JP2004140955A - ステッピング・モータを備えた装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＲＣＣ方式の多出力電源装置からダミー負荷を削除し、且つ間欠発振を防止すること。
【解決手段】ＲＣＣ方式の電源からステッピング・モータの駆動電力を供給する際に、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない時点において、（１）前記ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流す、（２）ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流す、（３）ステッピング・モータをホールド駆動する形態の励磁電流を流す、のいずれかを実行する。励磁電流が常に流れることにより、出力にダミー負荷を接続することなく、ＲＣＣ方式の電源における間欠発振動作が防止される。
【選択図】 図１０
【解決手段】ＲＣＣ方式の電源からステッピング・モータの駆動電力を供給する際に、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない時点において、（１）前記ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流す、（２）ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流す、（３）ステッピング・モータをホールド駆動する形態の励磁電流を流す、のいずれかを実行する。励磁電流が常に流れることにより、出力にダミー負荷を接続することなく、ＲＣＣ方式の電源における間欠発振動作が防止される。
【選択図】 図１０
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ステッピング・モータを備えた装置に関し、より詳細には、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源で、多出力とした電源から電力を受けて駆動される、たとえば、スキャナ、プリンタ、複写機のようなステッピング・モータを備えた装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＲＣＣスイッチング電源回路においては、無負荷状態においては間欠発振動作が続き、この状態で負荷ＲＬが急激に重い方向に変動すると、出力電圧が急激に低くなり、負荷回路に接続されているＣＰＵやメモリなどの集積回路ＩＣのデータの消去、あるいは、動作の停止などの支障をきたすために、従来技術では、負荷が一定値以下に軽くならないように負荷範囲を選定するか、あるいは、出力回路にダミー負荷を常時接続し、負荷許容容量を削減する、またはダミー負荷分だけスイッチング電源回路の容量の増加を図る、などのことが行われていた。
【０００３】
また、軽負荷検出手段を備えて、軽負荷検出手段がスイッチング電源回路出力の軽負荷状態を検出したとき、ダミー負荷接続手段が、スイッチング電源回路の出力にダミー負荷を接続することも行われている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、軽負荷時のスイッチング周波数の増大を抑制することにより、スイッチング損失を低減し、間欠発振動作を防止し、短絡時の主スイッチング素子の発熱を抑えることも行われている（たとえば、特許文献２参照）。
【０００５】
以下に、制御系回路用の５Ｖと駆動系回路用の２４Ｖの２つの出力を持つ、多出力電源を例に説明する。
【０００６】
（多出力電源装置の基本動作）
図１１は、従来の多出力電源装置の回路として、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）の基本回路を示す図である。図１１を使用して多出力電源装置の基本動作を説明する。絶縁トランス１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２および１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。補助巻線Ｎｂはスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧制御トランジスタ３の駆動用巻線である。スイッチング素子はＭＯＳ−ＦＥＴでなく、バイポーラ・トランジスタであっても良い。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジ・ダイオードで整流し、ＡＬ電解コンデンサにて平滑された直流電圧である。
【０００７】
入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と前記ＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻きはじめ、入力電圧の（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻線Ｎｂは１次巻線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。入力電圧の（＋）側とＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には起動抵抗４、５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻きはじめとの間にはコンデンサ６とゲート抵抗７、８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターン・オン、ターン・オフのスピードを調整することで高効率化を実現している。トランジスタ３のベースには補助巻線Ｎｂと入力電圧の（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には抵抗１１が接続され、コンデンサ１０との間で時定数回路を構成している。
【０００８】
フォト・カプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には抵抗１３が接続され、フォト・カプラ１２に流れる電流を制限している。フォト・カプラ１２のエミッタはトランジスタ３のベースに接続されている。
【０００９】
絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の巻き終わりには整流用のダイオード１４、１５のアノード側が接続されている。ダイオード１４、１５のカソード側と２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の巻きはじめとの間には電界コンデンサ１６、１７が接続され、平滑を行っている。出力電圧２４Ｖは抵抗１８、１９によって分圧され、分圧された電圧はシャント・レギュレータ２０のｒｅｆ端子に接続され、基準電圧と比較することでフォト・カプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。コンデンサ１６の出力側には３端子レギュレータ２１が接続され、たとえば５Ｖ等の出力電圧を生成している。コンデンサ２２は３端子レギュレータ２１の出力側に接続された電解コンデンサである。
【００１０】
また、２４Ｖ出力にはダミー負荷として抵抗２３が接続されている。無負荷状態時において、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振状態が間欠となり、絶縁トランス１から可聴域（２０ｋＨｚ以下）の発振音が発生し、また、間欠発振になることで起動が繰り返されるためにＭＯＳ−ＦＥＴ２にストレスがかかり、また、出力電圧のリップル成分が増加するが、この抵抗に２３に電流を流すことで無負荷状態をなくし、これらの発生を防止している。通常、抵抗２３は数Ｗ程度の電力を消費している。
