JP2004180409A - 電子回路システム - Google Patents
電子回路システム Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004180409A JP2004180409A JP2002342923A JP2002342923A JP2004180409A JP 2004180409 A JP2004180409 A JP 2004180409A JP 2002342923 A JP2002342923 A JP 2002342923A JP 2002342923 A JP2002342923 A JP 2002342923A JP 2004180409 A JP2004180409 A JP 2004180409A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- motor
- control
- coil
- command
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
Abstract
【課題】電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作するＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供する。
【解決手段】繰り返し制御部１４は、制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は制御指令に対して線形化して制御されることになる。電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。
【選択図】 図１
【解決手段】繰り返し制御部１４は、制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は制御指令に対して線形化して制御されることになる。電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ロボットや汎用組立機器、ロボット・ハンド機器、その多の多軸制御装置などのような多軸駆動系の機械装置に対して適用されるサーボ・アクチュエータに係り、特に、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御する安価で小型のＡＣ又はＤＣサーボ・モータに関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作するＡＣ又はＤＣサーボ・モータに係り、特に、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作するＡＣ又はＤＣサーボ・モータに関する。
【０００３】
【従来の技術】
電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行う機械装置のことを「ロボット」という。ロボットの語源は、スラブ語の”ＲＯＢＯＴＡ（奴隷機械）”に由来すると言われている。わが国では、ロボットが普及し始めたのは１９６０年代末からであるが、その多くは、工場における生産作業の自動化・無人化などを目的としたマニピュレータや搬送ロボットなどの産業用ロボット（ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｒｏｂｏｔ）であった。
【０００４】
アーム式ロボットのように、ある特定の場所に植設して用いるような据置きタイプのロボットは、部品の組立・選別作業など固定的・局所的な作業空間でのみ活動する。これに対し、移動式のロボットは、作業空間は非限定的であり、所定の経路上または無経路上を自在に移動して、所定の若しくは任意の人的作業を代行したり、ヒトやイヌあるいはその他の生命体に置き換わる種々の幅広いサービスを提供したりすることができる。なかでも脚式の移動ロボットは、クローラ式やタイヤ式のロボットに比し不安定で姿勢制御や歩行制御が難しくなるが、階段や梯子の昇降や障害物の乗り越えや、整地・不整地の区別を問わない柔軟な歩行・走行動作を実現できるという点で優れている。
【０００５】
最近では、イヌやネコのように４足歩行の動物の身体メカニズムやその動作を模したペット型ロボット、あるいは、ヒトのような２足直立歩行を行う動物の身体メカニズムや動作をモデルにしてデザインされた「人間形」若しくは「人間型」と呼ばれるロボット（ｈｕｍａｎｏｉｄ ｒｏｂｏｔ）など、脚式移動ロボットに関する研究開発が進展し、実用化への期待も高まってきている。
【０００６】
この種の脚式移動ロボットは、一般に、多数の関節自由度を備え、関節の動きをアクチュエータ・モータで実現するようになっている。また、各モータの回転位置、回転量などを取り出して、サーボ制御を行なうことにより、所望の動作パターンを再現するとともに、姿勢制御を行うようになっている。
【０００７】
ロボットの関節自由度を実現するためにサーボ・モータを用いるのが一般的である。これは、取扱いが容易で、小型且つ高トルクで、しかも応答性に優れているという理由に依拠する。特に、ＡＣサーボ・モータは、ブラシがなく、メンテナンス・フリーであることから、無人化された作業空間で稼動することが望まれるような自動機械、例えば自由歩行を行う脚式ロボットの関節アクチュエータなどに適用することができる。ＡＣサーボ・モータは、回転子（ロータ）側に永久磁石を、固定子（ステータ）側に複数相（例えば３相）のコイルを配置して、正弦波磁束分布と正弦波電流により回転子に対して回転トルクを発生させるようになっている。
【０００８】
脚式移動ロボットは一般に多数の関節で構成されている。したがって、関節自由度を構成するサーボ・モータを小型且つ高性能に設計・製作しなければならない。例えば、脚式移動ロボットの関節アクチュエータとして適用することができる、ギア直結型で且つサーボ制御系をワンチップ化してモータ・ユニットに内蔵したタイプの小型ＡＣサーボ・モータなどが既に存在する（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【０００９】
脚式移動ロボットのような多軸駆動系の機械装置においては、各軸の回転位置を高精度に安定に検出して、位置指令により正確に動作させる必要がある。例えば、人間型ロボットのような２足直立型の脚式移動ロボットにおいては、機体に電源を投入した直後からロボットは自分の姿勢位置を自律的に確認して、安定な姿勢位置に各軸を移動させる必要がある。したがって、各関節の回転自由度を与えるＡＣサーボ・アクチュエータにおいては、より高精度で高速の位置決め制御を行なわなければならない。
【００１０】
従来のサーボ・モータの制御は、ＰＩＤ制御に代表される線形フィードバック制御によりコイル電流の制御を行なうことで、所望の駆動を実現している。
【００１１】
ここで、サーボ・モータの駆動制御について簡単に考察してみる。
【００１２】
サーボ・モータは、一般に、回転可能に支持され磁石からなる回転子と、複数相のコイルを所定の位相差を以って配置してなる固定子で構成される。そして、各コイルへの供給電流（以下、「コイル電流」とする）を制御して各相毎に所定の位相差を持つ正弦波磁束分布を形成することにより、回転子に対して回転トルクを発生させる。
【００１３】
図１６には、サーボ・モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を図解している。このような電流制御回路は、例えば固定子の各相のコイル毎に配設される。
【００１４】
図示の電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続し、さらにトランジスタＱ１及びＱ２の中間点とトランジスタＱ３及びＱ４の中間点を固定子の単相コイルで接続している。ここで言う単相コイルは、Ｕ相、Ｖ相、又はＷ相のうち１つを示す。それ以外の相も、図示と同様の回路により構成される。
【００１５】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともに、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにすることによって、コイルＺ１には、図示の矢印方向の電流Ａが流れる。次に、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともに、トランジスタＱ１及びＱ４をオフにすることによって、コイルＺ１には、電流Ａとは逆方向の電流Ｂが流れる。
【００１６】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともにトランジスタＱ２及びＱ３をオフにして電流Ａを流す期間をＡ領域とし、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともにトランジスタＱ１及びＱ４をオフにして電流Ｂを流す期間をＢ領域とする。
【００１７】
コイルＺ１を流れる電流Ｉ１は、各トランジスタのスイッチング制御によって決定されるスイッチング電流である。スイッチング電流Ｉ１の大きさは、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）スイッチ、すなわちＡ領域及びＢ領域の時間幅によって決定される。
【００１８】
図１７及び図１８には、図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示している（図１７にはコイル端子電圧波形を、図１８にはコイル電流波形を、それぞれ示している）。但し、ＴｏｎＡはＡ領域の長さで定まるパルス幅であり、ＴＰＷＭはＰＷＭスイッチングの一定周期である。例えば、Ｔｏｎは３０μｓｅｃであり、ＴＰＷＭは５０μｓｅｃであるときに、コイルに流れる電流Ｉ１は図１８に示す通りとなる。そして、コイルへの通電電流に相応するモータの出力トルクが得られる。
【００１９】
一般には、ＰＷＭスイッチング信号によりコイル電流Ｉ１の大きさを制御するようになっている。その最大電流は、パルス幅の最大量により決定される。この最大パルス幅ＴｏｎＡは、電流制御回路を構成する各トランジスタのオン・オフに要する過渡期間の最大期間により決定される。すなわち、トランジスタのオン／オフの過渡期間を考慮して、一方のトランジスタの組Ｑ１及びＱ４と、他方のトランジスタの組Ｑ２及びＱ３とが同時にオンにならないように、パルス幅の上限ＴｏｎＡが設定されている。
【００２０】
ＰＷＭスイッチング周期ＴＰＷＭから最大パルス幅ＴｏｎＡを減じた残りはデッド・バンドとして確保される。図１９には、電流制御回路のＰＷＭスイッチング制御において、デッド・バンドが確保されている様子を図解している。同図に示す例では、ＰＷＭスイッチング周期ＴＰＷＭは５０μｓｅｃであり、デッド・バンドとして１μｓｅｃを確保する。したがって、最大パルス幅ＴｏｎＡは４９μｓｅｃとなる。
【００２１】
図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて相変換を行なうことで各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタ（図１６を参照のこと）をＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。
【００２２】
