[0044]
[Equation 11]

[0045]
The third and subsequent terms on the right side of Equation 11 are the variation terms due to ζ. In order to set the input power factor to 1 (β = ρ) and to set the third and subsequent terms on the right side of Expression 11 to zero, Expression 12 may be satisfied.
[0046]
(Equation 12)

[0047]
According to Equation 12, the current amplitude of the fifth harmonic and the seventh harmonic superimposed on the input current fundamental wave command is represented by Equation 13.
[0048]
(Equation 13)

[0049]
In Figure 2, the input voltage detected by the voltage detection unit 200, the fundamental wave detecting means 310 extracts the voltage amplitude V _m of the fundamental wave, the fifth order by harmonics detection unit 320, the seventh harmonic of the voltage amplitude V _{5 in} and V _{7 in} are detected. The harmonic current command calculating means 330 obtains the amplitudes I _5in and I _7in of the fifth and seventh harmonic currents by the calculation of Expression 13, and adds these to the fundamental wave command (amplitude command) of the input current by the adding means 410. Thus, an input current command to be given to the rectifier control means 50 is obtained.
[0050]
FIG. 3 shows an input voltage waveform and an output voltage waveform showing a simulation result according to this embodiment. As in the case of FIG. 7, the input voltage has a 5th harmonic of 5% and a 7th harmonic of 2.5%. % Is included. By superimposing the fifth and seventh harmonic currents on the input current, the instantaneous active power on the input side can be made constant, and the input current waveform and the output voltage waveform can be made sine waves without distortion.
[0051]
Next, FIG. 4 is a configuration diagram showing a third embodiment of the present invention. In this embodiment, a matrix converter 90 is used as a main converter.
The matrix converter 90 is configured by connecting bidirectional switches 91 to 99 between input terminals R, S, T and output terminals U, V, W. Each of the switches 91 to 99 is, for example, an IGBT or the like. The two semiconductor switching elements are connected in series in the reverse direction, and a circulating diode is connected to each switching element in antiparallel.
[0052]
In controlling the matrix converter 90, a PWM rectifier and a PWM inverter having the same configurations as the PWM rectifier 20 and the PWM inverter 40 in FIG. 2 are imagined, and the PWM pulse (switching function) for the virtual rectifier and the virtual inverter is controlled by the rectifier. A method of controlling the matrix converter 90 by creating the pulses by the means 50 and the inverter control means 60 and synthesizing these pulses by the PWM pulse synthesizing means 70 is known. Interference Control Method, "Rie Ito and Isao Takahashi, IEEJ Semiconductor Power Conversion Study Group SPC-01-121, IEA-01-64).
[0053]
Here, the power conversion operation of the matrix converter 90 is represented by Equation 14 below. Note that in Equation _{_{14, v u, v v,}} v w are output phase _{_{_{voltage, v r, v s, v}}} t is the input phase _voltages, S 91 _{to S 99} is the switching function of the bidirectional switch 91-99.
[0054]
[Equation 14]

[0055]
Further, the switching functions S _{91 to} S ₉₉ can be expressed as Expression 15 using the switching function on the virtual rectifier side and the switching function on the virtual inverter side.
[0056]
(Equation 15)

