JP2004180441A - モータ制御装置，モータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ＡＣモータをベクトル制御するモータ制御装置及びその方法であって，多極の高トルクモータに対して適用した場合にも電圧飽和による過電流を発生させること無く，該モータを高精度に制御可能なものを提供すること。
【解決手段】上記ＡＣモータの電気角速度ω或いはその符号を算出する電気角速度算出手段６ｃと，ｄ−ｑ軸座標におけるｄ軸電圧Ｖｄの不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出するｄ軸電圧不足分算出手段６ａと，上記電気角速度ω或いはその符号と，上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号と，に基づいてｑ軸電流指令Ｉｑｄに対する補正量Ｉｑａを算出するｑ軸電流補正手段６ｂとを含んでなる過電流防止手段６を具備するモータ制御装置Ａとして構成する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
ＡＣモータを電流制御するモータ制御装置及びその方法に係り，詳しくは，電圧飽和による過電流の発生を防ぎ，高精度にＡＣモータを制御可能なものに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＡＣモータを電流制御する手法としては，各相の電流毎にＰＩ制御を行う各相ＰＩ制御と，各相の電流を回転直交座標系であるｄ−ｑ軸座標に変換し，その座標上でＰＩ制御を行うベクトル制御が一般的である（例えば，特許文献１及び特許文献２参照）。
（各相ＰＩ制御）
ここでは先ず，図６を参照しつつ，各相ＰＩ制御を適用したモータ制御装置Ｂについて説明する。
ＡＣサーボモータＭを制御する上記モータ制御装置Ｂは，同図に示す如く，２相−３相変換器３，Ｕ相電流制御器７，Ｖ相電流制御器８，Ｗ相電流制御器９，電力増幅器４を具備して概略構成される。
該モータ制御装置Ｂでは，先ず，上記２相−３相変換器３において，入力されるトルク指令に基づいて決定されるｑ軸電流指令Ｉｑｄ及びｄ軸電流指令Ｉｄｄ（但し，Ｉｄｄは「０」である）とが，エンコーダ等で検出される上記ＡＣサーボモータＭのロータ位相θに応じて逆ｄ−ｑ軸変換され，各相の電流指令値Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄに変換される。
そして，変換された上記各相の電流指令値から，不図示である電流検出器により検出される各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを減じて電流偏差を求め，更に，それら各相の電流偏差を用いて上記Ｕ相電流制御器７，Ｖ相電流制御器８，Ｗ相電流制御器９でＰＩ制御を行うことにより，各相の指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが算出される。
最後に，上記各相の電流制御器により算出された指令電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗがインバータ等を含んで構成される上記電力増幅器４でＰＷＭ制御された後，各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとして上記ＡＣサーボモータＭに供給され，モータを駆動する。
このように各相ＰＩ制御は，トルク指令に応じて交流状に変化する各相の電流指令値によって各相の電流が制御され，上記ＡＣサーボモータＭをトルク制御する構成であり，その構成から交流方式と呼ばれる。
（ベクトル制御）
次に，図７を参照しつつ，ベクトル制御を適用したモータ制御装置Ｃについて説明する。
ＡＣサーボモータＭを制御する上記モータ制御装置Ｃは，同図に示す如く，ｄ軸電流制御器１，ｑ軸電流制御器２，２相−３相変換器３，電力増幅器４，３相−２相変換器５，を具備して概略構成される。
該モータ制御装置Ｃでは，先ず，上記３相−２相変換器５において，不図示である電流検出器により検出される（いずれか２相を検出すれば良く，図４ではＵ相，Ｖ相を検出する例を示す）各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが，エンコーダ等で検出される上記ＡＣサーボモータＭのロータ位相θに応じてｄ−ｑ軸変換され，ｄ−ｑ座標におけるｄ軸方向に対する電流（以下略してｄ軸電流と称す）Ｉｄ及びｑ軸方向に対する電流（以下略してｑ軸電流と称す）Ｉｑに変換される。
