JP2004131207A - エレベータの制動制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】エレベータで使用される電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイル1a,1bと、これらを駆動するための複数のインバータ2a,2bと、これらのインバータを複数の異なる位相の搬送波でPWM制御する制御部30と、を備えた。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
この発明はエレベータの制動制御装置、特に電磁ブレーキのインバータ制御に関する。
【0002】
【従来の技術】
まず、図9に電磁ブレーキの構成の一例を示す。電磁ブレーキでは、電磁ブレーキコイルla、1bに流す電流によりプランジャpa,pbが上下に移動してカム機構を動かし、両側のバネ力により中央のブレーキ車を両側からブレーキシュで抑えて制動を掛けるものがある。図10には単一のインバータで複数の電磁ブレーキコイルを駆動する従来のこの種の制動制御装置の構成を示す。図10において、エレベータの電磁ブレーキコイル(BK)la、1bはインバータ2の出力に接続され、インバータ2にはインバータの制御部3の制御信号4が接続されており、インバータ2の入力側には平滑コンデンサ5は挿入され、さらに電源入力6a、6bは図示されていない直流電力供給源に接続されている。図11はインバータ2の制御部3の内部構成を示し、コンパレータ20によりPWM変調用搬送波発振器17の信号がブレーキ電流のパターン発生器18の出力に合わせて制御信号4として出力される。
【0003】
図10において、上述の直流電力供給源が商用交流電源をトランスによって変圧し、整流回路により直流化して得られている場合、トランスの漏れインダクタンス及び電源に接続されている負荷の電流変動やスイッチング電流により電圧が不安定になり、電源に接続されている機器の安定動作が阻害される可能性がある。そこで通常、インバータ負荷など電源にスイッチング電流を流す機器の入力には平滑コンデンサ5を接続し、直流電力供給源の電圧安定化およびスイッチング電流によるノイズの輻射(発生)を抑制している。
【0004】
次に平滑コンデンサに流れる電流について説明すると、ブレーキコイルの等価回路は簡易的に図12に示すようにインダクタンス15とレジスタンス16で表される。また、ブレーキコイルに供給する電流を調整するインバータ2およびその周辺の回路例を図13に示す。インバータ2は半導体スイッチング素子7、これの駆動回路9、そして整流素子8からなる。直流電力供給源の電圧がEであるとした場合、ブレーキコイル電流がE/R以下で(但し、Rはブレーキコイルのレジスタンス成分)、インバータのスイッチング素子7が導通している場合、ブレーキコイル電流はブレーキコイル1のインダクタンス成分Lとレジスタンス成分R及びブレーキコイル電流の大きさ、電源電圧Eによって定まる速度で増加する。図14の(a)にはブレーキコイルの電流波形を示し区間A、A’、A’’、A’’’がこれに当たる。この時、電流の流れる経路は図13の経路13を流れ、前記電流の交流分の一部は経路13’(平滑コンデンサ5)を流れる。
【0005】
一方、スイッチング素子7が非導通である場合、ブレーキコイル電流は経路14を流れ、ブレーキコイル電流はブレーキコイル1のインダクタンス成分Lとレジスタンス成分R及びブレーキコイル電流の大きさによって定まる速度で低下する。図14の(a)の区間B、B’、B’’がこれに当たる。ブレーキコイルの電流を調整する場合は、スイッチング素子7の導通期間を調整することにより行う。なお、図14の(b)は半導体スイッチング素子7を流れる電流、(c)は整流素子8の電流を示す。
【0006】
また、図15〜17は繰り返し周期(PWM変調搬送波の周期)の時間に対する半導体スイッチング素子7の導通時間の比率(デューティー比)が0.25、0.5、0.75になった場合のエレベータ制動回路に流れる電流を順に示し、各図の(a)はスイッチング素子7を流れる電流のうちブレーキコイル1aによる成分の電流波形、(b)はスイッチング素子7を流れる電流のうちブレーキコイル1bによる成分の電流波形、(c)はこれらの合成電流であるスイッチング素子7を流れる電流波形を示す。図中の横軸が時間を示し、A〜Dの期間が1周期に相当する。縦軸は電流を示すものとする。なお、各波形をより誇張して描いた場合、図14のように各区間で増減するが図15〜17では簡略化した。