【００１１】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は起動抵抗４、５によりゲートにバイアスが印加され導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻きはじめ側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２にも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４、１５のアノード側を（−）とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。したがって、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサ６、抵抗７、８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。時定数回路を構成している抵抗１１、コンデンサ１０には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のＶｂｅより高くなるとトランジスタ３が導通状態に変化し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下すると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２に流れる電流が減少し、やがてＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態に変化する。
【００１２】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となると、このとき絶縁トランスの各巻線には起動時、すなわち導通時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４、１５のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されるとＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。
【００１３】
この間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線ＮＢに発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後は、補助巻線ＮＢのダイオード９のカソード側がマイナス側に駆動され、これにより、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（−）にバイアスされる。その後、２次側へのエネルギーの伝達が終わると（−）方向へのバイアス量が徐々に減少するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６を介して、再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされる。この結果、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。
【００１４】
フォト・カプラ１２の２次側の電流は出力電圧２４Ｖが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間を短くする。これはＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧２４Ｖが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作である。
【００１５】
図１２は、ＲＣＣ方式におけるスイッチング部の各部の波形を示す図である。ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１４に流れる電流を示している。まずＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４、５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このときＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４は逆バイアスされているため、ＩＳは流れない。コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になるとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となるため、ＩＤは零になり、ＶＤＳは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。
【００１６】
【特許文献１】
特開平０８−３４０６７５号公報 段落００１２〜００１４
【００１７】
【特許文献２】
特開平１１−３１３４８３号公報
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では、無負荷状態における間欠発振に起因する出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよび無負荷時のスイッチング周波数の増大に起因するトランスからの変音の発生を防止するために、少なくとも無負荷状態においては、ダミー抵抗等を直流出力に設けることが行われていた。このことは、部品点数の増大およびそれらによる実装面積の増大、ダミー抵抗が発熱することによる周辺部品の温度上昇などの問題があった。
【００１９】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ダミー抵抗等を直流出力に付加することなく、出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源から電力を受けて駆動されるステッピング・モータを備えた装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する電流を任意に変化させることが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２１】
また、請求項２に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する駆動パルス周期を任意に変化させることが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２２】
また、請求項３に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを回転駆動し、且つホールド駆動することが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータをホールド駆動する励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【００２４】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態を説明する。本実施例ではステッピング・モータを用いた多出力電源装置の例として画像形成装置を取り上げて説明することにする。
【００２５】
図２は本発明の第１の実施例を説明する断面図であり、画像形成装置はレーザ・ビーム・プリンタの場合を示してある。以下、構成及び動作について説明する。
画像形成装置であるレーザ・ビーム・プリンタ本体２４は、記録紙Ｐをセットする給紙カセット２５を有し、給紙カセット２５の記録紙Ｐの有無を検知する紙有無センサ２６、給紙カセット２５から記録紙Ｐを取り出す給紙ローラ２７、給紙ローラ２７の下流には記録紙Ｐがレジ・ローラ２８まで到達したことを検知するレジ・センサ２９、レジ・ローラで整合された記録紙Ｐが画像書き出し位置まできたことを検知するＴＯＰセンサ３０が設けられている。プロセス・カートリッジ３１は電子写真方式に必要な感光ドラム３２、１次帯電ローラ３３、現像器３４、クリーナ３５を具備している。レーザ・スキャナ部３６内のレーザ・ユニット３７からのレーザ光をポリゴン・ミラー３８に照射し、結像レンズ３９及び折り返しミラー４０を介して感光ドラム３２上に潜像が形成され、現像器３４によって感光ドラム３２上に可視像化され、転写ローラ４１により記録紙Ｐ上にトナー像が転写される。転写ローラの下流には記録紙Ｐ上に形成されたトナー像を熱定着する定着器４２が設けられており、記録紙Ｐとともに回転するポリイミド・フィルム４３内に具備されたヒータ発熱体４４と加圧ローラ４５により記録紙Ｐ上のトナー像が記録紙Ｐ上に定着する。さらに定着器４２の下流には紙の搬送状態を検知する排紙センサ４６、記録紙Ｐを排紙する排紙ローラ４７が設けられている。また、ファン・モータ４８はプリンタ本体２４の機内の温度を下げる役割を果たしている。