そして，入力されるトルク指令に基づいて決定されるｑ軸方向に対する電流指令（以下略してｑ軸電流指令と称す）Ｉｑｄ及びｄ軸方向に対する電流指令（以下略してｄ軸電流指令と称す）Ｉｄｄ（但し，Ｉｄｄは「０」である）から，上記３相−２相変換器５において変換された各軸の電流値Ｉｄ及びＩｑを減じて電流偏差を求め，更に，それら各軸の電流偏差を用いて上記ｄ軸電流制御器１，ｑ軸電流制御器２でＰＩ制御を行うことにより，各軸の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑが算出される。
続いて，算出された各軸の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑが，上記２相−３相変換器３において，ロータ位相θに応じて逆ｄ−ｑ軸変換され，各相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。
最後に，上記２相−３相変換器３により算出された各相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが，インバータ等を含んで構成される上記電力増幅器４でＰＷＭ制御された後，各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとして上記ＡＣサーボモータＭに供給され，モータを駆動する。
このようにベクトル制御は，モータと同期して回転するｄ−ｑ座標における各軸の電流指令値（直流量）に応じて各相の電流を制御し，上記ＡＣサーボモータＭをトルク制御する構成であり，上述した交流方式に対して直流方式と呼ばれる。
【０００３】
【特許文献１】
特開平６−１５３５６９号公報
【特許文献２】
特開平８−２８９５９９号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで，近年，ＡＣモータは小型化・高トルク化と共に，多極化が進んでいる。
このようなＡＣモータにおいては，高トルクであるが故にトルク定数（誘起電圧定数）が大きく，また多極であるが故に高速回転時の電気角速度が速い。
その結果として，このようなＡＣモータを上述した従来公知の技術を適用したモータ制御装置によって電流制御を行う場合には，以下のような問題が生ずる。
（各相ＰＩ制御）
各相ＰＩ制御では，上述の如く，各相の電流指令値が交流状に変化する。
例えば，１４極の多極モータを４０００ｒｐｍで回転制御する場合を考えると，各相の電流指令値Ｉｕｄ，Ｉｖｄ，Ｉｗｄの交流変化の周波数は４６７Ｈｚ（＝４０００／６０×（１４／２））という高周波になる。
そのため，各相の電流制御器７〜９におけるＰＩ制御では，このような高周波の電流指令値に対して応答することができず，実際の各相の電流は，電流指令値に対して位相の遅れた，振幅の小さい電流とならざるを得ない。
従って，各相ＰＩ制御を適用したモータ制御装置では，所望のトルク電流（ｑ軸電流）を発生させることができず出力トルクが過小となるだけでなく，位相が遅れることによって，出力トルクに寄与しない無効電流（ｄ軸電流）が増加し，それによる発熱も問題となっていた。
（ベクトル制御）
一方，ベクトル制御は，回転直行座標系であるｄ−ｑ座標上の直流量で電流制御を行う構成であるため，上述した各相ＰＩ制御に較べて安定で且つ高精度な制御が可能である。
しかしながら，ベクトル制御で用いられるｄ−ｑ軸座標系においては，軸間の干渉電圧の影響，及びｑ軸側に発生する逆起電力が問題となる。
ここに，ｄ−ｑ軸座標系で電流制御されるモータを模式的に表したブロック図を図８に示す。同図は，制御対象であるモータをｄ−ｑ座標系で表す動特性モデルＹと，該モータを電流制御する制御部Ｘとを示すものである。
同図より明かな如く，制御部Ｘは，各軸毎の電流フィードバック制御を行うものであり，各軸に対する電流指令値（Ｉｄｄ，Ｉｑｄ）と電流値（Ｉｄ，Ｉｑ）との偏差を無くすべく機能する各々のＰＩ制御（比例ゲインがＧｐ，積分ゲインがＧｉ）によって表される。
また，モータの動特性モデルＹは，各軸の電気抵抗Ｒ及びインダクタンスＬの和で与えられる各軸の電気的時定数項（Ｒ＋ｓＬ）に加え，軸電流Ｉｄ（Ｉｑ），モータの電気角速度ω，及び各軸のインダクタンスＬに比例する各軸相互の干渉電圧と，電気角速度ωに比例する逆起電力Ｖｅとにより表される。
ここで，上述同様に，１４極の多極モータを４０００ｒｐｍで回転制御する場合を考えると，各軸の干渉電圧（ｑ軸のｄ軸に対する干渉電圧：Ｉｑ×ω×Ｌ，ｑ軸のｄ軸に対する干渉電圧：Ｉｄ×ω×Ｌ）は，各軸の電気的時定数項の数百倍，更には適正な制御ゲインによる制御電圧の数十倍の大きさとなるため，各軸の電流の動特性は軸間の干渉電圧により支配される。更には，このような高速回転時には，ｑ軸における逆起電力Ｖｅも高い電圧値を示す。
そのため，従来のベクトル制御においては，各軸に供給される電圧の殆どが，これら干渉電圧及び逆起電力によって占められ，電圧飽和を引き起こし易い。更に，軸間の干渉並びに逆起電力が大きな（支配的な）状態で，電圧飽和が発生した場合には，ｄ軸電流及びｑ軸電流を制御する各軸の制御電圧が不足するため，過電流を招いていた。
このように，ベクトル制御は，高い制御性を有する反面，電圧飽和による過電流を起こし易いため，多極の高トルクモータを高速制御するような制御系には適用することができず，そのような制御系に対してはベクトル制御に較べて制御性の劣る各相ＰＩ制御を用いざるを得ないのが現状であった。
そこで本発明は，上記課題に鑑みてなされたものであり，その目的とするところは，モータをベクトル制御により電流制御するモータ制御装置及びその方法であって，多極の高トルクモータに対して適用した場合にも電圧飽和による過電流を発生させること無く，該モータを高精度に制御可能なものを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明は，ＡＣモータをベクトル制御により電流制御するモータ制御装置において，直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標のｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄを，ｄ軸方向に対する電流Ｉｄが０になるように補正し，上記ＡＣモータの過電流を防止する過電流防止手段を具備してなることを特徴とするモータ制御装置として構成される。
ここで，上記過電流防止手段としては，上記ＡＣモータの電気角速度ω或いはその符号を算出する電気角速度算出手段と，回転直交座標系であるｄ−ｑ軸座標におけるｄ軸方向に対する電圧成分Ｖｄの不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出するｄ軸電圧不足分算出手段と，上記電気角速度算出手段により算出された上記電気角速度ω或いはその符号と，上記ｄ軸電圧不足分算出手段により算出された上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号と，
に基づいてｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄに対する補正量Ｉｑａを算出するｑ軸電流補正手段とを具備するものが考えられる。
また，上記ｄ軸電圧不足分算出手段としては，ｑ軸方向に対する電流Ｉｑが，上記ｑ軸電流補正手段により補正されたｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｃ（＝Ｉｑｄ−Ｉｑａ）に一致した場合に想定されるｄ軸方向に対する電圧成分Ｖｄｍ及びｑ軸方向に対する電圧成分Ｖｑｍを予想し，その予想された各軸方向の電圧値に基づいて上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出することが可能であり，例えば，以下の式に基づいてｄ軸電圧Ｖｄｍ及びｑ軸電圧Ｖｑｍを予想することができる。
・Ｖｄｍ＝Ｇｐ×（Ｉｄｄ−Ｉｄ）＋Ｓｄ＋ω×Ｌ×Ｉｑｃ ……（１）
・Ｖｑｍ＝Ｓｑ＋ω×Ｌ×Ｉｄ＋Ｖｅ ……（２）
但し，Ｓｄ＝∫（Ｉｄｄ−Ｉｄ）×Ｇｉ×ｄｔ，Ｓｑ＝∫（Ｉｑｄ−Ｉｑ）×Ｇｉ×ｄｔであり，Ｇｐは比例制御ゲイン，Ｇｉは積分制御ゲイン，Ｉｄｄはｄ軸方向に対する電流指令，Ｉｄはｄ軸方向に対する電流，Ｌはモータのインダクタンス，Ｖｅはモータの逆電圧である。
同様に，上式を変形した以下の式に基づいてもｄ軸電圧Ｖｄｍ及びｑ軸電圧Ｖｑｍを算出できる。
・Ｖｄｍ＝Ｖｄ＋ω×Ｌ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（３）
・Ｖｑｍ＝Ｖｑ−Ｇｐ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（４）
但し，Ｖｑはｑ軸方向に対する電圧成分である。
また，上記ｑ軸電流補正手段としては，上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号と，上記電気角速度ω或いはその符号と，所定のゲインＧａと，を乗算した値を積分することにより上記補正量Ｉｑａを算出するものが考えられる。
このような構成のモータ制御装置によれば，ｑ軸電流指令値Ｉｑｄを補正し，ｄ軸に対するｑ軸の干渉電圧を任意に操作することにより，ｄ軸電流Ｉｄを電流指令値Ｉｄｄ（＝０）に制御するために必要なｄ軸電圧Ｖｄが確保することが可能となる。その結果として，例えば，近年の小型化・高トルク化されたＡＣモータの制御を行う場合にも，電圧飽和による過電流に陥ることなく，供給可能な電圧の範囲内で各軸電流を最適に制御することが可能であり，高トルク化と高応答性を実現し得る。
【０００６】
また，上記ｑ軸電流補正手段による補正が不要となった場合には，電流制御ループの応答特性よりも低い減衰特性に従って，上記補正量Ｉｑａを減衰させることが望ましい。
これにより，電流制御ループに悪影響を与えることない非常に簡単な（計算量の少ない）手法によりＩｑａを減衰させることが可能となり，制御プログラムの簡略化と共に，その処理時間を短縮できる。
【０００７】
また，請求項１〜８に記載の上記モータ制御装置において適用されるｑ軸方向の電流指令の補正方法に特徴を有するモータ制御方法として捉えることにより，本発明は，ＡＣモータをベクトル制御により電流制御するモータ制御方法において，上記ＡＣモータの電気角速度或いはその符号を算出する第１の工程と，ｄ−ｑ軸座標系のｄ軸方向に対する電圧成分の不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出する第２の工程と，上記第１の工程により算出された電気角速度ω或いはその符号と，上記第２の工程により算出されたｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号とに基づいてｑ軸方向の電流指令Ｉｑｄに対する補正量Ｉｑａを算出する第３の工程と，を具備してなることを特徴とするモータ制御方法と考えることができる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下添付図面を参照しながら，本発明の実施の形態及び実施例について説明し，本発明の理解に供する。尚，以下の実施の形態及び実施例は，本発明を具体化した一例であって，本発明の技術的範囲を限定する性格のものではない。
ここに，図１は本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ａの概略構成図，図２は供給可能電圧とｄ軸方向に対する電圧不足成分との関係を示す図，図３はモータ制御装置Ａのステップ応答の測定結果を示す図，図４はモータ制御装置Ｂのステップ応答の測定結果を示す図，図５はモータ制御装置Ｃのステップ応答の測定結果を示す図，図６は従来の各相ＰＩ制御を適用したモータ制御装置Ｂの概略構成図，図７は従来のベクトル制御を適用したモータ制御装置Ｃの概略構成図，図８はｄ−ｑ軸座標系で電流制御されるモータを模式的に表したブロック図である。
【０００９】
本発明の実施形態に係るモータ制御装置Ａは，図１に示す如く具現化される。ＡＣサーボモータＭを制御する該モータ制御装置Ａは，ｄ軸電流制御器１，ｑ軸電流制御器２，２相−３相変換器３，電力増幅器４，３相−２相変換器５，過電流防止回路６（過電流防止手段の一例に該当）を具備して概略構成される。更に，上記過電流防止回路６は，ｄ軸不足電圧検出器６ａ（ｄ軸電圧不足分算出手段の一例に該当），ｑ軸電流指令補正器６ｂ（ｑ軸電流補正手段の一例に該当），電気角速度検出器６ｃ（電気角速度算出手段の一例に該当）を具備して構成される。
該モータ制御装置Ａでは，先ず，上記３相−２相変換器５において，不図示である電流検出器により検出される（いずれか２相を検出すれば良く，図１ではＵ相，Ｖ相を検出する例を示す）各相の実電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが，不図示であるエンコーダ等で検出された上記ＡＣサーボモータＭのロータ位相θに応じてｄ−ｑ軸変換され，回転直交座標であるｄ−ｑ座標におけるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換される。
一方，入力されるトルク指令に基づいて決定されるｑ軸電流指令Ｉｑｄは，上記過電流防止回路６により算出されるｑ軸電流指令補正量Ｉｑａによって補正され，補正ｑ軸電流指令Ｉｑｃ（＝Ｉｑｄ−Ｉｑａ）となる。ここで，上記過電流防止回路６により算出されるｑ軸電流指令補正量Ｉｑａは，各軸の電圧Ｖｄ，Ｖｑ，及び電気角速度ωに基づいて算出される補正量であって，その補正によりｄ軸電流Ｉｄが０となるように算出されるものであり，その算出方法については，後に説明する。
そして，補正ｑ軸電流指令Ｉｑｃ及びｄ軸電流指令Ｉｄｄ（但し，Ｉｄｄは「０」である）から，上記３相−２相変換器５において変換された各軸の電流値Ｉｄ及びＩｑを減じて電流偏差を求め，更に，それら各軸の電流偏差を用いて上記ｄ軸電流制御器１，ｑ軸電流制御器２でＰＩ制御を行うことにより，各軸の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑが算出される。
続いて，算出された各軸の指令電圧Ｖｄ，Ｖｑが，上記２相−３相変換器３において，ロータ位相θに応じて逆ｄ−ｑ軸変換され，各相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換される。
最後に，上記２相−３相変換器３により算出された各相の指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが，インバータ等を含んで構成される上記電力増幅器４でＰＷＭ制御された後，各相の電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとして上記ＡＣサーボモータＭに供給され，モータを駆動する。
