JP2004180410A - サーボ・モータ - Google Patents
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Abstract
【課題】高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決する。
【解決手段】スター型、デルタ型のコイル結線方式とは相違し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルが互いに干渉し合わない非干渉結線方式を採用する。それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、各相のコイルに高調波を含む電流を流すことができる。したがって、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【選択図】 図１
【解決手段】スター型、デルタ型のコイル結線方式とは相違し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルが互いに干渉し合わない非干渉結線方式を採用する。それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、各相のコイルに高調波を含む電流を流すことができる。したがって、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ロボットや汎用組立機器、ロボット・ハンド機器、その他の多軸制御装置などのような多軸駆動系の機械装置に対して適用されるサーボ・モータに係り、特に、固定子側が複数相のコイルで構成される永久磁石型の同期形サーボ・モータに関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、最大限のトルクを発生し小型化を実現するサーボ・モータに係り、特に、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動するサーボ・モータに関する。
【０００３】
【従来の技術】
電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行う機械装置のことを「ロボット」という。ロボットの語源は、スラブ語の”ＲＯＢＯＴＡ（奴隷機械）”に由来すると言われている。わが国では、ロボットが普及し始めたのは１９６０年代末からであるが、その多くは、工場における生産作業の自動化・無人化などを目的としたマニピュレータや搬送ロボットなどの産業用ロボット（ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｒｏｂｏｔ）であった。
【０００４】
アーム式ロボットのように、ある特定の場所に植設して用いるような据置きタイプのロボットは、部品の組立・選別作業など固定的・局所的な作業空間でのみ活動する。これに対し、移動式のロボットは、作業空間は非限定的であり、所定の経路上または無経路上を自在に移動して、所定の若しくは任意の人的作業を代行したり、ヒトやイヌあるいはその他の生命体に置き換わる種々の幅広いサービスを提供したりすることができる。なかでも脚式の移動ロボットは、クローラ式やタイヤ式のロボットに比し不安定で姿勢制御や歩行制御が難しくなるが、階段や梯子の昇降や障害物の乗り越えや、整地・不整地の区別を問わない柔軟な歩行・走行動作を実現できるという点で優れている。
【０００５】
最近では、イヌやネコのように４足歩行の動物の身体メカニズムやその動作を模したペット型ロボット、あるいは、ヒトのような２足直立歩行を行う動物の身体メカニズムや動作をモデルにしてデザインされた「人間形」若しくは「人間型」と呼ばれるロボット（ｈｕｍａｎｏｉｄ ｒｏｂｏｔ）など、脚式移動ロボットに関する研究開発が進展し、実用化への期待も高まってきている。
【０００６】
この種の脚式移動ロボットは、一般に、多数の関節自由度を備え、関節の動きをアクチュエータ・モータで実現するようになっている。また、各モータの回転位置、回転量などを取り出して、サーボ制御を行なうことにより、所望の動作パターンを再現するとともに、姿勢制御を行うようになっている。
【０００７】
ロボットの関節自由度を実現するためにサーボ・モータを用いるのが一般的である。これは、取扱いが容易で、小型且つ高トルクで、しかも応答性に優れているという理由に依拠する。特に、ＡＣサーボ・モータは、ブラシがなく、メンテナンス・フリーであることから、無人化された作業空間で稼動することが望まれるような自動機械、例えば自由歩行を行う脚式ロボットの関節アクチュエータなどに適用することができる。ＡＣサーボ・モータは、回転子（ロータ）側に永久磁石を、固定子（ステータ）側に複数相（例えば３相）のコイルを配置して、正弦波磁束分布と正弦波電流により回転子に対して回転トルクを発生させるようになっている。
【０００８】
脚式移動ロボットは一般に多数の関節で構成されている。したがって、関節自由度を構成するサーボ・モータを小型且つ高性能に設計・製作しなければならない。例えば、脚式移動ロボットの関節アクチュエータとして適用することができる、ギア直結型で且つサーボ制御系をワンチップ化してモータ・ユニットに内蔵したタイプの小型ＡＣサーボ・モータなどが既に存在する（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【０００９】
ＡＣサーボ・モータは、例えばＵ，Ｖ，Ｗの３相からなる各固定子コイルに所定の位相差を持って正弦波電流を流して、正弦波の磁束分布を発生させることによって、マグネットからなる回転子に回転トルクを与えることができる。従来、同期式のＡＣサーボ・モータのコイルには、図９に示すように、各コイルの一端を接続したスター型結線や、図１０に示すように、各コイルの両端をそれぞれ接続してなるデルタ型結線が適用されてきた。勿論、これらスター型やデルタ型のコイル結線は、ＡＣサーボ・モータ以外に、ＤＣブラシレス・モータにも適用することができる。一般に、スター型結線は高電圧の電源に適した結線であり、また、デルタ型結線は低電圧の電源に適した結線で使用されている（但し、永久磁石式ＡＣモータでは、デルタ型結線はあまり使用されない。高速回転時には永久磁石による高調波電流がコイル内でループ状に流れて効率が劣化するためである）。
【００１０】
固定子側では、各相のコイルを所定の位相差を以って配置し、各コイルへの供給電流（以下、「コイル電流」とする）を制御して各相毎に所定の位相差を持つ正弦波磁束分布を形成することにより、回転子に対して回転トルクを発生させる。スター型結線並びにデルタ型結線において各相のコイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流制御回路の構成を、図１１に示しておく。但し、スター型やデルタ型などのコイル結線方式では、下式に示すようなキルヒホッフの法則（各相に流れる電流の総和はゼロになる）に拘束される。
【００１１】
【数１】
【００１２】
一般に、コイルに高電圧を印加することにより、サーボ・モータの出力トルクを増大させることができるしかしながら、脚式移動ロボットなどに搭載されるサーボ・モータにおいては、小型化という要請のため、低電圧で駆動させなければならず、高電圧化による高トルク化を実現することができない。
【００１３】
このような場合、各相のコイルに大電流を流すことによりトルク増大を図ることが考えられるが、サーボ・モータの各コイルがスター型やデルタ型などの結線方式では、キルヒホッフの法則に拘束されるため、最大電流を超えるコイル電流を供給することができず、高トルク化を実現することができない。
【００１４】
電流制御回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて３相変換−進相制御を行ない、同期式ＡＣサーボ・モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタ（図１１を参照のこと）をＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。
【００１５】
一般的なコイル電流制御として１８０度通電方式が知られ、下式の通りとなる。そして、こうした電流波形（図１２を参照のこと）が各相のコイルに与えられる。
【００１６】
【数２】
【００１７】
この場合、回転子マグネットに与えられる磁束φｕ、φｖ、φｗも、同様にコイル電流に対して変化する。
【００１８】
【数３】
【００１９】
そして、このときの磁束の総和はゼロとなる。
【００２０】
【数４】
【００２１】
最大電流が制約される永久磁石型・同期形のサーボ・アクチュエータにおいては、最大限のトルクを効率的に取り出すためには、回転子マグネットが理想的な磁束特性に着磁されていることが要求される。
【００２２】
しかしながら、実際には、理想的な波形の磁束を形成することは困難である。特に小型化モータにおいては、内部マグネットの磁束密度が高くなり、飽和近くまで磁束を扱うようになると、各相の磁束成分に高調波の歪みが含まれるようになる。このため、上式に示した磁束φｕ、φｖ、φｗは、以下に示すように高調波を含んだ波形となる。
【００２３】
【数５】
【００２４】
このような場合、磁束の総和はゼロとはならない。このため、コイルには巡回電流が発生し、モータの発熱の原因となる。
【００２５】
【数６】
【００２６】
図１３には、Ｕ相の理想の磁束と現実の磁束の差を示している。また、図１４には、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の関係とその総和の磁束の関係を示している。また、図１５には、磁束の周波数分布を示している。上式及び図１５から分かるように、現実の磁束は、基本波φＯ以外に、第３高調波φ３、第５高調波φ５、第７高調波φ７…のような高調波成分が含まれている。
【００２７】
従来は、基本波だけを用いてモータの電流制御を行なっていた。このため、モータ出力のトルク・リップルの問題や回転効率低下の問題を招来していた。
【００２８】
また、［数５］に示すような磁束に対し、［数２］に示すような電流指令を与えると、本来の磁束のうち基本波の磁束だけがトルクとなり、第３以降の高調波の磁束はトルクに作用することはない。また、こうした高調波の磁束は、モータのトルク・リップルの原因になる。
【００２９】
【特許文献１】
特開２０００−２９９９７０号公報
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、固定子側が複数相のコイルで構成される永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３１】
本発明のさらなる目的は、最大限のトルクを発生し小型化を実現することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３２】
本発明のさらなる目的は、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、永久磁石型の回転子と固定子側に複数相のコイルで構成されるサーボ・モータであって、各相のコイル間でコイル電流が干渉し合わない形態で結線するコイル結線手段と、各相のコイル毎に独立した電流制御手段とを備えるサーボ・モータである。
【００３４】
本発明によれば、非干渉結線方式で固定子コイルを構成することにより、電流制御手段は、それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。すなわち、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００３５】
したがって、本発明によれば、永久磁石型同期形サーボ・モータのコイル電流制御を回転子マグネットの磁束の高調波成分も含めた電流波形を生成するように行なうことで、従来利用されなかった磁束の高調波成分を加えたトルクの向上を実現し、トルク・リップルの問題を解決することができる。
【００３６】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００３８】
本実施形態に係る永久磁石式同期ＡＣサーボ・モータは、図９及び図１０に示したようなスター型、デルタ型のコイル結線方式とは相違し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルが互いに干渉し合わない結線方式（以下では、これを「非干渉結線方式」と呼ぶ）を採用する。
【００３９】
図１には、本実施形態に係る非干渉結線方式を採用したＡＣサーボ・モータ用３相コイルの構成を概念的に示している。同図に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルには、キルヒホッフの法則（前述）などによって互いに拘束されることのない駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ通過するようになっている。
【００４０】
また、図２には、図１に示すような非干渉結線方式の３相コイルに流す電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを供給するための電流回路の構成を示している。各トランジスタのベース端子には、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に専用の独立したＰＷＭ変換回路（後述）の制御信号が入力されており、各相のコイルに対して個別に電流指令を与える構成となっている。
【００４１】
図９〜図１０に示したような従来の３相コイルのスター型若しくはデルタ型の結線方式、並びに、図１１に示すような３相コイルの電流制御方式によれば、トランジスタなどの素子数を抑えて安価に構成することができるものの、電流指令に制限が生じる（前述）。
【００４２】
これに対し、図１〜図２に示すような３相コイルの結線方式並びに電流制御方式を採用した場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルに対する電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、互いの干渉なく完全に独立して制御することができるので、すべてのコイルに対して同時に最大電流を流すことができる。すなわち、指令の大きさを最大に与えることができる。
【００４３】
また、このような非干渉結線方式を採用して、それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、各相のコイルに高調波を含む電流を流すことができる。図３には、本実施形態に係るコイル電流波形（但し、単相）とモータ・トルクの関係を従来例（図１６を参照のこと）と比較して示している。
【００４４】
図３からも分かるように、非干渉結線方式で固定子コイルを構成することにより、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。すなわち、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００４５】
図４には、本実施形態に係る同期式ＡＣサーボ・モータの各相のコイルに対する供給する電流を制御する電流制御回路１０の構成を模式的に示している。図示の電流制御回路１０は、図３に示した電流回路を構成する各トランジスタのスイッチング動作をＰＷＭ制御する。
【００４６】
既に述べたように、同期式ＡＣサーボ・モータ２０は、固定子側にＵ，Ｖ，Ｗという３相のコイル２１を備え、各コイルＵ，Ｖ，Ｗにそれぞれ電流Ｉｄ１−ｕ，Ｉｄ１−ｖ，Ｉｄ１−ｗが通過することによって生じる磁界によって、永久磁石で構成された回転子２２が回転する。そして、この回転子２２の回転位置は回転位置検出回路２３によって磁極位置θとして検出されて、電流制御回路１０側にフィードバックされる。
【００４７】
電流制御回路１０は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）を同期式ＡＣサーボ・モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流す電流指令に変換する３相変換回路１１と、各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令を基に各相コイルＵ，Ｖ，Ｗを独立して電流制御する３個のＰＷＭ変換回路１２−１，１２−２，１２−３とで構成される。
【００４８】
３相変換回路１１は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯを入力すると、これを同期式ＡＣサーボ・モータ２０の３相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流す電流Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）に３相変換する。より具体的には、以下の式に従って各相Ｕ，Ｖ，Ｗに流す電流Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）を計算する。但し、θｍは磁極位置であり、固定子側のコイルＵ相の極の位置をゼロ度とした回転位置と定義する。
【００４９】
【数７】
【００５０】
ここで、係数Ｉ３、Ｉ５、…は回転子マグネットの磁束の高調波成分の大きさの比率により決定される一定の定数Ａ０、Ａ１、…となる。
【００５１】
【数８】
【００５２】
ここで、Ａ０、Ａ１、…は、上記の式［数５］の磁束の関係から導き出され、下式の関係となる。
【００５３】
【数９】
【００５４】
ここで、φｉ（ｉ＝３，５，７，…）は、回転子マグネットを着磁・磁化した後、磁束測定することにより得られ、３相変換回路１１に与えられる。実際の３相変換回路１１は、上式［数９］を演算する方法を備えるか、又は、電流波形テーブルを記憶するＲＯＭを備え、その値を参照するように構成される。
【００５５】
図５には、３相変換回路１１によってそれぞれのコイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗの例を示している。同図に示すような新しい通電方式により、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。この結果、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００５６】
各ＰＷＭ変換回路１２−１，１２−２，１２−３は、電流指令回路１２からの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）を基に、各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの通過電流Ｉｄ１＿ｕ，Ｉｄ１＿ｖ，Ｉｄ１＿ｗをそれぞれ独立して制御するための、図２に示したそれぞれ対応するトランジスタのスイッチング制御信号を生成する。
【００５７】
図６には、Ｕ相コイルの通過電流を制御するためのＰＷＭ変換回路１２−１の構成を模式的に示している。なお、他の相Ｖ，Ｗコイルに関するＰＷＭ変換回路１２−２及び１２−３については図示しないが、これらの構成並びに動作特性は、ＰＷＭ変換回路１２−１と同様であると理解されたい。
【００５８】
図６に示すように、ＰＷＭ変換回路１２−１は、ラッチ回路１５と、ダウン・カウンタ回路１６と、トランジスタ・スイッチング回路１７とで構成される。
【００５９】