【0007】
各図の(c)の図から分かるようにスイッチング素子7を流れる電流(うち交流分の一部は平滑コンデンサ5を流れる電流となる)は単純に各ブレーキコイル1a,1bの電流の合成和となり、駆動するブレーキコイルの数に応じて増加する。従って、インバータの電源電流容量はこの電流を上回る電流が必要となる。また、インバータ電源入力に接続されている平滑コンデンサ5には上述の合成電流の交流成分の一部が流れるが、この制御方法では電流の平均値と比較してピーク値が高くなりやすいため交流電流成分が大きくなる。従って、リップル電流耐量の大きいコンデンサが必要となる。後述するが図7、図8にスイッチング素子7を流れる電流のピーク値A及び交流成分Bとデューティー比(スイッチングの導通期間/PWM搬送波の周期)の関係がそれぞれ示されている(従来のピーク値Aと交流成分Bとデューティー比の関係は両図で同じ)。
【0008】
また、従来のあるエレベータの制動制御装置は、2つのブレーキコイルで構成されており、ブレーキコイルの落下特性を個別に制御できるよう、2つのインバータ及び2つのインバータ制御用信号を生成するコントローラを設けている。コントローラはそれぞれPWM回路を個別に有しているが、各PWM信号の撤送波の位相関係に関してはとくに配慮がされていない(例えば特許文献1参照)。
【0009】
【特許文献1】
特開平3−115080号公報
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
ブレーキコイルのエレベータシステム内における電力消費比率は大きな比重を占めており、さらにこれらを制御するインバータのスイッチング素子特有の発生するリップルも考慮すると、システムに必要な電源容量及びインバータの入力に接続されているコンデンサのリップル耐量を決定する大きな要素となっている。そして以上のように構成された従来のエレベータの制動制御装置のような回路では、ブレーキ駆動用に大きな電源容量を確保する必要があり、さらにはインバータ用平滑コンデンサを小型化、ローコスト化も難しいという問題があった。
【0011】
この発明は上記の課題を解消するためになされたもので、複数のブレーキコイルに流れる総電流のピーク電流を抑え、直流電源側ピーク負荷を減少させさらに平滑コンデンサの小型化も図ったエレベータの制動制御装置を得ることを目的とする。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記の目的に鑑み、この発明は、エレベータで使用される電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルと、これらを駆動する複数のインバータと、これらのインバータを複数の異なる位相の搬送波でPWM制御する制御部と、を備えたことを特徴とするエレベータの制動制御装置にある。
【0013】
また、前記制御部からの複数の搬送波間の位相差がそれぞれ等しく、かつ前記位相差が1周期を前記インバータの数で割った値に相当することを特徴とする。
【0014】
また、エレベータで使用される電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルと、これらを駆動する複数のインバータと、これらのインバータを基準となる制御信号に所定時間の遅延をそれぞれかけた搬送波による複数の制御信号で制御する制御部と、を備えたことを特徴とするエレベータの制動制御装置にある。
【0015】
また、前記制御部からの複数の制御信号間の遅延時間がそれぞれ等しく、かつ前記遅延時間が搬送波の周期を前記インバータの数で割った値に相当することを特徴とする。
【0016】
この発明は、時分割された時間に対し、複数のブレーキコイルに対して電流を流す時間帯を重ならないようにし、ピーク電流を抑え、直流電源側ピーク負荷を減少させるものである。
【0017】
【発明の実施の形態】
実施の形態1.