このように，本実施形態に係るモータ制御装置Ａは，回転直交座標系であるｄ−ｑ軸座標によりＡＣモータをベクトル制御するという基本的動作については従来公知のものと同様であるが，ｑ軸方向に対する電流指令として，ｄ軸電流Ｉｄを「０」とすべく補正された補正ｑ軸電流Ｉｑｃを用いることにより，ｑ軸のｄ軸に対する干渉電圧を操作し，電圧飽和による過電流を回避している点で従来公知のものと異なる。
【００１０】
次に，電圧飽和による過電流を回避するべく上記過電流防止回路６において算出されるｑ軸電流指令補正量Ｉｑａの算出方法について説明する。
電圧飽和による過電流を回避するために，本実施形態では，ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御するために必要なｄ軸電圧Ｖｄを確保することを優先し，ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御するために必要な電圧分が確保した残りの電圧によってｑ軸電流Ｉｑを制御することを考える。
具体的には，上記ｄ軸不足電圧検出器６ａにより算出されるｄ軸電圧Ｖｄの不足分（以下略してｄ軸電圧不足分と称し，算出方法については後に詳説する）Ｖｄｎと，上記電気角速度検出器６ｃにより算出される電気角速度ωとに基づいて，以下の式によりｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを算出し，該ｑ軸電流指令補正量Ｉｑａでｑ軸電流指令Ｉｑｑを補正することにより，ｑ軸のｄ軸に対する干渉電圧を操作し，ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御するために必要なｄ軸電圧Ｖｄを確保している。
・Ｉｑａ＝∫（Ｖｄｎ／（ω×Ｌ））ｄｔ ……（５）
ここで，上式（５）では，Ｖｄｎ／（ω×Ｌ）を積分することによってｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを算出しているが，その本質は，ｄ軸不足電圧分Ｖｄｎと電気角速度ωの符号に応じてｑ軸電流指令補正量Ｉｑａ，ひいては干渉電圧を増減させる点にある。
即ち，ｑ軸電流指令補正量Ｉｑａの算出は，上記（５）に限定されるものではなく，例えば，
・Ｉｑａ＝∫（ｓｇｎ（Ｖｄｎ）×ｓｇｎ（ω）×Ｇａ）ｄｔ ……（６）
但し，ｓｇｎ（Ｘ）は引数に指定された数の符号に応じた整数（Ｘ＞０の場合には１，Ｘ＜０の場合には−１）を演算する数値演算関数である。
或いは，
・Ｉｑａ＝∫（Ｖｄｎ／ω×Ｇａ）ｄｔ ……（７）
但し，Ｇａは所定のゲインである。
等の如く算出することもできる。
このようにして算出されたｑ軸電流指令補正量Ｉｑａによりｑ軸電流指令Ｉｑｄを補正すれば，ｑ軸のｄ軸に対する干渉電圧によってｄ軸電圧不足分Ｖｄｎが補償され，ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御するために必要なｄ軸電圧Ｖｄを確保をすることができる。
【００１１】
次に，ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎの算出について説明する。
ここで，ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎを直接的に算出する方法としては，実際の各相電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘとを比較することによって，電圧飽和により供給できなかった不足電圧分（Ｖｕｓ，Ｖｖｓ，Ｖｗｓ）を算出し，該不足電圧分を逆ｄ−ｑ変換して各軸電圧の不足分Ｖｄｓ，Ｖｑｓに変換し，変換されたｄ軸電圧不足分Ｖｄｓをｄ軸不足電圧Ｖｄｎとする方法が考え得る。
しかしながら，上述のようにして得られたｄ軸電圧不足分Ｖｄｓは，その時点における瞬時値を表すものであるため，それを用いて上式（５）乃至（７）によりｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを求めたとしても，制御応答性が悪い。
そこで，本実施形態では，高い制御応答性を実現するものとして，前もって電圧飽和を予測してｄ軸不足電圧Ｖｄｎを算出し，該ｄ軸不足電圧Ｖｄｎに基づいてｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを算出する方法を考える。
ところで，ベクトル制御における各軸の電圧方程式は，一般的に以下の如く表される。
・Ｖｄ＝Ｇｐ×（Ｉｄｄ−Ｉｄ）＋Ｓｄ＋ω×Ｌ×Ｉｑ ……（８）
・Ｖｑ＝Ｇｐ×（Ｉｑｄ−Ｉｑ）＋Ｓｑ＋ω×Ｌ×Ｉｄ＋Ｖｅ ……（９）
但し，Ｓｄ＝∫（Ｉｄｄ−Ｉｄ）×Ｇｉ×ｄｔ，Ｓｑ＝∫（Ｉｑｄ−Ｉｑ）×Ｇｉ×ｄｔであり，Ｇｐは比例制御ゲイン，Ｇｉは積分制御ゲイン，Ｌはモータのインダクタンス，Ｖｅはモータの逆電圧補償分である。
ここで，上式（８）及び（９）は，非干渉制御並びに逆電圧補償を行った場合の電圧方程式を表しており，上式（８）の右項における第二項，及び上式（９）の右項における第二項が，非干渉制御分であり，上式（９）の右項における第二項が逆起電圧補償分である。このような制御手法は，ベクトル制御の制御性を向上させ得る手法として公知の手法であるため，ここでは詳細な説明を省略する。無論，本実施形態は，非干渉制御並びに逆電圧補償を行う場合に限られるものではなく，そのような機能を有しない制御系に対しても適用可能であることは言うまでも無い。
ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎを算出するために，先ず上記ｄ軸不足電圧検出器６ａにおいて，上記（８），（９）式で表されるｄ軸電圧，ｑ軸電圧におけるｑ軸電流Ｉｑが，補正ｑ軸電流指令Ｉｑｃ（＝Ｉｑｄ−Ｉｑａ）に一致した場合に想定されるｄ軸電圧Ｖｄｍ，ｑ軸電圧Ｖｑｍを算出し，算出された各軸の電圧に基づいてｄ軸不足電圧分Ｖｄｎが算出される。
つまり，上記（８），（９）式において，ｑ軸電流Ｉｑが補正ｑ軸電流指令Ｉｑｃであるとした以下の式に基づいて各軸の想定電圧が算出される。
・Ｖｄｍ＝Ｇｐ×（Ｉｄｄ−Ｉｄ）＋Ｓｄ＋ω×Ｌ×Ｉｑｃ ……（１）
・Ｖｑｍ＝Ｓｑ＋ω×Ｌ×Ｉｄ＋Ｖｅ ……（２）
また，上記（８），（９）式においてｑ軸電流指令Ｉｑｄが，補正ｑ軸電流指令Ｉｑｃであるとすると，
・Ｖｄ＝Ｇｐ×（Ｉｄｄ−Ｉｄ）＋Ｓｄ＋ω×Ｌ×Ｉｑ ……（１０）
・Ｖｑ＝Ｇｐ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ）＋Ｓｑ＋ω×Ｌ×Ｉｄ＋Ｖｅ ……（１１）
とすることができるので，該（１０），（１１）式を用いて，上記（１），（２）を変形した以下の式に基づいて算出することもできる。
・Ｖｄｍ＝Ｖｄ＋ω×Ｌ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（３）
・Ｖｑｍ＝Ｖｑ−Ｇｐ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（４）
このようにして，上記ｄ軸不足電圧算出器６ａにおいては，上記（１）乃至（４）式から算出される各軸毎の想定電圧Ｖｄｍ，Ｖｑｍと，供給可能電圧とを比較することによりｄ軸電圧不足分Ｖｄｎを算出することが可能である。
【００１２】
ここでは，上記ｄ軸不足電圧算出器６ａにおいて，想定される各軸電圧Ｖｄｍ，Ｖｑｍからｄ軸電圧不足分Ｖｄｎを算出する手法について，図２を参照しつつ，説明する。
ここで，ＡＣサーボモータＭに対して供給可能な電圧Ｖ＿ｍａｘは，同図に示す如く，各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ相）に対して６角形で示される。即ち，ｄ軸電圧Ｖｄ並びにｑ軸電圧Ｖｑを合成して得られる合成電圧Ｖが該６角形を上回った分が，不足電圧分を示すこととなり，更にその不足電圧分のｄ軸方向の成分がｄ軸方向不足分Ｖｄｎを示す。
このようにすれば，算出された各軸電圧Ｖｄｍ，Ｖｑｍから，ｄ軸方向不足分Ｖｄｎを正確に演算することが可能であるが，現実にｄ軸方向不足分Ｖｄｎを演算する際に，厳密な６角形である供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘを用いた場合，その計算量が膨大となり，演算処理の複雑化，ひいては処理時間の増大を招く虞がある。
そこで，本実施形態では，供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘを，６角形に外接する円Ｃ＿１，或いは内接する円Ｃ＿２のいずれかに円近似し，その円近似された供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘを用いてｄ軸方向不足分Ｖｄｎを演算している。
これにより，ｄ軸方向不足分Ｖｄｎの演算係る計算量を著しく減少させることが可能となる。
ここで，供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘを円近似したことにより算出されるｄ軸方向不足分Ｖｄｎには誤差分が生ずることとなるが，該誤差分は，上記ｑ軸電流制御器２における積分器等により十分吸収可能な程度であるため，厳密な６角形とした場合較べても，制御性の面で劣ることは無い。
【００１３】
次に，図３乃至５を用いて，図６，７に示した従来のモータ制御装置Ｂ，Ｃ，及び本実施形態に係るモータ制御装置Ａそれぞれによる制御結果の検証を行う。図３乃至５において，縦軸は各軸の電流指令値及び電流値を，横軸は時間軸を表す。
図４は，各相ＰＩ制御を適用したモータ制御装置Ｂにより，１４極の多極モータを４０００ｒｐｍで回転させた場合のステップ応答の測定結果を表す。
同図より，ｑ軸電流はｑ軸電流指令値に対して追従することができずに大きく減衰し，更には，無効電流であるｄ軸電流も大きいことがわかる。