３相変換回路１１から電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が与えられると、ラッチ回路１５は、一定周期のＰＷＭクロック（図示の例では２０ＫＨｚ）によりそのデータがラッチされる。電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が負の値の場合には、その絶対値がラッチされる。
【００６０】
このラッチされたデータは、ダウン・カウンタ回路１６のカウンタ・クロック（図示の例では１０ＭＨｚ）によりゼロ値になるまで１ずつ減少する。そして、ダウン・カウンタ回路１６のカウンタがゼロでなければ、ＺＤ出力はＨ（ハイ）を出力する。このようにして、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）に比例したパルス幅を持つＰＷＭパルス信号が正確に出力される。
【００６１】
したがって、電流指令データの最大値は、ＰＷＭクロック周期をカウンタ・クロック周期で分周した値となる。図６に示す例では、ＰＷＭクロックが２０ＫＨｚで、カウンタ・クロックが１０ＭＨｚであるから、電流指令データの最大値は５００となる。これは、正の電流の分解能であるから、正負の電流の最大の分解能は１０００となり、約１０ビットの電流分解能となる。
【００６２】
図７には、トランジスタ・スイッチング回路１７の内部構成を示している。同図に示すように、トランジスタ・スイッチング回路１７は、電流指令データＩｄｒｅｆ＿ｕの正負に応じてＰＷＭパルス信号の出力先をＡ又はＢのいずれか一方に切り換えるスイッチ１７Ａと、４個のベース・ドライブ回路１７Ｂ，１７Ｃ，１７Ｄ，１７Ｅで構成されている。各ベース・ドライブ回路１７Ｂ，１７Ｃ，１７Ｄ，１７Ｅの出力は、Ｕ相コイルへの電流回路（図２を参照のこと）の各トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ３，Ｑ２のベース端子に接続されており、これらドライブ回路の出力に応じてＵ相コイルへの通過電流を制御することができる。
【００６３】
電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が正の値であるときは、ＰＷＭパルス信号は、トランジスタＱ１及びＱ４のベース・ドライブを駆動する。
【００６４】
また、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が負の値であるときは、ＰＷＭパルス信号は、トランジスタＱ２及びＱ３のベース・ドライブを駆動する。
【００６５】
また、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）がゼロ値であるときは、ＰＷＭパルス信号はゼロとなり、いずれのベース・ドライブも駆動しない。
【００６６】
ＰＷＭ変換回路１２によるＰＷＭ信号タイミング・チャートを図８に示しておく。
【００６７】
上述したような電流制御回路１０によれば、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相コイルへの通過電流をそれぞれ独立して制御することができるので、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。この結果、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００６８】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【００６９】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、最大限のトルクを発生し小型化を実現することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することができる。
【００７０】
また、本発明によれば、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することができる。
【００７１】
本発明によれば、永久磁石型同期形サーボ・モータのコイル電流制御を回転子マグネットの磁束の高調波成分も含めた電流波形を生成するように行なうことで、従来利用されなかった磁束の高調波成分を加えたトルクの向上を実現し、トルク・リップルの問題を解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る非干渉結線方式を採用したＡＣサーボ・モータ用３相コイルの構成を概念的に示した図である。
【図２】図１に示すような非干渉結線方式の３相コイルに流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流回路の構成を示した図である。
【図３】本発明の実施形態に係るコイル電流波形（但し、単相）とモータ・トルクの関係を従来例（図１６を参照のこと）と比較して示したチャートである。
【図４】本発明の実施形態に係る同期式ＡＣサーボ・モータの各相のコイルに対する供給する電流を制御する電流制御回路１０の構成を模式的に示した図である。
【図５】３相変換回路１１によってそれぞれのコイルＵ，Ｖ，Ｗへ与えられる電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗの例を示した図である。
【図６】Ｕ相コイルの通過電流を制御するためのＰＷＭ変換回路１２−１の構成を模式的に示した図である。
【図７】トランジスタ・スイッチング回路１７の内部構成を示した図である。
【図８】ＰＷＭ変換回路１２によるＰＷＭ信号タイミング・チャートを示した図である。
【図９】３相サーボ・モータのスター型結線（従来例）を示した図である。
【図１０】３相サーボ・モータのデルタ型結線（従来例）を示した図である。
【図１１】スター型結線並びにデルタ型結線において各相のコイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流制御回路の構成（従来例）を示した図である。
【図１２】１８０度通電方式による各相のコイル電流波形を示したチャートである。
【図１３】Ｕ相の理想の磁束と現実の磁束の差を示した図である。
【図１４】Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の関係とその総和の磁束の関係を示した図である。
【図１５】磁束の周波数分布を示した図である。
【図１６】コイル電流とトルク・リップルの関係（従来例）を示した図である。
【符号の説明】
１０…電流制御回路
１１…３相変換回路
１２ＰＷＭ変換回路
２０…同期式ＡＣサーボ・モータ
２１…コイル
２２…モータ回転子