[0057]
The PWM pulse synthesizing means 70 in FIG. 4 calculates the switching function by the equation 14 using the switching function from the rectifier control means 50 and the switching function from the inverter control means 60. The direction switches 91 to 99 are on / off controlled.
The operation on the virtual rectifier side is equivalent to that of a current-type PWM rectifier because power supply short circuit is not allowed.
[0058]
In the present embodiment, even when a harmonic is included in the input voltage of the matrix converter 90, the harmonic current command of Expression 13 is superimposed on the fundamental current command to obtain the input current command for the virtual rectifier. Of the input current waveform and the output voltage waveform can be reduced. Here, the operation of each means 200, 310, 320, 330, 410 in FIG. 4 is the same as that of the second embodiment, and thus the detailed description is omitted.
[0059]
Next, FIG. 5 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention. In this embodiment, in order to easily perform a calculation for keeping the instantaneous active power constant, a harmonic component superimposed on the input current fundamental wave command is obtained by the controller.
[0060]
That is, in FIG. 5, a current detecting means 340 is connected to the output side of the AC-AC power converter 100, and the output current is detected by the detecting means 340, and the output side based on the output voltage command and the output current is used. The instantaneous active power is calculated by the instantaneous active power calculation means 350.
The pulsation detecting means 360 detects a pulsation of the calculated instantaneous active power. As described in each embodiment, the pulsation of the instantaneous active power can be suppressed by superimposing a harmonic component on the amplitude command of the fundamental wave of the input current.
Therefore, by providing the adder 370 and the adjuster 380 to which the output of the pulsation detecting means 360 and zero are inputted by the reference numerals shown, the harmonic component which makes the output of the adjuster 380 constant the instantaneous active power is provided. It becomes. By adding this harmonic component to the input current fundamental wave command, the instantaneous active power on the output side of the power converter 100 can be kept constant and the output voltage waveform can be controlled to a sine wave.
Here, as the controller 380, for example, a proportional controller, a proportional-integral controller, or the like can be used.
[0061]
It should be noted that the instantaneous active power may be calculated from the detected values of the output current and the output voltage by providing an output voltage detecting means (not shown), instead of calculating from the output voltage command. May be provided with a current detecting means, and the value may be obtained from the input voltage and the input current.
Further, this embodiment is also applicable to the circuit of FIG. 2, and the DC link unit may be provided with a DC voltage detecting unit and a DC current detecting unit, and the instantaneous power of the DC link unit may be obtained.
This embodiment can also be applied to the circuit shown in FIG. 4, in which case, a controller that detects the instantaneous active power of the matrix converter 90 and performs an adjustment operation to make the pulsation component zero. May be superimposed on the input current fundamental wave command and added to the rectifier control means 50. The instantaneous active power in this case can also be obtained from the detected values of the output current and the output voltage, the detected values of the input current and the input voltage, and the like.
[0062]
Further, the present invention is also applicable to mutual conversion of polyphase alternating currents other than the three-phase described in each embodiment.
[0063]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in a power converter including a rectifier and an inverter without having a large-capacity energy buffer in a DC link unit, and in an AC-AC direct conversion type power converter such as a matrix converter, Even when the input voltage includes harmonics, a sine wave without distortion can be obtained as the output voltage waveform.
As a result, it is possible to provide an AC-AC power converter that is small, has a long service life, and does not hinder the operation of a load such as an electric motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an input voltage waveform and an output voltage waveform showing a simulation result according to the second embodiment.
FIG. 4 is a block diagram showing a third embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram showing a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a conventional technique.
FIG. 7 shows an input voltage waveform and an output voltage waveform according to the related art.
[Explanation of symbols]
10: three-phase AC power supply 20: current-type PWM rectifiers 21 to 26: AC switch 40: voltage-type PWM inverters 41 to 46: semiconductor switching element 50: rectifier control means 60: inverter control means 70: PWM pulse synthesis means 100: AC -AC power converter 110: matrix converters 111 to 119: bidirectional switch 200: voltage detecting means 300: instantaneous active power stabilizing means 310: fundamental wave detecting means 320: harmonic detecting means 330: harmonic current command calculating means 340 : Current detecting means 350: Instantaneous active power calculating means 360: Pulsation detecting means 370, 410: Adding means 400: Input current command generating means R, S, T: AC input terminals U, V, W: AC output terminals

Claims

In an AC-AC power converter that converts a polyphase AC voltage to a polyphase AC voltage without having an energy buffer in the DC link unit,
Voltage detection means for detecting the input voltage of the power converter;
Instantaneous active power stabilization means for calculating a harmonic component of the input current such that the instantaneous active power on the input side becomes constant in accordance with the input voltage detected by the voltage detection means,
Input current command generating means for generating an input current command to be given to the power converter by superimposing the harmonic component calculated by the constant means on the input current fundamental wave command;
A control device for an AC-AC power converter, comprising:

A control device for an AC-AC power converter, comprising: a rectifier that converts a polyphase AC voltage into a DC voltage; and an inverter that converts a DC voltage output from the rectifier into a polyphase AC voltage. A rectifier control unit that is provided with an input current command and controls a rectifier, and an inverter control unit that controls the inverter.
Voltage detection means for detecting the input voltage of the rectifier,
Fundamental wave detecting means and harmonic wave detecting means for detecting a fundamental wave component and a harmonic wave component of the input voltage detected by the voltage detecting means,
The instantaneous active power on the input side becomes constant using the amplitude of the fundamental wave component and the amplitude of the harmonic component of the input voltage detected by the fundamental wave detecting means and the harmonic wave detecting means, and the input current fundamental wave command. A higher harmonic current command calculator for calculating a higher harmonic component of the input current having the same order as the higher harmonic component, and outputting the same as a higher harmonic current command;
Means for generating an input current command to be given to the power converter by superimposing the harmonic current command on an input current fundamental wave command,
A control device for an AC-AC power converter, comprising:

A control device for an AC-AC power converter including a matrix converter for converting a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage by a virtual rectifier and a virtual inverter, wherein an input current command of the virtual rectifier is given to the virtual rectifier. Rectifier control means for outputting a control pulse, inverter control means for outputting a control pulse for the virtual inverter, and pulse synthesizing means for synthesizing the control pulse of the virtual rectifier and the control pulse of the virtual inverter and giving the control pulse to the matrix converter. A control device comprising:
Voltage detection means for detecting an input voltage of the virtual rectifier,
Fundamental wave detecting means and harmonic wave detecting means for detecting a fundamental wave component and a harmonic wave component of the input voltage detected by the voltage detecting means,
The instantaneous active power on the input side becomes constant using the amplitude of the fundamental wave component and the amplitude of the harmonic component of the input voltage detected by the fundamental wave detecting means and the harmonic wave detecting means, and the input current fundamental wave command. A higher harmonic current command calculator for calculating a higher harmonic component of the input current having the same order as the higher harmonic component, and outputting the same as a higher harmonic current command;
Means for generating an input current command to be given to the rectifier control means by superimposing the harmonic current command on the input current fundamental wave command;
A control device for an AC-AC power converter, comprising:

A control device for an AC-AC power converter, comprising: a rectifier that converts a polyphase AC voltage into a DC voltage; and an inverter that converts a DC voltage output from the rectifier into a polyphase AC voltage. A rectifier control unit that is provided with an input current command and controls a rectifier, and an inverter control unit that controls the inverter.
Means for determining the instantaneous active power of the power converter;
Means for detecting a pulsation component of the instantaneous active power obtained by this means,
Adjusting means for adjusting the pulsation component obtained by this means to zero,
Means for generating an input current command to be given to the rectifier by superimposing an output of the adjusting means on an input current fundamental wave command;
A control device for an AC-AC power converter, comprising:

A control device for an AC-AC power converter including a matrix converter that converts a polyphase AC voltage into a polyphase AC voltage by a virtual rectifier and a virtual inverter, wherein an input current command of the virtual rectifier is given to the virtual rectifier. Rectifier control means for outputting a control pulse, inverter control means for outputting a control pulse for the virtual inverter, and pulse synthesizing means for synthesizing the control pulse of the virtual rectifier and the control pulse of the virtual inverter and giving the control pulse to the matrix converter. A control device comprising:
Means for determining the instantaneous active power of the matrix converter;
Means for detecting a pulsation component of the instantaneous active power obtained by this means,
Adjusting means for adjusting the pulsation component obtained by this means to zero,
Means for generating an input current command to be applied to the virtual rectifier by superimposing an output of the adjusting means on an input current fundamental wave command;
A control device for an AC-AC power converter, comprising: