JP2004248098A

JP2004248098A - Voltage/current conversion circuit

Info

Publication number: JP2004248098A
Application number: JP2003037296A
Authority: JP
Inventors: Norihiro Torii; 紀宏鳥居; Takatomi Sakakibara; 貴富榊原
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-02-14
Filing date: 2003-02-14
Publication date: 2004-09-02

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a voltage/current conversion circuit that eliminates the offset of an output current by detecting the amount of the offset of an input stage with high accuracy. <P>SOLUTION: A comparator 13 operates taking, as input voltage, the forward voltage (Vth) of diodes 16 and 17 which is generated when even a small amount of current is caused to flow. When the amount of offset (α) of the input stage of a differential amplifier 5 is detected, an input voltage applying means 1 applies a voltage of the same value as the reference voltage (Vref) to the noninverted input terminal (+) of the differential amplifier 5 through a resistance element 3, and a control part 14 changes feedback point voltage (Vf) that is applied to an inverted input terminal (-) of the differential amplifier 5 to set, as a set value (Vfs), feedback point voltage when output voltage of the comparator through a switch 15 changes. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力段オフセット量を検出してそれを解消する機能を有する電圧電流変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は、入力段オフセット量を検出する機能を有する従来の電圧電流変換回路の一構成例を示す回路図である。
【０００３】
図５において、１は入力電圧印加手段、２は基準電圧発生器、３、４は抵抗素子、５は差動増幅器、６は定電流源、７、８、９はトランジスタ、１０は出力用の吐出し側カレントミラー、１１は出力用の吸込み側カレントミラー、１２は抵抗素子、１３はコンパレータ、１４は制御部、１５はスイッチである。なお、Ａ３はコンパレータ１３の一方の入力ノード、Ｂ３は基準電圧発生器２からの基準電圧が印加される、コンパレータ１３の他方の入力ノードである。
【０００４】
次に、このように構成された従来の電圧電流変換回路の動作について説明する。
【０００５】
入力電圧印加手段１からの入力電圧Ｖｉｎと基準電圧発生器２からの基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）が、差動増幅器５に入力されると、差動増幅器５は、コレクタに定電流源６が接続されたトランジスタ７のベース電圧を制御することで、トランジスタ８もしくはトランジスタ９をオンさせる。これにより、差動増幅器５の非反転端子（＋）に電圧帰還がかかることになる。
【０００６】
このため、抵抗素子３の抵抗値をＲ３とした場合、差電圧（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）は、電流Ｉ＝（Ｖｉｎ−Ｖｒｅｆ）／Ｒ３に変換され、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも高い場合は、トランジスタ９がオンし、出力用の吸い込み側カレントミラー１１へと電流出力される。一方、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い場合は、トランジスタ８がオンし、出力用の吐き出し側カレントミラー１０から電流出力される。その時、スイッチ１５はオフ状態にある。
【０００７】
次に、差動増幅器５の入力段オフセット量を検出するために、スイッチ１５をオンして、入力電圧印加手段１から入力電圧Ｖｉｎとして基準電圧Ｖｒｅｆを印加する。制御部１４により帰還点電圧Ｖｆを変化させ、出力電流の方向が変化した際、つまりトランジスタ８、９のオン、オフが切り替った時に、カレントミラー１０、１１の電流の方向が変化するが、その両カレントミラーの出力電流をコンパレータ１３の両入力ノード間に接続された抵抗素子１２に流すことより、電流を電圧へと変換し、この電圧によりコンパレータ１３の出力電圧を変化させる。コンパレータ１３の出力電圧が変化した時の制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆである設定値Ｖｆｓと基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧（Ｖｆｓ−Ｖｒｅｆ）が差動増幅器５の入力段オフセット量αとなる。
【０００８】
【特許文献１】
特開２０００−２０７８５８号公報
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
図６は、図５に示す電圧電流変換回路の入出力特性を示す図である。
【００１０】
入力段にオフセット量αがある場合は、帰還点の電圧にオフセット量αが加算されることになり、帰還点電圧ＶｆがＶｒｅｆ＋αとなり、Ｖｉｎ＝Ｖｒｅｆ＋αの場合に、出力電流がゼロとなる。
【００１１】
入力電圧印加手段１から入力電圧Ｖｉｎとして最小値が基準電圧Ｖｒｅｆである正弦波電圧を入力した際に、差動増幅器５の入力段オフセット量がゼロである場合（特性Ｃ２）、出力電流Ｉｏｕｔ２は、最小値をゼロとして正常な波形となる。
【００１２】
しかし、差動増幅器５の入力段オフセット量が＋αである場合（特性Ｃ１）、出力電流Ｉｏｕｔ１のうち、入力電圧のＶｒｅｆからＶｒｅｆ＋αに対応する下側部分がクリップされてしまう。また、差動増幅器５の入力段オフセット量が−αである場合（特性Ｃ３）、出力電流Ｉｏｕｔ３は、入力電圧のαに対応するオフセットＩ（α）を有するため、出力ダイナミックレンジを狭めてしまうことになる。
【００１３】
かかる問題は、制御部１４を用いて帰還点電圧Ｖｆを調整することで解決することができる。つまり、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆに等しい時に、出力電流Ｉｏｕｔがゼロとなるように、帰還点電圧Ｖｆを設定することで上記の問題が解決される。この際に、差動増幅器５の入力段オフセット量αを精度良く検出する必要がある。
【００１４】
図５に示す従来の構成では、コンパレータ１３と制御部１４を用いて、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆを変化させ、コンパレータ１３の出力電圧が変化する際の帰還点電圧Ｖｆである設定値Ｖｆｓを検出できるような構成となっている。つまり、コンパレータ１３の出力電圧が変化する際の設定値Ｖｆｓを用いて、入力段オフセット量α＝（Ｖｆｓ−Ｖｒｅｆ）として検出される。
【００１５】
その結果、帰還点電圧を制御部１４によりＶｆｓに設定することで、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆに等しい場合に、常に出力電流Ｉｏｕｔのオフセット量がゼロとなるように調整することが可能となる。
【００１６】
しかしながら、コンパレータ１３の入力電圧として、カレントミラー１０、１１の差電流ΔＩと抵抗素子１２（抵抗値をＲ１２とする）による変換電圧（Ｒ１２×ΔＩ）を用いていており、差電流ΔＩ自身はコンパレータ１３の動作点付近で微小な値となってしまうため、変換電圧（Ｒ１２×ΔＩ）が微小となり、コンパレータ１３の入力段オフセット量（βとする）を無視することができなくなる。
【００１７】
図７は、コンパレータ１３の入力段オフセット量βがゼロの場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ（ノードＡ３の電圧；Ｖａ１、Ｖａ２、Ｖａ３）および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図である。