２３…回転位置検出回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、ロボットや汎用組立機器、ロボット・ハンド機器、その他の多軸制御装置などのような多軸駆動系の機械装置に対して適用されるサーボ・モータに係り、特に、固定子側が複数相のコイルで構成される永久磁石型の同期形サーボ・モータに関する。
【０００２】
さらに詳しくは、本発明は、最大限のトルクを発生し小型化を実現するサーボ・モータに係り、特に、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動するサーボ・モータに関する。
【０００３】
【従来の技術】
電気的若しくは磁気的な作用を用いて人間の動作に似せた運動を行う機械装置のことを「ロボット」という。ロボットの語源は、スラブ語の”ＲＯＢＯＴＡ（奴隷機械）”に由来すると言われている。わが国では、ロボットが普及し始めたのは１９６０年代末からであるが、その多くは、工場における生産作業の自動化・無人化などを目的としたマニピュレータや搬送ロボットなどの産業用ロボット（ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ ｒｏｂｏｔ）であった。
【０００４】
アーム式ロボットのように、ある特定の場所に植設して用いるような据置きタイプのロボットは、部品の組立・選別作業など固定的・局所的な作業空間でのみ活動する。これに対し、移動式のロボットは、作業空間は非限定的であり、所定の経路上または無経路上を自在に移動して、所定の若しくは任意の人的作業を代行したり、ヒトやイヌあるいはその他の生命体に置き換わる種々の幅広いサービスを提供したりすることができる。なかでも脚式の移動ロボットは、クローラ式やタイヤ式のロボットに比し不安定で姿勢制御や歩行制御が難しくなるが、階段や梯子の昇降や障害物の乗り越えや、整地・不整地の区別を問わない柔軟な歩行・走行動作を実現できるという点で優れている。
【０００５】
最近では、イヌやネコのように４足歩行の動物の身体メカニズムやその動作を模したペット型ロボット、あるいは、ヒトのような２足直立歩行を行う動物の身体メカニズムや動作をモデルにしてデザインされた「人間形」若しくは「人間型」と呼ばれるロボット（ｈｕｍａｎｏｉｄ ｒｏｂｏｔ）など、脚式移動ロボットに関する研究開発が進展し、実用化への期待も高まってきている。
【０００６】
この種の脚式移動ロボットは、一般に、多数の関節自由度を備え、関節の動きをアクチュエータ・モータで実現するようになっている。また、各モータの回転位置、回転量などを取り出して、サーボ制御を行なうことにより、所望の動作パターンを再現するとともに、姿勢制御を行うようになっている。
【０００７】
ロボットの関節自由度を実現するためにサーボ・モータを用いるのが一般的である。これは、取扱いが容易で、小型且つ高トルクで、しかも応答性に優れているという理由に依拠する。特に、ＡＣサーボ・モータは、ブラシがなく、メンテナンス・フリーであることから、無人化された作業空間で稼動することが望まれるような自動機械、例えば自由歩行を行う脚式ロボットの関節アクチュエータなどに適用することができる。ＡＣサーボ・モータは、回転子（ロータ）側に永久磁石を、固定子（ステータ）側に複数相（例えば３相）のコイルを配置して、正弦波磁束分布と正弦波電流により回転子に対して回転トルクを発生させるようになっている。
【０００８】
脚式移動ロボットは一般に多数の関節で構成されている。したがって、関節自由度を構成するサーボ・モータを小型且つ高性能に設計・製作しなければならない。例えば、脚式移動ロボットの関節アクチュエータとして適用することができる、ギア直結型で且つサーボ制御系をワンチップ化してモータ・ユニットに内蔵したタイプの小型ＡＣサーボ・モータなどが既に存在する（例えば、特許文献１を参照のこと）。
【０００９】
ＡＣサーボ・モータは、例えばＵ，Ｖ，Ｗの３相からなる各固定子コイルに所定の位相差を持って正弦波電流を流して、正弦波の磁束分布を発生させることによって、マグネットからなる回転子に回転トルクを与えることができる。従来、同期式のＡＣサーボ・モータのコイルには、図９に示すように、各コイルの一端を接続したスター型結線や、図１０に示すように、各コイルの両端をそれぞれ接続してなるデルタ型結線が適用されてきた。勿論、これらスター型やデルタ型のコイル結線は、ＡＣサーボ・モータ以外に、ＤＣブラシレス・モータにも適用することができる。一般に、スター型結線は高電圧の電源に適した結線であり、また、デルタ型結線は低電圧の電源に適した結線で使用されている（但し、永久磁石式ＡＣモータでは、デルタ型結線はあまり使用されない。高速回転時には永久磁石による高調波電流がコイル内でループ状に流れて効率が劣化するためである）。
【００１０】
固定子側では、各相のコイルを所定の位相差を以って配置し、各コイルへの供給電流（以下、「コイル電流」とする）を制御して各相毎に所定の位相差を持つ正弦波磁束分布を形成することにより、回転子に対して回転トルクを発生させる。スター型結線並びにデルタ型結線において各相のコイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流制御回路の構成を、図１１に示しておく。但し、スター型やデルタ型などのコイル結線方式では、下式に示すようなキルヒホッフの法則（各相に流れる電流の総和はゼロになる）に拘束される。
【００１１】
【数１】
一般に、コイルに高電圧を印加することにより、サーボ・モータの出力トルクを増大させることができるしかしながら、脚式移動ロボットなどに搭載されるサーボ・モータにおいては、小型化という要請のため、低電圧で駆動させなければならず、高電圧化による高トルク化を実現することができない。
【００１３】
このような場合、各相のコイルに大電流を流すことによりトルク増大を図ることが考えられるが、サーボ・モータの各コイルがスター型やデルタ型などの結線方式では、キルヒホッフの法則に拘束されるため、最大電流を超えるコイル電流を供給することができず、高トルク化を実現することができない。
【００１４】
電流制御回路は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯに基づいて３相変換−進相制御を行ない、同期式ＡＣサーボ・モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを生成し、これら電流指令に基づいて各トランジスタ（図１１を参照のこと）をＰＷＭ方式にてスイッチング制御する。
【００１５】