また図５は，ベクトル制御を適用したモータ制御装置Ｃにより，１４極の多極モータを４０００ｒｐｍで回転させた場合のステップ応答の測定結果を表す。
同図より，電圧飽和によるｄ軸電圧が不足し，ｄ軸電流が「０」に制御されずに大きく流れ，結果として，ｑ軸電流とｄ軸電流の総和が，供給可能な最大電流（本測定に用いた装置における最大電流は９６Ａである）を上回り（例えば，０．００８ｓｅｃでは，ｑ軸電流（９６Ａ）＋ｄ軸電流（２０Ａ）＝１１６Ａ）過電流を発生していることがわかる。
一方図６は，本発明に係るモータ制御装置Ａにより，１４極の多極モータを４０００ｒｐｍで回転させた場合のステップ応答の測定結果を表す。
同図より明らかな如く，ｄ軸電流はｄ軸電流指令通りに「０」に正確に制御される共に，ｑ軸電流は上述した演算により補正される補正ｑ軸電流指令（図中には変更された目標値に該当）に対して高精度に制御されていることがわかる。
このように，当該モータ制御装置Ａによれば，上記過電流防止回路６におけるｑ軸電流指令値Ｉｑｄの補正により，ｄ軸に対するｑ軸の干渉電圧が操作されることで，ｄ軸電流Ｉｄをその電流指令値（Ｉｄｄ＝０）に制御するために必要なｄ軸電圧Ｖｄが確保され，残る電圧の範囲内でｑ軸電流を高精度に制御することが可能である。即ち，電圧飽和による過電流を招くことなく，供給可能な電圧の範囲内で各軸の電流を最適に制御することが可能となり，高い応答性と高トルクを実現することができる。
【００１４】
最後に，ｄ軸電圧Ｖｄ並びにｑ軸電圧Ｖｑを合成して得られる合成電圧Ｖが供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘを下回り（電力が余剰し），Ｉｑａによる補正が不要となった場合の処理手順について説明する。
このような状況では，電圧飽和に陥ることが無いため，ｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを「０」に減衰する必要がある。
そこで，ｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを「０」に減衰する処理としては，
▲１▼適当な減衰係数に従って減衰させる
▲２▼上述したｄ軸電圧不足分と同様の手順に従って，供給可能電圧Ｖ＿ｍａｘまでのｄ軸田圧余力分を算出すると共に，その余力分を「０」にするべくｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを算出する。
ことが考えられる。
無論，▲２▼の方法が精密にｑ軸電流指令補正量Ｉｑａを減衰させることが可能であるが，その制御演算が複雑となるため，本実施例では，▲１▼の方法を採用するものとする。
ここで，▲１▼を採用する場合の減衰係数としては，モータ制御装置における電流制御ループの応答特性よりも低い周波数を採用することにより，電流制御ループに悪影響を及ぼすことなく，速やかにＩｑａを「０」に減衰させることができる。
【００１５】
【発明の効果】
以上説明したように，本発明によれば，ＡＣモータをベクトル制御により電流制御するモータ制御装置において，直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標のｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄを補正し，ｄ軸に対するｑ軸の干渉電圧を操作することによって，ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御する（ｄ軸電流Ｉｄを「０」に制御するために必要なｄ軸電圧を確保する）ことが可能となる。その結果として，例えば，近年の小型化・高トルク化されたＡＣモータの制御を行う場合にも，電圧飽和による過電流に陥ることなく，供給可能な電圧の範囲内で各軸電流を最適に制御することが可能となり，高トルク化と高応答性化とを両立することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るモータ制御装置Ａの概略構成図。
【図２】供給可能電圧とｄ軸方向に対する電圧不足成分との関係を示す図。
【図３】モータ制御装置Ａのステップ応答の測定結果を示す図。
【図４】モータ制御装置Ｂのステップ応答の測定結果を示す図。
【図５】モータ制御装置Ｃのステップ応答の測定結果を示す図。
【図６】従来の各相ＰＩ制御を適用したモータ制御装置Ｂの概略構成図。
【図７】従来のベクトル制御を適用したモータ制御装置Ｃの概略構成図。
【図８】ｄ−ｑ軸座標系で電流制御されるモータを模式的に表したブロック図。
【符号の説明】
Ａ …モータ制御装置
Ｂ …モータ制御装置
Ｃ …モータ制御装置
Ｍ …ＡＣサーボモータ
１ …ｄ軸電流制御器
２ …ｑ軸電流制御器
３ …２相―３相変換器
４ …電力増幅器
５ …３相―２相変換器
６ …過電流防止回路
６ａ…ｄ軸不足電圧算出器