【００２６】
エンジン・コントローラ４９はプリンタの各種動作の制御を行う。モータ５０は給紙ローラ２７、感光ドラム３２、定着器４２、排紙ローラ４７等の回転動作を司り、記録紙Ｐを搬送する動作を行っている。図示しないが、モータ５０はエンジン・コントローラ４９上に搭載されたＣＰＵ等から制御されている。モータ５０としてはオープン・ループでの制御が可能であり、比較的安価であるステッピング・モータを駆動源として使用することが多い。多出力電源装置５１はたとえばエンジン・コントローラ４９にて使用される５Ｖの直流電圧、モータ５０にて使用される２４Ｖの直流出力等の複数の直流出力を生成し、供給する役割を果たしている。図１は、本発明の実施形態としての多出力電源装置５１を示す図であり、図に示したようなＲＣＣ方式の電源装置を使用している。本実施形態ではＲＣＣ方式に関して述べるが多出力電源装置５１としては他励式のフライバック、フォワード方式等のその他の各種方式であっても良い。多出力電源装置５１に関しては従来例と同様な箇所に関しては説明を省略することにする。
【００２７】
図３は、エンジン・コントローラ４９上に搭載されたＣＰＵとモータ５０との関係を示す図である。エンジン・コントローラ４９とモータ５０との間にはモータ・ドライバ５２が存在し、ＣＰＵからのＡ相、Ｂ相信号、Ｖｒｅｆ信号により速度制御、定電流制御等を行っている。
【００２８】
図４は、今回例として取り上げる２相励磁方式におけるＡ相信号、Ｂ相信号の関係を示したもので、ＳＴＥＰ１のときはＡ相とＢ相が励磁されていることを示している。ＳＴＥＰ１からＳＴＥＰ４を介して再びＳＴＥＰ１までＡ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ１）→Ａ相、／Ｂ相（ＳＴＥＰ２）→／Ａ相、／Ｂ相（ＳＴＥＰ３）→／Ａ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ４）→Ａ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ１）と順次励磁することにより、ステッピング・モータは回転運動をすることになる。
【００２９】
図５は、ステッピング・モータ用のモータ・ドライバ５２内の簡略化したブロック図である。巻線５３、５４はステッピング・モータ内のそれぞれＡ相巻線、Ｂ相巻線を示しており、符号５５から６２はバイポーラ方式の駆動を実現するためのＭＯＳ−ＦＥＴを示している。図５内の矢印の向きに示した方向にＡ相巻線、Ｂ相巻線はＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２により励磁される。抵抗６３、６４はＡ相巻線、Ｂ相巻線に流れる電流を検出するための検出抵抗を示しており、Ｖｓｅｎｓｅは検出抵抗６３、６４の両端に発生する電圧値を示している。符号６５はダイオードとコンデンサおよびスイッチにて構成された昇圧回路を示しており、ハイ・サイド用のＭＯＳ−ＦＥＴ５５、５７、５９、６１を駆動するために２４Ｖの直流電圧よりも高い電圧（たとえば２８Ｖ等）を生成している。符号６６〜７３は、図４に示したようにＡ相巻線、Ｂ相巻線を順次励磁するための論理回路を示しており、それぞれの出力がＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２のゲートに接続されている。また、論理回路６６〜７３には出力の可否を制御するイネーブル端子を持っており、コンパレータ７４、７５の出力がＨｉときは動作せず、Ｌｏｗのときに動作する。コンパレータ７４、７５の反転入力端子にはＣＰＵからのＶｒｅｆ１信号が入力されており、非反転入力端子には検出抵抗の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅが入力されている。すなわちＶｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが小さいときに論理回路は動作し、Ｖｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが大きいときには、論理回路は動作しない。すなわちＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２は動作しないことになる。
【００３０】
図６は、画像形成装置がプリント動作時において、２相励磁しているときのＡ相巻線、Ｂ相巻線それぞれに流れる電流波形を示す図である。以下にその波形について説明する。ＣＰＵからは、画像形成装置本体の設定速度に従ったパルス・レートでパルス信号がそれぞれＡ相、Ｂ相に出力される。その波形は図６のようになり、図４に示した順序で励磁する。Ａ相巻線、Ｂ相巻線に流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴがオンしてから徐々に電流値が増加し、検出抵抗の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅがＣＰＵからの信号であるＶｒｅｆ１に等しくなると、ＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる。その後ＶｓｅｎｓｅがＶｒｅｆ１よりも小さくなるため、再びＭＯＳ−ＦＥＴがオンする。このような動作を各相の励磁期間で繰り返すことで定電流制御を実現している。
【００３１】
本実施形態では、プリンタのスタンバイ動作中にステッピング・モータが回転動作をしない程度に励磁しておくことを特徴とする。図７は、図６に対応させて描いた図であり、ＣＰＵによりＶｒｅｆ電圧を通常のＶｒｅｆ１よりも小さいＶｒｅｆ２として、ステッピング・モータを励磁する場合のＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。このＶｒｅｆ２によって、ステッピング・モータは回転動作をしない程度に励磁される。すなわち、多出力電源装置５１の２４Ｖ直流出力の負荷であるモータ・ドライバを制御してステッピング・モータに僅かな駆動電流を流し、これにより、多出力電源装置５１の２４Ｖ直流出力から、従来であればダミー負荷として接続される抵抗を、削除することが可能となる。したがって、本発明の実施形態を示す図１の多出力電源装置においては、ダミー抵抗のない多出力電源装置を実現している。
【００３２】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について説明する。第１の実施形態との違いはプリント動作中とスタンバイ動作中のパルス・レートを変化させることに特徴がある。これは高回転型のステッピング・モータに対してプリント中と同じパルス・レートで励磁した場合、モータ負荷によっては回転してしまうことがあるため、この第２の実施形態においては、プリント動作中よりもパルス・レートを上げて、モータ・トルクのない領域でスタンバイ動作させることを目的としている。
【００３３】
図８は、図６、図７に対応させて描いた図であり、図６、図７におけるパルス・レートの２倍のパルス・レートで励磁した本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。
【００３４】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について説明する。第１あるいは第２の実施形態との違いは、スタンバイ動作中においてはステッピング・モータをホールディング（ホールド状態にする）しておくことを特徴とする。この方法であればあらゆるステッピング・モータに対して、あるいはどのような負荷であっても、スタンバイ中に回転してしまうことなく、ステッピング・モータの駆動電流をダミー負荷として利用することができる。
【００３５】
図９は、図６、図７および図８に対応させて描いた図であり、図６、図７および図８におけるパルス・レートによる励磁ではなく、ステッピング・モータをホールド状態とする本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。
【００３６】
図１０は、上述した本発明を実行する際の、一般的な処理を示すフローチャートである。ステッピング・モータの場合、その状態は回転動作とホールド動作、あるいはその他のいわゆるスタンバイ状態のいずれかにある。回転動作中あるいはホールド動作中は所定量の励磁電流が流れるので、この電力を供給する多出力電源装置にとって、間欠発振を生じさせない負荷となっている。しかし、回転動作でもなく、またホールド動作中でもない、いわゆるスタンバイ時においては、通常では、ステッピング・モータに電流を流すようなことはない。しかし、本発明においては、スタンバイ時にもステッピング・モータが回転しない励磁電流を流すようにして、電力を供給する多出力電源装置を無負荷状態にしないことに特徴がある。ここで、ステップＳ１０１０におけるステッピング・モータが回転しない励磁電流とは、（１）ステップＳ１００４におけるパルス・レートのままで電流量を制限した励磁電流、（２）ステップＳ１００４におけるパルス・レートよりも高いパルス・レートでの励磁電流、（３）ステップＳ１００８におけるホールド用励磁電流、とすることができる。いずれの場合においても、多出力電源装置の動作状態を無負荷状態にせず、したがって出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる程度の電流量であれば良い。当然ながら、その電流量は、確実にステッピング・モータを回転させない範囲の電流量である。
【００３７】
上述において、画像形成装置としてレーザ・ビーム・プリンタの場合を例にして本発明を説明したが、スキャナ、複写機、マルチ・ファンクション装置等のステッピング・モータを駆動する電源を備えた装置で、この電源として自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源回路であれば適用可能であることは明らかである。ステッピング・モータはスキャナ装置においては、副走査をするのに使用される。
【００３８】
また、いわゆる画像形成装置以外にも、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源回路からステッピング・モータを駆動する装置であれば、本発明を適用することが可能である。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の第１の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流すように、制御部がステッピング・モータ駆動回路を制御するので、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。したがって出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる。また、ステッピング・モータ及びステッピング・モータ駆動制御部は通常回転動作を鑑みて発熱に対する対策が十分にされているため、駆動電流が少ない状態の発熱はさほど大きくなく、何ら変更を行うことなく容易に実現できる。それに加えダミー抵抗を削除できるため、部品点数の削減および削減したことによる実装面積の縮小、ダミー抵抗が発熱することによる周辺部品の温度上昇を防止することができる。
【００４０】
また、本発明の第２の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流すように駆動回路を制御するので、広いパルス・レート領域にわたってトルクを有するステッピング・モータ等を使用した場合であっても回転することなく、ダミー負荷としてステッピング・モータの駆動電流を利用することができ、したがって、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。
【００４１】
また、本発明の第３の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合において、ステッピング・モータをホールド駆動する形態の励磁電流を流すように駆動回路を制御するので、ステッピング・モータはホールド状態となり、モータが回転することなく、ダミー負荷としてステッピング・モータの駆動電流を利用することができ、従来多出力電源装置に必要とされていたダミー抵抗を削除することができる。したがって、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態としての多出力電源装置を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態のレーザ・ビーム・プリンタの断面を説明する図である。
【図３】エンジン・コントローラ上に搭載されたＣＰＵとモータとの関係を示す図である。
【図４】２相励磁方式におけるＡ相信号、Ｂ相信号の関係を示し、本発明の第１の実施例を説明するステッピング・モータの励磁方法を説明する図である。
【図５】ステッピング・モータ用のモータ・ドライバ５２内の簡略化したブロック図である。
【図６】画像形成装置がプリント動作時において、２相励磁しているときのＡ相巻線、Ｂ相巻線それぞれに流れる電流波形を示す図である。
【図７】図６に対応させて描いた図であり、ＣＰＵによりＶｒｅｆ電圧を通常のＶｒｅｆ１よりも小さいＶｒｅｆ２として、ステッピング・モータを励磁する場合のＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第１の実施形態を説明する図である。
【図８】図６、図７に対応させて描いた図であり、図６、図７におけるパルス・レートの２倍のパルス・レートで励磁した本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第２の実施形態を説明する図である。
【図９】図６、図７および図８に対応させて描いた図であり、図６、図７および図８におけるパルス・レートによる励磁ではなく、ステッピング・モータをホールド状態とする本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第３の実施形態を説明する図である。
【図１０】本発明を実行する際の処理を示すフローチャートである。
【図１１】従来の多出力電源装置の回路として、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）の基本回路を示す図である。
【図１２】ＲＣＣ方式におけるスイッチング部の各部の波形を示す図である。
【符号の説明】
１ 絶縁トランス
２ スイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）
Ｎｐ １次巻線
Ｎｂ 補助巻線
Ｎｓ１、Ｎｓ２ ２次巻線
２３ ダミー抵抗
４６ エンジン・コントローラ
５０ ステッピング・モータ
５１ 多出力電源装置
５２ ステッピング・モータ・ドライバ
５３ ステッピング・モータ内のＡ相巻線
５４ ステッピング・モータ内のＢ相巻線
５５〜６２ ＭＯＳ−ＦＥＴ
６６、６８、７０、７２ 論理回路（バッファ）
６７、６９、７１、７３ 論理回路（インバータ）
７４、７５ コンパレータ
【発明の属する技術分野】
本発明は、ステッピング・モータを備えた装置に関し、より詳細には、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源で、多出力とした電源から電力を受けて駆動される、たとえば、スキャナ、プリンタ、複写機のようなステッピング・モータを備えた装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＲＣＣスイッチング電源回路においては、無負荷状態においては間欠発振動作が続き、この状態で負荷ＲＬが急激に重い方向に変動すると、出力電圧が急激に低くなり、負荷回路に接続されているＣＰＵやメモリなどの集積回路ＩＣのデータの消去、あるいは、動作の停止などの支障をきたすために、従来技術では、負荷が一定値以下に軽くならないように負荷範囲を選定するか、あるいは、出力回路にダミー負荷を常時接続し、負荷許容容量を削減する、またはダミー負荷分だけスイッチング電源回路の容量の増加を図る、などのことが行われていた。
【０００３】
また、軽負荷検出手段を備えて、軽負荷検出手段がスイッチング電源回路出力の軽負荷状態を検出したとき、ダミー負荷接続手段が、スイッチング電源回路の出力にダミー負荷を接続することも行われている（たとえば、特許文献１参照）。
【０００４】
また、軽負荷時のスイッチング周波数の増大を抑制することにより、スイッチング損失を低減し、間欠発振動作を防止し、短絡時の主スイッチング素子の発熱を抑えることも行われている（たとえば、特許文献２参照）。
【０００５】
以下に、制御系回路用の５Ｖと駆動系回路用の２４Ｖの２つの出力を持つ、多出力電源を例に説明する。
【０００６】