一般的なコイル電流制御として１８０度通電方式が知られ、下式の通りとなる。そして、こうした電流波形（図１２を参照のこと）が各相のコイルに与えられる。
【００１６】
【数２】
この場合、回転子マグネットに与えられる磁束φｕ、φｖ、φｗも、同様にコイル電流に対して変化する。
【００１８】
【数３】
そして、このときの磁束の総和はゼロとなる。
【００２０】
【数４】
最大電流が制約される永久磁石型・同期形のサーボ・アクチュエータにおいては、最大限のトルクを効率的に取り出すためには、回転子マグネットが理想的な磁束特性に着磁されていることが要求される。
【００２２】
しかしながら、実際には、理想的な波形の磁束を形成することは困難である。特に小型化モータにおいては、内部マグネットの磁束密度が高くなり、飽和近くまで磁束を扱うようになると、各相の磁束成分に高調波の歪みが含まれるようになる。このため、上式に示した磁束φｕ、φｖ、φｗは、以下に示すように高調波を含んだ波形となる。
【００２３】
【数５】
このような場合、磁束の総和はゼロとはならない。このため、コイルには巡回電流が発生し、モータの発熱の原因となる。
【００２５】
【数６】
図１３には、Ｕ相の理想の磁束と現実の磁束の差を示している。また、図１４には、Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の関係とその総和の磁束の関係を示している。また、図１５には、磁束の周波数分布を示している。上式及び図１５から分かるように、現実の磁束は、基本波φＯ以外に、第３高調波φ３、第５高調波φ５、第７高調波φ７…のような高調波成分が含まれている。
【００２７】
従来は、基本波だけを用いてモータの電流制御を行なっていた。このため、モータ出力のトルク・リップルの問題や回転効率低下の問題を招来していた。
【００２８】
また、［数５］に示すような磁束に対し、［数２］に示すような電流指令を与えると、本来の磁束のうち基本波の磁束だけがトルクとなり、第３以降の高調波の磁束はトルクに作用することはない。また、こうした高調波の磁束は、モータのトルク・リップルの原因になる。
【００２９】
【特許文献１】
特開２０００−２９９９７０号公報
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、固定子側が複数相のコイルで構成される永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３１】
本発明のさらなる目的は、最大限のトルクを発生し小型化を実現することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３２】
本発明のさらなる目的は、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段及び作用】
本発明は、上記課題を参酌してなされたものであり、永久磁石型の回転子と固定子側に複数相のコイルで構成されるサーボ・モータであって、各相のコイル間でコイル電流が干渉し合わない形態で結線するコイル結線手段と、各相のコイル毎に独立した電流制御手段とを備えるサーボ・モータである。
【００３４】
本発明によれば、非干渉結線方式で固定子コイルを構成することにより、電流制御手段は、それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。すなわち、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００３５】
したがって、本発明によれば、永久磁石型同期形サーボ・モータのコイル電流制御を回転子マグネットの磁束の高調波成分も含めた電流波形を生成するように行なうことで、従来利用されなかった磁束の高調波成分を加えたトルクの向上を実現し、トルク・リップルの問題を解決することができる。
【００３６】
本発明のさらに他の目的、特徴や利点は、後述する本発明の実施形態や添付する図面に基づくより詳細な説明によって明らかになるであろう。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について詳解する。
【００３８】
本実施形態に係る永久磁石式同期ＡＣサーボ・モータは、図９及び図１０に示したようなスター型、デルタ型のコイル結線方式とは相違し、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルが互いに干渉し合わない結線方式（以下では、これを「非干渉結線方式」と呼ぶ）を採用する。
【００３９】
図１には、本実施形態に係る非干渉結線方式を採用したＡＣサーボ・モータ用３相コイルの構成を概念的に示している。同図に示すように、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルには、キルヒホッフの法則（前述）などによって互いに拘束されることのない駆動電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗがそれぞれ通過するようになっている。
【００４０】
また、図２には、図１に示すような非干渉結線方式の３相コイルに流す電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを供給するための電流回路の構成を示している。各トランジスタのベース端子には、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相に専用の独立したＰＷＭ変換回路（後述）の制御信号が入力されており、各相のコイルに対して個別に電流指令を与える構成となっている。
【００４１】
図９〜図１０に示したような従来の３相コイルのスター型若しくはデルタ型の結線方式、並びに、図１１に示すような３相コイルの電流制御方式によれば、トランジスタなどの素子数を抑えて安価に構成することができるものの、電流指令に制限が生じる（前述）。
【００４２】
これに対し、図１〜図２に示すような３相コイルの結線方式並びに電流制御方式を採用した場合、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相のコイルに対する電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを、互いの干渉なく完全に独立して制御することができるので、すべてのコイルに対して同時に最大電流を流すことができる。すなわち、指令の大きさを最大に与えることができる。
【００４３】