従来、モータ・コイルへの電流指令と出力トルクの関係を線形化するために、線形電流フィードバック制御を行なっていた。このような設計方式では、逆起電力による特性変化を補償するため、電流制御にＰＩ又はＰＩＤによるフィードバック制御が採用される。このような設計方式は、アナログの電流制御において有効であるが、トランジスタの発熱の問題がある。
【００２３】
また、ＰＷＭスイッチングによる電流駆動方式が主流であるが、トランジスタ・スイッチング回路は、微小指令領域ではＰＷＭのパルス幅が小さくなるため、不感帯が生じるという問題がある。こうした非線形な不感帯のため、従来の線形フィードバック制御では十分なモータ出力特性を得ることができない。つまり、定常偏差がゼロにならないという問題がある。
【００２４】
ここで、図１８に示すようなＰＷＭのパルス幅を持つコイルにおける実行電流について考えてみる。但し、同図において、ｉ０は時刻ｔ０でのコイル電流値であり、ｉ１は時刻ｔ０＋ＴｏｎＡでのコイル電流値であり、ｉ２は時刻ｔ１でのコイル電流値であるとする。また、領域Ａでの電流ＡをＩｏｎ０（ｔ）とし、領域Ｂでの電流ＢをＩｏｆｆ０（ｔ）とする。
【００２５】
このときの電流方程式は、下式の通りとなる。但し、Ｖ１はコイルに印加される電圧であり、Ｒ及びＬはそれぞれコイルの抵抗とインピーダンスである。
【００２６】
【数１】
【００２７】
よって、領域Ａにおいてトランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）がオンの期間、すなわち時刻ｔ０からｔ０＋ＴｏｎＡまでの電流ｉｏｎ０（ｔ）は、下式の通りとなる。ここで、τ０（＝Ｌ／Ｒ）は時定数である。
【００２８】
【数２】
【００２９】
同様に、領域Ｂにおいて、トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）がオフの期間、すなわち時刻ｔ０＋ＴｏｎＡからｔ１までの電流ｉｏｆｆ０（ｔ）は、下式の通りとなる。
【００３０】
【数３】
【００３１】
したがって、図１８に示すコイル電流の実行値は、下式に示される通りとなる。
【００３２】
【数４】
【００３３】
上式によれば、オープンでスイッチング・トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）のオンのパルス幅ＴｏｎＡと実行電流Ｉｅｆｆ値の関係は、図２０に示す通りとなる。同図からも判るように、ＰＷＭによるトランジスタ・スイッチング回路は、微小電流指令領域においてＰＷＭのパルス幅が小さくなると、不感帯となってしまう。
【００３４】
この場合、コイル電流を検出して、その電流の大きさに応じてＴｏｎＡ時間をフィードバックすることができれば、図示の非線形な関係を直線にする、すなわち線形的に取り扱うことができる。
【００３５】
図２１及び図２２には、従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成並びに制御ブロック図をそれぞれ示している。また、図２３には、図２１中の電力変換回路の内部構成を示している。
【００３６】
しかしながら、図示のＰ制御ではＰＷＭスイッチング駆動回路の非線形特性（図２０を参照のこと）を補償することができない（図２４を参照のこと）。また、図２２から分かるように、モータの高速回転時には、逆起電力電圧により出力トルクが減少するという問題が生じる。
【００３７】
そこで、電流制御器に積分補償器として積分ゲインを付加してＰＩ制御を設計するという方法も考えられる。
【００３８】
図２５及び図２６には、従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成並びに制御ブロック図をそれぞれ示している。
【００３９】
ＰＩ制御によれば、ＰＷＭスイッチング駆動回路の非線形特性を補正することはできるが、積分補償器によりシステムの位相遅れが生じるので、応答磁化が劣化するという問題が新たに発生する。このため、高い周波数特性に限界が生じる（図２７を参照のこと）。
【００４０】
言い換えれば、定常偏差はゼロとなるが、比例制御以上の応答を実現することはできない。また、不感帯領域は積分器Ｇｉにより補正されるものの、積分器の内部に蓄積された信号が存在するため、ゼロ近傍のトルク応答性が積分時定数τ（＝Ｇｉ／２π・Ｇｐ）に支配され、応答時間が遅くなるという問題がある（図２８を参照のこと）。
【００４１】
また、上述したように、図２１及び図２２に示したモータの線形電流フィードバック制御によると、ＰＷＭスイッチング駆動回路が持つ非線形特性を補償することができないので（図２４を参照のこと）、トルク指令を補正する指令補正器を配置して（図２９を参照のこと）、ＰＷＭスイッチング駆動回路が微小指令領域において持つ非線形特性は逆の特性（図３０を参照のこと）を与えることにより、モータ電流をより目標値に近くすることができる（図３１を参照のこと）。
【００４２】
しかしながら、この方式では、不連続点において変化が大きくなるため、システムには高調波が生じ易いという問題がある。
【００４３】
また、図２９に示すようなモータの電流制御方式の場合、モータの発熱などによる特性変化に対して、補正器も可変にする必要がある。このため、回路規模が大きくなり、また、特性の変化が検出されないシステムへの対応が困難である。
【００４４】
【特許文献１】
特開２０００−２９９９７０号公報
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御を行なうことができる、安価で小型の優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４６】
本発明のさらなる目的は、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４７】
本発明のさらなる目的は、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４８】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、永久磁石型の回転子と固定子側にコイルを備え、前記コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより前記回転子に対して回転トルクを発生させるタイプのサーボ・モータであって、
トルク指令に対して比例ゲインを与える電流制御手段と、
前記電流制御手段からの電流指令に基づいて前記コイルへの電流を供給するコイル電流供給手段と、
トルク指令とモータ速度からなるモータの状態変数に基づいて前記比例ゲインを決定する繰り返し制御手段と、
を具備することを特徴とするサーボ・モータである。
【００４９】
ここで、前記コイル電流供給手段は、ＰＷＮによるトランジスタ・スイッチングにより所望のコイル電流を生成するようになっている。
【００５０】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。
【００５１】
本発明によれば、繰り返し制御部は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００５２】
したがって、本発明によれば、電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。また、サーボ・モータを高精度で高速に位置決め制御する特性を実現することができる。また、非線形なＰＷＭ電流制御を線形化し、線形なトルクの制御を実現することにより、モータの動作特性を改善することができる。
【００５３】
また、本発明に係るサーボ・モータは、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数により定めたＧｐ値を記述した参照テーブルをさらに備えていてもよい。このような場合、前記繰り返し制御手段は、前記参照テーブルをリアルタイム（又は所定の制御周期時間毎）で参照するようにすればよい。
【００５４】
また、本発明に係るサーボ・モータは、位置指令をトルク指令に置き換える位置制御手段と、モータの現在位置を検出する位置検出手段とをさらに備えていてもよい。
【００５５】
この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【００５６】
また、本発明に係るサーボ・モータは、前記コイル電流供給手段によるコイル電流を前記電流制御手段にフィードバックするコイル電流フィードバック手段をさらに備えていてもよい。
【００５７】
このような場合、コイル電流をフィードバックして、制御指令に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御することにより、誤差ｅはゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【００５８】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６０】
図１及び図２には、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１０及びモータ制御装置１０においてモータ電流を制御する制御ブロックをそれぞれ示している。
【００６１】
図１に示すように、モータ制御装置１０は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４とで構成される。
【００６２】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００６３】
電力変換器１３は、図３に示すように、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、さらにトランジスタＱ１及びＱ２の中間点とトランジスタＱ３及びＱ４の中間点を固定子の単相コイルで接続している。ここで言う単相コイルは、Ｕ相、Ｖ相、又はＷ相のうち１つを示す。それ以外の相も、図示と同様の回路により構成される。
【００６４】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともにトランジスタＱ２及びＱ３をオフにして電流Ａを流す期間をＡ領域とし、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともにトランジスタＱ１及びＱ４をオフにして電流Ｂを流す期間をＢ領域とする。
【００６５】
モータのコイルを流れるコイル電流は、各トランジスタのスイッチング制御によって決定されるスイッチング電流である。そしてもスイッチング電流の大きさは、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）スイッチ、すなわちＡ領域及びＢ領域の時間幅によって決定される。ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００６６】
また、図２に示すように、この制御系では、トルク指令Ｔｒｅｆに対してまず比例ゲインＧｐが乗算される。そして、トルク指令が微小となる領域では、ＰＷＭのパルス幅が小さくなるため不感帯の特性が与えられる。
【００６７】
コイルの電流方程式は上記の［数１］の通りとなることから、Ｋ０／（Ｒ＋Ｓ・Ｌ）が乗算されて（但し、Ｋ０は回路定数、Ｓはラプラス演算子）コイル電流となり、さらにモータ・トルク定数Ｋｍが乗算されて出力トルクが得られる。
【００６８】
次いで、出力トルクに１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ）が乗算されて（但し、Ｊｍはモータ回転子の慣性モーメント、Ｄｍは回転子の粘性摩擦係数）モータ速度Ｖｍとなる。さらに、モータ速度Ｖｍにモータの逆起電力係数Ｋｅが乗算され、これが比例ゲインＧｐが乗算された後のトルク指令Ｔｒｅｆから減算される。
【００６９】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【００７０】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、図４に示すように、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００７１】
本実施形態では、繰り返し制御部１４は、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍに応じて、比例ゲインＧｐを非線形的に変更する。電流制御回路上に配置したメモリ（図示しない）には、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数により定めたＧｐ値を記述した参照テーブルをあらかじめ記憶しておく。繰り返し制御部１４は、この参照テーブルをリアルタイム（又は所定の制御周期時間毎）で参照し、電流制御器１１における比例ゲインＧｐの値を動的に修正する。
【００７２】
図５には、この参照テーブルの構成を示している。同図に示す例では、モータの回転速度Ｖｍが大、中、及びゼロとなる各回転速度毎にＧｐテーブルが用意されている。そして、繰り返し制御部１４は、ある回転速度でモータが回転中に、所定の制御周期内でトルク指令Ｔｒｅｆに対応するＧｐ値を読み取り、これを電流制御器１１に与える。
【００７３】
図６には、本実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を、従来の電流フィードバック方式と比較して示している。図示の通り、従来の電流フィードバック方式の場合、高速回転時には逆起電力のための誤差が生じ、また、低速回転時にはＰＷＭスイッチングの不感帯のための誤差が生じているが、本実施形態に係る電流制御方式によれば、すべての回転速度領域において高精度なトルク−回転数特性を得ることができる。また、図７には、モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示している。
【００７４】
図８には、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置１０−２の構成を示している。一般に、サーボ・モータは、位置又は速度制御により制御される。本実施形態に係るモータ制御装置は、位置制御に対して図１に示した繰り返し制御による非線形電流制御のメカニズムを導入した構成となっている。
【００７５】
図８に示すモータ制御装置１０−２は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４と、位置検出回路１５と、位置制御器１６とで構成される。
【００７６】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００７７】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００７８】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【００７９】
位置検出回路１５は、位置検出器が読み取ったモータの回転子の回転角θを入力して、モータの現在位置Θを検出する。
【００８０】
位置制御器１６は、中央制御部（図示しない）からの位置指令Θｒｅｆと検出されたモータの現在位置Θとの差分を入力して、電流制御器１１に制御値を与える。
【００８１】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【００８２】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、モータの位置出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００８３】
本発明の第２の実施形態に係るモータの制御ブロック構成は図９に示す通りとなる。すなわち、中央制御部からの位置指令Θｒｅｆは、位置制御器によりトルク指令Ｔｒｅｆに置き換えられ、これにモータのトルク定数が乗算されてトルクとなり、さらに、モータの回転子の特性（１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ））が乗算されて、位置出力を得る。位置出力は、フィードバックされて、位置指令との差分が位置制御器に入力される。
【００８４】
図９からも分かるように、この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【００８５】
本発明の第１及び第２の実施形態に係るモータの電流制御方式によれば、モータの電流制御をオープン・ループにより低価格で簡素な回路により構成し、周波数応答を高速にすることができる。また、ＰＷＭ回路によるトルク指令−モータ・トルクの非線形な関係を線形化することができる。また、繰り返し性のある動的特性も補償することができる。また、この電流制御方式に応用として、サーボ・モータのように安定で高精度、且つ高速に位置決め制御する場合、繰り返し制御による本方式配送遅れが少ないため、安定性と高速応答性がよく、特性を簡単な制御装置で実現することができる。また、線形なトルクの制御を実現することができる。
【００８６】
図１０及び図１１には、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置１０−３及びモータ制御装置１０−３においてモータ電流を制御する制御ブロックをそれぞれ示している。
【００８７】
図１０に示すように、モータ制御装置１０は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４とで構成される。
【００８８】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００８９】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００９０】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【００９１】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容（参照テーブル：図５を参照のこと）に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、図４に示すように、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００９２】
さらに、本実施形態では、電力変換器１３は、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御するように構成されている。メモリに記憶した繰り返し性の誤差に対して補正を加える。この結果、誤差ｅは、ゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【００９３】
また、図１１に示すように、この制御系では、トルク指令Ｔｒｅｆに対してまず比例ゲインＧｐが乗算される。そして、トルク指令が微小となる領域では、ＰＷＭのパルス幅が小さくなるため不感帯の特性が与えられる。
【００９４】
コイルの電流方程式は上記の［数１］の通りとなることから、Ｋ０／（Ｒ＋Ｓ・Ｌ）が乗算されて（但し、Ｋ０は回路定数、Ｓはラプラス演算子）コイル電流となり、さらにモータ・トルク定数Ｋｍが乗算されて出力トルクが得られる。
【００９５】
次いで、出力トルクに１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ）が乗算されて（但し、Ｊｍはモータ回転子の慣性モーメント、Ｄｍは回転子の粘性摩擦係数）モータ速度Ｖｍとなる。さらに、モータ速度Ｖｍにモータの逆起電力係数Ｋｅが乗算され、これが比例ゲインＧｐが乗算された後のトルク指令Ｔｒｅｆから減算される。
【００９６】
また、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御する。
【００９７】
図１０及び図１１に示すようなモータの電流制御方式は、微小指令領域において不感帯を持つサーボ・アクチュエータなど、非線形な制御対象に対して適用することができる。また、ダイナミック特性の線形性が補償される。また、個体間のばらつきや温度変化にロバストであるなど品質が安定する。また、制御器の位相変化がないため、安定性と高速な応答性がよい。また、参照テーブル（図５を参照のこと）の読み取り動作により繰り返し制御を実現することができるので、計算機負荷が少なくて済む。
【００９８】
図１２には、本実施形態に係るモータの電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を、従来の電流フィードバック方式と比較して示している。図示の通り、従来の電流フィードバック方式の場合、高速回転時には逆起電力のための誤差が生じ、また、低速回転時にはＰＷＭスイッチングの不感帯のための誤差が生じているが、本実施形態に係る電流制御方式によれば、すべての回転速度領域において高精度なトルク−回転数特性を得ることができる。また、図１３には、モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示している。
【００９９】
図１４には、本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置１０−４の構成を示している。一般に、サーボ・モータは、位置又は速度制御により制御される。本実施形態に係るモータ制御装置は、位置制御に対して図１に示した繰り返し制御による非線形電流制御のメカニズムを導入した構成となっている。
【０１００】
図１４に示すモータ制御装置１０−２は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４と、位置検出回路１５と、位置制御器１６とで構成される。
【０１０１】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【０１０２】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【０１０３】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【０１０４】
位置検出回路１５は、位置検出器が読み取ったモータの回転子の回転角θを入力して、モータの現在位置Θを検出する。
【０１０５】
位置制御器１６は、中央制御部（図示しない）からの位置指令Θｒｅｆと検出されたモータの現在位置Θとの差分を入力して、電流制御器１１に制御値を与える。
【０１０６】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【０１０７】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、モータの位置出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【０１０８】
さらに、本実施形態では、電力変換器１３は、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御するように構成されている。メモリに記憶した繰り返し性の誤差に対して補正を加える。この結果、誤差ｅは、ゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【０１０９】
本発明の第４の実施形態に係るモータの制御ブロック構成は図１５に示す通りとなる。すなわち、中央制御部からの位置指令Θｒｅｆは、位置制御器によりトルク指令Ｔｒｅｆに置き換えられ、これにモータのトルク定数が乗算されてトルクとなり、さらに、モータの回転子の特性（１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ））が乗算されて、位置出力を得る。位置出力は、フィードバックされて、位置指令との差分が位置制御器に入力される。
【０１１０】
図９からも分かるように、この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【０１１１】
本発明の第３及び第４の実施形態に係るモータの電流制御方式によれば、電流制御ループの周波数応答を高速にすることができる。また、繰り返し制御による電流−トルクの精密な線形化を実現することができる。また、繰り返し性のある動的特性を補償することができる。また、モータ特性の熱変化、製造上のばらつきの影響が小さいロバストな制御を実現することができる。また、この電流制御方式の応用として、サーボ・モータのように安定で高精度、且つ高速に位置決め制御する特性を簡単な制御器の設計により実現することができる。さらには、精密なトルクの制御を実現することができる。
【０１１２】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【０１１３】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御を行なうことができる、安価で小型の優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１４】
また、本発明によれば、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１５】
また、本発明によれば、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１６】
本発明によれば、ＡＣ又はＤＣサーボ・モータの逆起電力によるトルク低下やＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性（不感帯問題）に対し、オープン回路で線形に制御する。すなわち、繰り返し制御により比例制御器の比例ゲインＧｐを可変とすることにより、高速な特性と線形な制御を実現することができる。
【０１１７】
本発明によれば、電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。したがって、サーボ・モータを高精度で高速に位置決め制御する特性を実現することができる。また、非線形なＰＷＭ電流制御を線形化し、線形なトルクの制御を実現すすることにより、モータの動作特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を模式的に示した図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置のモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図３】電力変換器１３の内部構成を示した図である。
【図４】本発明によりモータのトルク特性が制御指令に対して線形化して制御される様子を示した図である。
【図５】参照テーブルの構成を示した図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を示した図である。
【図７】モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示した図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１２】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を示した図である。
【図１３】モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示した図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図１５】本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１６】サーボ・モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示した図である。
【図１７】図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示した図である。
【図１８】図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示した図である。
【図１９】電流制御回路のＰＷＭスイッチング制御において、デッド・バンドが確保されている様子を示した図である。
【図２０】オープンでスイッチング・トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）のオンのパルス幅ＴｏｎＡと実行電流Ｉｅｆｆ値の関係を示した図である。
【図２１】従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置を示した図である。
【図２２】従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図２３】図２１中の電力変換回路の内部構成を示した図である。
【図２４】図２１及び図２２に示したモータの制御特性を示した図である。
【図２５】従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成を示した図である。
【図２６】従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図２７】図２５及び図２６に示したモータの制御特性を示した図である。
【図２８】図２５及び図２６に示したモータの電量制御の応答特性を示した図である。
【図２９】図２１に示したモータの制御装置に指令補正器を配置した構成を示した図である。
【図３０】指令補正器の非線形特性を示した図である。
【図３１】図２９に示したモータの制御特性を示した図である。
【符号の説明】
１０…モータ制御装置
１１…電流制御器
１２…ＰＷＭスイッチング駆動回路
１３…電力変換器
１４…繰り返し制御部
１５…位置検出回路
１６…位置制御器
【発明の属する技術分野】
本発明は、ロボットや汎用組立機器、ロボット・ハンド機器、その多の多軸制御装置などのような多軸駆動系の機械装置に対して適用されるサーボ・アクチュエータに係り、特に、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御する安価で小型のＡＣ又はＤＣサーボ・モータに関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作するＡＣ又はＤＣサーボ・モータに係り、特に、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作するＡＣ又はＤＣサーボ・モータに関する。
【０００３】
【従来の技術】
電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行う機械装置のことを「ロボット」という。ロボットの語源は、スラブ語の”ＲＯＢＯＴＡ（奴隷機械）”に由来すると言われている。わが国では、ロボットが普及し始めたのは１９６０年代末からであるが、その多くは、工場における生産作業の自動化・無人化などを目的としたマニピュレータや搬送ロボットなどの産業用ロボット（ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｒｏｂｏｔ）であった。
【０００４】
アーム式ロボットのように、ある特定の場所に植設して用いるような据置きタイプのロボットは、部品の組立・選別作業など固定的・局所的な作業空間でのみ活動する。これに対し、移動式のロボットは、作業空間は非限定的であり、所定の経路上または無経路上を自在に移動して、所定の若しくは任意の人的作業を代行したり、ヒトやイヌあるいはその他の生命体に置き換わる種々の幅広いサービスを提供したりすることができる。なかでも脚式の移動ロボットは、クローラ式やタイヤ式のロボットに比し不安定で姿勢制御や歩行制御が難しくなるが、階段や梯子の昇降や障害物の乗り越えや、整地・不整地の区別を問わない柔軟な歩行・走行動作を実現できるという点で優れている。
【０００５】
最近では、イヌやネコのように４足歩行の動物の身体メカニズムやその動作を模したペット型ロボット、あるいは、ヒトのような２足直立歩行を行う動物の身体メカニズムや動作をモデルにしてデザインされた「人間形」若しくは「人間型」と呼ばれるロボット（ｈｕｍａｎｏｉｄ ｒｏｂｏｔ）など、脚式移動ロボットに関する研究開発が進展し、実用化への期待も高まってきている。
【０００６】
この種の脚式移動ロボットは、一般に、多数の関節自由度を備え、関節の動きをアクチュエータ・モータで実現するようになっている。また、各モータの回転位置、回転量などを取り出して、サーボ制御を行なうことにより、所望の動作パターンを再現するとともに、姿勢制御を行うようになっている。
【０００７】
ロボットの関節自由度を実現するためにサーボ・モータを用いるのが一般的である。これは、取扱いが容易で、小型且つ高トルクで、しかも応答性に優れているという理由に依拠する。特に、ＡＣサーボ・モータは、ブラシがなく、メンテナンス・フリーであることから、無人化された作業空間で稼動することが望まれるような自動機械、例えば自由歩行を行う脚式ロボットの関節アクチュエータなどに適用することができる。ＡＣサーボ・モータは、回転子（ロータ）側に永久磁石を、固定子（ステータ）側に複数相（例えば３相）のコイルを配置して、正弦波磁束分布と正弦波電流により回転子に対して回転トルクを発生させるようになっている。
【０００８】
脚式移動ロボットは一般に多数の関節で構成されている。したがって、関節自由度を構成するサーボ・モータを小型且つ高性能に設計・製作しなければならない。例えば、脚式移動ロボットの関節アクチュエータとして適用することができる、ギア直結型で且つサーボ制御系をワンチップ化してモータ・ユニットに内蔵したタイプの小型ＡＣサーボ・モータなどが既に存在する（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【０００９】
脚式移動ロボットのような多軸駆動系の機械装置においては、各軸の回転位置を高精度に安定に検出して、位置指令により正確に動作させる必要がある。例えば、人間型ロボットのような２足直立型の脚式移動ロボットにおいては、機体に電源を投入した直後からロボットは自分の姿勢位置を自律的に確認して、安定な姿勢位置に各軸を移動させる必要がある。したがって、各関節の回転自由度を与えるＡＣサーボ・アクチュエータにおいては、より高精度で高速の位置決め制御を行なわなければならない。
【００１０】
従来のサーボ・モータの制御は、ＰＩＤ制御に代表される線形フィードバック制御によりコイル電流の制御を行なうことで、所望の駆動を実現している。
【００１１】
ここで、サーボ・モータの駆動制御について簡単に考察してみる。
【００１２】
サーボ・モータは、一般に、回転可能に支持され磁石からなる回転子と、複数相のコイルを所定の位相差を以って配置してなる固定子で構成される。そして、各コイルへの供給電流（以下、「コイル電流」とする）を制御して各相毎に所定の位相差を持つ正弦波磁束分布を形成することにより、回転子に対して回転トルクを発生させる。
【００１３】
図１６には、サーボ・モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を図解している。このような電流制御回路は、例えば固定子の各相のコイル毎に配設される。
【００１４】
図示の電流制御回路は、フルブリッジ構成であり、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続し、さらにトランジスタＱ１及びＱ２の中間点とトランジスタＱ３及びＱ４の中間点を固定子の単相コイルで接続している。ここで言う単相コイルは、Ｕ相、Ｖ相、又はＷ相のうち１つを示す。それ以外の相も、図示と同様の回路により構成される。
【００１５】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともに、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにすることによって、コイルＺ１には、図示の矢印方向の電流Ａが流れる。次に、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともに、トランジスタＱ１及びＱ４をオフにすることによって、コイルＺ１には、電流Ａとは逆方向の電流Ｂが流れる。
【００１６】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともにトランジスタＱ２及びＱ３をオフにして電流Ａを流す期間をＡ領域とし、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともにトランジスタＱ１及びＱ４をオフにして電流Ｂを流す期間をＢ領域とする。
【００１７】
コイルＺ１を流れる電流Ｉ１は、各トランジスタのスイッチング制御によって決定されるスイッチング電流である。スイッチング電流Ｉ１の大きさは、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）スイッチ、すなわちＡ領域及びＢ領域の時間幅によって決定される。
【００１８】
図１７及び図１８には、図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示している（図１７にはコイル端子電圧波形を、図１８にはコイル電流波形を、それぞれ示している）。但し、ＴｏｎＡはＡ領域の長さで定まるパルス幅であり、ＴＰＷＭはＰＷＭスイッチングの一定周期である。例えば、Ｔｏｎは３０μｓｅｃであり、ＴＰＷＭは５０μｓｅｃであるときに、コイルに流れる電流Ｉ１は図１８に示す通りとなる。そして、コイルへの通電電流に相応するモータの出力トルクが得られる。
【００１９】
一般には、ＰＷＭスイッチング信号によりコイル電流Ｉ１の大きさを制御するようになっている。その最大電流は、パルス幅の最大量により決定される。この最大パルス幅ＴｏｎＡは、電流制御回路を構成する各トランジスタのオン・オフに要する過渡期間の最大期間により決定される。すなわち、トランジスタのオン／オフの過渡期間を考慮して、一方のトランジスタの組Ｑ１及びＱ４と、他方のトランジスタの組Ｑ２及びＱ３とが同時にオンにならないように、パルス幅の上限ＴｏｎＡが設定されている。
【００２０】
ＰＷＭスイッチング周期ＴＰＷＭから最大パルス幅ＴｏｎＡを減じた残りはデッド・バンドとして確保される。図１９には、電流制御回路のＰＷＭスイッチング制御において、デッド・バンドが確保されている様子を図解している。同図に示す例では、ＰＷＭスイッチング周期ＴＰＷＭは５０μｓｅｃであり、デッド・バンドとして１μｓｅｃを確保する。したがって、最大パルス幅ＴｏｎＡは４９μｓｅｃとなる。
【００２１】
図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて相変換を行なうことで各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタ（図１６を参照のこと）をＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。
【００２２】
従来、モータ・コイルへの電流指令と出力トルクの関係を線形化するために、線形電流フィードバック制御を行なっていた。このような設計方式では、逆起電力による特性変化を補償するため、電流制御にＰＩ又はＰＩＤによるフィードバック制御が採用される。このような設計方式は、アナログの電流制御において有効であるが、トランジスタの発熱の問題がある。
【００２３】
また、ＰＷＭスイッチングによる電流駆動方式が主流であるが、トランジスタ・スイッチング回路は、微小指令領域ではＰＷＭのパルス幅が小さくなるため、不感帯が生じるという問題がある。こうした非線形な不感帯のため、従来の線形フィードバック制御では十分なモータ出力特性を得ることができない。つまり、定常偏差がゼロにならないという問題がある。
【００２４】
ここで、図１８に示すようなＰＷＭのパルス幅を持つコイルにおける実行電流について考えてみる。但し、同図において、ｉ０は時刻ｔ０でのコイル電流値であり、ｉ１は時刻ｔ０＋ＴｏｎＡでのコイル電流値であり、ｉ２は時刻ｔ１でのコイル電流値であるとする。また、領域Ａでの電流ＡをＩｏｎ０（ｔ）とし、領域Ｂでの電流ＢをＩｏｆｆ０（ｔ）とする。
【００２５】
このときの電流方程式は、下式の通りとなる。但し、Ｖ１はコイルに印加される電圧であり、Ｒ及びＬはそれぞれコイルの抵抗とインピーダンスである。
【００２６】
【数１】
よって、領域Ａにおいてトランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）がオンの期間、すなわち時刻ｔ０からｔ０＋ＴｏｎＡまでの電流ｉｏｎ０（ｔ）は、下式の通りとなる。ここで、τ０（＝Ｌ／Ｒ）は時定数である。
【００２８】
【数２】
同様に、領域Ｂにおいて、トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）がオフの期間、すなわち時刻ｔ０＋ＴｏｎＡからｔ１までの電流ｉｏｆｆ０（ｔ）は、下式の通りとなる。
【００３０】
【数３】
したがって、図１８に示すコイル電流の実行値は、下式に示される通りとなる。
【００３２】
【数４】
上式によれば、オープンでスイッチング・トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）のオンのパルス幅ＴｏｎＡと実行電流Ｉｅｆｆ値の関係は、図２０に示す通りとなる。同図からも判るように、ＰＷＭによるトランジスタ・スイッチング回路は、微小電流指令領域においてＰＷＭのパルス幅が小さくなると、不感帯となってしまう。
【００３４】
この場合、コイル電流を検出して、その電流の大きさに応じてＴｏｎＡ時間をフィードバックすることができれば、図示の非線形な関係を直線にする、すなわち線形的に取り扱うことができる。
【００３５】
図２１及び図２２には、従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成並びに制御ブロック図をそれぞれ示している。また、図２３には、図２１中の電力変換回路の内部構成を示している。
【００３６】
しかしながら、図示のＰ制御ではＰＷＭスイッチング駆動回路の非線形特性（図２０を参照のこと）を補償することができない（図２４を参照のこと）。また、図２２から分かるように、モータの高速回転時には、逆起電力電圧により出力トルクが減少するという問題が生じる。
【００３７】
そこで、電流制御器に積分補償器として積分ゲインを付加してＰＩ制御を設計するという方法も考えられる。
【００３８】
図２５及び図２６には、従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成並びに制御ブロック図をそれぞれ示している。
【００３９】
ＰＩ制御によれば、ＰＷＭスイッチング駆動回路の非線形特性を補正することはできるが、積分補償器によりシステムの位相遅れが生じるので、応答磁化が劣化するという問題が新たに発生する。このため、高い周波数特性に限界が生じる（図２７を参照のこと）。
【００４０】
言い換えれば、定常偏差はゼロとなるが、比例制御以上の応答を実現することはできない。また、不感帯領域は積分器Ｇｉにより補正されるものの、積分器の内部に蓄積された信号が存在するため、ゼロ近傍のトルク応答性が積分時定数τ（＝Ｇｉ／２π・Ｇｐ）に支配され、応答時間が遅くなるという問題がある（図２８を参照のこと）。
【００４１】
また、上述したように、図２１及び図２２に示したモータの線形電流フィードバック制御によると、ＰＷＭスイッチング駆動回路が持つ非線形特性を補償することができないので（図２４を参照のこと）、トルク指令を補正する指令補正器を配置して（図２９を参照のこと）、ＰＷＭスイッチング駆動回路が微小指令領域において持つ非線形特性は逆の特性（図３０を参照のこと）を与えることにより、モータ電流をより目標値に近くすることができる（図３１を参照のこと）。
【００４２】
しかしながら、この方式では、不連続点において変化が大きくなるため、システムには高調波が生じ易いという問題がある。
【００４３】
また、図２９に示すようなモータの電流制御方式の場合、モータの発熱などによる特性変化に対して、補正器も可変にする必要がある。このため、回路規模が大きくなり、また、特性の変化が検出されないシステムへの対応が困難である。
【００４４】
【特許文献１】
特開２０００−２９９９７０号公報
【００４５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御を行なうことができる、安価で小型の優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４６】
本発明のさらなる目的は、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４７】
本発明のさらなる目的は、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することにある。
【００４８】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、永久磁石型の回転子と固定子側にコイルを備え、前記コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより前記回転子に対して回転トルクを発生させるタイプのサーボ・モータであって、
トルク指令に対して比例ゲインを与える電流制御手段と、
前記電流制御手段からの電流指令に基づいて前記コイルへの電流を供給するコイル電流供給手段と、
トルク指令とモータ速度からなるモータの状態変数に基づいて前記比例ゲインを決定する繰り返し制御手段と、
を具備することを特徴とするサーボ・モータである。
【００４９】
ここで、前記コイル電流供給手段は、ＰＷＮによるトランジスタ・スイッチングにより所望のコイル電流を生成するようになっている。
【００５０】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。
【００５１】
本発明によれば、繰り返し制御部は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００５２】
したがって、本発明によれば、電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。また、サーボ・モータを高精度で高速に位置決め制御する特性を実現することができる。また、非線形なＰＷＭ電流制御を線形化し、線形なトルクの制御を実現することにより、モータの動作特性を改善することができる。
【００５３】
また、本発明に係るサーボ・モータは、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数により定めたＧｐ値を記述した参照テーブルをさらに備えていてもよい。このような場合、前記繰り返し制御手段は、前記参照テーブルをリアルタイム（又は所定の制御周期時間毎）で参照するようにすればよい。
【００５４】
また、本発明に係るサーボ・モータは、位置指令をトルク指令に置き換える位置制御手段と、モータの現在位置を検出する位置検出手段とをさらに備えていてもよい。
【００５５】
この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【００５６】
また、本発明に係るサーボ・モータは、前記コイル電流供給手段によるコイル電流を前記電流制御手段にフィードバックするコイル電流フィードバック手段をさらに備えていてもよい。
【００５７】
このような場合、コイル電流をフィードバックして、制御指令に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御することにより、誤差ｅはゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【００５８】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００５９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００６０】
図１及び図２には、本発明の一実施形態に係るモータ制御装置１０及びモータ制御装置１０においてモータ電流を制御する制御ブロックをそれぞれ示している。
【００６１】
図１に示すように、モータ制御装置１０は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４とで構成される。
【００６２】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００６３】
電力変換器１３は、図３に示すように、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、さらにトランジスタＱ１及びＱ２の中間点とトランジスタＱ３及びＱ４の中間点を固定子の単相コイルで接続している。ここで言う単相コイルは、Ｕ相、Ｖ相、又はＷ相のうち１つを示す。それ以外の相も、図示と同様の回路により構成される。
【００６４】
トランジスタＱ１及びＱ４をオンにするとともにトランジスタＱ２及びＱ３をオフにして電流Ａを流す期間をＡ領域とし、トランジスタＱ２及びＱ３をオフにするとともにトランジスタＱ１及びＱ４をオフにして電流Ｂを流す期間をＢ領域とする。
【００６５】
モータのコイルを流れるコイル電流は、各トランジスタのスイッチング制御によって決定されるスイッチング電流である。そしてもスイッチング電流の大きさは、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）スイッチ、すなわちＡ領域及びＢ領域の時間幅によって決定される。ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００６６】
また、図２に示すように、この制御系では、トルク指令Ｔｒｅｆに対してまず比例ゲインＧｐが乗算される。そして、トルク指令が微小となる領域では、ＰＷＭのパルス幅が小さくなるため不感帯の特性が与えられる。
【００６７】
コイルの電流方程式は上記の［数１］の通りとなることから、Ｋ０／（Ｒ＋Ｓ・Ｌ）が乗算されて（但し、Ｋ０は回路定数、Ｓはラプラス演算子）コイル電流となり、さらにモータ・トルク定数Ｋｍが乗算されて出力トルクが得られる。
【００６８】
次いで、出力トルクに１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ）が乗算されて（但し、Ｊｍはモータ回転子の慣性モーメント、Ｄｍは回転子の粘性摩擦係数）モータ速度Ｖｍとなる。さらに、モータ速度Ｖｍにモータの逆起電力係数Ｋｅが乗算され、これが比例ゲインＧｐが乗算された後のトルク指令Ｔｒｅｆから減算される。
【００６９】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【００７０】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、図４に示すように、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００７１】
本実施形態では、繰り返し制御部１４は、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍに応じて、比例ゲインＧｐを非線形的に変更する。電流制御回路上に配置したメモリ（図示しない）には、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数により定めたＧｐ値を記述した参照テーブルをあらかじめ記憶しておく。繰り返し制御部１４は、この参照テーブルをリアルタイム（又は所定の制御周期時間毎）で参照し、電流制御器１１における比例ゲインＧｐの値を動的に修正する。
【００７２】
図５には、この参照テーブルの構成を示している。同図に示す例では、モータの回転速度Ｖｍが大、中、及びゼロとなる各回転速度毎にＧｐテーブルが用意されている。そして、繰り返し制御部１４は、ある回転速度でモータが回転中に、所定の制御周期内でトルク指令Ｔｒｅｆに対応するＧｐ値を読み取り、これを電流制御器１１に与える。
【００７３】
図６には、本実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を、従来の電流フィードバック方式と比較して示している。図示の通り、従来の電流フィードバック方式の場合、高速回転時には逆起電力のための誤差が生じ、また、低速回転時にはＰＷＭスイッチングの不感帯のための誤差が生じているが、本実施形態に係る電流制御方式によれば、すべての回転速度領域において高精度なトルク−回転数特性を得ることができる。また、図７には、モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示している。
【００７４】
図８には、本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置１０−２の構成を示している。一般に、サーボ・モータは、位置又は速度制御により制御される。本実施形態に係るモータ制御装置は、位置制御に対して図１に示した繰り返し制御による非線形電流制御のメカニズムを導入した構成となっている。
【００７５】
図８に示すモータ制御装置１０−２は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４と、位置検出回路１５と、位置制御器１６とで構成される。
【００７６】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００７７】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００７８】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【００７９】
位置検出回路１５は、位置検出器が読み取ったモータの回転子の回転角θを入力して、モータの現在位置Θを検出する。
【００８０】
位置制御器１６は、中央制御部（図示しない）からの位置指令Θｒｅｆと検出されたモータの現在位置Θとの差分を入力して、電流制御器１１に制御値を与える。
【００８１】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【００８２】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、モータの位置出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００８３】
本発明の第２の実施形態に係るモータの制御ブロック構成は図９に示す通りとなる。すなわち、中央制御部からの位置指令Θｒｅｆは、位置制御器によりトルク指令Ｔｒｅｆに置き換えられ、これにモータのトルク定数が乗算されてトルクとなり、さらに、モータの回転子の特性（１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ））が乗算されて、位置出力を得る。位置出力は、フィードバックされて、位置指令との差分が位置制御器に入力される。
【００８４】
図９からも分かるように、この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【００８５】
本発明の第１及び第２の実施形態に係るモータの電流制御方式によれば、モータの電流制御をオープン・ループにより低価格で簡素な回路により構成し、周波数応答を高速にすることができる。また、ＰＷＭ回路によるトルク指令−モータ・トルクの非線形な関係を線形化することができる。また、繰り返し性のある動的特性も補償することができる。また、この電流制御方式に応用として、サーボ・モータのように安定で高精度、且つ高速に位置決め制御する場合、繰り返し制御による本方式配送遅れが少ないため、安定性と高速応答性がよく、特性を簡単な制御装置で実現することができる。また、線形なトルクの制御を実現することができる。
【００８６】
図１０及び図１１には、本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置１０−３及びモータ制御装置１０−３においてモータ電流を制御する制御ブロックをそれぞれ示している。
【００８７】
図１０に示すように、モータ制御装置１０は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４とで構成される。