（多出力電源装置の基本動作）
図１１は、従来の多出力電源装置の回路として、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）の基本回路を示す図である。図１１を使用して多出力電源装置の基本動作を説明する。絶縁トランス１は入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２および１次側の補助巻線Ｎｂにて構成されている。補助巻線Ｎｂはスイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧制御トランジスタ３の駆動用巻線である。スイッチング素子はＭＯＳ−ＦＥＴでなく、バイポーラ・トランジスタであっても良い。入力電圧ＥはＡＣ入力電圧をブリッジ・ダイオードで整流し、ＡＬ電解コンデンサにて平滑された直流電圧である。
【０００７】
入力電圧Ｅは１次巻線Ｎｐの一端と前記ＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧の（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻きはじめ、入力電圧の（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻線Ｎｂは１次巻線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。入力電圧の（＋）側とＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には起動抵抗４、５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻きはじめとの間にはコンデンサ６とゲート抵抗７、８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターン・オン、ターン・オフのスピードを調整することで高効率化を実現している。トランジスタ３のベースには補助巻線Ｎｂと入力電圧の（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には抵抗１１が接続され、コンデンサ１０との間で時定数回路を構成している。
【０００８】
フォト・カプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には抵抗１３が接続され、フォト・カプラ１２に流れる電流を制限している。フォト・カプラ１２のエミッタはトランジスタ３のベースに接続されている。
【０００９】
絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の巻き終わりには整流用のダイオード１４、１５のアノード側が接続されている。ダイオード１４、１５のカソード側と２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２の巻きはじめとの間には電界コンデンサ１６、１７が接続され、平滑を行っている。出力電圧２４Ｖは抵抗１８、１９によって分圧され、分圧された電圧はシャント・レギュレータ２０のｒｅｆ端子に接続され、基準電圧と比較することでフォト・カプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。コンデンサ１６の出力側には３端子レギュレータ２１が接続され、たとえば５Ｖ等の出力電圧を生成している。コンデンサ２２は３端子レギュレータ２１の出力側に接続された電解コンデンサである。
【００１０】
また、２４Ｖ出力にはダミー負荷として抵抗２３が接続されている。無負荷状態時において、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振状態が間欠となり、絶縁トランス１から可聴域（２０ｋＨｚ以下）の発振音が発生し、また、間欠発振になることで起動が繰り返されるためにＭＯＳ−ＦＥＴ２にストレスがかかり、また、出力電圧のリップル成分が増加するが、この抵抗に２３に電流を流すことで無負荷状態をなくし、これらの発生を防止している。通常、抵抗２３は数Ｗ程度の電力を消費している。
【００１１】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は起動抵抗４、５によりゲートにバイアスが印加され導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻きはじめ側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき２次巻線Ｎｓ１、Ｎｓ２にも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４、１５のアノード側を（−）とする電圧であるため２次側には電圧は伝達されない。したがって、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧によりコンデンサ６、抵抗７、８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。時定数回路を構成している抵抗１１、コンデンサ１０には補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のＶｂｅより高くなるとトランジスタ３が導通状態に変化し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下すると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２に流れる電流が減少し、やがてＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態に変化する。
【００１２】
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となると、このとき絶縁トランスの各巻線には起動時、すなわち導通時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４、１５のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流、平滑され、２次側に伝達される。絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されるとＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。
【００１３】
この間、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線ＮＢに発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後は、補助巻線ＮＢのダイオード９のカソード側がマイナス側に駆動され、これにより、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（−）にバイアスされる。その後、２次側へのエネルギーの伝達が終わると（−）方向へのバイアス量が徐々に減少するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６を介して、再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされる。この結果、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。
【００１４】
フォト・カプラ１２の２次側の電流は出力電圧２４Ｖが高いときに電流を多く流すので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間を短くする。これはＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを示しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧２４Ｖが下がり、定電圧動作を行っている。出力電圧が低い場合は逆の動作である。
【００１５】