【００１８】
図７において、差動増幅器５の入力段オフセット量として＋αが発生した場合、コンパレータ１３の入力電圧特性はＶａ１で表され、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧ＶｆであるＶｆｓ１は、Ｖｆｓ１＝Ｖｒｅｆ−αとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量が＋αであると分かる。また、差動増幅器５の入力段オフセット量がゼロの場合、コンパレータ１３の入力電圧特性はＶａ２で表され、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ２がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧ＶｆであるＶｆｓ２は、Ｖｆｓ２＝Ｖｒｅｆとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量がゼロであると分かる。さらに、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生した場合、コンパレータ１３の入力電圧特性はＶａ３で表され、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ３がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧ＶｆであるＶｆｓ３は、Ｖｆｓ３＝Ｖｒｅｆ＋αとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量が−αであると分かる。
【００１９】
図８は、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図である。
【００２０】
図８において、Ｖａ２、Ｖａ３は、図７のそれぞれに対応する。差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量がゼロである場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ２がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ２は、Ｖｆｓ２＝Ｖｒｅｆ＋αとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量が−αであると分かる。
【００２１】
一方、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として＋βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ１は、Ｖｆｓ１＝Ｖｒｅｆ＋α＋γ０１で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α＋γ０１）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγｏ１だけ小さい量を検出してしまう。
【００２２】
逆に、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として−βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ３がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ３は、Ｖｆｓ３＝Ｖｒｅｆ＋α−γ０３で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α−γ０３）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγ０３だけ大きい量を検出してしまう。
【００２３】
さらに、カレントミラー１０、１１のミラー比のバラツキにより、γｏ１とγｏ３の値が変動する。
【００２４】
したがって、検出した制御部１４の設定値Ｖｆｓにオフセット調整したとしても、実際には−γ０１または＋γ０３分のオフセット量が残ってしまい、さらに、カレントミラー１０、１１のミラー比のバラツキにより、γ０１とγ０３の値が変動するという問題がある。
【００２５】
本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、コンパレータの入力段オフセット量を無視することができ、差動増幅器の入力段オフセット量を精度良く検出して、出力電流のオフセットを解消した電圧電流変換回路を提供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
前記の目的を達成するため、本発明に係る第１の電圧電流検出回路は、入力段オフセット量（α）の検出手段を有する電圧電流変換回路であって、検出手段は、入力段に設けられた差動増幅器への帰還点電圧（Ｖｆ）を変化させる制御部と、差動増幅器の出力電圧に基づいて吐き出し側カレントミラーまたは吸い込み側カレントミラーに出力電流が流れた際に、基準電圧（Ｖｒｅｆ）に対して接続されたダイオードに発生する順方向電圧（Ｖｔｈ）を入力電圧とするコンパレータとを備え、制御部は、帰還点電圧を変化させている間に、コンパレータの出力電圧が変化した際の帰還点電圧（Ｖｆｓ）に基づいて、入力段オフセット量を検出することを特徴とする。
【００２７】
前記の目的を達成するため、本発明に係る第２の電圧電流検出回路は、入力電圧（Ｖｉｎ）が第１の抵抗素子を介して一方の入力端子に印加され、基準電圧（Ｖｒｅｆ）が第２の抵抗素子を介して他方の入力端子に印加され、基準電圧に対する入力電圧の差電圧を増幅する差動増幅器と、ベースに差動増幅器からの出力電圧が供給され、コレクタに定電流源が接続され、エミッタが接地電位に接続された第１のトランジスタと、ベースが第１のトランジスタのコレクタに接続され、エミッタが差動増幅器の一方の端子に接続された第２のトランジスタと、ベースが第１のトランジスタのコレクタに接続され、エミッタが第２のトランジスタのエミッタに接続された第３のトランジスタと、１次側端子が第２のトランジスタのコレクタに接続され、２次側端子から第２のトランジスタに流れる電流の値に応じた電流出力を行う吐出し側カレントミラーと、１次側端子が第３のトランジスタのコレクタに接続され、吐出し側カレントミラーの２次側端子に接続された２次側端子から第３のトランジスタに流れる電流の値に応じた電流出力を行う吸込み側カレントミラーと、一方の入力端子（Ａ１）が吐出し側カレントミラーおよび吸込み側カレントミラーの２次側端子に接続され、他方の入力端子（Ｂ１）に基準電圧が印加されるコンパレータと、通常時にはコンパレータからの出力電圧を遮断し、差動増幅器の入力段オフセット量の検出時にはコンパレータからの出力電圧を導通させるスイッチと、差動増幅器の入力段オフセット量の検出時に、入力電圧は基準電圧と同じ値に設定され、差動増幅器の他方の入力端子に印加する帰還点電圧（Ｖｆ）を変化させ、スイッチを介したコンパレータの出力電圧が変化したときの帰還点電圧（Ｖｆｓ）を設定値として固定する制御部と、コンパレータの一方の入力端子と他方の入力端子との間に設けられ、互いに逆方向に並列接続された一対のダイオードとを備えたことを特徴とする。
【００２８】
上記第１および第２の電圧電流変換回路の構成によれば、差動増幅器の入力段オフセット量αを検出するために、吐出し側カレントミラーの２次側端子から、または吸込み側カレントミラーの２次側端子へと出力電流が少しでも流れた際に発生するダイオードの順方向電圧Ｖｔｈの変動を用いることで、コンパレータの一方の入力端子への基準電圧に対する入力電圧ＶａをＶｒｅｆ＋Ｖｔｈ、もしくはＶｒｅｆ−Ｖｔｈと大きくとることができ、コンパレータの入力段オフセット量βを無視することができるようになり、差動増幅器の入力段オフセット量を精度良く検出することが可能になる。
【００２９】
前記の目的を達成するため、本発明に係る第３の電圧電流検出回路は、入力段オフセット量（α）の検出手段を有する電圧電流変換回路であって、検出手段は、入力段に設けられた差動増幅器への帰還点電圧（Ｖｆ）を変化させる制御部と、差動増幅器の出力電圧に基づいてカレントミラーへと出力電流を流す、それぞれのベースおよびエミッタが共通接続された一対のトランジスタのベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ）を入力電圧とするコンパレータとを備え、制御部は、帰還点電圧を変化させている間に、コンパレータの出力電圧が変化した際の帰還点電圧（Ｖｆｓ）に基づいて、入力段オフセット量を検出することを特徴とする。
【００３０】