図1にはこの発明の一実施の形態によるエレベータの制動制御装置の構成を示し、図2には図1の制御部30の構成の一例を示す。また従来のものと同一もしくは相当部分は同一符号で示し説明は省略する。図1において、電磁ブレーキコイル1a、1bはそれぞれ個々にインバータ2a、2bの出力に接続され、インバータ2a、2bは図2に示すような2つのPWM変調制御信号4a,4bを有する制御部30により制御される。制御部30では、2つのコンパレータ20a,20bによりPWM変調用搬送波発振器17の信号がブレーキ電流のパターン発生器18の出力に合わせて制御信号4a,4bとして出力され、かつコンパレータ20a,20bに対するPWM変調用搬送波発振器17からの搬送波にはディレー回路19により互いに位相差が設けてある。また各インバータ2a,2bの入力には平滑コンデンサ5及び図示されていない直流電力供給源に接続されている。各インバータ2a,2bの構成は図13に示したものと同じである。
【0018】
図4〜6は繰り返し周期(PWM変調搬送波の周期)Tに対する半導体スイッチング素子7の導通時間Tonの時間比率Ton/Tすなわちデューティー比Dを順に0.25、0.5、0.75と変化させた場合のインバータのスイッチング素子に流れる電流を示し、図4〜6の(a)にはインバータ2aのスイッチング素子7に流れる電流の波形を示した。また、図4〜6の(b)にはインバータ2bの同波形を示した。図4〜6の(c)にはインバータ2a、2bの各スイッチング素子7を流れる電流の合成電流波形(図1の配線21の電流波形)を示した。尚、各図はブレーキコイル及びインバータが2個ある場合の波形であり、搬送波の位相は互いに180度ずらした場合を示す。すなわちディレー回路19のディレー時間は拠送波の0.5周期である。図中の横軸が時間を表し、A〜Dの期間が1周期に相当する。縦軸は電流を示すものとする。また、図7には前記デューティー比と配線21に流れるピーク電流(A’で示す)及び電流の交流成分(B’で示す)の関係を示した。図7のDuty比は(スイッチング素子の導通期間/PWM搬送波の周期)である(図8も同様)。
【0019】
ピーク電流に関し図7から波形を従来の回路の場合と比較した場合(従来Aと本発明A’の比較、相数=1(従来),2(本発明)の場合)、各ブレーキコイルに流れる電流のタイミングが異なるため、デューティー比(スイッチングの導通期間/PWM搬送波の周期)が低い場合には配線21のピーク電流が低下し、デューティー比が増加した場合には従来の回路と同等になることが分かる。配線21のピーク電流は以下の式に従う。
【0020】
ピーク電流=1相のピーク電流×インバータの相数×α
ただし、αはデューティー比が下記条件のときにおいて、
(M/インバータの相数)<デューティー比<{(M+1)/インバータの相数}
M:0〜インバータの相数−1の整数
下記式に従う。
α=(M+1)/インバータの相数
【0021】
従って、デューティー比Dが下記条件を満たしている限りピーク電流は従来回路を下回り、デューティーが下がるに従って段階的に低下する。
デューティー比<(インバータの相数−1)/インバータの相数
【0022】
参考のため図8に従来回路のピーク電流と、この発明の相数が4である場合のピーク電流とデューティー比の開係を示す(従来Aと本発明A’の比較)。
【0023】
また、配線21を流れる電流の交流成分について(図7の従来Bと本発明B’の比較、相数=1(従来),2(本発明)の場合)、平滑コンデンサ5に流れるリップル電流の目安となる配線21の交流成分は図4〜6の(c)の波形から以下のように求められる。
【0024】
交流成分=1相分のピーク電流×√[相数{デューティー比−(N/相数)}−相数2{デューティー比−(N/相数}2]
ただし、上式のNはデューティー比が下記範囲に収まるように選択するものとする。
(N/インバータの相数)≦デューティー比<{(N+1)/インバータの相数}
N:0〜インバータの相数−1の整数
【0025】
参考のため図8に従来回路の交流電流と、この発明の相数が4である場合の交流電流とデューティー比の関係を示す(BとB’の比較)。
【0026】
図から分かるように、交流成分の最大値が従来回路の相数分の1になっているころが分かる。すなわち2相である図7の場合は1/2、4相である図8の場合は1/4となっている。
【0027】
実施の形態2.
