JP2004104339A

JP2004104339A - 負帰還増幅器

Info

Publication number: JP2004104339A
Application number: JP2002261580A
Authority: JP
Inventors: Ikuo Imanishi; 今西　郁夫
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-09-06
Filing date: 2002-09-06
Publication date: 2004-04-02

Abstract

【課題】利得の設計とは独立に３次相互変調歪を低減することが出来、その構成要素である増幅手段の利得を低下させる事無く総合利得として利用出来る負帰還増幅器を提供すること。
【解決手段】信号入力端子から入力される信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続されたバンドパスフィルターと、前記バンドパスフィルターの出力端子に、入力端子が接続された帰還回路を備え、前記帰還回路の出力端子は前記信号入力端子に接続されている負帰還増幅回路において、前記バンドパスフィルターが前記信号入力端子に入力される入力信号の周波数帯の２倍の周波数帯を通過帯域とする様に設定することで、利得を変化させる事無く、独立に３次相互変調歪を低減することが出来、なおかつ、その構成要素である増幅手段の利得を低下させる事無く総合利得として利用出来る負帰還増幅器。
【選択図】　図２

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、利得の低下を引き起こさずに３次歪を低減して線形性を向上させた負帰還増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の負帰還増幅器は、信号入力端子から入力される信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続された帰還手段とを備え、前記帰還手段の出力端子は前記信号入力端子に接続されている負帰還増幅器において、前記信号入力端子と前記帰還手段の出力端子との接続部と、前記増幅手段の入力端子との間にキャパシタが直列に接続され、前記増幅手段が入力寄生キャパシタを有するＦＥＴから構成されることを特徴とする負帰還増幅器であり、利得と歪特性とを独立に設計することが出来るようにしている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特許第３１１７２２９号（第１−２頁、表１、第１，２，６図）
【０００４】
しかしながら、上記の従来例は、利得と歪特性とを独立に設計することが出来ても、負帰還増幅器としての総合利得は、その構成要素である増幅手段の利得よりも低下するという欠点を有している。
【０００５】
本発明は、上記の従来例と比べて、利得と歪特性とを独立に設計することが出来ることに加えて、総合利得がその構成要素である増幅手段の利得と同一に利用出来る負帰還増幅器を提供することを目的とする。
【０００６】
図１は、従来の負帰還増幅器の基本構成を示すブロック図である。
【０００７】
入力電圧をｕ、増幅手段１０への入力電圧をｅ、増幅手段１０の出力電圧をｙ、増幅手段１０の伝達関数をＡ（ｅ）、帰還回路２０の帰還率をβとする。
【０００８】
増幅手段１０の出力ｙは帰還率βの帰還回路２０を介して、入力電圧ｕに足し合わせて増幅手段１０の入力電圧ｅとなる。
【０００９】
したがって、増幅手段１０の入力電圧ｅは、ｙ＝Ａ（ｅ）であるので、
ｅ＝ｕ＋βＡ（ｅ）
となる。
【００１０】
増幅手段１０は小信号入力に対して弱い非線型性を持っているので、その伝達関数Ａ（ｅ）は一般的に３次までの多項式関数
Ａ（ｅ）＝ａ_１ｅ＋ａ_２ｅ^２＋ａ_３ｅ^３
で表される。ａ_１、ａ_２、ａ_３は増幅手段１０に起因する定数である。
【００１１】
図１の負帰還増幅器全体の伝達関数をＧ（ｕ）とすると、そのＧ（ｕ）は上の関係式から次の２つの式で表される。
【００１２】
Ｇ（ｕ）＝ｙ＝Ａ（ｅ）＝ａ_１ｅ＋ａ_２ｅ^２＋ａ_３ｅ^３
ｅ＝ｕ＋βＡ（ｅ）
Ｇ（ｕ）もまた３次までの多項式関数で表されると考えて良いので、マクローリン展開をおこなうと、
Ｇ（ｕ）＝Ｇ’（０）ｕ＋［Ｇ’’（０）／２！］ｕ^２＋［Ｇ’’’（０）／３！］ｕ^３
Ｇ（０）＝０
で表され、上記のＧ（ｕ）を表す２つの関係式をｕで３回微分してＧ’（０），Ｇ’’（０），Ｇ’’’（０）を求めると、

となる。
【００１３】
ここで、増幅手段１０の弱い非線型性が引き起こす悪影響の一つである３次歪について述べる。
【００１４】
増幅手段１０の非線型性の評価方法の一つに２トーン測定法がある。これはお互いに近い周波数をもつ２つの正弦波信号を足し合わせたものを増幅手段１０に入力し、その出力の高調波成分を測定するものである。
【００１５】
図３はその２信号（２トーン）入力時に増幅手段１０の非線型性によって発生する高調波成分を模式的に表したグラフである。横軸は周波数、縦軸は出力パワーまたは電圧を示している。ｗ_１，ｗ_２は入力信号周波数であり、その他の周波数のスペクトルが増幅手段１０の弱い非線型性によって発生した高調波成分である。その中で、ｗ_１−２ｗ_２，　２ｗ_１−ｗ_２の周波数成分は、入力信号周波数に近いため使用周波数帯域内にあり、不要な周波数成分として悪影響を及ぼす。この不要な周波数成分は一般的に３次相互変調歪（ＴＯＩ：Ｔｈｉｒｄ　Ｏｒｄｅｒ　Ｉｎｔｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれている。
【００１６】
いま、入力電圧Ｖ_ｉｎに対する増幅手段１０の伝達関数がＡ（Ｖ_ｉｎ）＝ａ_１Ｖ_ｉｎ＋ａ_２Ｖ_ｉｎ ^２＋ａ_３Ｖ_ｉｎ ^３で表される時に、２トーン入力信号をＶ_ｉｎ＝Ａｃｏｓｗ_１ｔ＋Ａｃｏｓｗ_２とすると、増幅手段１０の出力電圧Ｖｏは次の様に表される。
【００１７】

