JP2004012168A

JP2004012168A - Zero cross detection circuit

Info

Publication number: JP2004012168A
Application number: JP2002162520A
Authority: JP
Inventors: Kazuyoshi Ishikawa; 石川　和義; Juichi Uno; 宇野　寿一; Noritaka Ichinomiya; 一宮　礼孝; Takehiko Inoue; 井上　健彦; Mikihiro Ooshima; 大島　幹啓
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2002-06-04
Filing date: 2002-06-04
Publication date: 2004-01-15
Anticipated expiration: 2022-06-04
Also published as: JP4160322B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a zero cross detection circuit for accurately detecting a zero cross point, in the zero cross detection circuit using a hysteresis comparator for preventing the chattering. <P>SOLUTION: A first hysteresis comparator 10 having a first hysteresis voltage VH1, a second hysteresis comparator 20 having a second hysteresis voltage VH2 having a polarity different from that of the first hysteresis voltage VH1 with respect to a first input signal S1 as the reference, a third hysteresis comparator 30 having a bipolar third voltage VH3 with respect to the first input signal S1 as the reference, and an arithmetic circuit 40 which calculates on the basis of outputs A, B and C from the first, the second, and the third hysteresis comparators and which outputs a zero cross detection signal E are provided. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ゼロクロス検出回路に関し、特に回転センサーや位置検出センサー等からのセンサー信号に基づいて、ゼロクロス検出信号を発生するゼロクロス検出回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、ホール素子等を用いた回転センサーや位置検出センサー等の検出部にはコンパレータが用いられている。このコンパレータに入力される一対の入力信号がクロスした時点（ゼロクロス点）で、その出力がＨＩＧＨ、ＬＯＷに切り替わることでゼロクロス検出が行われる。しかし、それらの入力信号にはある程度のノイズ成分が重畳されているので、このノイズ成分によるチャタリングが発生する。そこで、このチャタリングを防止するためにヒステリシス電圧を有するヒステリシスコンパレータが用いられている。
【０００３】
図６に、係るヒステリシスコンパレータを利用したゼロクロス検出回路を示す。このゼロクロス検出回路は、入力信号Ｓａが印加される入力端子１００ａと基準入力信号Ｓｂが印加される基準入力端子１００ｂを有するコンパレータ１０１と、ヒステリシス電圧を生成する帰還回路１０２とから構成されている。帰還回路１０２は、電流Ｉｓを流す電流源１０２ａとコンパレータ１０１の出力電圧Ｖｏｕｔに応じて開閉するスイッチＳＷから成る。また、入力端子１００ａとコンパレータ１０１のプラス入力端子（＋）の間には抵抗値Ｒを有する抵抗１０３が挿入されている。
【０００４】
上述した回路の動作について図７を参照しながら説明する。コンパレータ１０１の出力電圧ＶｏｕｔがＨＩＧＨの期間は、スイッチＳＷは開いており電流源Ｉｓはコンパレータ１０１のプラス入力端子（＋）から切り離され、オフ状態である。したがって、入力信号Ｓａが時間と共に減少し、基準入力信号Ｓｂとクロスするとコンパレータ１０１の出力電圧ＶｏｕｔはＬＯＷに切り替わる。すると、スイッチＳＷが閉じ、電流源Ｉｓが入力端子１００ａとコンパレータ１０１のプラス入力端子（＋）に接続され、抵抗１０３に電流Ｉｓが流れる。これにより、コンパレータ１０１のプラス入力端子（＋）の電位はヒステリシス電圧Ｉｓ×Ｒだけ低下する。
【０００５】
そして、入力信号Ｓａが時間と共に減少から増加に転じ、基準入力信号Ｓｂとクロスする。ところが、ヒステリシス電圧Ｉｓ×Ｒが生じているために、
出力電圧Ｖｏｕｔは速やかにＨＩＧＨに切り替わらない。出力電圧Ｖｏｕｔが切り替わるのは、その後さらに入力信号Ｓａがヒステリシス電圧Ｉｓ×Ｒだけ上昇した時点となる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述したように、従来例のゼロクロス検出回路ではコンパレータ１０１にヒステリシス電圧を持たせたために、正確なゼロクロス点の検出ができなかった。また、ヒステリシス電圧は温度に依存して変動するため、さらにゼロクロスの検出誤差が大きくなってしまうという問題があった。
【０００７】
特に、自動車用回転センサーや自動車用位置検出センサー等の特に高いゼロクロス検出精度が必要となるセンサー検出部では、ゼロクロス点を正確に検出できないことや、ヒステリシス電圧の温度依存性により誤差が大きくなることは大きな問題となっている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明はチャタリング防止のためにヒステリシスコンパレータを用いたゼロクロス検出回路であって、しかも正確にゼロクロス点を検出することができるゼロクロス検出回路を提供するものである。
【０００９】
本発明の特徴は、第１入力信号と第２入力信号のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路であって、第１ヒステリシス電圧ＶＨ１を有する第１ヒステリシスコンパレータと、前記第１入力信号を基準として前記第１ヒステリシス電圧ＶＨ１とは極性の異なる第２ヒステリシス電圧ＶＨ２を有する第２ヒステリシスコンパレータと、前記第１入力信号を基準として両極性の第３ヒステリシス電圧ＶＨ３ａ、ＶＨ３ｂを有する第３のヒステリシスコンパレータと、前記第１、第２及び第３ヒステリシスコンパレータの出力に基づいて演算を行い、前記ゼロクロス点に応じたゼロクロス検出信号を出力する演算回路と、を具備するものである。
【００１０】
本発明によれば、第１及び第２ヒステリシスコンパレータにより、正確にゼロクロス点を検出し、さらに、第１、第２及び３ヒステリシスコンパレータの出力の演算により、そのゼロクロス検出信号を取り出すようにしているので、
正確にゼロクロス点を検出することができると共に、ゼロクロス検出信号がヒステリシス電圧に依存しないことから、温度依存性による誤差についても無くすことができる。
【００１１】
また、本発明の他の特徴は、前記第１、第２及び第３ヒステリシス電圧を電源電圧に応じて変化させるヒステリシス電圧制御回路を具備するものである。
【００１２】
これにより、例えば自動車用回転センサー側の電源電圧の上昇により、入力信号の振幅が増加した場合に、それに応じてヒステリシス電圧も増加させるように制御することで、入力信号に重畳されるノイズ成分に起因したチャタリング防止効果を高めることができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。図１は、ゼロクロス検出回路の全体構成を示す回路図である。このゼロクロス検出回路は、第１入力信号Ｓ１が入力される第１入力端子１ａと第２入力信号Ｓ２が入力される第２入力端子１ｂを有している。第１入力信号Ｓ１及び第２入力信号Ｓ２は、例えば、ホール素子等を用いた回転センサーや位置検出センサー等からの発生される一対の信号である。
【００１４】
そして、第１入力信号Ｓ１及び第２入力信号Ｓ２は、それぞれ第１ヒステリシスコンパレータ１０、第２ヒステリシスコンパレータ２０、第３ヒステリシスコンパレータ３０に入力される。
【００１５】
第１ヒステリシスコンパレータ１０は、第１入力信号Ｓ１が印加されるプラス入力端子（＋）と第２入力信号Ｓ２が印加されるマイナ入力端子（−）を有する第１コンパレータ１１と、電流Ｉａを流す第１電流源１２と、第１コンパレータ１１の出力Ａに応じて開閉し、第１電流源１２をオンオフさせるスイッチＳＷ１から成る。また、入力端子１ａと第１コンパレータ１１のプラス入力端子（＋）の間には抵抗値Ｒａを有する第１抵抗１３が挿入されている。第１ヒステリシスコンパレータ１０の出力ＡがＬＯＷの期間、スイッチＳＷ１は閉じ、第１電流源１２がオンになるため、第１抵抗１３には第１コンパレータ１１のプラス入力端子（＋）に向かう方向に電流Ｉａが流れる。
【００１６】
すると、第１コンパレータ１１のプラス入力端子（＋）の電位は、Ｉａ×Ｒａだけ低下する。このＩａ×Ｒａが第１ヒステリシス電圧Ｖ１である。一方、第１ヒステリシスコンパレータ１０の出力ＡがＨＩＧＨの期間、スイッチＳＷ１は開き、第１電流源１２がオフする。第１ヒステリシスコンパレータ１０は、第１入力信号Ｓ１を片方の側にだけ減少させさせる上記第１ヒステリシス電圧Ｖ１を有するため、片側ヒステリシスコンパレータと呼ばれる。
【００１７】
第２ヒステリシスコンパレータ２０は、第１入力信号Ｓ１が印加されるプラス入力端子（＋）と第２入力信号Ｓ２が印加されるマイナ入力端子（−）を有する第２コンパレータ２１と、電流Ｉｂを流す第２電流源２２と、第２コンパレータ２１の出力電圧Ｂに応じて開閉し、第２電流源２２をオンオフさせるスイッチＳＷ２から成る。第１ヒステリシスコンパレータ１０では、第１電流源１２が接地側に設けられていたのに対して、この第２電流源２２は、電源側に設けられている。
また、入力端子１ａと第２コンパレータ２１のプラス入力端子（＋）の間には抵抗値Ｒｂを有する第２抵抗２３が挿入されている。第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力ＢがＨＩＧＨの期間、スイッチＳＷ２は閉じ、第２電流源２２がオンになるため、第２抵抗２３には、入力端子１ａに向かう方向に電流Ｉｂが流れる。
【００１８】
すると、第２コンパレータ２１のプラス入力端子（＋）の電位は、Ｉｂ×Ｒｂだけ上昇する。このＩｂ×Ｒｂが第２ヒステリシス電圧Ｖ２である。一方、第２ヒステリシスコンパレータ１０の出力ＢがＬＯＷの期間、スイッチＳＷ２は開き、第２電流源２２がオフする。
【００１９】
第２ヒステリシスコンパレータ２０も、第１入力信号Ｓ１を片方の側にだけ増加させさせる上記第２ヒステリシス電圧Ｖ２を有するため、片側ヒステリシスコンパレータと呼ばれるが、第２ヒステリシス電圧Ｖ２の極性は、第１ヒテリシス電圧Ｖ１の極性とは逆である。つまり、第１ヒテリシス電圧Ｖ１は第１入力信号Ｓ１を減少させるが、第２ヒステリシス電圧Ｖ２は第１入力信号Ｓ１を増加させるように働く。
【００２０】
