JP2004242470A

JP2004242470A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2004242470A
Application number: JP2003031202A
Authority: JP
Inventors: Shinichiro Sumiyoshi; 眞一郎住吉
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-02-07
Filing date: 2003-02-07
Publication date: 2004-08-26

Abstract

【課題】入力電圧や出力電力の変化といった入出力条件に関わらず、商用周期の全領域で１次インバータのゼロ電圧スイッチングを維持して、高効率の電力変換装置を提供すること。
【解決手段】第１スイッチング素子１８と、第１スイッチング素子１８のオフ時にコレクタ電圧を共振させる共振コンデンサ１７とを有するインバータにおいて、直流入力電圧を第１コンデンサ１９及び第２コンデンサ２０で分割し、第２コンデンサ２０と第１スイッチング素子１８との間に昇圧手段２１を接続して共振コンデンサ１７の蓄積エネルギー引き抜くことで、常時ゼロ電圧スイッチングを行う電力変換装置としたもの。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、太陽電池または燃料電池などの直流電力を商用周波数の交流電力に変換して系統に電力を注入する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種の電力変換装置は、高周波トランスの１次側に共振コンデンサとスイッチング素子を配置し、スイッチング素子の電圧波形を共振させてゼロ電圧スイッチング動作を行う高周波インバータにおいて、系統電圧が小さい時または出力電流が小さい時はオン時間が短いことから、スイッチング素子が短絡動作となり損失が増大するため、スイッチング素子のオン時間に下限を設けてゼロ電圧スイッチング領域のみで動作することにより損失を抑制し、出力電流を絞りきれない系統電圧の谷間付近の波形成形は、高周波トランス３の２次側に配置された極性切換インバータがパルス幅変調（ＰＷＭ）制御することで低歪みの出力電流を実現している（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
図１４は、前記公報に記載された従来使用している電力変換装置の構成を示す接続図である。直流電源１の出力電力は第１インバータ２で高周波電力に変換された後、高周波トランス３を介して２次側へ電力伝達される。高周波トランス３の２次側に発生した高周波電力は整流手段４で直流または脈流に変換され、第２インバータ５で系統６に同期した商用交流電力に変換されて、系統６に注入されるものである。ここで、第１インバータ２はスイッチング素子８と共振コンデンサ７で構成され、第２インバータ５はＱ１からＱ４の４個のスイッチング素子でフルブリッジ構成されている。
【０００４】
以下に図１５の波形図を参照して動作を説明する。本実施例では第１インバータ２が直流電源１の電力を高周波電力に変換する。これは、第１インバータ２のスイッチング素子８がオンオフを繰り返すことにより実現されるものである。通常、スイッチング素子８がターンオフする際、コレクタ−エミッタ間に流れる電流が遮断されるため、高周波トランス３に蓄積された励磁エネルギーを共振コンデンサ７との間で充放電することで、スイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧は図１５に示すように共振波形となる。つぎに、コレクターエミッタ電圧がゼロとなりスイッチング素子８に逆並列で接続されたダイオードに電流が流れている期間にスイッチング素子８をターンオンすることで、ゼロ電圧スイッチングを実現している。ここで、直流電源１の電圧が上昇した時や、出力電力が小さい時などは１次インバータ２を構成するスイッチング素子８のオン時間を小さくするが、高周波トランス３の励磁エネルギーが小さいことからスイッチング素子８のコレクタ−エミッタ電圧の振幅も小さくなり、ゼロ電圧に到達しないため逆並列ダイオードがオンせずスイッチング素子８のゼロ電圧スイッチング動作が維持できなくなる。その場合、残留するコレクタ−エミッタ電圧を短絡する動作が必要となり、スイッチング損失が大幅に増加する。そこで第１スイッチング素子８のオン時間に制限を設けることで、低出力電力時や入力電圧の上昇に対しては、高周波トランス３の２次側に配置した２次インバータ５を高周波ＰＷＭ動作させることにより、電変換装置は所望の出力波形を生成している。
【０００５】
【特許文献１】
特開２０００−３２７５１号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記従来の構成では、１次インバータのゼロ電圧スイッチング動作を実現する入出力範囲に限界があるため、入出力条件によっては２次インバータの高周波ＰＷＭ動作範囲の拡大に伴って損失が増加し、装置の効率が低くなる。さらに、ノイズ発生レベルも拡大し、フィルタ性能向上のための追加部品が必要になるなど、冷却性能のアップも含めて製品の小形化に限界があるといった課題を有していた。
【０００７】
本発明は、入力電圧や出力電力の変化といった入出力条件に関わらず、商用周期の全領域で１次インバータのゼロ電圧スイッチングを維持することで、正弦波状の出力電流を生成すると共に高効率の電力変換装置を提供することを目的としたものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
前記目的を達成するために本発明の電力変換装置は、直流電源の電力を高周波トランスと第１インバータで高周波電力に変換する構成において、第１インバータはスイッチング素子と、スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる共振コンデンサを有し、第１及び第２コンデンサで直流電源の電圧を分割し、第２コンデンサと、第１スイッチング素子との間に昇圧手段を接続して、入力電圧が上昇した場合や出力電力を小さくする時でも第１スイッチング素子のゼロ電圧スイッチング動作を維持することで、機器全体のスイッチング損失を低減することのできる高効率の電力変換装置を提供するものである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
請求項１に記載の発明は、高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側は直流電源と、直流を高周波電力に変換する第１インバータからなり、高周波トランスの２次側には整流手段と、複数のスイッチング素子からなる第２インバータを配置して、商用系統と連系する電力変換装置において、第１インバータは第１スイッチング素子と、第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる共振コンデンサを有し、直流電源は第１及び第２コンデンサで電圧を分割する構成において、第２コンデンサと、第１スイッチング素子との間に昇圧手段が接続されて、共振波形の振幅が小さい時は昇圧手段が共振コンデンサの電荷を引き抜くことで、常時、第１スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現して低損失化を図ることができる。
【００１０】
請求項２に記載の発明は、特に、請求項１に記載の発明において、昇圧手段はリアクトルと、ダイオードと、第２スイッチング素子とで構成されるものであって、直流電源の入力電圧検知手段と、第１スイッチング素子のコレクタ電圧検知手段と、比較手段と、第２ドライブ手段とを有し、第１スイッチング素子のコレクタ電圧が直流電圧以下に変化した際、比較手段の出力が第２ドライブに入力されて第２スイッチング素子を導通することで、昇圧手段の損失を小さくすることができる。
【００１１】
請求項３に記載の発明は、特に、請求項１又は２に記載の発明において、ゼロ電圧検知手段と、第１ドライブ手段とを有し、ゼロ電圧検知手段の出力が第１スイッチング素子のゼロ電圧を検知した後で、第１ドライブ手段が第１スイッチング素子を導通し、第１ドライブ手段がオン信号を出力することで、ゼロ電圧スイッチングを達成する第１スイッチング素子の導通タイミングを、精度良く実現して、低損失化を図ることができる。
【００１２】
請求項４に記載の発明は、特に、請求項１又は２に記載の発明において、タイマー手段を有し、第１スイッチングの素子コレクタ電圧が直流電源電圧以下に変化した後、タイマー手段が一定の遅延時間後に第１ドライブ手段にオン信号を出力することで、ゼロ電圧スイッチングを達成する第１スイッチング素子の導通タイミングを、遅延なく実現して、低損失化を図ることができる。
【００１３】
請求項５に記載の発明は、特に、請求項１又は２に記載の発明において、コレクタ電圧時間変化量検知手段と、判定手段とを有し、判定手段はコレクタ電圧の時間変化量がゼロに到達したことを検知してタイマー手段に信号を出力することで、直流電源の電圧を検知せずにゼロ電圧スイッチングを達成する第１スイッチング素子の導通タイミングを、得ることが可能な簡素な制御構成とすることができる。
【００１４】
請求項６に記載の発明は、特に、請求項１、３〜５のいずれか１項に記載の発明において、第２コンデンサ電圧検知手段を有し、第１スイッチング素子のコレクタ電圧が第２コンデンサ電圧以下に変化した際、比較手段の出力が第２ドライブに入力されることで、第２スイッチング素子の導通時間を短縮して昇圧手段の低損失化を図ることができる。
【００１５】
請求項７に記載の発明は、特に、請求項１に記載の発明において、第２コンデンサと第１スイッチング素子との間に昇降圧手段を配置することにより、第１スイッチング素子のコレクタ電圧が第２コンデンサ電圧よりも高いときでも、共振コンデンサの電荷を引き抜くことができるため、入出力条件に関わらず第１スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングが達成され、損失低減の範囲を広げることができる。
【００１６】
請求項８に記載の発明は、特に、請求項１〜６のいずれか１項に記載の発明において、基準波生成手段と、導通時間変調手段とを有し、導通時間変調手段は第１スイッチング素子を駆動する第１ドライブ手段に入力されることにより、高周波トランス１次側と１次インバータで商用全周期をゼロ電圧スイッチング動作させ、２次インバータを極性切換動作のみとして、機器全体の損失をさらに効果的に低減することができる。
【００１７】
【実施例】
以下、本発明の実施例について、図１〜１３を参照しながら説明する。
【００１８】
（実施例１）
図１は本発明の第１の実施例の回路構成を示すブロック図である。ここで直流電源１１で発電した直流電力は第１インバータ１２で高周波電力に変換された後、高周波トランス１３を介して２次側へ電力伝達される。高周波トランス１３の２次側に発生した高周波電力は整流手段１４で直流または脈流に変換され、第２インバータ１５で系統１６に同期した商用交流電力に変換されて、系統１６に注入されるものである。ここで、高周波トランス１３の１次巻線と第１スイッチング素子１８とは入力電圧に対して直列に接続されている。第２インバータ１５はＱ１からＱ４の４個のスイッチング素子のフルブリッジで構成されている。また、第１コンデンサ１９と共に直流電源１１の電圧を分割する第２コンデンサ２０と、第１スイッチング素子１８の間には、昇圧手段２１が配置される。昇圧手段２１は、リアクトル２２と第２スイッチング素子２３とダイオード２４を備え、第１スイッチング素子１８のコレクタとリアクトル２２の一端子が接続され、リアクトル２２の別の端子と、第２スイッチング素子２３のコレクタと、ダイオード２４のアノードが一点で接続され、ダイオード２４のカソードは第２コンデンサ２０に接続されている。
【００１９】
以上の様に構成された電力変換装置について、動作を説明する。第１インバータ１２は、第１スイッチング素子１８の１周期において、オン時はＱａコレクタ−エミッタ電流が徐々に拡大し、高周波トランス１３の２次側に電力を伝達する。第１スイッチング素子１８がターンオフした際、高周波トランス１３に蓄積された励磁エネルギーは共振コンデンサ１７を充放電することで、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧は共振波形となる。ここで、入力電圧が低い時や出力電力が大きい時などは、オン時間が比較的大きいため、高周波トランス１３の励磁エネルギーが大きいため、第１スイッチング素子１８のオフ時にコレクタに発生する電圧の振幅も大きなり、第１スイッチング素子１８に逆並列に配置されたダイオードが導通して、一定期間コレクタ電圧がゼロを維持する。その期間中に第１スイッチング素子１８をターンオンしてゼロ電圧スイッチングが行われる。ここで、入力電圧が高い時や出力電力が小さい時など、オン時間が比較的小さくなることから、高周波トランス１３の励磁エネルギーが小さくなるため、オフ時に第１スイッチング素子１８のコレクタに発生する共振電圧が小さくなり、ダイオードが不導通となるため、昇圧手段２１は共振コンデンサ１７と第１スイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ間の寄生容量に蓄積されたエネルギーをリアクトル２２に転流し、第１コンデンサ１９または第２コンデンサ２０に回生して、第１スイッチング素子１８を常時ゼロ電圧スイッチング動作させている。
【００２０】
以上のように本実施例によれば、入力電圧が上昇する場合や出力電力を小さくする時でも第１スイッチング素子１８のゼロ電圧スイッチング動作を維持することで、スイッチング損失を低減することのできる。
【００２１】
（実施例２）
図２は本発明の第２の実施例における回路構成を示すブロック図である。図２において図１の回路構成と異なるのは、コレクタ電圧検知手段２５と、入力電圧検知手段２６と、それぞれの出力を比較する比較手段２７と、第２スイッチング素子２３を駆動する第２ドライブ手段２８を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２２】
以上のように構成された電力変換装置について図３の波形図を参照して動作を説明する。第１スイッチング素子１８の電圧はオフ時に共振波形となるが、オフ時に高周波トランス１３の励磁エネルギーが小さい時は振幅が小さくなる。さらにコレクタ電圧の振幅は入力電圧を中心に減衰振動することから、オフ期間中にコレクタ電圧が入力電圧以下になる期間が存在する。そこで、入力電圧検知手段２６とコレクタ電圧検知手段２５で得られた入力電圧とコレクタ電圧を比較手段２７で比較し、コレクタ電圧＞入力電圧からコレクタ電圧＜入力電圧に変化したことを検知して、第２ドライブ手段２８が第２スイッチング素子２３を導通すると、共振コンデンサ１７とコレクタ−エミッタ間寄生容量に蓄積されているエネルギーによって、リアクトル２２に電流が流れる。コレクタ−エミッタ間の電圧がゼロになった時点で第２スイッチング素子２３をオフすることで、リアクトル電流が第１コンデンサ１９と第２コンデンサ２０に充電され、第１スイッチング素子１８と逆並列に接続されたダイオードにも電流が流れる。その期間に第１スイッチング素子１８をオンすることで、ゼロ電圧スイッチングでの動作が達成される。
【００２３】
以上のように本実施例によれば、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧が直流電源１１の電圧以下に変化した際、第２スイッチング素子２３を導通することで、昇圧手段２１が処理するエネルギーを小さくして、低損失化を図ることができる。
【００２４】
（実施例３）
図４は本発明の第３の実施例における回路構成を示すブロック図である。図４において図１の回路構成と異なるのは第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧のゼロ電圧を検知するゼロ電圧検知手段２９と、第１スイッチング素子１８を駆動する第１ドライブ手段３０を追加した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２５】
以上のように構成された電力変換装置について図５の波形図を参照して動作を説明する。第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧はオフ時に共振波形となるが、特に高周波トランス１３に蓄積された励磁エネルギーが大きいときは振幅が大きくなり、コレクタ電圧がゼロに到達した際、第１スイッチング素子１８に逆並列に接続されたダイオードが導通して、直流電源１１への回生動作となる。また、コレクタ電圧の振幅が小さい場合は第２スイッチング素子２３が導通して第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧をゼロに到達させることにより、ゼロ電圧検知手段２９は第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧がゼロになったことを検知し、第１ドライブ手段３０は第１スイッチング素子１８を導通して、ゼロ電圧スイッチングを達成する。
【００２６】
以上のように本実施例によれば、ゼロ電圧検知手段２９が第１スイッチング素子１８のゼロ電圧を検知するため、第１スイッチング素子１８は確実に精度良くゼロ電圧でターンオンされることから低損失化を図ることができる。
【００２７】
（実施例４）
図６は本発明の第４の実施例における回路構成を示すブロック図である。図６において図２の回路構成と異なるのは、比較手段２７と、第１ドライブ手段３０との間にタイマー手段３１を配置した点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００２８】
以上のように構成された電力変換装置について図７の波形図を参照して動作を説明する。入力電圧検知手段２６とコレクタ電圧検知手段２５で得られた入力電圧とコレクタ電圧を比較手段２７で比較し、コレクタ電圧＞入力電圧からコレクタ電圧＜入力電圧に変化したことを検知して、第２ドライブ手段２８が第２スイッチング素子２３を導通すると共に、タイマー手段３１は一定の遅延時間経過後に第１ドライブ手段３０に出力を送信し、第１スイッチング素子１８が導通する。このとき第２スイッチング素子２３の動作によってコレクタ電圧はゼロ電圧に到達していることから、第１スイッチング素子１８はゼロ電圧でスイッチングする。なお、入力電圧が変化した場合やオン時間が小さい時でも、第１スイッチング素子１８に逆並列接続されたダイオードは一定期間導通していることから、タイマー手段３１における遅延時間は一定としても、第１スイッチング素子１８のゼロ電圧スイッチングを維持することは可能である。
【００２９】
以上のように本実施例によれば、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧が直流電源１１の電圧以下に変化した後、タイマー手段３１が一定の遅延時間後に第１ドライブ手段３０にオン信号を出力することで、ゼロ電圧スイッチングを達成する第１スイッチング素子１８の導通タイミングを、遅延なく実現することができる。
【００３０】
（実施例５）
図８は本発明の第５の実施例における回路構成を示すブロック図である。図８において図２の回路構成と異なるのは第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧時間微分値を検知するコレクタ電圧時間変化量検知手段３２と、判定手段３３を配置して第１ドライブ手段３０を制御するようにした点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３１】
以上のように構成された電力変換装置について図９の波形図を参照して動作を説明する。第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧はオフ時には入力電圧を中心に振動するため、特に入力電圧が大きい時や出力電力が小さい時は、共振コンデンサ１７での１回の充放電後、コレクタ電圧の時間変化が概ねゼロとなるタイミングが発生する。この時、第２スイッチング素子２３が導通することで、共振コンデンサ１７の電荷はリアクトル２２を介して引き抜かれ、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧がゼロになる一方で、コレクタ電圧の時間微分値を検知しているコレクタ電圧時間変化量検知手段３２の出力は、判定手段３３においてコレクタ電圧の時間微分値がゼロであることを検知して、タイマー手段３１で一定の遅延時間を設けることで、第１スイッチング素子１８をゼロ電圧のタイミングで導通させる。
【００３２】
以上のように本実施例によれば、コレクタ電圧時間変化量検知手段３２と、判定手段３３とを有し、判定手段３３はコレクタ電圧の時間変化量がゼロに到達したことを検知してタイマー手段３１に信号を出力することで、直流電源１１の電圧を検知せずに簡素な構成で第１スイッチング素子１８のゼロ電圧スイッチングを達成することができる。
【００３３】
（実施例６）
図１０は本発明の第６の実施例における回路構成を示すブロック図である。図１０において図２の回路構成と異なるのは第２コンデンサ電圧検知手段３４を有し、第２コンデンサ電圧検知手段３４の出力が比較手段２７に入力されるように接続した点である。上記以外の構成要素は第２の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３４】
以上のように構成された電力変換装置について図１１を参照して動作を説明する。容量の等しい第１コンデンサ１９と第２コンデンサ２０によって、直流電源１１の電圧は２分割されており、昇圧手段２１は第１スイッチング素子１８と第２コンデンサ２０の間に配置されている。第２コンデンサ電圧検知手段３４とコレクタ電圧検知手段２５で得られた第２コンデンサ電圧とコレクタ電圧を比較手段２７で比較し、第１スイッチング素子１８のコレクタ共振電圧波形が直流電源１１の電圧以下となった後、昇圧手段２１による昇圧動作が可能な第２コンデンサ電圧以下に変化したことを検知して、第２ドライブ手段２８が第２スイッチング素子２３を導通すると、共振コンデンサ１７とコレクタ−エミッタ間寄生容量に蓄積されているエネルギーによって、リアクトル２２に電流が流れる。コレクタ−エミッタ間の電圧がゼロになった時点で第２スイッチング素子２３をオフすることで、リアクトル電流が第１コンデンサ１９と第２コンデンサ２０に充電され、第１スイッチング素子１８と逆並列に接続されたダイオードにも電流が流れる。その期間に第１スイッチング素子１８をオンすることで、ゼロ電圧でのスイッチング動作が達成される。
【００３５】
以上のように本実施例によれば、第２コンデンサ電圧検知手段３４を有し、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧が第２コンデンサ電圧以下に変化した際、比較手段２７の出力が第２ドライブ手段２８に入力されることで、第２スイッチング素子２３の導通時間を短縮して昇圧手段２１の損失を低減することができる。
【００３６】
（実施例７）
図１２は本発明の第７の実施例における回路構成を示すブロック図である。図１２におい図１の回路構成と異なるのは、第２コンデンサ２０と第２スイッチング素子２３との間に昇降圧手段３５を配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００３７】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。入力電圧が高い時や出力電力が小さい時はオン時間を比較的短くすることから、高周波トランス１３の励磁エネルギーも小さくなり、オフ時に第１スイッチング素子１８のコレクタに発生する共振電圧の振幅も減少する。そこで第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧が入力電圧と第２コンデンサ電圧の範囲では、昇降圧手段３５は降圧動作を行い、コレクタ電圧が第２コンデンサ電圧以下になった時には昇圧動作を行って、共振コンデンサ１７と第１スイッチング素子１８のコレクタ−エミッタ間の寄生容量に蓄積されたエネルギーをリアクトル２２に転流し、第１コンデンサ１９または第２コンデンサ２０に回生して、第１スイッチング素子１８をゼロ電圧スイッチング動作させている。
【００３８】
以上のように本実施例によれば、第２コンデンサ２０と第１スイッチング素子１８との間に昇降圧手段３５を配置することにより、第１スイッチング素子１８のコレクタ電圧が第２コンデンサ電圧よりも高いときでも、共振コンデンサ１７の電荷を引き抜くことができるため、入出力条件に関わらず第１スイッチング素子１８のゼロ電圧スイッチングを実現できる。
【００３９】
（実施例８）
図１３は本発明の第８の実施例における回路構成を示すブロック図である。図１３において図１の回路構成と異なるのは、系統１６に同期した波形を生成する基準波生成手段３６と、第１スイッチング素子１８の導通時間変調手段３７とを、系統１６と第１ドライブ手段３０の間に配置した点である。上記以外の構成要素は第１の実施例と同等であり、説明を省略する。
【００４０】
以上のように構成された電力変換装置について動作を説明する。基準波生成手段３６は系統１６に同期した２倍周波でかつ、入出力条件に応じて振幅の異なる基準波を生成する。基準波は導通時間変調手段３７で第１スイッチング素子１８の導通時間を正弦波変調して第１ドライブ手段３０に送ることにより、第１インバータ１２と高周波トランス１３と整流手段１４は系統１６の２倍周波の出力電流を生成する。次に第２インバータ１５は商用周波数で切換動作を行うことで、出力電流を正弦波とする。第１スイッチング素子１８のオン時間は時間と共に変化し、特に短いオン時間によってコレクタ電圧の振幅が小さくなる時は、各スイッチングにおけるオフ期間において、昇圧手段２１が動作してゼロ電圧スイッチングを実現することから、１次インバータ１２の損失を増加させることなく２次インバータ１５の損失を最小限にして、機器の高効率化を実現できる。
【００４１】
以上のように本実施例によれば、基準波生成手段３６と、導通時間変調手段３７とを有し、導通時間変調手段３７は第１スイッチング素子１８を駆動する第１ドライブ手段３０に入力されることにより、高周波トランス１３の１次側と１次インバータ１２で商用全周期をゼロ電圧スイッチング動作させ、２次インバータを極性切換動作のみとして、機器全体の損失をさらに効果的に低減することができる。
【００４２】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、商用全周期において第１スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現する高効率の電力変換装置を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図３】本発明の第２の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図４】本発明の第３の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図５】本発明の第３の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図６】本発明の第４の