前記の目的を達成するため、本発明に係る第４の電圧電流検出回路は、入力電圧（Ｖｉｎ）が第１の抵抗素子を介して一方の入力端子に印加され、基準電圧（Ｖｒｅｆ）が第２の抵抗素子を介して他方の入力端子に印加され、基準電圧に対する入力電圧の差電圧を増幅する差動増幅器と、ベースに差動増幅器からの出力電圧が供給され、コレクタに定電流源が接続され、エミッタが接地電位に接続された第１のトランジスタと、ベースが第１のトランジスタのコレクタに接続され、コレクタに電源電圧が供給され、エミッタが差動増幅器の一方の端子に接続された第２のトランジスタと、ベースが第１のトランジスタのコレクタに接続され、エミッタが第２のトランジスタのエミッタに接続された第３のトランジスタと、第３のトランジスタのコレクタに接続され、第３のトランジスタに流れる電流の値に応じた電流出力を行うカレントミラーと、第２および第３のトランジスタのベース・エミッタ間電圧（Ｖｂｅ）を入力電圧として動作するコンパレータと、通常時にはコンパレータからの出力電圧を遮断し、差動増幅器の入力段オフセット量の検出時にはコンパレータからの出力電圧を導通させるスイッチと、差動増幅器の入力段オフセット量の検出時に、入力電圧は基準電圧と同じ値に設定され、差動増幅器の他方の入力端子に印加する帰還点電圧（Ｖｆ）を変化させ、スイッチを介したコンパレータの出力電圧が変化したときの帰還点電圧（Ｖｆｓ）を設定値として固定する制御部とを備えたことを特徴とする。
【００３１】
上記第３および第４の電圧電流変換回路の構成によれば、差動増幅器の入力段オフセット量αを検出するために、吸込み側カレントミラーへと出力電流が少しでも流れた際に発生する、第２および第３のトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの変動を用いることで、コンパレータの一方の入力端子への基準電圧に対する入力電圧をＶｒｅｆ＋α＋Ｖｂｅ、もしくはＶｒｅｆ＋α−Ｖｂｅと大きくとることが可能となる。これにより、コンパレータの入力段オフセット量βを無視することができ、差動増幅器の入力段オフセット量αを精度良く検出することが可能になる。この結果、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆに等しい場合における出力電流のオフセットを解消することが可能になる。
【００３２】
さらに、従来の電圧電流変換回路と比較して、吐出し側カレントミラーと、吐出し側カレントミラーと吸込み側カレントミラーの差電流ΔＩを電圧に変換する抵抗素子を必要とせず、また第１および第２の電圧電流変換回路と比較して、吐出し側カレントミラーと一対のダイオードを必要としないため、少ない素子数で回路を構成できるという利点も有する。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。
【００３４】
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る電圧電流変換回路の構成例を示す回路図である。なお、図１において、従来例の説明の際に参照した図５と同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００３５】
本実施形態が従来例と異なるのは、吐出し側カレントミラー１０と吸込み側カレントミラー１１の差電流ΔＩを電圧に変換する抵抗素子１２に代えて、互いに逆方向に電流が流れるように並列に接続された一対のダイオード１６、１７を設けた点にある。ここで、ダイオード１６、１７の順方向電圧をＶｔｈとする。なお、制御部１４は、帰還点電圧Ｖｆとして基準電圧Ｖｒｅｆ付近の電圧を設定可能な構成を有する。
【００３６】
次に、このように構成された電圧電流変換器の動作について説明する。
【００３７】
制御部１４は、帰還点電圧Ｖｆを基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い側から高い側へと変化させ、出力電流ＩｏｕｔがゼロとなるＶｆである設定値Ｖｆｓを検出する。原理としては、少しでも電流が流れた際に発生する、ダイオード１６または１７の順方向電圧Ｖｔｈの変化を、コンパレータ１３に入力することで、コンパレータ１３の入力電圧Ｖａ（ノードＢ１に対するノードＡ１の電圧）をＶｒｅｆ＋Ｖｔｈ、もしくはＶｒｅｆ−Ｖｔｈと大きくすることが可能となる。これにより、コンパレータ１３の入力段オフセット量βを無視することができ、差動増幅器５の入力段オフセット量を精度良く検出することが可能となる。この理由について、図２を参照してさらに説明する。
【００３８】
図２は、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ３および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図である。
【００３９】
図２において、Ｖａ２は、差動増幅器５の入力段オフセット量がゼロである場合におけるコンパレータ１３の入力電圧である。
【００４０】
差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量がゼロである場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ２がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ２は、Ｖｆｓ２＝Ｖｒｅｆ＋αとなり、制御部１４の設定値Ｖｆｓ２から差動増幅器５の入力段オフセット量−αを求めることができる。
【００４１】
一方、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として＋βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ１は、Ｖｆｓ１＝Ｖｒｅｆ＋α＋γ１１で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α＋γ１１）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγ１１だけ小さい量を検出してしまう。
【００４２】
逆に、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として−βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ３がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ３は、Ｖｆｓ３＝Ｖｒｅｆ＋α−γ１３で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α−γ１３）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγ１３だけ大きい量を検出してしまう。
【００４３】
しかし、γ１１およびγ１３の大きさはαに比べて非常に小さく、コンパレータ１３の入力段オフセット量＋β、−βはほとんど無視でき、検出されるオフセット量αは、α＝Ｖｆｓ−Ｖｒｅｆとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量を精度良く検出することが可能となる。
【００４４】
一般的に、ダイオード１６、１７の順方向電圧Ｖｔｈは約０．７Ｖであり、コンパレータ１３の入力段オフセット量±βは通常±１０ｍＶ程度である。本実施形態では、コンパレータ１３の入力電圧が２×Ｖｔｈ（約１．４Ｖ）変化した際に、出力電圧が変化するように構成できるため、コンパレータ１３の入力段オフセット量β（約１０ｍＶ）と比べて充分大きな値となり、入力段オフセット量の検出精度を向上させることができる。
【００４５】
これに対して、従来例の場合、抵抗素子１２に流れる差電流ΔＩ自身は微小な値であり、例えば０．１μＡ程度であると想定して、抵抗素子１２により、本実施形態によるコンパレータ１３の入力電圧として２×Ｖｔｈ（約１．４Ｖ）を実現しようとすると、抵抗素子１２の抵抗値が１４ＭΩとなり、この抵抗値を集積回路内で構成するには大きな面積を必要とし、現実的ではない。
【００４６】
（第２の実施形態）
図３は、本発明の第２の実施形態に係る電圧電流変換回路の構成例を示す回路図である。なお、図３において、第１の実施形態の説明の際に参照した図１と同じ構成および機能を有する部分については、同一の符号を付してその説明を省略する。
【００４７】
本実施形態が第１の実施形態と異なるのは、出力用吐き出し側カレントミラー１０およびダイオード１６、１７を削除し、トランジスタ８のコレクタを電源電圧ＶＣＣに接続し、コンパレータ１３の一方の入力端子（ノードＡ２）をトランジスタ８のベースに接続し、その他方の入力端子（ノードＢ２）をトランジスタ８、９のエミッタに接続した構成をとっている（すなわち、コンパレータ１３により、トランジスタ８またはトランジスタ９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの変化を検出する）点にある。なお、制御部１４は、帰還点電圧Ｖｆとして基準電圧Ｖｒｅｆ付近の電圧を設定可能な構成を有する。
【００４８】
次に、このように構成された電圧電流変換器の動作について説明する。
【００４９】
制御部１４は、帰還点電圧Ｖｆを基準電圧Ｖｒｅｆよりも低い側から高い側へと変化させ、出力電流ＩｏｕｔがゼロとなるＶｆである設定値Ｖｆｓを検出する。原理としては、少しでも電流が流れた際に発生する、トランジスタ８またはトランジスタ９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅの変化を、コンパレータ１３に入力することで、コンパレータ１３の入力電圧（ノードＢ２に対するノードＡ２の電圧）をＶｒｅｆ＋α＋Ｖｂｅ、もしくはＶｒｅｆ＋α−Ｖｂｅと大きくすることが可能となる。これにより、コンパレータ１３の入力段オフセット量βを無視することができ、差動増幅器５の入力段オフセット量を精度良く検出することが可能となる。この理由について、図４を参照してさらに説明する。
【００５０】
図４は、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ３および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図である。
【００５１】
図４において、破線で示すＶａ２は、差動増幅器５の入力段オフセット量がゼロである場合におけるコンパレータ１３の入力電圧である。
【００５２】
差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量がゼロである場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ２がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ２は、Ｖｆｓ２＝Ｖｒｅｆ＋αとなり、制御部１４の設定値Ｖｆｓ２から差動増幅器５の入力段オフセット量−αを求めることができる。
【００５３】
一方、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として＋βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ１がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ１は、Ｖｆｓ１＝Ｖｒｅｆ＋α＋γ２１で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α＋γ２１）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγ２１だけ小さい量を検出してしまう。
【００５４】
逆に、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３のオフセット量として−βが発生した場合、コンパレータ１３の出力電圧Ｖｃｏ３がＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルに変化する時の帰還点電圧Ｖｆである、制御部１４の設定値Ｖｆｓ３は、Ｖｆｓ３＝Ｖｒｅｆ＋α−γ２３で表され、差動増幅器５の入力段オフセット量は−（α−γ２３）となって、実際の入力段オフセット量である−αよりもγ２３だけ大きい量を検出してしまう。
【００５５】
しかし、γ２１およびγ２３の大きさはαに比べて非常に小さく、コンパレータ１３の入力段オフセット量＋β、−βはほとんど無視でき、検出されるオフセット量αは、α＝Ｖｆｓ−Ｖｒｅｆとなり、差動増幅器５の入力段オフセット量を精度良く検出することが可能となる。
【００５６】
一般的に、トランジスタ８、９のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは約０．７Ｖであり、コンパレータ１３の入力段オフセット量±βは通常±１０ｍＶ程度である。本実施形態では、コンパレータ１３の入力電圧が２×Ｖｂｅ（約１．４Ｖ）変化した際に、出力電圧が変化するように構成できるため、コンパレータ１３の入力段オフセット量β（約１０ｍＶ）と比べて充分大きな値となり、入力段オフセット量の検出精度を向上させることができる。
【００５７】
これに対して、従来例の場合、抵抗素子１２に流れる電流ΔＩ自身は微小な値であり、例えば０．１μＡ程度であると想定して、抵抗素子１２により、本実施形態によるコンパレータ１３の入力電圧として２×Ｖｂｅ（約１．４Ｖ）を実現しようとすると、抵抗素子１２の抵抗値が１４ＭΩとなり、この抵抗値を集積回路内で構成するには大きな面積を必要とし、現実的ではない。
【００５８】
さらに、本実施形態によれば、従来の電圧電流変換回路と比較して、吐出し側カレントミラーと、吐出し側カレントミラーと吸込み側カレントミラーの差電流ΔＩを電圧に変換する抵抗素子を必要とせず、また第１の実施形態と比較して、吐出し側カレントミラーと一対のダイオードを必要としないため、少ない素子数で回路を構成できるという利点も有する。
【００５９】
なお、本実施形態では、電流出力が吸込み側のカレントミラー１０のみを用いたが、本発明はこれに限定されず、吐出し側のカレントミラーのみ、もしくは吸込みと吐出しの両側電流出力を有するカレントミラーを用いた構成に適用したとしても、入力段オフセット量を精度良く検出することができる点で有効である。
【００６０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、コンパレータの入力段オフセット量の影響を受けることなく、電圧電流変換回路の入力段オフセット量を精度良く検出することができ、入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｒｅｆに等しい場合における出力電流のオフセットを解消することが可能になる、という格別な効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る電圧電流変換回路の構成例を示す回路図
【図２】第１の実施形態において、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ３および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図
【図３】本発明の第２の実施形態に係る電圧電流変換回路の構成例を示す回路図
【図４】第２の実施形態において、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ３および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図
【図５】従来の電圧電流変換回路の構成例を示す回路図
【図６】図５の電圧電流変換回路の入出力特性を示す図
【図７】図５の電圧電流変換回路において、コンパレータ１３の入力段オフセット量をゼロとしたときの、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ（ノードＡ３の電圧；Ｖａ１、Ｖａ２、Ｖａ３）および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図
【図８】図５の電圧電流変換回路において、差動増幅器５の入力段オフセット量として−αが発生し、コンパレータ１３の入力段オフセット量が＋β、ゼロ、−βである場合における、制御部１４からの帰還点電圧Ｖｆに対するコンパレータ１３の入力電圧Ｖａ３および出力電圧Ｖｃｏ（Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３）の特性を示す図
【符号の説明】
１入力電圧印加手段
２基準電圧発生器
３、４抵抗素子
５差動増幅器
６定電流源
７、８、９トランジスタ
１０出力用の吐出し側カレントミラー
１１出力用の吸込み側カレントミラー
１２抵抗素子
１３コンパレータ
１４制御部
１５スイッチ
１６、１７ダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a voltage-current conversion circuit having a function of detecting an input stage offset amount and eliminating it.
[0002]
2. Description of the Related Art FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional voltage-current conversion circuit having a function of detecting an input stage offset amount.
[0003]
In FIG. 5, 1 is an input voltage application means, 2 is a reference voltage generator, 3 and 4 are resistance elements, 5 is a differential amplifier, 6 is a constant current source, 7, 8, and 9 are transistors, and 10 is an output. A discharge side current mirror, 11 is a suction side current mirror for output, 12 is a resistance element, 13 is a comparator, 14 is a control unit, and 15 is a switch. A3 is one input node of the comparator 13, and B3 is the other input node of the comparator 13 to which the reference voltage from the reference voltage generator 2 is applied.
[0004]
Next, the operation of the conventional voltage-current converter configured as described above will be described.
[0005]
When a difference voltage (Vin−Vref) between the input voltage Vin from the input voltage applying means 1 and the reference voltage Vref from the reference voltage generator 2 is input to the differential amplifier 5, the differential amplifier 5 The transistor 8 or the transistor 9 is turned on by controlling the base voltage of the transistor 7 to which the constant current source 6 is connected. As a result, voltage feedback is applied to the non-inverting terminal (+) of the differential amplifier 5.
[0006]
Therefore, when the resistance value of the resistance element 3 is R3, the difference voltage (Vin−Vref) is converted into a current I = (Vin−Vref) / R3, and when the input voltage Vin is higher than the reference voltage Vref. Then, the transistor 9 is turned on, and a current is output to the suction side current mirror 11 for output. On the other hand, when the input voltage Vin is lower than the reference voltage Vref, the transistor 8 is turned on, and current is output from the output-side current mirror 10 for output. At that time, the switch 15 is off.
[0007]
Next, in order to detect the input stage offset amount of the differential amplifier 5, the switch 15 is turned on, and the reference voltage Vref is applied from the input voltage application means 1 as the input voltage Vin. When the control unit 14 changes the feedback point voltage Vf and the direction of the output current changes, that is, when the transistors 8 and 9 are turned on and off, the current directions of the current mirrors 10 and 11 change. By passing the output currents of the two current mirrors through the resistance element 12 connected between the two input nodes of the comparator 13, the current is converted into a voltage, and the output voltage of the comparator 13 is changed by this voltage. The difference voltage (Vfs−Vref) between the set value Vfs, which is the feedback point voltage Vf from the control unit 14 when the output voltage of the comparator 13 changes, and the reference voltage Vref becomes the input stage offset amount α of the differential amplifier 5. .
[0008]
[Patent Document 1]
JP 2000-207858 A
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 6 is a diagram showing input / output characteristics of the voltage-current conversion circuit shown in FIG.
[0010]
When the offset amount α is present in the input stage, the offset amount α is added to the voltage at the feedback point, and the feedback point voltage Vf becomes Vref + α. When Vin = Vref + α, the output current becomes zero.
[0011]
When a sine wave voltage whose minimum value is the reference voltage Vref is input as the input voltage Vin from the input voltage application unit 1 and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is zero (characteristic C2), the output current Iout2 is The normal waveform is obtained with the minimum value being zero.
[0012]
However, when the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is + α (characteristic C1), the lower part of the output current Iout1 corresponding to the input voltage Vref to Vref + α is clipped. When the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is -α (characteristic C3), the output current Iout3 has an offset I (α) corresponding to the input voltage α, and thus the output dynamic range is narrowed. Will be.
[0013]
Such a problem can be solved by adjusting the feedback point voltage Vf using the control unit 14. That is, the above problem is solved by setting the feedback point voltage Vf so that the output current Iout becomes zero when the input voltage Vin is equal to the reference voltage Vref. At this time, it is necessary to accurately detect the input stage offset amount α of the differential amplifier 5.
[0014]
In the conventional configuration shown in FIG. 5, the feedback point voltage Vf from the control unit 14 is changed using the comparator 13 and the control unit 14, and the set value which is the feedback point voltage Vf when the output voltage of the comparator 13 changes. The configuration is such that Vfs can be detected. That is, using the set value Vfs when the output voltage of the comparator 13 changes, it is detected as the input stage offset amount α = (Vfs−Vref).
[0015]
As a result, by setting the feedback point voltage to Vfs by the control unit 14, when the input voltage Vin is equal to the reference voltage Vref, it is possible to adjust so that the offset amount of the output current Iout is always zero. .
[0016]
However, the difference current ΔI between the current mirrors 10 and 11 and the conversion voltage (R12 × ΔI) by the resistance element 12 (the resistance value is R12) are used as the input voltage of the comparator 13, and the difference current ΔI itself is used as the comparator current. Since the conversion value (R12 × ΔI) becomes very small near the operating point 13, the input stage offset (β) of the comparator 13 cannot be ignored.
[0017]
FIG. 7 shows the input voltage Va (the voltage of the node A3; Va1, Va2, Va3) and the output voltage Vco of the comparator 13 with respect to the feedback point voltage Vf from the control unit 14 when the input stage offset amount β of the comparator 13 is zero. FIG. 4 is a diagram illustrating characteristics of (Vco1, Vco2, Vco3).
[0018]
In FIG. 7, when + α occurs as the input stage offset amount of the differential amplifier 5, the input voltage characteristic of the comparator 13 is represented by Va1, and the feedback when the output voltage Vco1 of the comparator 13 changes from the low level to the high level. Vfs1, which is the point voltage Vf, is Vfs1 = Vref-α, and it can be seen that the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is + α. Further, when the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is zero, the input voltage characteristic of the comparator 13 is represented by Va2, and the feedback point voltage Vf when the output voltage Vco2 of the comparator 13 changes from the low level to the high level. For a certain Vfs2, Vfs2 = Vref, and it can be understood that the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is zero. Further, when -α occurs as the input stage offset amount of the differential amplifier 5, the input voltage characteristic of the comparator 13 is represented by Va3, and the feedback point when the output voltage Vco3 of the comparator 13 changes from the low level to the high level. Vfs3, which is the voltage Vf, becomes Vfs3 = Vref + α, and it can be seen that the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is −α.
[0019]
FIG. 8 shows the output voltages Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of the comparator 13 when −α occurs as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the offset amount of the comparator 13 is + β, zero, and −β. FIG. 4 is a diagram showing characteristics of the present invention.
[0020]
8, Va2 and Va3 correspond to each of FIG. When −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is zero, the feedback point voltage Vf when the output voltage Vco2 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level. , The setting value Vfs2 of the control unit 14 becomes Vfs2 = Vref + α, and it can be seen that the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is −α.
[0021]
On the other hand, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and + β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback point voltage when the output voltage Vco1 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs1 of the control unit 14, which is Vf, is represented by Vfs1 = Vref + α + γ01, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α + γ01), which is smaller than the actual input stage offset amount −α. An amount smaller by γo1 is detected.
[0022]
Conversely, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and -β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback when the output voltage Vco3 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs3 of the control unit 14, which is the point voltage Vf, is represented by Vfs3 = Vref + α−γ03, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α−γ03), and the actual input stage offset amount That is, an amount larger than −α by γ03 is detected.
[0023]
Further, the values of γo1 and γo3 fluctuate due to variations in the mirror ratio of the current mirrors 10, 11.
[0024]
Therefore, even if the offset is adjusted to the detected set value Vfs of the control unit 14, an offset amount of -γ01 or + γ03 actually remains, and furthermore, γ01 and + γ03 are changed due to variations in the mirror ratio of the current mirrors 10 and 11. There is a problem that the value of γ03 varies.
[0025]
The present invention has been made in view of such a problem, and an object of the present invention is to make it possible to ignore an input stage offset amount of a comparator, accurately detect an input stage offset amount of a differential amplifier, and output current. To provide a voltage-current conversion circuit that eliminates the offset.
[0026]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a first voltage / current detection circuit according to the present invention is a voltage / current conversion circuit having a detection unit for an input stage offset amount (α), wherein the detection unit is provided in the input stage. A control unit for changing a feedback point voltage (Vf) to the differential amplifier, and a reference voltage (Vref) when an output current flows to the source current mirror or the source current mirror based on the output voltage of the differential amplifier. And a comparator which uses a forward voltage (Vth) generated in a diode connected to the comparator as an input voltage, wherein the control unit changes the output voltage of the comparator while changing the feedback point voltage. The input stage offset amount is detected based on the feedback point voltage (Vfs).
[0027]
In order to achieve the above object, in the second voltage / current detection circuit according to the present invention, the input voltage (Vin) is applied to one input terminal via the first resistance element, and the reference voltage (Vref) is applied to the second input terminal. A differential amplifier, which is applied to the other input terminal via the second resistance element and amplifies a difference voltage between the input voltage and the reference voltage, an output voltage from the differential amplifier is supplied to the base, and a constant current source is provided to the collector A first transistor having an emitter connected to the ground potential, a second transistor having a base connected to the collector of the first transistor, an emitter connected to one terminal of the differential amplifier, and a base connected to the first transistor. A third transistor connected to the collector of the first transistor and having an emitter connected to the emitter of the second transistor, and a primary terminal connected to the collector of the second transistor. A discharge side current mirror for outputting a current according to the value of a current flowing from the secondary side terminal to the second transistor, and a primary side terminal connected to the collector of the third transistor, A suction-side current mirror for outputting a current according to the value of a current flowing from the secondary-side terminal connected to the secondary-side terminal to the third transistor; one input terminal (A1) having a discharge-side current mirror and a suction-side current mirror; A comparator connected to the secondary side terminal of the side current mirror and having a reference voltage applied to the other input terminal (B1), and normally shutting off the output voltage from the comparator and detecting the offset of the input stage of the differential amplifier Sometimes, the input voltage is set to the same value as the reference voltage when the switch that conducts the output voltage from the comparator and the input stage offset amount of the differential amplifier are detected. A control unit for changing a feedback point voltage (Vf) applied to the other input terminal of the differential amplifier and fixing a feedback point voltage (Vfs) as a set value when the output voltage of the comparator via the switch changes. , A pair of diodes provided between one input terminal and the other input terminal of the comparator and connected in parallel in opposite directions to each other.
[0028]
According to the configurations of the first and second voltage-current conversion circuits, in order to detect the input-stage offset amount α of the differential amplifier, the secondary-side terminal of the discharge side current mirror or the suction side current mirror By using the variation of the forward voltage Vth of the diode, which is generated when even a small amount of output current flows to the secondary terminal, the input voltage Va with respect to the reference voltage to one input terminal of the comparator can be changed to Vref + Vth or Vref-. Vth, the input stage offset amount β of the comparator can be ignored, and the input stage offset amount of the differential amplifier can be accurately detected.
[0029]
To achieve the above object, a third voltage / current detection circuit according to the present invention is a voltage / current conversion circuit having a detection unit for an input stage offset amount (α), wherein the detection unit is provided in the input stage. A control unit for changing a feedback point voltage (Vf) to the differential amplifier, and a pair of transistors, each having a base and an emitter commonly connected, for flowing an output current to a current mirror based on the output voltage of the differential amplifier. And a controller that uses the base-emitter voltage (Vbe) of the comparator as an input voltage, and the control unit adjusts the feedback point voltage (Vfs) when the output voltage of the comparator changes while changing the feedback point voltage. The input stage offset amount is detected based on the input stage offset amount.
[0030]
In order to achieve the above object, in a fourth voltage / current detection circuit according to the present invention, an input voltage (Vin) is applied to one input terminal via a first resistance element, and a reference voltage (Vref) is applied to a fourth input terminal. A differential amplifier, which is applied to the other input terminal via the second resistance element and amplifies a difference voltage between the input voltage and the reference voltage, an output voltage from the differential amplifier is supplied to the base, and a constant current source is provided to the collector A first transistor having an emitter connected to the ground potential; a base connected to the collector of the first transistor; a power supply voltage supplied to the collector; and an emitter connected to one terminal of the differential amplifier. A second transistor; a third transistor having a base connected to the collector of the first transistor and an emitter connected to the emitter of the second transistor; and a third transistor. A current mirror connected to the collector and outputting a current according to a value of a current flowing through the third transistor, a comparator operating with a base-emitter voltage (Vbe) of the second and third transistors as an input voltage, Normally, a switch that shuts off the output voltage from the comparator and conducts the output voltage from the comparator when the input stage offset of the differential amplifier is detected, and a switch that inputs the reference voltage when the input stage offset of the differential amplifier is detected The feedback point voltage (Vf) applied to the other input terminal of the differential amplifier is changed, and the feedback point voltage (Vfs) when the output voltage of the comparator via the switch changes is set to the set value. And a control unit for fixing as.
[0031]
According to the configuration of the third and fourth voltage-current conversion circuits, the detection occurs when any output current flows to the suction side current mirror in order to detect the input stage offset amount α of the differential amplifier. By using the fluctuation of the base-emitter voltage Vbe of the second and third transistors, it becomes possible to increase the input voltage with respect to the reference voltage to one input terminal of the comparator as Vref + α + Vbe or Vref + α-Vbe. As a result, the input stage offset amount β of the comparator can be ignored, and the input stage offset amount α of the differential amplifier can be accurately detected. As a result, it is possible to eliminate the offset of the output current when the input voltage Vin is equal to the reference voltage Vref.
[0032]
Further, as compared with the conventional voltage-to-current conversion circuit, there is no need for a discharge side current mirror and a resistance element for converting a difference current ΔI between the discharge side current mirror and the suction side current mirror into a voltage. Compared with the second voltage-to-current converter, there is no need for a discharge-side current mirror and a pair of diodes, so that the circuit can be configured with a small number of elements.
[0033]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0034]
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the voltage-current conversion circuit according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, portions having the same configurations and functions as those of FIG. 5 referred to in the description of the conventional example are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0035]
The present embodiment is different from the conventional example in that, instead of the resistance element 12 that converts the difference current ΔI between the discharge-side current mirror 10 and the suction-side current mirror 11 into a voltage, they are connected in parallel so that currents flow in opposite directions. The point is that a pair of connected diodes 16 and 17 are provided. Here, the forward voltage of the diodes 16 and 17 is assumed to be Vth. The control unit 14 has a configuration in which a voltage near the reference voltage Vref can be set as the feedback point voltage Vf.
[0036]
Next, the operation of the voltage-current converter configured as described above will be described.
[0037]
The control unit 14 changes the feedback point voltage Vf from a side lower than the reference voltage Vref to a side higher than the reference voltage Vref, and detects a set value Vfs which is Vf at which the output current Iout becomes zero. In principle, a change in the forward voltage Vth of the diode 16 or 17 generated when a small amount of current flows is input to the comparator 13 so that the input voltage Va of the comparator 13 (the voltage of the node A1 with respect to the node B1) ) Can be increased to Vref + Vth or Vref−Vth. Thereby, the input stage offset amount β of the comparator 13 can be ignored, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 can be detected with high accuracy. The reason will be further described with reference to FIG.
[0038]
FIG. 2 illustrates a comparator for the feedback point voltage Vf from the control unit 14 when −α occurs as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is + β, zero, and −β. 13 is a diagram illustrating characteristics of an input voltage Va3 and an output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of FIG.
[0039]
In FIG. 2, Va2 is the input voltage of the comparator 13 when the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is zero.
[0040]
When −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is zero, the feedback point voltage Vf when the output voltage Vco2 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level. The setting value Vfs2 of the control unit 14 is Vfs2 = Vref + α, and the input stage offset amount −α of the differential amplifier 5 can be obtained from the setting value Vfs2 of the control unit 14.
[0041]
On the other hand, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and + β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback point voltage when the output voltage Vco1 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs1 of the control unit 14, which is Vf, is represented by Vfs1 = Vref + α + γ11, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α + γ11), which is smaller than the actual input stage offset amount −α. An amount smaller by γ11 is detected.
[0042]
Conversely, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and -β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback when the output voltage Vco3 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs3 of the control unit 14, which is the point voltage Vf, is represented by Vfs3 = Vref + α−γ13, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α−γ13), and the actual input stage offset amount That is, an amount larger than −α by γ13 is detected.
[0043]
However, the magnitudes of γ11 and γ13 are very small compared to α, the input stage offset amounts + β and −β of the comparator 13 can be almost ignored, and the detected offset amount α becomes α = Vfs−Vref, It is possible to accurately detect the input stage offset amount of the amplifier 5.
[0044]
Generally, the forward voltage Vth of the diodes 16 and 17 is about 0.7 V, and the input stage offset ± β of the comparator 13 is usually about ± 10 mV. In the present embodiment, since the output voltage can be changed when the input voltage of the comparator 13 changes by 2 × Vth (about 1.4 V), it can be compared with the input stage offset amount β of the comparator 13 (about 10 mV). Thus, the detection accuracy of the input stage offset amount can be improved.
[0045]
On the other hand, in the case of the conventional example, assuming that the difference current ΔI flowing through the resistance element 12 itself is a minute value, for example, about 0.1 μA, the resistance element 12 causes the comparator 13 of the present embodiment to operate. To realize 2 × Vth (approximately 1.4 V) as the input voltage, the resistance value of the resistance element 12 becomes 14 MΩ, and this resistance value requires a large area in an integrated circuit, which is not practical. .
[0046]
(Second embodiment)
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating a configuration example of the voltage-current conversion circuit according to the second embodiment of the present invention. Note that, in FIG. 3, portions having the same configuration and function as those of FIG.
[0047]
This embodiment differs from the first embodiment in that the output source current mirror 10 and the diodes 16 and 17 are eliminated, the collector of the transistor 8 is connected to the power supply voltage VCC, and one input terminal of the comparator 13 ( The node A2) is connected to the base of the transistor 8, and the other input terminal (node B2) is connected to the emitters of the transistors 8 and 9 (that is, the comparator 13 causes the base of the transistor 8 or the transistor 9 to be connected). (A change in the emitter-to-emitter voltage Vbe is detected). The control unit 14 has a configuration in which a voltage near the reference voltage Vref can be set as the feedback point voltage Vf.
[0048]
Next, the operation of the voltage-current converter configured as described above will be described.
[0049]
The control unit 14 changes the feedback point voltage Vf from a side lower than the reference voltage Vref to a side higher than the reference voltage Vref, and detects a set value Vfs which is Vf at which the output current Iout becomes zero. In principle, a change in the base-emitter voltage Vbe of the transistor 8 or the transistor 9 generated when a small amount of current flows is input to the comparator 13 so that the input voltage of the comparator 13 (node A2 with respect to node B2 to node A2 ) Can be increased to Vref + α + Vbe or Vref + α−Vbe. As a result, the input stage offset amount β of the comparator 13 can be ignored, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 can be accurately detected. The reason will be further described with reference to FIG.
[0050]
FIG. 4 shows a comparator for the feedback point voltage Vf from the control unit 14 when −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is + β, zero, and −β. 13 is a diagram illustrating characteristics of an input voltage Va3 and an output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of FIG.
[0051]
In FIG. 4, Va2 indicated by a broken line is the input voltage of the comparator 13 when the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is zero.
[0052]
When −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is zero, the feedback point voltage Vf when the output voltage Vco2 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level. The setting value Vfs2 of the control unit 14 is Vfs2 = Vref + α, and the input stage offset amount −α of the differential amplifier 5 can be obtained from the setting value Vfs2 of the control unit 14.
[0053]
On the other hand, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and + β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback point voltage when the output voltage Vco1 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs1 of the control unit 14, which is Vf, is represented by Vfs1 = Vref + α + γ21, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α + γ21), which is smaller than the actual input stage offset amount −α. An amount smaller by γ21 is detected.
[0054]
Conversely, when -α is generated as the offset amount of the input stage of the differential amplifier 5 and -β is generated as the offset amount of the comparator 13, the feedback when the output voltage Vco3 of the comparator 13 changes from the Low level to the High level The set value Vfs3 of the control unit 14, which is the point voltage Vf, is represented by Vfs3 = Vref + α−γ23, and the input stage offset amount of the differential amplifier 5 is − (α−γ23), and the actual input stage offset amount That is, an amount larger than −α by γ23 is detected.
[0055]
However, the magnitudes of γ21 and γ23 are much smaller than α, and the input stage offset amounts + β and −β of the comparator 13 can be almost ignored, and the detected offset amount α becomes α = Vfs−Vref, It is possible to accurately detect the input stage offset amount of the amplifier 5.
[0056]
Generally, the base-emitter voltage Vbe of the transistors 8 and 9 is about 0.7 V, and the input stage offset ± β of the comparator 13 is usually about ± 10 mV. In the present embodiment, since the output voltage can be changed when the input voltage of the comparator 13 changes by 2 × Vbe (about 1.4 V), it can be compared with the input stage offset amount β of the comparator 13 (about 10 mV). Thus, the detection accuracy of the input stage offset amount can be improved.
[0057]
On the other hand, in the case of the conventional example, assuming that the current ΔI flowing through the resistance element 12 itself is a minute value, for example, about 0.1 μA, the input of the comparator 13 according to the present embodiment is controlled by the resistance element 12. To realize a voltage of 2 × Vbe (approximately 1.4 V), the resistance value of the resistance element 12 becomes 14 MΩ, and a large area is required to configure this resistance value in an integrated circuit, which is not practical.
[0058]
Furthermore, according to the present embodiment, as compared with the conventional voltage-to-current conversion circuit, a discharge side current mirror and a resistance element for converting a difference current ΔI between the discharge side current mirror and the suction side current mirror into a voltage are required. Also, as compared with the first embodiment, since there is no need for a discharge side current mirror and a pair of diodes, there is an advantage that a circuit can be configured with a small number of elements.
[0059]
In the present embodiment, the current output uses only the current mirror 10 on the suction side. However, the present invention is not limited to this, and has only the current mirror on the discharge side, or has a current output on both sides of suction and discharge. Even when applied to a configuration using a current mirror, it is effective in that the input stage offset amount can be detected with high accuracy.
[0060]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the input-stage offset amount of the voltage-current conversion circuit can be accurately detected without being affected by the input-stage offset amount of the comparator, and the input voltage Vin becomes the reference voltage Vref. , The offset of the output current can be eliminated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a voltage-current conversion circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an example in which the control unit 14 in a case where −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amounts of the comparator 13 are + β, zero, and −β in the first embodiment. Showing the characteristics of the input voltage Va3 and the output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of the comparator 13 with respect to the feedback point voltage Vf of FIG.
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a voltage-current conversion circuit according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a diagram illustrating an example in which the control unit 14 determines that −α occurs as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amounts of the comparator 13 are + β, zero, and −β in the second embodiment. Showing the characteristics of the input voltage Va3 and the output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of the comparator 13 with respect to the feedback point voltage Vf of FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of a conventional voltage-current conversion circuit.
FIG. 6 is a diagram showing input / output characteristics of the voltage-current converter of FIG. 5;
7 is a diagram illustrating an input voltage Va of the comparator 13 with respect to a feedback point voltage Vf from the control unit 14 (a voltage of the node A3; Va1) in the voltage-current conversion circuit of FIG. , Va2, Va3) and output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3).
8 is a diagram illustrating a control section in the voltage-current conversion circuit of FIG. 5 when −α is generated as the input stage offset amount of the differential amplifier 5 and the input stage offset amount of the comparator 13 is + β, zero, and −β. FIG. 14 is a diagram showing characteristics of an input voltage Va3 and an output voltage Vco (Vco1, Vco2, Vco3) of the comparator 13 with respect to a feedback point voltage Vf from the comparator 14;
[Explanation of symbols]
1 Input voltage application means
2 Reference voltage generator
3, 4 resistance element
5 Differential amplifier
6 constant current source
7, 8, 9 transistors
10 Output side current mirror for output
11 Suction side current mirror for output
12 Resistance element
13 Comparator
14 Control unit
15 switches
16, 17 diode

Claims

A voltage-current conversion circuit having an input stage offset amount detection unit, wherein the detection unit includes:
A control unit for changing a feedback point voltage to the differential amplifier provided in the input stage,
A comparator that uses a forward voltage generated in a diode connected to a reference voltage as an input voltage when an output current flows to a source-side current mirror or a source-side current mirror based on an output voltage of the differential amplifier. With
A voltage-current conversion circuit, wherein the control unit detects an input stage offset amount based on a feedback point voltage when the output voltage of the comparator changes while the feedback point voltage is being changed. .

An input voltage is applied to one input terminal via a first resistive element, and a reference voltage is applied to the other input terminal via a second resistive element to amplify a difference between the input voltage and the reference voltage. A dynamic amplifier,
A first transistor having a base supplied with an output voltage from the differential amplifier, a collector connected to a constant current source, and an emitter connected to a ground potential;
A second transistor having a base connected to the collector of the first transistor and an emitter connected to one terminal of the differential amplifier;
A third transistor having a base connected to the collector of the first transistor and an emitter connected to the emitter of the second transistor;
A discharge-side current mirror having a primary terminal connected to the collector of the second transistor and outputting a current according to a value of a current flowing from the secondary terminal to the second transistor;
A primary terminal is connected to the collector of the third transistor, and a current corresponding to a value of a current flowing from the secondary terminal connected to the secondary terminal of the discharge side current mirror to the third transistor. A current mirror on the suction side for output,
A comparator having one input terminal connected to secondary terminals of the discharge-side current mirror and the suction-side current mirror, and the reference voltage applied to the other input terminal;
A switch that normally shuts off the output voltage from the comparator and conducts the output voltage from the comparator when detecting the input stage offset amount of the differential amplifier,
At the time of detecting the input stage offset amount of the differential amplifier, the input voltage is set to the same value as the reference voltage, and the feedback point voltage applied to the other input terminal of the differential amplifier is changed. A control unit for fixing a feedback point voltage as a set value when the output voltage of the comparator changes,
A voltage-current conversion circuit, comprising: a pair of diodes provided between one input terminal and the other input terminal of the comparator and connected in parallel in opposite directions.

A voltage-current conversion circuit having an input stage offset amount detection unit, wherein the detection unit includes:
A control unit for changing a feedback point voltage to the differential amplifier provided in the input stage,
An output current flows to a current mirror based on the output voltage of the differential amplifier, and a comparator having a base-emitter voltage of a pair of transistors whose base and emitter are commonly connected as an input voltage,
A voltage-current conversion circuit, wherein the control unit detects an input stage offset amount based on a feedback point voltage when the output voltage of the comparator changes while the feedback point voltage is being changed. .

An input voltage is applied to one input terminal via a first resistive element, and a reference voltage is applied to the other input terminal via a second resistive element to amplify a difference between the input voltage and the reference voltage. A dynamic amplifier,
A first transistor having a base supplied with an output voltage from the differential amplifier, a collector connected to a constant current source, and an emitter connected to a ground potential;
A second transistor having a base connected to the collector of the first transistor, a power supply voltage supplied to the collector, and an emitter connected to one terminal of the differential amplifier;
A third transistor having a base connected to the collector of the first transistor and an emitter connected to the emitter of the second transistor;
A current mirror that is connected to a collector of the third transistor and that outputs a current according to a value of a current flowing through the third transistor;
A comparator that operates using a base-emitter voltage of the second and third transistors as an input voltage;
A switch that normally shuts off the output voltage from the comparator and conducts the output voltage from the comparator when detecting the input stage offset amount of the differential amplifier,
At the time of detecting the input stage offset amount of the differential amplifier, the input voltage is set to the same value as the reference voltage, and the feedback point voltage applied to the other input terminal of the differential amplifier is changed. A control unit for fixing a feedback point voltage as a set value when the output voltage of the comparator changes.