第３ヒステリシスコンパレータ３０は、第１及び第２ヒステリシスコンパレータ１０，２０の構成を併せ持つ構成である。この回路は、第１入力信号Ｓ１が印加されるプラス入力端子（＋）と第２入力信号Ｓ２が印加されるマイナ入力端子（−）を有する第３コンパレータ３１と、電流Ｉｃａを流す第３電流源３２ａと、電流Ｉｃｂを流す第３電流源３２ｂと、第３コンパレータ３１の出力Ｃに応じて開閉し、一対の第３電流源３２ａ、３２ｂを交互にオンオフさせる一対のスイッチＳＷ３ａ、ＳＷ３ｂから成る。ここで、第３電流源３２ａは電源側に、第３電流源３２ｂは接地側に設けられている。また、入力端子１ａと第３コンパレータ３１のプラス入力端子（＋）の間には抵抗値Ｒｃを有する第３抵抗３３が挿入されている。
【００２１】
第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力ＣがＬＯＷの期間、スイッチＳＷ３ｂは閉じ、第３電流源３２ｂがオンになるため、第３抵抗３３には第３コンパレータ３１のプラス入力端子（＋）に向かう方向に電流Ｉｃｂが流れる。すると、第３コンパレータ３１のプラス入力端子（＋）の電位は、Ｉｃｂ×Ｒｃだけ低下する。
【００２２】
一方、第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力ＣがＨＩＧＨの期間、スイッチＳＷ３ａは閉じ、第３電流源３２ａがオンになるため、第３抵抗３３には、入力端子１ａに向かう方向に電流Ｉｃａが流れる。すると、第３コンパレータ３１のプラス入力端子（＋）の電位は、Ｉｃａ×Ｒｃだけ上昇する。
【００２３】
すなわち、この第３ヒステリシスコンパレータはＶＨ３ａ＝Ｉｃｂ×Ｒｃ、ＶＨ３ｂ＝Ｉｃａ×Ｒｃという、両極性の第３ヒステリシス電圧を有している。ＶＨ３ａは、入力信号Ｓ１を減少させ、ＶＨ３ｂは、入力信号Ｓ１を増加させるため、この回路は、両側ヒステリシスコンパレータと呼ばれる。ここで、後述するようにゼロクロス検出を正確に行うために、ＶＨ３ａ＞ＶＨ１及びＶＨ３ｂ＞ＶＨ２に設定されている。
【００２４】
これらの第１ヒステリシスコンパレータ１０、第２ヒステリシスコンパレータ２０及び第３ヒステリシスコンパレータ３０の各出力Ａ、Ｂ、Ｃは、演算回路４０に印加される。そして、演算回路４０の出力は、出力トランジスタ５０のベースに印加され、そのコレクタ５１から後述するゼロクロス検出信号Ｅが取り出される。
【００２５】
図２に演算回路４０の具体的な回路例を示す。この回路は基本的には２つの加算回路から構成されている。以下、第１ヒステリシスコンパレータ１０、第２ヒステリシスコンパレータ２０及び第３ヒステリシスコンパレータ３０の各出力Ａ、Ｂ、Ｃは論理レベル（ＨＩＧＨまたはＬＯＷ）を示すものとする。
【００２６】
第１加算回路は、図２（ａ）に示すように、第１ヒステリシスコンパレータ１０の出力Ａが印加されたＮＰＮトランジスタ４１、第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力Ｃの反転信号／Ｃが印加されたＮＰＮトランジスタ４２、電流源４３、インバータ４３から構成されている。ここで、２つのＮＰＮトランジスタ４１、４２のコレクタは共通接続されており、その接続点に電流源４３が接続されている。この回路では、上記の共通接続点にＤ＝／（Ａ＋／Ｃ）が出力される。Ｄは、（Ａ＋／Ｃ）の反転信号である。
【００２７】
第２加算回路は、図２（ｂ）に示すように、第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力Ｂの反転信号／Ｂが印加されたＮＰＮトランジスタ４５、第１加算回路の出力Ｄが印加されたＮＰＮトランジスタ４６、電流源４７、インバータ４８から構成されている。ここで、２つのＮＰＮトランジスタ４５、４６のコレクタは共通接続されており、その接続点に電流源４７が接続されている。この回路では、上記の共通接続点にＥ＝／（／Ｂ＋Ｄ）が出力される。Ｅは、（／Ｂ＋Ｄ）の反転信号である。さらに、インバータ４８からＥの反転信号である／Ｅが出力される。
【００２８】
次に、上述した構成のゼロクロス検出回路の動作例について図３を参照しながら説明する。なお以下の説明で、第１ヒステリシスコンパレータ１０のプラス入力端子（＋）の電圧をｉｎｈｙｓＡ、第２ヒステリシスコンパレータ２０のプラス入力端子（＋）の電圧をｉｎｈｙｓＢ、第３ヒステリシスコンパレータ２０のプラス入力端子（＋）の電圧をｉｎｈｙｓＣ、とする。