図１２は、ＲＣＣ方式におけるスイッチング部の各部の波形を示す図である。ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１４に流れる電流を示している。まずＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４、５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このときＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、電位はほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４は逆バイアスされているため、ＩＳは流れない。コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になるとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となるため、ＩＤは零になり、ＶＤＳは入力電圧Ｅと２次側の出力電圧の巻線比倍の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。
【００１６】
【特許文献１】
特開平０８−３４０６７５号公報 段落００１２〜００１４
【００１７】
【特許文献２】
特開平１１−３１３４８３号公報
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の構成では、無負荷状態における間欠発振に起因する出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよび無負荷時のスイッチング周波数の増大に起因するトランスからの変音の発生を防止するために、少なくとも無負荷状態においては、ダミー抵抗等を直流出力に設けることが行われていた。このことは、部品点数の増大およびそれらによる実装面積の増大、ダミー抵抗が発熱することによる周辺部品の温度上昇などの問題があった。
【００１９】
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ダミー抵抗等を直流出力に付加することなく、出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源から電力を受けて駆動されるステッピング・モータを備えた装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成するために、請求項１に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する電流を任意に変化させることが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２１】
また、請求項２に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する駆動パルス周期を任意に変化させることが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２２】
また、請求項３に記載の発明は、ステッピング・モータを備えた装置であって、１次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、ステッピング・モータと、前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを回転駆動し、且つホールド駆動することが可能な駆動手段と、前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータをホールド駆動する励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段とを備え、前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。
【００２４】
（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態を説明する。本実施例ではステッピング・モータを用いた多出力電源装置の例として画像形成装置を取り上げて説明することにする。
【００２５】
図２は本発明の第１の実施例を説明する断面図であり、画像形成装置はレーザ・ビーム・プリンタの場合を示してある。以下、構成及び動作について説明する。
画像形成装置であるレーザ・ビーム・プリンタ本体２４は、記録紙Ｐをセットする給紙カセット２５を有し、給紙カセット２５の記録紙Ｐの有無を検知する紙有無センサ２６、給紙カセット２５から記録紙Ｐを取り出す給紙ローラ２７、給紙ローラ２７の下流には記録紙Ｐがレジ・ローラ２８まで到達したことを検知するレジ・センサ２９、レジ・ローラで整合された記録紙Ｐが画像書き出し位置まできたことを検知するＴＯＰセンサ３０が設けられている。プロセス・カートリッジ３１は電子写真方式に必要な感光ドラム３２、１次帯電ローラ３３、現像器３４、クリーナ３５を具備している。レーザ・スキャナ部３６内のレーザ・ユニット３７からのレーザ光をポリゴン・ミラー３８に照射し、結像レンズ３９及び折り返しミラー４０を介して感光ドラム３２上に潜像が形成され、現像器３４によって感光ドラム３２上に可視像化され、転写ローラ４１により記録紙Ｐ上にトナー像が転写される。転写ローラの下流には記録紙Ｐ上に形成されたトナー像を熱定着する定着器４２が設けられており、記録紙Ｐとともに回転するポリイミド・フィルム４３内に具備されたヒータ発熱体４４と加圧ローラ４５により記録紙Ｐ上のトナー像が記録紙Ｐ上に定着する。さらに定着器４２の下流には紙の搬送状態を検知する排紙センサ４６、記録紙Ｐを排紙する排紙ローラ４７が設けられている。また、ファン・モータ４８はプリンタ本体２４の機内の温度を下げる役割を果たしている。
【００２６】
エンジン・コントローラ４９はプリンタの各種動作の制御を行う。モータ５０は給紙ローラ２７、感光ドラム３２、定着器４２、排紙ローラ４７等の回転動作を司り、記録紙Ｐを搬送する動作を行っている。図示しないが、モータ５０はエンジン・コントローラ４９上に搭載されたＣＰＵ等から制御されている。モータ５０としてはオープン・ループでの制御が可能であり、比較的安価であるステッピング・モータを駆動源として使用することが多い。多出力電源装置５１はたとえばエンジン・コントローラ４９にて使用される５Ｖの直流電圧、モータ５０にて使用される２４Ｖの直流出力等の複数の直流出力を生成し、供給する役割を果たしている。図１は、本発明の実施形態としての多出力電源装置５１を示す図であり、図に示したようなＲＣＣ方式の電源装置を使用している。本実施形態ではＲＣＣ方式に関して述べるが多出力電源装置５１としては他励式のフライバック、フォワード方式等のその他の各種方式であっても良い。多出力電源装置５１に関しては従来例と同様な箇所に関しては説明を省略することにする。
【００２７】
図３は、エンジン・コントローラ４９上に搭載されたＣＰＵとモータ５０との関係を示す図である。エンジン・コントローラ４９とモータ５０との間にはモータ・ドライバ５２が存在し、ＣＰＵからのＡ相、Ｂ相信号、Ｖｒｅｆ信号により速度制御、定電流制御等を行っている。
【００２８】
図４は、今回例として取り上げる２相励磁方式におけるＡ相信号、Ｂ相信号の関係を示したもので、ＳＴＥＰ１のときはＡ相とＢ相が励磁されていることを示している。ＳＴＥＰ１からＳＴＥＰ４を介して再びＳＴＥＰ１までＡ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ１）→Ａ相、／Ｂ相（ＳＴＥＰ２）→／Ａ相、／Ｂ相（ＳＴＥＰ３）→／Ａ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ４）→Ａ相、Ｂ相（ＳＴＥＰ１）と順次励磁することにより、ステッピング・モータは回転運動をすることになる。
【００２９】