【００８８】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【００８９】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【００９０】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【００９１】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容（参照テーブル：図５を参照のこと）に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、トルク出力は、図４に示すように、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【００９２】
さらに、本実施形態では、電力変換器１３は、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御するように構成されている。メモリに記憶した繰り返し性の誤差に対して補正を加える。この結果、誤差ｅは、ゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【００９３】
また、図１１に示すように、この制御系では、トルク指令Ｔｒｅｆに対してまず比例ゲインＧｐが乗算される。そして、トルク指令が微小となる領域では、ＰＷＭのパルス幅が小さくなるため不感帯の特性が与えられる。
【００９４】
コイルの電流方程式は上記の［数１］の通りとなることから、Ｋ０／（Ｒ＋Ｓ・Ｌ）が乗算されて（但し、Ｋ０は回路定数、Ｓはラプラス演算子）コイル電流となり、さらにモータ・トルク定数Ｋｍが乗算されて出力トルクが得られる。
【００９５】
次いで、出力トルクに１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ）が乗算されて（但し、Ｊｍはモータ回転子の慣性モーメント、Ｄｍは回転子の粘性摩擦係数）モータ速度Ｖｍとなる。さらに、モータ速度Ｖｍにモータの逆起電力係数Ｋｅが乗算され、これが比例ゲインＧｐが乗算された後のトルク指令Ｔｒｅｆから減算される。
【００９６】
また、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御する。
【００９７】
図１０及び図１１に示すようなモータの電流制御方式は、微小指令領域において不感帯を持つサーボ・アクチュエータなど、非線形な制御対象に対して適用することができる。また、ダイナミック特性の線形性が補償される。また、個体間のばらつきや温度変化にロバストであるなど品質が安定する。また、制御器の位相変化がないため、安定性と高速な応答性がよい。また、参照テーブル（図５を参照のこと）の読み取り動作により繰り返し制御を実現することができるので、計算機負荷が少なくて済む。
【００９８】
図１２には、本実施形態に係るモータの電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を、従来の電流フィードバック方式と比較して示している。図示の通り、従来の電流フィードバック方式の場合、高速回転時には逆起電力のための誤差が生じ、また、低速回転時にはＰＷＭスイッチングの不感帯のための誤差が生じているが、本実施形態に係る電流制御方式によれば、すべての回転速度領域において高精度なトルク−回転数特性を得ることができる。また、図１３には、モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示している。
【００９９】
図１４には、本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置１０−４の構成を示している。一般に、サーボ・モータは、位置又は速度制御により制御される。本実施形態に係るモータ制御装置は、位置制御に対して図１に示した繰り返し制御による非線形電流制御のメカニズムを導入した構成となっている。
【０１００】
図１４に示すモータ制御装置１０−２は、電流制御器１１と、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２と、電力変換器１３と、繰り返し制御部１４と、位置検出回路１５と、位置制御器１６とで構成される。
【０１０１】
電流制御器１１は、中央制御部（図示しない）からのトルク指令Ｔｒｅｆに対して、所定の比例ゲインＧｐを以って比例制御を行なう。
【０１０２】
ＰＷＭスイッチング駆動回路１２は、２０ＫＨｚのＰＷＭ周期ＴＰＷＭで動作し、トルク指令に相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡを電力変換器１３に与える。
【０１０３】
電力変換器１３は、２個のトランジスタＱ１及びＱ２を順方向接続した回路と、同じく２個のトランジスタＱ３及びＱ４を順方向接続した回路を電源電圧ＶｃｃとグランドＧＮＤの間に並列接続したフルブリッジ構成であり、ＰＷＭスイッチング駆動回路１２からトルク指令Ｔｒｅｆに相応する周期でＡ領域のパルス幅ＴｏｎＡが与えられ、コイル電流をモータ・コイルに供給する（同上）。
【０１０４】
位置検出回路１５は、位置検出器が読み取ったモータの回転子の回転角θを入力して、モータの現在位置Θを検出する。
【０１０５】
位置制御器１６は、中央制御部（図示しない）からの位置指令Θｒｅｆと検出されたモータの現在位置Θとの差分を入力して、電流制御器１１に制御値を与える。
【０１０６】
繰り返し制御部１４は、制御指令と出力が線形になるように、トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に基づいて比例ゲインＧｐを決定する。
【０１０７】
制御対象としてのサーボ・モータは、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を包含しているが、これらには繰り返し性がある。繰り返し制御部１４は、このような繰り返し性のある制御対象の特性をあらかじめメモリに記憶しておき、この記憶内容に基づいて、比例ゲインＧｐに対してトルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍ、並びに位置指令Θｒｅｆと現在位置Θとの差分からなるモータの状態変数に対応する補正を加える。これによって、モータの位置出力は、制御指令に対して線形化して制御されることになる。
【０１０８】
さらに、本実施形態では、電力変換器１３は、コイル電流をフィードバックして、制御指令（この場合、トルク指令）に対する誤差ｅを少なくするように比例ゲインＧｐを可変制御するように構成されている。メモリに記憶した繰り返し性の誤差に対して補正を加える。この結果、誤差ｅは、ゼロ近傍に収束し、制御指令に従い制御される。
【０１０９】
本発明の第４の実施形態に係るモータの制御ブロック構成は図１５に示す通りとなる。すなわち、中央制御部からの位置指令Θｒｅｆは、位置制御器によりトルク指令Ｔｒｅｆに置き換えられ、これにモータのトルク定数が乗算されてトルクとなり、さらに、モータの回転子の特性（１／（Ｓ・Ｊｍ＋Ｄｍ））が乗算されて、位置出力を得る。位置出力は、フィードバックされて、位置指令との差分が位置制御器に入力される。
【０１１０】
図９からも分かるように、この場合のモータの制御対象は、線形近似された構造となる。この結果、位置制御器の設計を容易にすることができる。
【０１１１】
本発明の第３及び第４の実施形態に係るモータの電流制御方式によれば、電流制御ループの周波数応答を高速にすることができる。また、繰り返し制御による電流−トルクの精密な線形化を実現することができる。また、繰り返し性のある動的特性を補償することができる。また、モータ特性の熱変化、製造上のばらつきの影響が小さいロバストな制御を実現することができる。また、この電流制御方式の応用として、サーボ・モータのように安定で高精度、且つ高速に位置決め制御する特性を簡単な制御器の設計により実現することができる。さらには、精密なトルクの制御を実現することができる。
【０１１２】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【０１１３】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、高精度の電流制御を実現し、高精度で且つ高速に位置決め制御を行なうことができる、安価で小型の優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１４】
また、本発明によれば、電流指令と出力トルクの関係を線形化して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１５】
また、本発明によれば、微小な指令領域においても線形性を維持して高精度に動作することができる、優れたＡＣ又はＤＣサーボ・モータを提供することができる。
【０１１６】
本発明によれば、ＡＣ又はＤＣサーボ・モータの逆起電力によるトルク低下やＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性（不感帯問題）に対し、オープン回路で線形に制御する。すなわち、繰り返し制御により比例制御器の比例ゲインＧｐを可変とすることにより、高速な特性と線形な制御を実現することができる。
【０１１７】
本発明によれば、電流検出回路を用いずにオープン・ゲインをリアルタイムに変更することにより、高速な応答性を保ち非線形電流を線形に電流に制御することができる。したがって、サーボ・モータを高精度で高速に位置決め制御する特性を実現することができる。また、非線形なＰＷＭ電流制御を線形化し、線形なトルクの制御を実現すすることにより、モータの動作特性を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置の構成を模式的に示した図である。
【図２】本発明の一実施形態に係るモータ制御装置のモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図３】電力変換器１３の内部構成を示した図である。
【図４】本発明によりモータのトルク特性が制御指令に対して線形化して制御される様子を示した図である。
【図５】参照テーブルの構成を示した図である。
【図６】本発明の第１の実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を示した図である。
【図７】モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示した図である。
【図８】本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図９】本発明の第２の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１０】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１２】本発明の第３の実施形態に係るモータ制御回路により、サーボ・モータの逆起電力Ｖｅによるトルク低下や、ＰＷＭスイッチング回路に存在する非線形な特性を持つという不感帯の問題を解消し、電流制御の線形性が保たれているときのトルク−回転速度（ＴＮ）特性と電流制御の関係を示した図である。
【図１３】モータ出力の実測値を繰り返し制御された比例ゲインＧｐとともに示した図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置の構成を示した図である。
【図１５】本発明の第４の実施形態に係るモータ制御装置における制御ブロックの構成を示した図である。
【図１６】サーボ・モータに適用される、コイル電流供給用の電流制御回路の等価回路の構成例を示した図である。
【図１７】図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示した図である。
【図１８】図１６に示した電流制御回路における各トランジスタのＰＷＭスイッチングとスイッチング電流との関係を示した図である。
【図１９】電流制御回路のＰＷＭスイッチング制御において、デッド・バンドが確保されている様子を示した図である。
【図２０】オープンでスイッチング・トランジスタ（Ｑ１，Ｑ４）のオンのパルス幅ＴｏｎＡと実行電流Ｉｅｆｆ値の関係を示した図である。
【図２１】従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置を示した図である。
【図２２】従来の線形フィードバック制御として、Ｐ制御によりモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図２３】図２１中の電力変換回路の内部構成を示した図である。
【図２４】図２１及び図２２に示したモータの制御特性を示した図である。
【図２５】従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりＰＷＭスイッチング駆動回路を制御するモータ制御装置の構成を示した図である。
【図２６】従来の線形フィードバック制御として、ＰＩ制御によりモータ電流を制御する制御ブロックを示した図である。
【図２７】図２５及び図２６に示したモータの制御特性を示した図である。
【図２８】図２５及び図２６に示したモータの電量制御の応答特性を示した図である。
【図２９】図２１に示したモータの制御装置に指令補正器を配置した構成を示した図である。
【図３０】指令補正器の非線形特性を示した図である。
【図３１】図２９に示したモータの制御特性を示した図である。
【符号の説明】
１０…モータ制御装置
１１…電流制御器
１２…ＰＷＭスイッチング駆動回路
１３…電力変換器
１４…繰り返し制御部
１５…位置検出回路
１６…位置制御器
Claims (5)
- 永久磁石型の回転子と固定子側にコイルを備え、前記コイルへの供給電流を制御して所定の磁束分布を形成することにより前記回転子に対して回転トルクを発生させるタイプのサーボ・モータであって、
トルク指令に対して比例ゲインを与える電流制御手段と、
前記電流制御手段からの電流指令に基づいて前記コイルへの電流を供給するコイル電流供給手段と、
トルク指令とモータ速度からなるモータの状態変数に基づいて前記比例ゲインを決定する繰り返し制御手段と、
を具備することを特徴とするサーボ・モータ。 - 前記コイル電流供給手段は、ＰＷＮによるトランジスタ・スイッチングにより所望のコイル電流を生成する、
ことを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。 - トルク指令Ｔｒｅｆとモータ速度Ｖｍからなるモータの状態変数により定めた非礼ゲインＧｐ値を記述した参照テーブルをさらに備え、
前記繰り返し制御手段は、前記参照テーブルをリアルタイム（又は所定の制御周期時間毎）で参照する、
ことを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。 - 位置指令をトルク指令に置き換える位置制御手段と、
モータの現在位置を検出する位置検出手段と、
をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。 - 前記コイル電流供給手段によるコイル電流を前記電流制御手段にフィードバックするコイル電流フィードバック手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002342923A JP2004180409A (ja) | 2002-11-26 | 2002-11-26 | 電子回路システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002342923A JP2004180409A (ja) | 2002-11-26 | 2002-11-26 | 電子回路システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004180409A true JP2004180409A (ja) | 2004-06-24 |
Family
ID=32704844
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002342923A Pending JP2004180409A (ja) | 2002-11-26 | 2002-11-26 | 電子回路システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004180409A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013003403A (ja) * | 2011-06-17 | 2013-01-07 | Ricoh Co Ltd | 制御装置及び撮像装置及びその制御方法 |
| JP2013074714A (ja) * | 2011-09-28 | 2013-04-22 | Thk Co Ltd | モータ制御装置、及びモータ制御方法 |
| JP2017003821A (ja) * | 2015-06-11 | 2017-01-05 | オリンパス株式会社 | ぶれ補正装置 |
-
2002
- 2002-11-26 JP JP2002342923A patent/JP2004180409A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013003403A (ja) * | 2011-06-17 | 2013-01-07 | Ricoh Co Ltd | 制御装置及び撮像装置及びその制御方法 |
| JP2013074714A (ja) * | 2011-09-28 | 2013-04-22 | Thk Co Ltd | モータ制御装置、及びモータ制御方法 |
| JP2017003821A (ja) * | 2015-06-11 | 2017-01-05 | オリンパス株式会社 | ぶれ補正装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4552353B2 (ja) | サーボ・アクチュエータ並びにその位置検出装置 | |
| Panda et al. | Application of nonlinear control to switched reluctance motors: a feedback linearisation approach | |
| CN102301582A (zh) | 阀控制装置 | |
| CN110649845A (zh) | 基于鲁棒广义预测控制的光电转台位置跟踪控制方法 | |
| Rajeev et al. | Modeling a controller for an articulated robotic arm | |
| Shiller et al. | The practical implementation of time-optimal control for robotic manipulators | |
| JP2004180409A (ja) | 電子回路システム | |
| Makino et al. | Motion control of the direct drive actuator | |
| JP2004201485A (ja) | モータ、並びにアクチュエータの制御器 | |
| Zeng et al. | Nonlinear friction compensation of a flexible robotic joint with harmonic drive | |
| Bridges et al. | Adaptive control of rigid-link electrically-driven robots actuated with brushless DC motors | |
| Jian et al. | Application of motion control system for delta parallel robot | |
| Uddin et al. | Fuzzy logic based position control of permanent magnet synchronous motor | |
| Hu et al. | Research on injection molding machine drive system based on model predictive control | |
| Manikandan et al. | Modeling and simulation of fuzzy based BLDC fed vertically rotating one DOF robot arm position control system | |
| Boudane | Velocity control of a DC motor using PID and CDM method based on MATLAB/Simulink and Arduino | |
| JP2004180410A (ja) | サーボ・モータ | |
| JP2018045484A (ja) | 位置決め制御装置 | |
| Low et al. | DSP-based instantaneous torque control in permanent magnet brushless DC drives | |
| Li et al. | Simulation Analysis of PID Closed-Loop Control of Current of SBW | |
| Van Nguyen et al. | Development of PMSM Servo Driver for CNC Machines Using TMS28379D Microcontroller | |
| Xu et al. | Development of Control System with Double-Closed Loop for a Multi-mode Wall-Climbing Robot | |
| Cho et al. | On the Development of a Motor Driver for Physical Human-Robot Interactions | |
| JP2004181601A (ja) | 脚式移動ロボット | |
| Konstantyan et al. | Highly Integrated Compact Motion Control System for Brushless DC Machine |