式（２）より、周波数ｗ_１−２ｗ_２，　２ｗ_１−ｗ_２からなる３次相互変調歪成分はそれぞれ
［ａ_３＊３／４Ａ^３］　＊ｃｏｓ（ｗ_１−２ｗ_２）ｔ
［ａ_３＊３／４Ａ^３］　＊ｃｏｓ（２ｗ_１−ｗ_２）ｔ
であり、その係数にはａ_３のみが掛かって、すなわち増幅手段１０の伝達関数の内、３次の項ａ_３Ｖ_ｉｎ ^３が原因となって発生していることが判る。したがって、増幅手段１０の伝達関数の３次の項を小さくする方法を取ることで、３次相互変調歪成分を低減することが出来る。
【００１８】
ここで、図１の従来の負帰還増幅器の伝達関数Ｇ（ｕ）の式（１）において、３次の項が０になる条件は、［ａ_３−２ａ_２ ^２β／（１−ａ_１β）］／（１−ａ_１β）^４＝０より、
β＝−ａ_３／（２ａ_２ ^２−ａ_１ａ_３）
である。この時の利得は１次の項の係数なので、
ａ_１／（１−ａ_１β）＝ａ_１［１−ａ_１ａ_３／（２ａ_２ ^２）］
となる。この様に、図１の従来の負帰還増幅器では、帰還回路２０の帰還率βを調節することで、３次相互変調歪成分を低減することが出来る。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のように伝達関数の３次の項が０に近づくように帰還回路２０の帰還率βを調節すると、３次相互変調歪を低減することは出来るが、同時に伝達関数の１次の項も変化するため利得も変化してしまい、負帰還増幅器の３次相互変調歪と利得を同時に設計することが困難であった。また、その構成要素である増幅手段の利得に対して、負帰還増幅器の総合利得は低下してしまうという欠点も有している。
【００２０】
本発明は、利得の設計とは独立に３次相互変調歪を低減することが出来ることに加えて、その構成要素である増幅手段の利得を低下させる事無く、総合利得として利用出来る負帰還増幅器を提供することを目的とする。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
本発明の負帰還増幅器は、信号入力端子から入力される信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続されたバンドパスフィルターと、前記バンドパスフィルターの出力端子に、入力端子が接続された帰還回路とを備え、前記帰還回路の出力端子は前記信号入力端子に接続されている負帰還増幅器において、前記バンドパスフィルターが前記信号入力端子に入力される入力信号の周波数帯の２倍の周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィルターであることを特徴とする。
【００２２】
この負帰還経路に追加されたバンドパスフィルターの効果で、増幅手段の利得と負帰還回路の総合利得を低下させることなく利用出来、なおかつ独立に３次相互変調歪を低減することが出来る。
【００２３】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
図２は、本発明の負帰還増幅器の基本構成を示すブロック図である。
【００２４】
入力電圧をｕ、増幅手段１０への入力電圧をｅ、増幅手段１０の出力電圧をｙ、増幅手段１０の伝達関数をＡ（ｅ）、帰還回路２０の帰還率をβとする。
【００２５】
増幅手段１０の出力ｙにおいて、入力信号の周波数帯の２倍の周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィルター３０が図３に示すところの増幅手段１０の非線型性によって発生する高調波成分のうち２ｗ_１，ｗ_１＋ｗ_２，２ｗ_２の周波数成分を抜き出して帰還率βの帰還回路２０を介して、入力電圧ｕに足し合わせて増幅手段１０の入力電圧ｅとなる。
【００２６】
このバンドパスフィルター３０の出力信号は、式（２）の２ｗ_１，ｗ_１＋ｗ_２，２ｗ_２の周波数成分の項を見ると、３つの項全てａ_２の係数が掛かっておりａ_１，ａ_３の係数は掛かっていないことから、増幅手段１０の伝達関数の２次の項ａ_２Ｖ_ｉｎ ^２からのみ発生した信号成分で１次の項ａ_１Ｖ_ｉｎ、３次の項ａ_３Ｖ_ｉｎ ^３から発生した信号成分は含まれていない。
【００２７】
したがって、バンドパスフィルター３０の出力信号はａ_２ｅ^２にある係数を掛けたものとなり、これに帰還回路２０の帰還率βを掛けたもの、すなわち、ａ_２βｅ^２にある係数を掛けたものを入力電圧ｕに足し合わせて増幅手段１０の入力電圧ｅとなる。ここで、簡単化のためにある係数を帰還回路２０の帰還率βに含ませて以降、説明する。
【００２８】
増幅手段１０の入力電圧ｅは、入力電圧ｕと帰還回路２０の出力ａ_２βｅ^２を足し合わせたものになるので、
ｅ＝ｕ＋ａ_２βｅ^２
となる。
【００２９】
増幅手段１０の伝達関数Ａ（ｅ）は上述と同じく、
Ａ（ｅ）＝ａ_１ｅ＋ａ_２ｅ^２＋ａ_３ｅ^３
である。
【００３０】
図２の帰還増幅器全体の伝達関数をＨ（ｕ）とすると、そのＨ（ｕ）は上の関係式から次の２つの式で表される。
【００３１】
Ｈ（ｕ）＝ｙ＝Ａ（ｅ）＝ａ_１ｅ＋ａ_２ｅ^２＋ａ_３ｅ^３
ｅ＝ｕ＋ａ_２βｅ^２
Ｈ（ｕ）もまた３次までの多項式関数で表されると考えて良いので、マクローリン展開をおこなうと、
Ｈ（ｕ）＝Ｈ’（０）ｕ＋［Ｈ’’（０）／２！］ｕ^２＋［Ｈ’’’（０）／３！］ｕ^３
Ｈ（０）＝０
で表され、上記のＨ（ｕ）を表す２つの関係式をｕで３回微分してＨ’（０），Ｈ’’（０），Ｈ’’’（０）を求めると、
Ｈ（ｕ）＝ａ_１ｕ＋ａ_２（１＋ａ_１β）ｕ^２＋［ａ_３＋２ａ_２ ^２β（１＋ａ_１β）］ｕ^３　　　　　　　（３）
となる。
【００３２】
ここで、図２の本発明の負帰還増幅器の伝達関数Ｈ（ｕ）の式（３）において、３次の項が０になる条件は、
ａ_３＋２ａ_２ ^２β（１＋ａ_１β）＝０
である。この時の利得は１次の項の係数なので、
ａ_１
となり帰還率βに依存しない上に、その利得ａ_１は、その構成要素である増幅手段の利得ａ_１と等しく、増幅手段の利得を低下させる事無く、そのまま総合利得として利用出来る。この様に、図２の本発明の負帰還増幅器では、帰還回路２０の帰還率βを調節することで、利得を変化させること無く３次相互変調歪成分を低減することが出来、利得の設計とは独立に３次相互変調歪を低減することが可能となる負帰還増幅器を提供出来る。
【００３３】
また、負帰還増幅器としての総合利得は上記のとおりその構成要素である増幅手段の利得を低下させる事無く利用出来る。
【００３４】
図４は、請求項２記載の本発明の実施の形態である。図４において、増幅手段１０は増幅素子１１と抵抗またはインダクターからなるダンピング素子１２とバイアス回路１３から構成されており、その増幅素子１１のエミッターがダンピング素子１２を介して接地してあるエミッター接地の増幅器である。
【００３５】
また、並列共振回路３３はコンデンサー３１とインダクター３２から構成され、その並列共振周波数は信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍の周波数である。