６ｂ…ｑ軸電流指令補正器

Claims (10)

1. ＡＣモータをベクトル制御により電流制御するモータ制御装置において，
   直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標のｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄを，ｄ軸方向に対する電流Ｉｄが０になるように補正し，上記ＡＣモータの過電流を防止する過電流防止手段を具備してなることを特徴とするモータ制御装置。
2. 上記過電流防止手段が，
   上記ＡＣモータの電気角速度ω或いはその符号を算出する電気角速度算出手段と，
   回転直交座標系であるｄ−ｑ軸座標におけるｄ軸方向に対する電圧成分Ｖｄの不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出するｄ軸電圧不足分算出手段と，
   上記電気角速度算出手段により算出された上記電気角速度ω或いはその符号と，上記ｄ軸電圧不足分算出手段により算出された上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号と，
   に基づいてｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄに対する補正量Ｉｑａを算出するｑ軸電流補正手段と，を具備してなる請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 上記ｄ軸電圧不足分算出手段が，
   ｑ軸方向に対する電流Ｉｑが，上記ｑ軸電流補正手段により補正されたｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｃ（＝Ｉｑｄ−Ｉｑａ）に一致した場合に想定されるｄ軸方向に対する電圧成分Ｖｄｍ及びｑ軸方向に対する電圧成分Ｖｑｍを予想し，その予想された各軸方向の電圧値に基づいて上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出するものである請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 上記ｄ軸電圧不足分算出手段が，以下の式に基づいて上記ｄ軸電圧Ｖｄｍ及び上記ｑ軸電圧Ｖｑｍを予想するものである請求項３に記載のモータ制御装置。
   ・Ｖｄｍ＝Ｇｐ×（Ｉｄｄ−Ｉｄ）＋Ｓｄ＋ω×Ｌ×Ｉｑｃ ……（１）
   ・Ｖｑｍ＝Ｓｑ＋ω×Ｌ×Ｉｄ＋Ｖｅ ……（２）
   但し，Ｓｄ＝∫（Ｉｄｄ−Ｉｄ）×Ｇｉ×ｄｔ，Ｓｑ＝∫（Ｉｑｄ−Ｉｑ）×Ｇｉ×ｄｔであり，Ｇｐは比例制御ゲイン，Ｇｉは積分制御ゲイン，Ｉｄｄはｄ軸方向に対する電流指令，Ｉｄはｄ軸方向に対する電流，Ｌはモータのインダクタンス，Ｖｅはモータの逆電圧である。
5. 上記ｄ軸電圧不足分算出手段が，以下の式に基づいて上記ｄ軸電圧Ｖｄｍ及び上記ｑ軸電圧Ｖｑｍを算出するものである請求項３に記載のモータ制御装置。
   ・Ｖｄｍ＝Ｖｄ＋ω×Ｌ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（３）
   ・Ｖｑｍ＝Ｖｑ−Ｇｐ×（Ｉｑｃ−Ｉｑ） ……（４）
   但し，Ｖｑはｑ軸方向に対する電圧成分である。
6. 上記ｑ軸電流補正手段が，上記ｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号と，上記電気角速度ω或いはその符号と，所定のゲインＧａと，を乗算した値を積分することにより上記補正量Ｉｑａを算出するものである請求項１〜５のいずれかに記載のモータ制御装置。
7. 上記ｑ軸電流補正手段による補正が不要となった場合に，所定の減衰係数に従って，上記補正量Ｉｑａを減衰させる減衰手段を設けてなる請求項１〜６のいずれかに記載のモータ制御装置。
8. 上記所定の減衰係数が，電流制御ループの応答特性よりも低い周波数である請求項７に記載のモータ制御装置。
9. ＡＣモータをベクトル制御により電流制御するモータ制御方法において，
   直交回転座標系であるｄ−ｑ軸座標系のｑ軸方向に対する電流指令Ｉｑｄを，ｄ軸方向に対する電流Ｉｄが０になるように補正し，上記ＡＣモータの過電流を防止してなることを特徴とするモータ制御方法。
10. 上記ＡＣモータの過電流を防止するモータ制御方法であって，
    上記ＡＣモータの電気角速度或いはその符号を算出する第１の工程と，
    ｄ軸方向の電圧成分に対する不足分Ｖｄｎ或いはその符号を算出する第２の工程と，
    上記第１の工程により算出された電気角速度ω或いはその符号と，上記第２の工程により算出されたｄ軸電圧不足分Ｖｄｎ或いはその符号とに基づいてｑ軸方向の電流指令Ｉｑｄに対する補正量Ｉｑａを算出する第３の工程と，
    を具備してなる請求項９に記載のモータ制御方法。

Images