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図７】本発明の第４の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図８】本発明の第５の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図９】本発明の第５の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図１０】本発明の第６の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の第６の実施例である電力変換装置の各部動作を示す波形図
【図１２】本発明の第７の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１３】本発明の第８の実施例である電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１４】従来の電力変換装置の構成を示すブロック図
【図１５】従来の電力変換装置の各部動作を示す波形図
【符号の説明】
１１直流電源
１２第１インバータ
１３高周波トランス
１４整流手段
１５第２インバータ
１６系統
１７共振コンデンサ
１８第１スイッチング素子
１９第１コンデンサ
２０第２コンデンサ
２１昇圧手段
２２リアクトル
２３第２スイッチング素子
２４ダイオード
２５コレクタ電圧検知手段
２６入力電圧検知手段
２７比較手段
２８第２ドライブ手段
２９ゼロ電圧検知手段
３０第１ドライブ手段
３１タイマー手段
３２コレクタ電圧時間変化量検知手段
３３判定手段
３４第２コンデンサ電圧検知手段
３５昇降圧手段
３６基準波生成手段
３７導通時間変調手段

Claims

高周波トランスと、高周波トランスで絶縁された１次側は直流電源と、直流を高周波電力に変換する第１インバータからなり、高周波トランスの２次側には整流手段と、複数のスイッチング素子からなる第２インバータを配置して、商用系統と連系する電力変換装置において、第１インバータは第１スイッチング素子と、前記第１スイッチング素子のオフ時にコレクタ電圧を共振させる共振コンデンサを有し、直流電源は第１及び第２コンデンサで電圧を分割する構成において、第２コンデンサと、第１スイッチング素子との間に昇圧手段が接続されたことを特徴とする電力変換装置。
昇圧手段はリアクトルと、ダイオードと、第２スイッチング素子とで構成されるものであって、直流電源の入力電圧検知手段と、第１スイッチング素子のコレクタ電圧検知手段と、比較手段と、第２ドライブ手段とを有し、前記第１スイッチング素子のコレクタ電圧が直流電圧以下に変化した際、前記比較手段の出力が第２ドライブに入力されて第２スイッチング素子を導通することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
ゼロ電圧検知手段と、第１ドライブ手段とを有し、ゼロ電圧検知手段の出力が第１スイッチング素子のゼロ電圧を検知した後で、前記第１ドライブ手段が前記第１スイッチング素子を導通することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
タイマー手段を有し、前記タイマー手段は前記比較手段からの入力に遅延時間を設けて第１ドライブ手段に導通信号を出力することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
コレクタ電圧時間変化量検知手段と、判定手段とを有し、前記判定手段はコレクタ電圧の時間変化量がゼロに到達したことを検知してタイマー手段に信号を出力することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換装置。
第２コンデンサ電圧検知手段を有し、第１スイッチング素子のコレクタ電圧が第２コンデンサ電圧以下に変化した際、比較手段の出力が第２ドライブに入力されて第２スイッチング素子を導通することを特徴とする請求項１、３〜５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
第２コンデンサと第１スイッチング素子との間に昇降圧手段を配置したことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
基準波生成手段と、導通時間変調手段とを有し、前記導通時間変調手段は第１スイッチング素子を駆動する第１ドライブ手段に入力されることを特徴とする請求項１〜６のいずれか１項に記載の電力変換装置。