【００３６】
帰還回路２０は、抵抗２１とコンデンサー３５から構成されている。
【００３７】
入力信号は、整合回路４０でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で増幅手段１０に伝達される。増幅手段１０で増幅された入力信号は信号電流となって並列共振回路３３へ伝達されるが、並列共振周波数付近では並列共振回路３３のインピーダンスが大きくなるため、その並列共振周波数付近の信号電流成分は並列共振回路３３を通過しにくくなり帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還されることになる。
【００３８】
一方、並列共振周波数付近以外の信号電流成分は並列共振回路３３を通過して、整合回路４１でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で出力される。
【００３９】
ここで前述のように、並列共振回路３３の共振周波数が信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍であるため、前述の帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還される信号電流成分は図３のバンドパスフィルターの通過帯域に相当する。このことは、並列共振回路３３が図２のバンドパスフィルター追加の効果と同じ効果を果たしていることを示している。
【００４０】
以上の様に、図４は請求項２記載の本発明の実施の形態である。
【００４１】
（第２の実施形態）
図５は、請求項３記載の本発明の実施の形態である。図５において、増幅手段１０は増幅素子１１と抵抗またはインダクターからなるダンピング素子１２とバイアス回路１３から構成されているエミッタ接地型増幅器と、その上段に増幅素子１１２と電圧源１４で構成されているベース接地型増幅器とが、カスコード接続されている増幅器である。
【００４２】
また、並列共振回路３３はコンデンサー３１とインダクター３２から構成され、その並列共振周波数は信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍の周波数である。
【００４３】
帰還回路２０は、抵抗２１とコンデンサー３５から構成されている。
【００４４】
入力信号は、整合回路４０でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で増幅手段１０に伝達される。増幅手段１０で増幅された入力信号は信号電流となって並列共振回路３３へ伝達されるが、並列共振周波数付近では並列共振回路３３のインピーダンスが大きくなるため、その並列共振周波数付近の信号電流成分は並列共振回路３３を通過しにくくなり帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還されることになる。
【００４５】
一方、並列共振周波数付近以外の信号電流成分は並列共振回路３３を通過して、整合回路４１でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で出力される。
【００４６】
ここで前述のように、並列共振回路３３の共振周波数が信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍であるため、前述の帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還される信号電流成分は図３のバンドパスフィルターの通過帯域に相当する。このことは、並列共振回路３３が図２のバンドパスフィルター追加の効果と同じ効果を果たしていることを示している。
【００４７】
以上の様に、図５は請求項３記載の本発明の実施の形態である。
【００４８】
（第３の実施形態）
図６は、請求項４記載の本発明の実施の形態である。図６において、増幅手段１０は２個の増幅素子１１０，１１１と２個の抵抗またはインダクターからなるダンピング素子１２０，１２１とバイアス回路１３と電流源１５と抵抗２２，２３とコンデンサー３６から構成されている差動増幅器である。
【００４９】
また、並列共振回路３３はコンデンサー３１とインダクター３２から構成され、その並列共振周波数は信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍の周波数である。
【００５０】
帰還回路２０は、抵抗２１とコンデンサー３５から構成されている。
【００５１】
入力信号は、整合回路４０でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で増幅手段１０に伝達される。増幅手段１０で増幅された入力信号は信号電流となって並列共振回路３３へ伝達されるが、並列共振周波数付近では並列共振回路３３のインピーダンスが大きくなるため、その並列共振周波数付近の信号電流成分は並列共振回路３３を通過しにくくなり帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還されることになる。
【００５２】
一方、並列共振周波数付近以外の信号電流成分は並列共振回路３３を通過して、整合回路４１でインピーダンス変換されてその信号電力が極力大きくなる状態で出力される。
【００５３】
ここで前述のように、並列共振回路３３の共振周波数が信号入力の周波数帯域の中心周波数の２倍であるため、前述の帰還回路２０を介して増幅手段１０の入力へ負帰還される信号電流成分は図３のバンドパスフィルターの通過帯域に相当する。このことは、並列共振回路３３が図２のバンドパスフィルター追加の効果と同じ効果を果たしていることを示している。
【００５４】
以上の様に、図６は請求項４記載の本発明の実施の形態である。
【００５５】
【発明の効果】
このように、本発明によって利得の設計とは独立に３次相互変調歪を低減することができ、さらに、その構成要素である増幅手段の利得を低下させることなく、総合利得として利用できる負帰還増幅器を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の負帰還増幅器の基本構成を示すブロック図
【図２】本発明の負帰還増幅器の基本構成を示すブロック図
【図３】２信号入力時に増幅手段の非線型性によって発生する高調波成分を摸式的に表したグラフ
【図４】請求項２記載の本発明の実施の形態を示す図
【図５】請求項３記載の本発明の実施の形態を示す図
【図６】請求項４記載の本発明の実施の形態を示す図
【符号の説明】
１０　増幅手段
１１，１１０，１１１，１１２　増幅素子
１２，１２０，１２１　抵抗またはインダクターからなるダンピング素子
１３　バイアス回路
１４　電圧源
１５　電流源
２０　帰還回路
２１，２２，２３　抵抗
３０　バンドパスフィルター
３１，３５，３６　コンデンサー
３２　インダクター
３３　並列共振回路
４０，４１　整合回路

