JP2004242269A

JP2004242269A - ２周波整合回路

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Publication number: JP2004242269A
Application number: JP2003153135A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Oshima; 毅大島; Toru Fukazawa; 徹深沢; Masataka Otsuka; 昌孝大塚; Yasuhiro Nishioka; 泰弘西岡; Tetsuya Tanaka; 徹哉田中; Yasuto Imanishi; 康人今西; Shigeru Makino; 滋牧野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2002-12-12
Filing date: 2003-05-29
Publication date: 2004-08-26
Anticipated expiration: 2023-05-29
Also published as: JP4216124B2

Abstract

【課題】整合を図る２つの周波数のそれぞれの帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる２周波整合回路を得ることを目的とする。
【解決手段】直列共振回路で表現される負荷１に対して、直列共振回路と並列共振回路を併用して整合回路３，４，５を形成するように構成した。これにより、第１及び第２の周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように定めることができるようになり、その結果、それぞれの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、共振回路で表現される負荷と電源とのインピーダンス整合を図る２周波整合回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の２周波整合回路は、調整回路用インダクタＬ１と、補償回路用キャパシタＣ１と、整合回路用インダクタＬ２と、整合回路用キャパシタＣ２とを用いて構成され、第１及び第２の共振周波数において反射することなく、高周波信号を負荷であるアンテナに供給することができるように、上記インダクタやキャパシタの素子値が選定される（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
一方、上記アンテナのようにリアクタンス成分を有する負荷に対して、無損失のインダクタやキャパシタなどの受動素子を接続して、ある純抵抗値に変換するインピーダンス整合は、所定の周波数の帯域全体に渡り実現させるのが理論的に不可能であることが知られている。また、所定の周波数帯域内の１つの周波数において、高周波信号の反射が零となるように完全な整合を図ると、所定の周波数帯域内のいずれかで反射が増大して伝送損失が増加してしまうことも知られている（例えば、非特許文献１，２参照）。
【０００４】
【特許文献１】
特開平６−２５２７９１号公報（段落番号［００１１］から［００１３］、図１）
【非特許文献１】
Ｒ．Ｍ．Ｆａｎｏ，“Ｔｈｅｏｒｅｔｉｃａｌｌｉｍｉｔａｔｉｏｎｓｏｎｔｈｅｂｒｏａｄｂａｎｄｍａｔｃｈｉｎｇｏｆａｒｂｉｔｒａｒｙｉｍｐｅｄａｎｃｅｓ，”ＪｏｕｒｎａｌｏｆＦｒａｎｋｌｉｎＩｎｓｔｉｔｕｔｅ，ｖｏｌ．２４９，ｐｐ．５７−８４ａｎｄ１３９−１５４，Ｊａｎ．−Ｆｅｂ，１９５０．
【非特許文献２】
Ｇ．Ｍａｔｔｈａｅｉ，Ｌ．Ｙｏｕｎｇ，Ｅ．Ｍ．Ｔ．Ｊｏｎｅｓ，“Ｍｉｃｒｏｗａｖｅｆｉｌｔｅｒｓ，ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−ｍａｔｃｈｉｎｇｎｅｔｗｏｒｋｓ，ａｎｄｃｏｕｐｌｉｎｇｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ，”ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ，ＮｅｗＹｏｒｋ，１９８０．
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
従来の２周波整合回路は以上のように構成されており、所定の周波数帯域内の１つの周波数において、高周波信号の反射が零となるように完全な整合を図るため、所定の周波数帯域内のいずれかで反射が増大して伝送損失が増加してしまうなどの課題があった。
【０００６】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、整合を図る２つの周波数のそれぞれの帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる２周波整合回路を得ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る２周波整合回路は、共振回路で表現される負荷に対して、直列共振回路と並列共振回路を併用して整合手段を形成するようにしたものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による２周波整合回路を示す構成図であり、図において、負荷１はインダクタＬ及びキャパシタＣから為る直列共振回路１ａと抵抗Ｒ１ｂから構成され、負荷１は例えばアンテナとして用いられる。
第１の整合回路３はインダクタＬ_１ ^ｂ及びキャパシタＣ_１ ^ｂから為る並列共振回路３ａから構成され、負荷１の出力端子２と接続されている。第２の整合回路４は一端が接地されている直列共振回路４ａと一端が接地されている並列共振回路４ｂの並列回路から為り、一端が第１の整合回路３と接続されている。なお、直列共振回路４ａはインダクタＬ_２ ^ａ及びキャパシタＣ_２ ^ａから為り、並列共振回路４ｂはインダクタＬ_２ ^ｂ及びキャパシタＣ_２ ^ｂから為る。第３の整合回路５は直列共振回路５ａと並列共振回路５ｂの直列回路から為り、一端が第２の整合回路４と接続されている。なお、直列共振回路５ａはインダクタＬ_３ ^ａ及びキャパシタＣ_３ ^ａから為り、並列共振回路５ｂはインダクタＬ_３ ^ｂ及びキャパシタＣ_３ ^ｂから為る。
【０００９】
電源７は理想電圧源７ａと内部抵抗Ｒ_ｇ７ｂから構成され、入力端子６と接続されている。
なお、図１の例では、第１の整合回路３、第２の整合回路４及び第３の整合回路５から整合手段が構成されている。
また、図１の例では、第１の整合回路３と入力端子６の間に、第２の整合回路４と第３の整合回路５が交互に複数個縦続されているものとし、出力端子２から入力端子６にかけて接続される整合回路の総数をＮ個（Ｎ≧１）とする。ただし、第２の整合回路４と第３の整合回路５の個数は必ずしも一致していなくてもよい。
【００１０】
次に動作について説明する。
まず、インダクタＬとキャパシタＣによって決まる負荷１の共振周波数をｆ_０とする。また、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数（以下、第１の整合周波数という）の帯域の下限の周波数をｆ_１ ^Ｌ、上限の周波数をｆ_２ ^Ｌ、下限周波数ｆ_１ ^Ｌと上限周波数をｆ_２ ^Ｌの間の周波数をｆ_０ ^Ｌとする。さらに、高い方の周波数（以下、第２の整合周波数という）の帯域の下限の周波数をｆ_１ ^Ｈ、上限の周波数をｆ_２ ^Ｈ、下限周波数ｆ_１ ^Ｈと上限周波数をｆ_２ ^Ｈの間の周波数をｆ_０ ^Ｈとする。
【００１１】
このとき、上記の周波数が下記の関係式を満足するように設定する。
【数１】

【００１２】
次に、第１の整合回路３、第２の整合回路４及び第３の整合回路５を構成するインダクタとキャパシタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とが下式を満足するように設定する。ただし、下記の数式群において、係数ｇ_ｉ（ｉ＝２，３，・・・，Ｎ）、係数ｇ_Ｎ＋１の値は、第１及び第２の整合周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように選定する。
【数２】

【００１３】
このような伝送特性を与えるべく係数ｇ_ｉ（ｉ＝２，３，・・・，Ｎ）と係数ｇ_Ｎ＋１の値は、非特許文献２において示されている方法を利用して得ることができる。要約すると以下の通りである。
【００１４】
まず、所定の周波数帯域内における最大の反射係数｜Γ｜_ｍａｘは、負荷と周波数帯域幅から定まる係数δ（ｄｅｃｒｅｍｅｎｔ）と、整合回路の総数Ｎ及びチェビシェフリップルＨとを下記の数式群に代入することにより求めることができる。
【数３】

【００１５】
次に、係数ｇ_ｉ（ｉ＝２，３，・・・，Ｎ）と係数ｇ_Ｎ＋１は、係数δと上記の数式群（３）に示された係数ｄ，θとを下記の数式群に代入することにより求めることができる。
【数４】

【００１６】
上記の数式群（３）において、係数δと整合回路の総数Ｎの各値が固定された場合、所定の周波数帯域内における最大の反射係数｜Γ｜_ｍａｘは、チェビシェフリップルＨのみに依存する。
この実施の形態１では、所定の周波数帯域内における最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘが最小になるチェビシェフリップルＨを選択する。なお、係数δは下記の数式群から求める。
【数５】

【００１７】
これにより、第１の整合回路３、第２の整合回路４及び第３の整合回路５を構成するインダクタとキャパシタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とが求められる。
【００１８】
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、直列共振回路で表現される負荷１に対して、直列共振回路と並列共振回路を併用して整合回路３，４，５を形成するように構成したので、第１及び第２の整合周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように定めることができるようになり、その結果、それぞれの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００１９】
また、この実施の形態１によれば、整合回路の総数Ｎを多くすることにより、所定の周波数帯域内における最大の反射係数｜Γ｜_ｍａｘを小さくすることができるため、反射量をより小さくすることができる効果を奏する。ただし、その限界値はｅ^−πδとなる。
また、この実施の形態１によれば、インダクタとキャパシタを用いて、直列共振回路及び並列共振回路を形成するので、構成の複雑化を招くことなく、直列共振回路と並列共振回路を形成することができる効果を奏する。
さらに、共振回路により整合回路を構成したので、整合を図る２つの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００２０】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による２周波整合回路を示す構成図である。図３は図２の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図であり、図４は図２の２周波整合回路の入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。図２において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００２１】
次に動作について説明する。
この実施の形態２では、上記実施の形態１における２周波整合回路の伝送特性を具体的に説明する。
ここでは、説明の便宜上、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数を８１０−９６０ＭＨｚ、高い方の周波数を１４２９−１５２２ＭＨｚとする。
上記の関係式（１）は、７つの周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈをパラメータとして４つの式からなる。従って、７つの周波数のうち、３つの周波数を与えれば、残りの４つの周波数は関係式（１）から求められる。
【００２２】
例えば、ｆ_１ ^Ｌを８１０ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｌを９６０ＭＨｚ、ｆ_０ ^Ｈを１４２９ＭＨｚと１５２２ＭＨｚの相乗平均値（１４７５ＭＨｚ）とすると、関係式（１）より、残りの周波数は、ｆ_０ ^Ｌ＝８９４ＭＨｚ、ｆ_０＝１１４８ＭＨｚ、ｆ_１ ^Ｈ＝１３７３ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｈ＝１６２７ＭＨｚとなる。
この実施の形態２における負荷１のインダクタＬ及びキャパシタＣの値は、共振周波数が周波数ｆ_０＝１１４８ＭＨｚと一致するように選択し、Ｌ＝１２．８ｎＨ、Ｃ＝１．５ｐＦとする。また、抵抗Ｒ＝２０Ωとする。
従って、上記の数式群（５）より、負荷１のＱ値は４．６４、係数δは０．６１となる。
【００２３】
係数δと整合回路の総数Ｎ（図２の場合、整合回路の総数Ｎは１）を上記の数式群（３）に代入し、上記の周波数範囲（８１０−９６０ＭＨｚ、１３７３−１６２７ＭＨｚ）において、最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘが最小となるチェビシェフリップルＨを求めると１．１８となる。従って、上記の数式群（４）から、ｇ_２＝０．５２と求められる。
【００２４】
そして、上記の数式群（２）にしたがって整合回路を構成するインダクタ及びキャパシタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とを求めると、Ｌ_１ ^ｂ＝３．２９ｎＨ、Ｃ_１ ^ｂ＝５．８４ｐＦ、Ｒ_ｇ＝３８．４Ωとなる。なお、所定の周波数帯域内における最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘは−５ｄＢと計算される。
【００２５】
以上により得られた２周波整合回路の反射係数の大きさ、即ち、反射振幅の周波数特性は図３に示すようになる。図３において、破線は設定した周波数帯域（８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚ）の下限及び上限の周波数を表し、一点鎖線は−５ｄＢの反射振幅を表している。図３に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚにおいて、反射振幅が−５ｄＢ以下になっている。
【００２６】
また、図４は入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を示しており、図４において、太線は設定した周波数帯域における反射係数の軌跡を表し、破線は−５ｄＢの反射振幅となる範囲を表している。図４に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚの両周波数帯域における反射係数の軌跡は、破線で示した範囲内に位置している。
【００２７】
この実施の形態２では、整合回路の総数Ｎが１であるものについて示したが、さらに整合回路を付加することで、さらに反射係数を小さくすることができる。
また、この実施の形態２では、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｈを与えて、残りの周波数を関係式（１）を用いて求めるものについて示したが、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈは、関係式（１）を満たす範囲で自由に設定することができる。
【００２８】
実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３による２周波整合回路を示す構成図である。図６は図５の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図であり、図７は図５の２周波整合回路の入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。図５において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００２９】
次に動作について説明する。
この実施の形態３では、上記実施の形態１における２周波整合回路の伝送特性を具体的に説明する。
ここでは、説明の便宜上、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数を８１０−９６０ＭＨｚ、高い方の周波数を１４２９−１５２２ＭＨｚとする。
上記の関係式（１）は、７つの周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈをパラメータとして４つの式からなる。従って、７つの周波数のうち、３つの周波数を与えれば、残りの４つの周波数は関係式（１）から求められる。
【００３０】
例えば、ｆ_１ ^Ｌを８１０ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｌを９６０ＭＨｚ、ｆ_０ ^Ｈを１４２９ＭＨｚと１５２２ＭＨｚの相乗平均値（１４７５ＭＨｚ）とすると、関係式（１）より、残りの周波数は、ｆ_０ ^Ｌ＝８９４ＭＨｚ、ｆ_０＝１１４８ＭＨｚ、ｆ_１ ^Ｈ＝１３７３ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｈ＝１６２７ＭＨｚとなる。
この実施の形態３における負荷１のインダクタＬ及びキャパシタＣの値は、共振周波数が周波数ｆ_０＝１１４８ＭＨｚと一致するように選択し、Ｌ＝１２．８ｎＨ、Ｃ＝１．５ｐＦとする。また、抵抗Ｒ＝２０Ωとする。
従って、上記の数式群（５）より、負荷１のＱ値は４．６４、係数δは０．６１となる。
【００３１】
係数δと整合回路の総数Ｎ（図５の場合、整合回路の総数Ｎは２）を上記の数式群（３）に代入し、上記の周波数範囲（８１０−９６０ＭＨｚ、１３７３−１６２７ＭＨｚ）において、最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘが最小となるチェビシェフリップルＨを求めると０．２６となる。従って、上記の数式群（４）から、ｇ_２＝０．４５、ｇ_３＝１．９１と求められる。
【００３２】
そして、上記の数式群（２）にしたがって整合回路を構成するインダクタ及びキャパシタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とを求めると、Ｌ_１ ^ｂ＝３．２９ｎＨ、Ｃ_１ ^ｂ＝５．８４ｐＦ、Ｌ_２ ^ａ＝８．５６ｎＨ、Ｃ_２ ^ａ＝２．２５ｐＦ、Ｌ_２ ^ｂ＝２．１９ｎＨ、Ｃ_２ ^ｂ＝８．７７ｐＦ、Ｒ_ｇ＝３８．３Ωとなる。なお、所定の周波数帯域内における最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘは−１０ｄＢと計算される。
【００３３】
以上により得られた２周波整合回路の反射係数の大きさ、即ち、反射振幅の周波数特性は図６に示すようになる。図６において、破線は設定した周波数帯域（８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚ）の下限及び上限の周波数を表し、一点鎖線は−１０ｄＢの反射振幅を表している。図６に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚにおいて、反射振幅が−１０ｄＢ以下になっている。
【００３４】
また、図７は入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を示しており、図７において、太線は設定した周波数帯域における反射係数の軌跡を表し、破線は−１０ｄＢの反射振幅となる範囲を表している。図７に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚの両周波数帯域における反射係数の軌跡は、破線で示した範囲内に位置している。
【００３５】
この実施の形態３では、整合回路の総数Ｎが２であるものについて示したが、さらに整合回路を付加することで、さらに反射係数を小さくすることができる。
また、この実施の形態３では、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｈを与えて、残りの周波数を関係式（１）を用いて求めるものについて示したが、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈは、関係式（１）を満たす範囲で自由に設定することができる。
【００３６】
実施の形態４．
図８はこの発明の実施の形態４による２周波整合回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電源８は理想電圧源８ａと内部抵抗Ｒ_ｇ０８ｂから構成され、インピーダンス変成器９は電源８の内部抵抗８ｂをインピーダンス変成させる機能を有している。
【００３７】
次に動作について説明する。
ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯などの高周波数帯において用いられる電源の内部抵抗は、７５Ωや５０Ωといったある特定の抵抗値とされている。
一方、上記実施の形態１〜３における２周波整合回路の電源７の内部抵抗Ｒ_ｇは負荷１の抵抗Ｒと係数ｇ_Ｎ＋１により与えられる。係数ｇ_Ｎ＋１は特定の負荷と所定の周波数帯域において、より小さな反射係数を得るための１つのパラメータとなっているため、上記の関係式（１）と数式群（２）から数式群（５）により得られる抵抗Ｒ_ｇの値は、必ずしも特定の内部抵抗Ｒ_ｇ０の値と同一にならない。
そのため、理想トランスにより構成されるインピーダンス変成器９を用いて、電源８の内部抵抗Ｒ_ｇ０の値を抵抗Ｒ_ｇの値へインピーダンス変成している。
【００３８】
ここでは、内部抵抗Ｒ_ｇ０を５０Ωとし、上記実施の形態３において示した抵抗値Ｒ_ｇ＝３８．３Ωへインピーダンス変成させるために、理想トランスの巻線比を１：√（Ｒ_ｇ／Ｒ_ｇ０）、即ち、１：０．８８としている。
理想トランスは、周波数に依存せず、ある抵抗値からある抵抗値へインピーダンス変成させることができる特徴を有する。そのため、上記の巻線比を有するインピーダンス変成器９を電源８に接続することにより、電源７と等価の電源が得られ、図６及び図７に示した伝送特性が維持される。
【００３９】
この実施の形態４によれば、特定の内部抵抗Ｒ_ｇ０を有する電源８にインピーダンス変成器９を接続して内部抵抗Ｒ_ｇ０をインピーダンス変成させるため、整合を図る２つの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００４０】
なお、この実施の形態４では、インピーダンス変成器９として理想トランスを用いるものについて示したが、１／４波長インピーダンス変成器や、それを複数個縦続接続させた多段インピーダンス変成器、または、インダクタとキャパシタによる低域通過形もしくは高域通過形のインピーダンス変成器とすることで、同等の伝送特性が得られる。
【００４１】
実施の形態５．
図９はこの発明の実施の形態５による２周波整合回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
負荷１１は一端が接地されている並列共振回路１１ａと一端が接地されているコンダクタＧ１１ｂから構成され、並列共振回路１１ａはキャパシタＣ及びインダクタＬから構成されている。負荷１１は例えばアンテナとして用いられる。
【００４２】
第４の整合回路１３は一端が接地されている直列共振回路１３ａから為り、一端が負荷１１の出力端子２と接続されている。直列共振回路１３ａはキャパシタＣ_１ ^ｂ及びインダクタＬ_１ ^ｂから構成されている。第５の整合回路１４は並列共振回路１４ａと直列共振回路１４ｂの直列回路から為り、一端が第４の整合回路１３と接続されている。並列共振回路１４ａはキャパシタＣ_２ ^ａ及びインダクタＬ_２ ^ａから為り、直列共振回路１４ｂはキャパシタＣ_２ ^ｂ及びインダクタＬ_２ ^ｂから為る。第６の整合回路１５は一端が接地されている並列共振回路１５ａと一端が接地されている直列共振回路１５ｂの並列回路から為り、一端が第５の整合回路１４と接続されている。並列共振回路１５ａはキャパシタＣ_３ ^ａ及びインダクタＬ_３ ^ａから為り、直列共振回路１５ｂはキャパシタＣ_３ ^ｂ及びインダクタＬ_３ ^ｂから為る。
【００４３】
なお、図９の例では、第４の整合回路１３、第５の整合回路１４及び第６の整合回路１５から整合手段が構成されている。
また、図９の例では、第４の整合回路１３と入力端子６の間に、第５の整合回路１４と第６の整合回路１５が交互に複数個縦続されているものとし、出力端子２から入力端子６にかけて接続される整合回路の総数をＮ個（Ｎ≧１）とする。ただし、第５の整合回路１４と第６の整合回路１５の個数は必ずしも一致していなくてもよい。
【００４４】
次に動作について説明する。
まず、キャパシタＣとインダクタＬによって決まる負荷１１の共振周波数をｆ_０とする。また、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数（以下、第１の整合周波数という）の帯域の下限の周波数をｆ_１ ^Ｌ、上限の周波数をｆ_２ ^Ｌ、下限周波数ｆ_１ ^Ｌと上限周波数をｆ_２ ^Ｌの間の周波数をｆ_０ ^Ｌとする。さらに、高い方の周波数（以下、第２の整合周波数という）の帯域の下限の周波数をｆ_１ ^Ｈ、上限の周波数をｆ_２ ^Ｈ、下限周波数ｆ_１ ^Ｈと上限周波数をｆ_２ ^Ｈの間の周波数をｆ_０ ^Ｈとする。
このとき、上記の周波数が上記の関係式（１）を満足するように設定する。
【００４５】
次に、第４の整合回路１３、第５の整合回路１４及び第６の整合回路１５を構成するキャパシタとインダクタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とが下式を満足するように設定する。ただし、下記の数式群において、係数ｇ_ｉ（ｉ＝２，３，・・・，Ｎ）、係数ｇ_Ｎ＋１の値は、第１及び第２の整合周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように選定する。
【数６】

【００４６】
このような伝送特性を与えるべく係数ｇ_ｉ（ｉ＝２，３，・・・，Ｎ）と係数ｇ_Ｎ＋１の値は、上記実施の形態１において示したのと同様の方法により得ることができる。
ただし、係数δは下記の数式群から求める。
【数７】

【００４７】
これにより、第４の整合回路１３、第５の整合回路１４及び第６の整合回路１５を構成するキャパシタとインダクタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とが求められる。
【００４８】
以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、並列共振回路で表現される負荷１１に対して、並列共振回路と直列共振回路を併用して整合回路１３，１４，１５を形成するように構成したので、第１及び第２の整合周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように定めることができるようになり、その結果、それぞれの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００４９】
また、この実施の形態５によれば、整合回路の総数Ｎを多くすることにより、所定の周波数帯域内における最大の反射係数｜Γ｜_ｍａｘを小さくすることができるため、反射量をより小さくすることができる効果を奏する。ただし、その限界値はｅ^−πδとなる。
また、この実施の形態５によれば、キャパシタとインダクタを用いて、並列共振回路及び直列共振回路を形成するので、構成の複雑化を招くことなく、並列共振回路と直列共振回路を形成することができる効果を奏する。
さらに、共振回路により整合回路を構成したので、整合を図る２つの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００５０】
実施の形態６．
図１０はこの発明の実施の形態６による２周波整合回路を示す構成図である。図１１は図１０の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図であり、図１２は図１０の２周波整合回路の入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。図１０において、図９と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００５１】
次に動作について説明する。
この実施の形態６では、上記実施の形態５における２周波整合回路の伝送特性を具体的に説明する。
ここでは、説明の便宜上、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数を８１０−９６０ＭＨｚ、高い方の周波数を１４２９−１５２２ＭＨｚとする。
上記の関係式（１）は、７つの周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈをパラメータとして４つの式からなる。従って、７つの周波数のうち、３つの周波数を与えれば、残りの４つの周波数は関係式（１）から求められる。
【００５２】
例えば、ｆ_１ ^Ｌを８１０ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｌを９６０ＭＨｚ、ｆ_０ ^Ｈを１４２９ＭＨｚと１５２２ＭＨｚの相乗平均値（１４７５ＭＨｚ）とすると、関係式（１）より、残りの周波数は、ｆ_０ ^Ｌ＝８９４ＭＨｚ、ｆ_０＝１１４８ＭＨｚ、ｆ_１ ^Ｈ＝１３７３ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｈ＝１６２７ＭＨｚとなる。
この実施の形態６における負荷１１のキャパシタＣ及びインダクタＬの値は、共振周波数が周波数ｆ_０＝１１４８ＭＨｚと一致するように選択し、Ｃ＝６．４ｐＦ、Ｌ＝３．０ｎＨとする。また、コンダクタＧ＝０．０１Ｓとする。
従って、上記の数式群（７）より、負荷１１のＱ値は４．６４、係数δは０．６１となる。
【００５３】
係数δと整合回路の総数Ｎ（図１０の場合、整合回路の総数Ｎは１）を上記の数式群（３）に代入し、上記の周波数範囲（８１０−９６０ＭＨｚ、１３７３−１６２７ＭＨｚ）において、最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘが最小となるチェビシェフリップルＨを求めると１．１８となる。従って、上記の数式群（４）から、ｇ_２＝０．５２と求められる。
【００５４】
そして、上記の数式群（６）にしたがって整合回路を構成するキャパシタ及びインダクタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とを求めると、Ｃ_１ ^ｂ＝１．６５ｐＦ、Ｌ_１ ^ｂ＝１１．６８ｎＨ、Ｒ_ｇ＝５２．１Ωとなる。なお、所定の周波数帯域内における最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘは−５ｄＢと計算される。
【００５５】
以上により得られた２周波整合回路の反射係数の大きさ、即ち、反射振幅の周波数特性は図１１に示すようになる。図１１において、破線は設定した周波数帯域（８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚ）の下限及び上限の周波数を表し、一点鎖線は−５ｄＢの反射振幅を表している。図１１に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚにおいて、反射振幅が−５ｄＢ以下になっている。
【００５６】
また、図１２は入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を示しており、図１２において、太線は設定した周波数帯域における反射係数の軌跡を表し、破線は−５ｄＢの反射振幅となる範囲を表している。図１２に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚの両周波数帯域における反射係数の軌跡は、破線で示した範囲内に位置している。
【００５７】
この実施の形態６では、整合回路の総数Ｎが１であるものについて示したが、さらに整合回路を付加することで、さらに反射係数を小さくすることができる。
また、この実施の形態６では、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｈを与えて、残りの周波数を関係式（１）を用いて求めるものについて示したが、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈは、関係式（１）を満たす範囲で自由に設定することができる。
【００５８】
実施の形態７．
図１３はこの発明の実施の形態７による２周波整合回路を示す構成図である。図１４は図１３の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図であり、図１５は図１３の２周波整合回路の入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。図１３において、図９と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００５９】
次に動作について説明する。
この実施の形態７では、上記実施の形態５における２周波整合回路の伝送特性を具体的に説明する。
ここでは、説明の便宜上、整合を図る２つの周波数のうち、低い方の周波数を８１０−９６０ＭＨｚ、高い方の周波数を１４２９−１５２２ＭＨｚとする。
上記の関係式（１）は、７つの周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈをパラメータとして４つの式からなる。従って、７つの周波数のうち、３つの周波数を与えれば、残りの４つの周波数は関係式（１）から求められる。
【００６０】
例えば、ｆ_１ ^Ｌを８１０ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｌを９６０ＭＨｚ、ｆ_０ ^Ｈを１４２９ＭＨｚと１５２２ＭＨｚの相乗平均値（１４７５ＭＨｚ）とすると、関係式（１）より、残りの周波数は、ｆ_０ ^Ｌ＝８９４ＭＨｚ、ｆ_０＝１１４８ＭＨｚ、ｆ_１ ^Ｈ＝１３７３ＭＨｚ、ｆ_２ ^Ｈ＝１６２７ＭＨｚとなる。
この実施の形態７における負荷１１のキャパシタＣ及びインダクタＬの値は、共振周波数が周波数ｆ_０＝１１４８ＭＨｚと一致するように選択し、Ｃ＝６．４ｐＦ、Ｌ＝３．０ｎＨとする。また、コンダクタＧ＝０．０１Ｓとする。
従って、上記の数式群（７）より、負荷１１のＱ値は４．６４、係数δは０．６１となる。
【００６１】
係数δと整合回路の総数Ｎ（図１３の場合、整合回路の総数Ｎは２）を上記の数式群（３）に代入し、上記の周波数範囲（８１０−９６０ＭＨｚ、１３７３−１６２７ＭＨｚ）において、最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘが最小となるチェビシェフリップルＨを求めると０．２６となる。従って、上記の数式群（４）から、ｇ_２＝０．４５、ｇ_３＝１．９１と求められる。
【００６２】
そして、上記の数式群（６）にしたがって整合回路を構成するキャパシタ及びインダクタの値と、電源７の内部抵抗Ｒ_ｇの値とを求めると、Ｃ_１ ^ｂ＝１．６５ｐＦ、Ｌ_１ ^ｂ＝１１．６８ｎＨ、Ｃ_２ ^ａ＝４．２３ｐＦ、Ｌ_２ ^ａ＝４．４９ｎＨ、Ｃ_２ ^ｂ＝１．１０ｐＦ、Ｌ_２ ^ｂ＝１７．５４ｎＨ、Ｒ_ｇ＝５２．３Ωとなる。なお、所定の周波数帯域内における最大の反射係数の大きさ｜Γ｜_ｍａｘは−１０ｄＢと計算される。
【００６３】
以上により得られた２周波整合回路の反射係数の大きさ、即ち、反射振幅の周波数特性は図１４に示すようになる。図１４において、破線は設定した周波数帯域（８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚ）の下限及び上限の周波数を表し、一点鎖線は−１０ｄＢの反射振幅を表している。図１４に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚにおいて、反射振幅が−１０ｄＢ以下になっている。
【００６４】
また、図１５は入力端子６における反射係数のスミスチャート上の軌跡を示しており、図１５において、太線は設定した周波数帯域における反射係数の軌跡を表し、破線は−１０ｄＢの反射振幅となる範囲を表している。図１５に示すように、８１０−９６０ＭＨｚ、１４２９−１５２２ＭＨｚの両周波数帯域における反射係数の軌跡は、破線で示した範囲内に位置している。
【００６５】
この実施の形態７では、整合回路の総数Ｎが２であるものについて示したが、さらに整合回路を付加することで、さらに反射係数を小さくすることができる。
また、この実施の形態７では、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｈを与えて、残りの周波数を関係式（１）を用いて求めるものについて示したが、周波数ｆ_１ ^Ｌ、ｆ_０ ^Ｌ、ｆ_２ ^Ｌ、ｆ_０、ｆ_１ ^Ｈ、ｆ_０ ^Ｈ、ｆ_２ ^Ｈは、関係式（１）を満たす範囲で自由に設定することができる。
【００６６】
実施の形態８．
図１６はこの発明の実施の形態８による２周波整合回路を示す構成図であり、図において、図８及び図９と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
【００６７】
次に動作について説明する。
ＶＨＦ帯、ＵＨＦ帯、マイクロ波帯などの高周波数帯において用いられる電源の内部抵抗は、７５Ωや５０Ωといったある特定の抵抗値とされている。
一方、上記実施の形態５〜７における２周波整合回路の電源７の内部抵抗Ｒ_ｇは負荷１１のコンダクタＧと係数ｇ_Ｎ＋１により与えられる。係数ｇ_Ｎ＋１は特定の負荷と所定の周波数帯域において、より小さな反射係数を得るための１つのパラメータとなっているため、上記の関係式（１）と数式群（３）、（４）、（６）、（７）により得られる抵抗Ｒ_ｇの値は、必ずしも特定の内部抵抗Ｒ_ｇ０の値と同一にならない。
そのため、理想トランスにより構成されるインピーダンス変成器９を用いて、電源８の内部抵抗Ｒ_ｇ０の値を抵抗Ｒ_ｇの値へインピーダンス変成している。
【００６８】
ここでは、内部抵抗Ｒ_ｇ０を５０Ωとし、上記実施の形態７において示した抵抗値Ｒ_ｇ＝５２．３Ωへインピーダンス変成させるために、理想トランスの巻線比を１：√（Ｒ_ｇ／Ｒ_ｇ０）、即ち、１：１．０２としている。
理想トランスは、周波数に依存せず、ある抵抗値からある抵抗値へインピーダンス変成させることができる特徴を有する。そのため、上記の巻線比を有するインピーダンス変成器９を電源８に接続することにより、電源７と等価の電源が得られ、図１４及び図１５に示した伝送特性が維持される。
【００６９】
この実施の形態８によれば、特定の内部抵抗Ｒ_ｇ０を有する電源８にインピーダンス変成器９を接続して内部抵抗Ｒ_ｇ０をインピーダンス変成させるため、整合を図る２つの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果を奏する。
【００７０】
なお、この実施の形態８では、インピーダンス変成器９として理想トランスを用いるものについて示したが、１／４波長インピーダンス変成器や、それを複数個縦続接続させた多段インピーダンス変成器、または、インダクタとキャパシタによる低域通過形もしくは高域通過形のインピーダンス変成器とすることで、同等の伝送特性が得られる。
【００７１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、共振回路で表現される負荷に対して、直列共振回路と並列共振回路を併用して整合手段を形成するように構成したので、整合を図る２つの周波数のそれぞれの帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性になるように定めることができるようになり、その結果、それぞれの周波数の帯域全体に渡り、反射波の発生を抑制することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による２周波整合回路を示す構成図である。
【図２】この発明の実施の形態２による２周波整合回路を示す構成図である。
【図３】図２の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図である。
【図４】図２の２周波整合回路の入力端子における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。
【図５】この発明の実施の形態３による２周波整合回路を示す構成図である。
【図６】図５の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図である。