【００２９】
第１入力信号Ｓ１と第２入力信号Ｓ２の関係が、Ｓ１＞Ｓ２の状態では、第１ヒステリシスコンパレータ１０の出力Ａ、第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力Ｂ、第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力Ｃは、いずれもＨＩＧＨである。したがって、第１ヒステリシスコンパレータ１０の第１電流源１２はオフしている。第２ヒステリシスコンパレータ２０の第２電流源２２はオン状態であり、ヒステリシス電圧ＶＨ２が発生している。また、第３ヒステリシスコンパレータ３０の第３電流源３２ａはオン状態であり、ヒステリシス電圧ＶＨ３ｂが発生している。
【００３０】
このＳ１＞Ｓ２の状態から第１入力信号Ｓ１と第２入力信号Ｓ２とがクロスする点ａにおいて、第１ヒステリシスコンパレータ１０がゼロクロス点を検出する。同時に、第１ヒステリシスコンパレータ１０のスイッチＳＷ１が閉じ、第１電流源１２がオンする。すると、ｉｎｈｙｓＡは第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ１だけ低下する。この点ａに対応する時刻ｔ１において、第１ヒステリシスコンパレータ１０の出力ＡはＬＯＷに変化する。
【００３１】
その後、すでに第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ２だけ高いｉｎｈｙｓＢは第２の入力信号Ｓ２と点ｂでクロスする。同時に、第２ヒステリシスコンパレータ２０のスイッチＳＷ２が開き、第２電流源２２がオフする。すると、ｉｎｈｙｓＢはヒステリシス電圧ＶＨ２だけ低下し、第１入力信号Ｓ１と同電位になる。この点ｂに対応する時刻ｔ２において、第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力ＢはＬＯＷに変化する。
【００３２】
その後、すでに第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ３ｂだけ高いｉｎｈｙｓＣは第２の入力信号Ｓ２と点ｃでクロスする。同時に、第３ヒステリシスコンパレータ３０のスイッチＳＷ３ｂが閉じ、第３電流源３２ｂがオンし、スイッチＳＷ３ａが開き、第３電流源３２ａがオフする。すると、ｉｎｈｙｓＣはヒステリシス電圧ＶＨ３ｂ＋ＶＨ３ａだけ低下する。これにより、ｉｎｈｙｓＣはｉｎｈｙｓＡより低い電位となる。この点ｃに対応する時刻ｔ３において、第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力ＣはＬＯＷに変化する。
【００３３】
逆に、Ｓ２＞Ｓ１の状態から第１入力信号Ｓ１と第２入力信号Ｓ２とがクロスす場合には、上記と逆の結果が得られる。
【００３４】
第１入力信号Ｓ１と第２入力信号Ｓ２とがクロスする点ａ’において、第２ヒステリシスコンパレータ２０がゼロクロス点を検出する。同時に、ｉｎｈｙｓＢは第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ２だけ上昇する。この点ａ’に対応する時刻ｔ４において、第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力ＢはＨＩＧＨに変化する。
【００３５】
その後、すでに第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ１だけ低いｉｎｈｙｓＡは第２の入力信号Ｓ２と点ｂ’でクロスする。同時にｉｎｈｙｓＡはヒステリシス電圧ＶＨ１だけ上昇し、第１入力信号Ｓ１と同電位になる。この点ｂ’に対応する時刻ｔ５において、第１ヒステリシスコンパレータ２０の出力ＡはＨＩＧＨに変化する。
【００３６】