Claims

信号入力端子から入力される信号を増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続されたバンドパスフィルターと、前記バンドパスフィルターの出力端子に、入力端子が接続された帰還回路とを備え、前記帰還回路の出力端子は前記信号入力端子に接続されている負帰還増幅器において、前記バンドパスフィルターが前記信号入力端子に入力される入力信号の周波数帯の２倍の周波数帯を通過帯域とするバンドパスフィルターであることを特徴とする負帰還増幅器。
信号入力端子から入力される信号を整合回路を介して増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続された並列共振回路と、前記並列共振回路の出力端子が整合回路を介して信号出力端子に信号を出力するように接続され、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続された帰還回路と、前記帰還回路の出力端子が前記増幅手段の入力端子に接続されている負帰還増幅回路において、前記増幅手段がエミッタ接地の増幅器で構成され、前記並列共振回路の共振周波数が入力信号の周波数の２倍の周波数に設定されていることを特徴とする負帰還増幅器。
前記増幅手段がエミッタ接地とベース接地のカスコード接続型増幅器で構成されていることを特徴とする請求項２に記載の負帰還増幅器。
信号入力端子から入力される信号を整合回路を介して増幅する１入力２出力の増幅手段と、前記増幅手段の出力端子の一方に、入力端子が接続された並列共振回路と、前記並列共振回路の出力端子と前記増幅手段のもう一方の出力端子が整合回路を介して信号出力端子に信号を出力するように接続され、前記増幅手段の出力端子の内、前記並列共振回路の入力端子に接続された方の出力端子に、入力端子が接続された帰還回路と、前記帰還回路の出力端子が前記増幅手段の入力端子に接続されている負帰還増幅回路において、前記増幅手段が１入力２出力の差動増幅器で構成され、前記並列共振回路の共振周波数が入力信号の周波数の２倍の周波数に設定されていることを特徴とする負帰還増幅器。
信号入力端子から入力される信号を整合回路を介して増幅する増幅手段と、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続されたマイクロストリップ線路と、前記マイクロストリップ線路の出力端子が整合回路を介して信号出力端子に信号を出力するように接続され、前記増幅手段の出力端子に、入力端子が接続された帰還回路と、前記帰還回路の出力端子が前記増幅手段の入力端子に接続されている負帰還増幅回路において、前記増幅手段がエミッタ接地の増幅器で構成され、前記マイクロストリップ線路の線路長が入力信号の周波数の２倍の周波数の波長λの４分の１の長さに設定されていることを特徴とする負帰還増幅器。
前記増幅手段がエミッタ接地とベース接地のカスコード接続型増幅器で構成されていることを特徴とする請求項５に記載の負帰還増幅器。
信号入力端子から入力される信号を整合回路を介して増幅する１入力２出力の増幅手段と、前記増幅手段の出力端子の一方に、入力端子が接続されたマイクロストリップ線路と、前記マイクロストリップ線路の出力端子と前記増幅手段のもう一方の出力端子が整合回路を介して信号出力端子に信号を出力するように接続され、前記増幅手段の出力端子の内、前記マイクロストリップ線路の入力端子に接続された方の出力端子に、入力端子が接続された帰還回路と、前記帰還回路の出力端子が前記増幅手段の入力端子に接続されている負帰還増幅回路において、前記増幅手段が１入力２出力の差動増幅器で構成され、前記マイクロストリップ線路の線路長が入力信号の周波数の２倍の周波数の波長λの４分の１の波長に設定されていることを特徴とする負帰還増幅器。