【図７】図５の２周波整合回路の入力端子における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。
【図８】この発明の実施の形態４による２周波整合回路を示す構成図である。
【図９】この発明の実施の形態５による２周波整合回路を示す構成図である。
【図１０】この発明の実施の形態６による２周波整合回路を示す構成図である。
【図１１】図１０の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図である。
【図１２】図１０の２周波整合回路の入力端子における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。
【図１３】この発明の実施の形態７による２周波整合回路を示す構成図である。
【図１４】図１３の２周波整合回路における反射振幅の周波数特性を示す説明図である。
【図１５】図１３の２周波整合回路の入力端子における反射係数のスミスチャート上の軌跡を表す説明図である。
【図１６】この発明の実施の形態８による２周波整合回路を示す構成図である。
【符号の説明】
１負荷、１ａ直列共振回路、１ｂ抵抗、２出力端子、３第１の整合回路（整合手段）、３ａ並列共振回路、４第２の整合回路（整合手段）、４ａ直列共振回路、４ｂ並列共振回路、５第３の整合回路（整合手段）、５ａ直列共振回路、５ｂ並列共振回路、６入力端子、７電源、７ａ理想電圧源、７ｂ内部抵抗、８電源、８ａ理想電圧源、８ｂ内部抵抗、９インピーダンス変成器、１１負荷、１１ａ並列共振回路、１１ｂコンダクタ、１３第４の整合回路（整合手段）、１３ａ直列共振回路、１４第５の整合回路（整合手段）、１４ａ並列共振回路、１４ｂ直列共振回路、１５第６の整合回路（整合手段）、１５ａ並列共振回路、１５ｂ直列共振回路。

Claims

共振回路で表現される負荷と電源間のインピーダンス整合を図る２周波整合回路において、上記負荷と電源の間に共振回路から為る整合手段を挿入して、上記負荷と電源間のインピーダンス整合を図ることを特徴とする２周波整合回路。
直列共振回路と抵抗が直列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、並列共振回路から為る第１の整合回路を用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
直列共振回路と抵抗が直列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、並列共振回路から為り、上記負荷と接続された第１の整合回路と、一端が接地されている直列共振回路と一端が接地されている並列共振回路の並列回路から為り、一端が上記第１の整合回路と接続され、他端が上記電源と接続された第２の整合回路とを用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
直列共振回路と抵抗が直列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、並列共振回路から為り、上記負荷と接続された第１の整合回路と、一端が接地されている直列共振回路と一端が接地されている並列共振回路の並列回路から為り、一端が上記第１の整合回路と接続された第２の整合回路と、直列共振回路と並列共振回路の直列回路から為り、一端が上記第２の整合回路と接続され、他端が上記電源と接続された第３の整合回路とを用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
第１の整合回路と電源の間に、第２及び第３の整合回路を交互に複数個挿入したことを特徴とする請求項４記載の２周波整合回路。
一端が接地されている並列共振回路と抵抗が並列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、一端が接地されている直列共振回路から為る第４の整合回路を用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
一端が接地されている並列共振回路と抵抗が並列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、一端が接地されている直列共振回路から為る第４の整合回路と、並列共振回路と直列共振回路の直列回路から為り、一端が上記第４の整合回路と接続され、他端が上記電源と接続された第５の整合回路とを用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
一端が接地されている並列共振回路と抵抗が並列に接続された負荷と、内部抵抗を有する電源とのインピーダンス整合を図る場合、一端が接地されている直列共振回路から為る第４の整合回路と、並列共振回路と直列共振回路の直列回路から為り、一端が上記第４の整合回路と接続された第５の整合回路と、一端が接地されている並列共振回路と一端が接地されている直列共振回路の並列回路から為り、一端が上記第５の整合回路と接続され、他端が上記電源と接続された第６の整合回路とを用いて、整合手段を構成することを特徴とする請求項１記載の２周波整合回路。
第４の整合回路と電源の間に、第５及び第６の整合回路を交互に複数個挿入したことを特徴とする請求項８記載の２周波整合回路。
インダクタとキャパシタを用いて直列共振回路及び並列共振回路を形成し、所定の周波数帯域内における反射係数の大きさが等リップル特性を有するように、上記インダクタ及びキャパシタの値と、電源の内部抵抗の値とを設定したことを特徴とする請求項１から請求項９のうちのいずれか１項記載の２周波整合回路。
電源の内部抵抗をインピーダンス変成させるインピーダンス変成器を設けたことを特徴とする請求項１から請求項１０のうちのいずれか１項記載の２周波整合回路。
負荷がアンテナであることを特徴とする請求項１から請求項１１のうちのいずれか１項記載の２周波整合回路。