図５は、ステッピング・モータ用のモータ・ドライバ５２内の簡略化したブロック図である。巻線５３、５４はステッピング・モータ内のそれぞれＡ相巻線、Ｂ相巻線を示しており、符号５５から６２はバイポーラ方式の駆動を実現するためのＭＯＳ−ＦＥＴを示している。図５内の矢印の向きに示した方向にＡ相巻線、Ｂ相巻線はＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２により励磁される。抵抗６３、６４はＡ相巻線、Ｂ相巻線に流れる電流を検出するための検出抵抗を示しており、Ｖｓｅｎｓｅは検出抵抗６３、６４の両端に発生する電圧値を示している。符号６５はダイオードとコンデンサおよびスイッチにて構成された昇圧回路を示しており、ハイ・サイド用のＭＯＳ−ＦＥＴ５５、５７、５９、６１を駆動するために２４Ｖの直流電圧よりも高い電圧（たとえば２８Ｖ等）を生成している。符号６６〜７３は、図４に示したようにＡ相巻線、Ｂ相巻線を順次励磁するための論理回路を示しており、それぞれの出力がＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２のゲートに接続されている。また、論理回路６６〜７３には出力の可否を制御するイネーブル端子を持っており、コンパレータ７４、７５の出力がＨｉときは動作せず、Ｌｏｗのときに動作する。コンパレータ７４、７５の反転入力端子にはＣＰＵからのＶｒｅｆ１信号が入力されており、非反転入力端子には検出抵抗の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅが入力されている。すなわちＶｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが小さいときに論理回路は動作し、Ｖｒｅｆ１よりもＶｓｅｎｓｅが大きいときには、論理回路は動作しない。すなわちＭＯＳ−ＦＥＴ５５〜６２は動作しないことになる。
【００３０】
図６は、画像形成装置がプリント動作時において、２相励磁しているときのＡ相巻線、Ｂ相巻線それぞれに流れる電流波形を示す図である。以下にその波形について説明する。ＣＰＵからは、画像形成装置本体の設定速度に従ったパルス・レートでパルス信号がそれぞれＡ相、Ｂ相に出力される。その波形は図６のようになり、図４に示した順序で励磁する。Ａ相巻線、Ｂ相巻線に流れる電流はＭＯＳ−ＦＥＴがオンしてから徐々に電流値が増加し、検出抵抗の両端の電圧であるＶｓｅｎｓｅがＣＰＵからの信号であるＶｒｅｆ１に等しくなると、ＭＯＳ−ＦＥＴをオフさせる。その後ＶｓｅｎｓｅがＶｒｅｆ１よりも小さくなるため、再びＭＯＳ−ＦＥＴがオンする。このような動作を各相の励磁期間で繰り返すことで定電流制御を実現している。
【００３１】
本実施形態では、プリンタのスタンバイ動作中にステッピング・モータが回転動作をしない程度に励磁しておくことを特徴とする。図７は、図６に対応させて描いた図であり、ＣＰＵによりＶｒｅｆ電圧を通常のＶｒｅｆ１よりも小さいＶｒｅｆ２として、ステッピング・モータを励磁する場合のＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。このＶｒｅｆ２によって、ステッピング・モータは回転動作をしない程度に励磁される。すなわち、多出力電源装置５１の２４Ｖ直流出力の負荷であるモータ・ドライバを制御してステッピング・モータに僅かな駆動電流を流し、これにより、多出力電源装置５１の２４Ｖ直流出力から、従来であればダミー負荷として接続される抵抗を、削除することが可能となる。したがって、本発明の実施形態を示す図１の多出力電源装置においては、ダミー抵抗のない多出力電源装置を実現している。
【００３２】
（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について説明する。第１の実施形態との違いはプリント動作中とスタンバイ動作中のパルス・レートを変化させることに特徴がある。これは高回転型のステッピング・モータに対してプリント中と同じパルス・レートで励磁した場合、モータ負荷によっては回転してしまうことがあるため、この第２の実施形態においては、プリント動作中よりもパルス・レートを上げて、モータ・トルクのない領域でスタンバイ動作させることを目的としている。
【００３３】
図８は、図６、図７に対応させて描いた図であり、図６、図７におけるパルス・レートの２倍のパルス・レートで励磁した本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。
【００３４】
（第３の実施形態）
以下、第３の実施形態について説明する。第１あるいは第２の実施形態との違いは、スタンバイ動作中においてはステッピング・モータをホールディング（ホールド状態にする）しておくことを特徴とする。この方法であればあらゆるステッピング・モータに対して、あるいはどのような負荷であっても、スタンバイ中に回転してしまうことなく、ステッピング・モータの駆動電流をダミー負荷として利用することができる。
【００３５】
図９は、図６、図７および図８に対応させて描いた図であり、図６、図７および図８におけるパルス・レートによる励磁ではなく、ステッピング・モータをホールド状態とする本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図である。
【００３６】
図１０は、上述した本発明を実行する際の、一般的な処理を示すフローチャートである。ステッピング・モータの場合、その状態は回転動作とホールド動作、あるいはその他のいわゆるスタンバイ状態のいずれかにある。回転動作中あるいはホールド動作中は所定量の励磁電流が流れるので、この電力を供給する多出力電源装置にとって、間欠発振を生じさせない負荷となっている。しかし、回転動作でもなく、またホールド動作中でもない、いわゆるスタンバイ時においては、通常では、ステッピング・モータに電流を流すようなことはない。しかし、本発明においては、スタンバイ時にもステッピング・モータが回転しない励磁電流を流すようにして、電力を供給する多出力電源装置を無負荷状態にしないことに特徴がある。ここで、ステップＳ１０１０におけるステッピング・モータが回転しない励磁電流とは、（１）ステップＳ１００４におけるパルス・レートのままで電流量を制限した励磁電流、（２）ステップＳ１００４におけるパルス・レートよりも高いパルス・レートでの励磁電流、（３）ステップＳ１００８におけるホールド用励磁電流、とすることができる。いずれの場合においても、多出力電源装置の動作状態を無負荷状態にせず、したがって出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる程度の電流量であれば良い。当然ながら、その電流量は、確実にステッピング・モータを回転させない範囲の電流量である。
【００３７】
上述において、画像形成装置としてレーザ・ビーム・プリンタの場合を例にして本発明を説明したが、スキャナ、複写機、マルチ・ファンクション装置等のステッピング・モータを駆動する電源を備えた装置で、この電源として自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源回路であれば適用可能であることは明らかである。ステッピング・モータはスキャナ装置においては、副走査をするのに使用される。
【００３８】
また、いわゆる画像形成装置以外にも、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の電源回路からステッピング・モータを駆動する装置であれば、本発明を適用することが可能である。
【００３９】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の第１の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流すように、制御部がステッピング・モータ駆動回路を制御するので、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。したがって出力リップル電圧の増大、スイッチング素子等へのストレスおよびトランスからの変音の発生を防止することができる。また、ステッピング・モータ及びステッピング・モータ駆動制御部は通常回転動作を鑑みて発熱に対する対策が十分にされているため、駆動電流が少ない状態の発熱はさほど大きくなく、何ら変更を行うことなく容易に実現できる。それに加えダミー抵抗を削除できるため、部品点数の削減および削減したことによる実装面積の縮小、ダミー抵抗が発熱することによる周辺部品の温度上昇を防止することができる。
【００４０】
また、本発明の第２の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流すように駆動回路を制御するので、広いパルス・レート領域にわたってトルクを有するステッピング・モータ等を使用した場合であっても回転することなく、ダミー負荷としてステッピング・モータの駆動電流を利用することができ、したがって、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。