また、このような非干渉結線方式を採用して、それぞれのコイル電流を独立して制御することができるので、各相のコイルに高調波を含む電流を流すことができる。図３には、本実施形態に係るコイル電流波形（但し、単相）とモータ・トルクの関係を従来例（図１６を参照のこと）と比較して示している。
【００４４】
図３からも分かるように、非干渉結線方式で固定子コイルを構成することにより、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。すなわち、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００４５】
図４には、本実施形態に係る同期式ＡＣサーボ・モータの各相のコイルに対する供給する電流を制御する電流制御回路１０の構成を模式的に示している。図示の電流制御回路１０は、図３に示した電流回路を構成する各トランジスタのスイッチング動作をＰＷＭ制御する。
【００４６】
既に述べたように、同期式ＡＣサーボ・モータ２０は、固定子側にＵ，Ｖ，Ｗという３相のコイル２１を備え、各コイルＵ，Ｖ，Ｗにそれぞれ電流Ｉｄ１−ｕ，Ｉｄ１−ｖ，Ｉｄ１−ｗが通過することによって生じる磁界によって、永久磁石で構成された回転子２２が回転する。そして、この回転子２２の回転位置は回転位置検出回路２３によって磁極位置θとして検出されて、電流制御回路１０側にフィードバックされる。
【００４７】
電流制御回路１０は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）を同期式ＡＣサーボ・モータの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流す電流指令に変換する３相変換回路１１と、各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令を基に各相コイルＵ，Ｖ，Ｗを独立して電流制御する３個のＰＷＭ変換回路１２−１，１２−２，１２−３とで構成される。
【００４８】
３相変換回路１１は、図示しない中央制御部からの電流軸電流指令（又はトルク指令）ＩＯを入力すると、これを同期式ＡＣサーボ・モータ２０の３相コイルＵ，Ｖ，Ｗに流す電流Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）に３相変換する。より具体的には、以下の式に従って各相Ｕ，Ｖ，Ｗに流す電流Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）を計算する。但し、θｍは磁極位置であり、固定子側のコイルＵ相の極の位置をゼロ度とした回転位置と定義する。
【００４９】
【数７】
ここで、係数Ｉ３、Ｉ５、…は回転子マグネットの磁束の高調波成分の大きさの比率により決定される一定の定数Ａ０、Ａ１、…となる。
【００５１】
【数８】
ここで、Ａ０、Ａ１、…は、上記の式［数５］の磁束の関係から導き出され、下式の関係となる。
【００５３】
【数９】
ここで、φｉ（ｉ＝３，５，７，…）は、回転子マグネットを着磁・磁化した後、磁束測定することにより得られ、３相変換回路１１に与えられる。実際の３相変換回路１１は、上式［数９］を演算する方法を備えるか、又は、電流波形テーブルを記憶するＲＯＭを備え、その値を参照するように構成される。
【００５５】
図５には、３相変換回路１１によってそれぞれのコイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗの例を示している。同図に示すような新しい通電方式により、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。この結果、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００５６】
各ＰＷＭ変換回路１２−１，１２−２，１２−３は、電流指令回路１２からの各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｖ（ ＩＯ，θ ｍ），Ｉｒｅｆ＿ｗ（ ＩＯ，θ ｍ）を基に、各相コイルＵ，Ｖ，Ｗへの通過電流Ｉｄ１＿ｕ，Ｉｄ１＿ｖ，Ｉｄ１＿ｗをそれぞれ独立して制御するための、図２に示したそれぞれ対応するトランジスタのスイッチング制御信号を生成する。
【００５７】
図６には、Ｕ相コイルの通過電流を制御するためのＰＷＭ変換回路１２−１の構成を模式的に示している。なお、他の相Ｖ，Ｗコイルに関するＰＷＭ変換回路１２−２及び１２−３については図示しないが、これらの構成並びに動作特性は、ＰＷＭ変換回路１２−１と同様であると理解されたい。
【００５８】
図６に示すように、ＰＷＭ変換回路１２−１は、ラッチ回路１５と、ダウン・カウンタ回路１６と、トランジスタ・スイッチング回路１７とで構成される。
【００５９】
３相変換回路１１から電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が与えられると、ラッチ回路１５は、一定周期のＰＷＭクロック（図示の例では２０ＫＨｚ）によりそのデータがラッチされる。電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が負の値の場合には、その絶対値がラッチされる。
【００６０】
このラッチされたデータは、ダウン・カウンタ回路１６のカウンタ・クロック（図示の例では１０ＭＨｚ）によりゼロ値になるまで１ずつ減少する。そして、ダウン・カウンタ回路１６のカウンタがゼロでなければ、ＺＤ出力はＨ（ハイ）を出力する。このようにして、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）に比例したパルス幅を持つＰＷＭパルス信号が正確に出力される。
【００６１】
したがって、電流指令データの最大値は、ＰＷＭクロック周期をカウンタ・クロック周期で分周した値となる。図６に示す例では、ＰＷＭクロックが２０ＫＨｚで、カウンタ・クロックが１０ＭＨｚであるから、電流指令データの最大値は５００となる。これは、正の電流の分解能であるから、正負の電流の最大の分解能は１０００となり、約１０ビットの電流分解能となる。
【００６２】
図７には、トランジスタ・スイッチング回路１７の内部構成を示している。同図に示すように、トランジスタ・スイッチング回路１７は、電流指令データＩｄｒｅｆ＿ｕの正負に応じてＰＷＭパルス信号の出力先をＡ又はＢのいずれか一方に切り換えるスイッチ１７Ａと、４個のベース・ドライブ回路１７Ｂ，１７Ｃ，１７Ｄ，１７Ｅで構成されている。各ベース・ドライブ回路１７Ｂ，１７Ｃ，１７Ｄ，１７Ｅの出力は、Ｕ相コイルへの電流回路（図２を参照のこと）の各トランジスタＱ１，Ｑ４，Ｑ３，Ｑ２のベース端子に接続されており、これらドライブ回路の出力に応じてＵ相コイルへの通過電流を制御することができる。