図3には図1のこの発明によるエレベータの制動制御装置の制御部30の別の構成を示す。図2の制御部30では、エレベータの電磁ブレーキを駆動する複数のブレーキコイル1a,1bを駆動する際、これらを複数のインバータ2a,2bでそれぞれ異なる位相の搬送波でPWM制御する、すなわち、コンパレータ20bに対するPWM変調用搬送波発振器17からの搬送波にディレー回路19により位相差を設けている。これに対して、図3の制御部30aでは、エレベータのブレーキを駆動する複数のブレーキコイル1a,1bを駆動する複数のインバータ2a,2bを、PWM変調用搬送波発振器17の信号をブレーキ電流のパターン発生器18の出力に合わせて出力するコンパレータ20は1つとし、その基準となる制御のための制御信号4aと、これにディレー回路19aで所定時間の遅延をかけた制御信号4bとにより駆動制御する。これにより、コンパレータは1つでよく制御部の構成の簡素化が図れる。また相数をさらに増やす場合でもディレー回路19aを増やすだけでよい。
【0028】
なお、上記各実施の形態の図2および図3の制御部はインバータが2つすなわち2相用のものをそれぞれ示したが、図2の構成のものではディレー回路およびコンパレータを増やし(但しディレー回路の移相値はそれぞれ変える)、また図3の構成のものではディレー回路を増やす(但しディレー回路の遅延時間はそれぞれ変える)ことで、所望の相、すなわち所望の数のインバータひいてはブレーキコイルの制御が行える。
【0029】
また、上記位相差および遅延時間が各相間で同じでかつ、位相差であれば1周期をインバータ数で割った値(4相であれば90°)、また遅延時間であれば搬送波の周期をインバータ数で割った値に相当するものとすることで、複数の電磁ブレーキコイルに流れる総電流のピーク電流を抑え、直流電源側ピーク負荷を減少させさらに平滑コンデンサも小型化することができる。
【0030】
またさらに、上記各実施の形態においては、エレベータの電磁ブレーキについて説明したが、この発明はインバータ制御を行う他の装置、例えばモータの制御等にも適用できることは言うまでもない。
【0031】
【発明の効果】
上記のようにこの発明によれば、電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルを複数のインバータで駆動しかつこれらのインバータを、複数の異なる位相の搬送波でPWM制御するようにしたので、複数の電磁ブレーキコイルに流れる総電流のピーク電流を抑え、直流電源側ピーク負荷を減少させさらに平滑コンデンサも小型化することができる。
【0032】
また、電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルを複数のインバータで駆動しかつこれらのインバータを、基準となる制御信号に所定時間の遅延をそれぞれかけた搬送波による複数の制御信号で制御するようにしたので、基準となる制御信号に遅延するだけで複数の制御信号が得られ、より簡単な構成で上記効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の一実施の形態によるエレベータの制動制御装置の構成を示す図である。
【図2】図1の制御部の構成の一例を示す図である。
【図3】図1の制御部の構成の他の例を示す図である。
【図4】図1の制動制御装置の導通比D=0.25の場合の各部の電流波形を示す図である。
【図5】図1の制動制御装置の導通比D=0.5の場合の各部の電流波形を示す図である。
【図6】図1の制動制御装置の導通比D=0.75の場合の各部の電流波形を示す図である。
【図7】従来と本発明の制動制御装置における相数2の場合のピーク電流および交流電流のデューティー比との関係を示す図である。
【図8】従来と本発明の制動制御装置における相数4の場合のピーク電流および交流電流のデューティー比との関係を示す図である。
【図9】電磁ブレーキの構成の一例を示す図である。
【図10】従来のエレベータの制動制御装置の構成を示す図である。
【図11】図10の制御部の構成を示す図である。
【図12】電磁ブレーキコイルの等価回路を示す図である。
【図13】インバータの内部構成および電流経路を説明するための図である。
【図14】図13の回路の各部の電流波形を示す図である。
【図15】図10の制動制御装置の導通比D=0.25の場合の各部の電流波形を示す図である。
【図16】図10の制動制御装置の導通比D=0.5の場合の各部の電流波形を示す図である。
【図17】図10の制動制御装置の導通比D=0.75の場合の各部の電流波形を示す図である。
【符号の説明】
1a,1b 電磁ブレーキコイル、2a,2b インバータ、4a,4b PWM変調制御信号、5 平滑コンデンサ、7 半導体スイッチング素子、8 整流素子、9 駆動回路、17 PWM変調用搬送波発振器、18 ブレーキ電流パターン発生器、19,19a ディレー回路、20a,20b コンパレータ、30,30a 制御部。
Claims (4)
- エレベータで使用される電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルと、これらを駆動する複数のインバータと、これらのインバータを複数の異なる位相の搬送波でPWM制御する制御部と、を備えたことを特徴とするエレベータの制動制御装置。
- 前記制御部からの複数の搬送波間の位相差がそれぞれ等しく、かつ前記位相差が1周期を前記インバータの数で割った値に相当することを特徴とする請求項1に記載のエレベータの制動制御装置。
- エレベータで使用される電磁ブレーキの複数の電磁ブレーキコイルと、これらを駆動する複数のインバータと、これらのインバータを基準となる制御信号に所定時間の遅延をそれぞれかけた搬送波による複数の制御信号で制御する制御部と、を備えたことを特徴とするエレベータの制動制御装置。
- 前記制御部からの複数の制御信号間の遅延時間がそれぞれ等しく、かつ前記遅延時間が搬送波の周期を前記インバータの数で割った値に相当することを特徴とする請求項3に記載のエレベータの制動制御装置。
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- 2002-10-08 JP JP2002295229A patent/JP2004131207A/ja active Pending
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