【００４１】
また、本発明の第３の発明によれば、ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合において、ステッピング・モータをホールド駆動する形態の励磁電流を流すように駆動回路を制御するので、ステッピング・モータはホールド状態となり、モータが回転することなく、ダミー負荷としてステッピング・モータの駆動電流を利用することができ、従来多出力電源装置に必要とされていたダミー抵抗を削除することができる。したがって、ステッピング・モータへの電力を供給する自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）方式の多出力電源装置はダミー負荷を備えないにもかかわらず、電源部の間欠発振を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態としての多出力電源装置を示す図である。
【図２】本発明の第１の実施形態のレーザ・ビーム・プリンタの断面を説明する図である。
【図３】エンジン・コントローラ上に搭載されたＣＰＵとモータとの関係を示す図である。
【図４】２相励磁方式におけるＡ相信号、Ｂ相信号の関係を示し、本発明の第１の実施例を説明するステッピング・モータの励磁方法を説明する図である。
【図５】ステッピング・モータ用のモータ・ドライバ５２内の簡略化したブロック図である。
【図６】画像形成装置がプリント動作時において、２相励磁しているときのＡ相巻線、Ｂ相巻線それぞれに流れる電流波形を示す図である。
【図７】図６に対応させて描いた図であり、ＣＰＵによりＶｒｅｆ電圧を通常のＶｒｅｆ１よりも小さいＶｒｅｆ２として、ステッピング・モータを励磁する場合のＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第１の実施形態を説明する図である。
【図８】図６、図７に対応させて描いた図であり、図６、図７におけるパルス・レートの２倍のパルス・レートで励磁した本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第２の実施形態を説明する図である。
【図９】図６、図７および図８に対応させて描いた図であり、図６、図７および図８におけるパルス・レートによる励磁ではなく、ステッピング・モータをホールド状態とする本実施形態におけるＡ相、Ｂ相の電流波形を示す図であり、本発明の第３の実施形態を説明する図である。
【図１０】本発明を実行する際の処理を示すフローチャートである。
【図１１】従来の多出力電源装置の回路として、自励型フライバック・コンバータ（ＲＣＣ：リンギング・チョーク・コンバータ）の基本回路を示す図である。
【図１２】ＲＣＣ方式におけるスイッチング部の各部の波形を示す図である。
【符号の説明】
１ 絶縁トランス
２ スイッチング素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）
Ｎｐ １次巻線
Ｎｂ 補助巻線
Ｎｓ１、Ｎｓ２ ２次巻線
２３ ダミー抵抗
４６ エンジン・コントローラ
５０ ステッピング・モータ
５１ 多出力電源装置
５２ ステッピング・モータ・ドライバ
５３ ステッピング・モータ内のＡ相巻線
５４ ステッピング・モータ内のＢ相巻線
５５〜６２ ＭＯＳ−ＦＥＴ
６６、６８、７０、７２ 論理回路（バッファ）
６７、６９、７１、７３ 論理回路（インバータ）
７４、７５ コンパレータ
Claims (3)
- １次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、
ステッピング・モータと、
前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する電流を任意に変化させることが可能な駆動手段と、
前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない少量の励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段と
を備え、
前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするステッピング・モータを備えた装置。 - １次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、
ステッピング・モータと、
前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを駆動する駆動パルス周期を任意に変化させることが可能な駆動手段と、
前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータが回転しない高いパルス・レートで励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段と
を備え、
前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするステッピング・モータを備えた装置。 - １次巻線と複数の２次巻線を有したトランス、当該トランスの１次巻線と直流電源との間に接続され、スイッチングを行うスイッチング素子、前記トランスの２次巻線に発生した交流電圧をそれぞれ整流及び平滑する整流平滑部、および前記整流平滑部からの出力される複数の直流出力のうち少なくとも１つ以上の直流出力に応じて前記スイッチング素子を制御する制御部、を備えた多出力電源装置であって、前記直流出力の出力電流が少ないときに間欠発振動作をする多出力電源装置と、
ステッピング・モータと、
前記多出力電源装置から直流出力を受けて、前記ステッピング・モータを回転駆動し、且つホールド駆動することが可能な駆動手段と、
前記ステッピング・モータを回転駆動あるいはホールド駆動させるように前記駆動手段を制御する制御手段であって、前記ステッピング・モータの回転駆動、あるいはホールド駆動を必要としない場合に、前記ステッピング・モータをホールド駆動する励磁電流を流すように前記駆動回路を制御する制御手段と
を備え、
前記制御手段が常に前記ステッピング・モータに励磁電流を流すように制御する際には、前記電源部はダミー負荷を備えないにもかかわらず、前記電源部の間欠発振が防止されることを特徴とするステッピング・モータを備えた装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002304945A JP2004140955A (ja) | 2002-10-18 | 2002-10-18 | ステッピング・モータを備えた装置 |
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| JP2002304945A JP2004140955A (ja) | 2002-10-18 | 2002-10-18 | ステッピング・モータを備えた装置 |
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| JP2002304945A Pending JP2004140955A (ja) | 2002-10-18 | 2002-10-18 | ステッピング・モータを備えた装置 |
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| JP (1) | JP2004140955A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014024490A1 (ja) * | 2012-08-09 | 2014-02-13 | パナソニック株式会社 | 昇温制御回路、及び電動装置 |
| US9153962B2 (en) | 2013-02-13 | 2015-10-06 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Motor control device and imaging apparatus with improved power source stability |
-
2002
- 2002-10-18 JP JP2002304945A patent/JP2004140955A/ja active Pending
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