【００６３】
電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が正の値であるときは、ＰＷＭパルス信号は、トランジスタＱ１及びＱ４のベース・ドライブを駆動する。
【００６４】
また、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）が負の値であるときは、ＰＷＭパルス信号は、トランジスタＱ２及びＱ３のベース・ドライブを駆動する。
【００６５】
また、電流指令データＩｒｅｆ＿ｕ（ ＩＯ，θ ｍ）がゼロ値であるときは、ＰＷＭパルス信号はゼロとなり、いずれのベース・ドライブも駆動しない。
【００６６】
ＰＷＭ変換回路１２によるＰＷＭ信号タイミング・チャートを図８に示しておく。
【００６７】
上述したような電流制御回路１０によれば、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相コイルへの通過電流をそれぞれ独立して制御することができるので、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流すことができる。この結果、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにすることができる。
【００６８】
［追補］
以上、特定の実施形態を参照しながら、本発明について詳解してきた。しかしながら、本発明の要旨を逸脱しない範囲で当業者が該実施形態の修正や代用を成し得ることは自明である。すなわち、例示という形態で本発明を開示してきたのであり、本明細書の記載内容を限定的に解釈するべきではない。本発明の要旨を判断するためには、冒頭に記載した特許請求の範囲の欄を参酌すべきである。
【００６９】
【発明の効果】
以上詳記したように、本発明によれば、最大限のトルクを発生し小型化を実現することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することができる。
【００７０】
また、本発明によれば、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流のために生ずるモータ出力のトルク・リップル問題を解決し効率的に駆動することができる、永久磁石型の優れた同期形サーボ・モータを提供することができる。
【００７１】
本発明によれば、永久磁石型同期形サーボ・モータのコイル電流制御を回転子マグネットの磁束の高調波成分も含めた電流波形を生成するように行なうことで、従来利用されなかった磁束の高調波成分を加えたトルクの向上を実現し、トルク・リップルの問題を解決することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態に係る非干渉結線方式を採用したＡＣサーボ・モータ用３相コイルの構成を概念的に示した図である。
【図２】図１に示すような非干渉結線方式の３相コイルに流す電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流回路の構成を示した図である。
【図３】本発明の実施形態に係るコイル電流波形（但し、単相）とモータ・トルクの関係を従来例（図１６を参照のこと）と比較して示したチャートである。
【図４】本発明の実施形態に係る同期式ＡＣサーボ・モータの各相のコイルに対する供給する電流を制御する電流制御回路１０の構成を模式的に示した図である。
【図５】３相変換回路１１によってそれぞれのコイルＵ，Ｖ，Ｗへ与えられる電流指令Ｉｒｅｆ＿ｕ，Ｉｒｅｆ＿ｖ，Ｉｒｅｆ＿ｗの例を示した図である。
【図６】Ｕ相コイルの通過電流を制御するためのＰＷＭ変換回路１２−１の構成を模式的に示した図である。
【図７】トランジスタ・スイッチング回路１７の内部構成を示した図である。
【図８】ＰＷＭ変換回路１２によるＰＷＭ信号タイミング・チャートを示した図である。
【図９】３相サーボ・モータのスター型結線（従来例）を示した図である。
【図１０】３相サーボ・モータのデルタ型結線（従来例）を示した図である。
【図１１】スター型結線並びにデルタ型結線において各相のコイルＵ，Ｖ，Ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを供給するための電流制御回路の構成（従来例）を示した図である。
【図１２】１８０度通電方式による各相のコイル電流波形を示したチャートである。
【図１３】Ｕ相の理想の磁束と現実の磁束の差を示した図である。
【図１４】Ｕ、Ｖ、Ｗ各相の関係とその総和の磁束の関係を示した図である。
【図１５】磁束の周波数分布を示した図である。
【図１６】コイル電流とトルク・リップルの関係（従来例）を示した図である。
【符号の説明】
１０…電流制御回路
１１…３相変換回路
１２ＰＷＭ変換回路
２０…同期式ＡＣサーボ・モータ
２１…コイル
２２…モータ回転子
２３…回転位置検出回路
Claims (3)
- 永久磁石型の回転子と固定子側に複数相のコイルを備えたサーボ・モータであって、
各相のコイル間でコイル電流が干渉し合わない形態で結線するコイル結線手段と、
各相のコイル毎に独立した電流制御手段を備え、
前記電流制御手段は、高速回転時において永久磁石の磁束により流れる高調波電流を考慮して、各相コイルに高調波を含む電流を流す、
ことを特徴とするサーボ・モータ。 - 前記電流制御手段は、コイル電流を制御することにより補正トルクを発生して、磁気の歪みに起因するコギング・トルク及びトルク変動をゼロにする、
ことを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。 - 前記固定子はＮ相のコイルからなり、
前記電流制御手段は、電流軸電流指令又はトルク指令をＮ相の各コイルに流す電流に変換するＮ相変換部と、Ｎ相変換部からの電流指令を基にＮ相の各コイルを独立して電流制御するＮ個のＰＷＭ変換部を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のサーボ・モータ。
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|---|---|---|---|---|
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2002
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