その後、すでに第１入力信号Ｓ１よりヒステリシス電圧ＶＨ３ａだけ低いｉｎｈｙｓＣは第２の入力信号Ｓ２と点ｃ’でクロスする。同時に、ｉｎｈｙｓＣはヒステリシス電圧ＶＨ３ｂ＋ＶＨ３ａだけ上昇する。この点ｃ’に対応する時刻ｔ６において、第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力ＣはＨ　ＩＧＨに変化する。
【００３７】
上記のような波形が得られるのは、各ヒステリシス電圧の設定が、
ＶＨ３ａ＞ＶＨ１及びＶＨ３ｂ＞ＶＨ２を満たしていることが前提である。
【００３８】
そこで、第１〜第３ヒステリシスコンパレータの出力Ａ，Ｂ，Ｃに対して、図２に示した演算回路４で演算処理を施すと図３の波形Ｅが得られる。波形Ｅは、第１ヒステリシスコンパレータ１０が検出したゼロクロス点ａと第２ヒステリシスコンパレータ２０が検出したゼロクロス点ａ’における検出エッジを抽出したゼロクロス検出信号である。
【００３９】
その演算方法は、まず図２（ａ）の第１加算回路により、／（Ａ＋／Ｃ）という演算を行いことにより信号Ｄを得る。信号Ｄは、出力ＡがＬＯＷで出力ＣがＨＩＧＨの期間にＨＩＧＨとなるパルス信号である。次に、図２（ｂ）の第２加算回路により、／（／Ｂ＋Ｄ）という演算を行うことにより信号Ｅを得る。なお、第２加算回路から信号Ｅの反転信号／Ｅを出力し、さらに出力トランジスタ５０のコレクタ５１から信号Ｅを得るようにしてもよい。
【００４０】
このように、第１ヒステリシスコンパレータ１０出力Ａ及び第２ヒステリシスコンパレータ２０の出力Ｂで、それぞれゼロクロス点ａ，ａ’を検出し、その出力Ａ，Ｂと第３ヒステリシスコンパレータ３０の出力Ｃに所定の演算処理を施すことで、ゼロクロス点ａ，ａ’に対応する検出エッジを有するゼロクロス検出信号Ｅを得ることができる。
【００４１】
また、上記実施の形態において、第１、第２、第３ヒステリシスコンパレータが有する各ヒステリシス電圧は、第１入力信号Ｓ１、第２入力信号Ｓ２の信号源の電源電圧に依存して変化させることで、電源電圧に応じて適切なノイズマージンを確保することができる。次に、このヒステリシス電圧の電源電圧に応じた制御方法について説明する。
【００４２】
図４は、自動車回転センサーの検出部を示す回路図である。６０は、センサーであり、電源電圧Ｖｄｄが供給された抵抗ブリッジの等価回路で表される。
自動車回転センサー６０からの信号は、第１入力信号Ｓ１、第２入力信号Ｓ２として、それぞれ入力端子１ａ，１ｂから、図１に示したゼロクロス検出回路に入力される。図４は説明を簡略化するため、第１ヒステリシスコンパレータ１０のみを図示している。自動車回転センサー６０の電源電圧Ｖｄｄが変動することにより、それに応じて第１入力信号Ｓ１、第２入力信号Ｓ２の振幅が変動する。
【００４３】
そこで、第１入力信号Ｓ１、第２入力信号Ｓ２の振幅に応じて、第１ヒステリシスコンパレータ１０のヒステリシス電圧ＶＨ１を変化させることにより、
チャタリングに対するノイズマージンを適切に確保できる。例えば、第１入力ヒステリシス電圧ＶＨ１を電源電圧Ｖｄｄ（つまり、信号Ｓ１、第２入力信号Ｓ２の振幅）に比例するように制御する。
【００４４】
具体的には、第１ヒステリシスコンパレータ１０のヒステリシス電圧ＶＨ１を発生させている第１電流源１２の電流Ｉａを電源電圧Ｖｄｄに依存させる。図５にそのような第１電流源１２の回路図を示す。電源電圧Ｖｄｄと接地電圧間に抵抗６１、６２を接続し、その接続点の電圧Ｖをエミッタ接地されたＮＰＮトランジスタ６３のベースに印加する。電圧Ｖは、Ｖｄｄ×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。すると、ＮＰＮトランジスタ６３のコレクタには電源電圧Ｖｄｄに依存した電流Ｉａが発生する。この電流はカレントミラー回路６４，６５を通して、端子６６から出力される。
【００４５】
したがって、このような第１電流源１２を図１の第１ヒステリシスコンパレータ１０に適用するだけで、ヒステリシス電圧ＶＨ１は電源電圧Ｖｄｄの上昇と共に大きくなり、電源電圧Ｖｄｄの減少と共に小さくなるので、電源電圧Ｖｄｄの変動に関わらず常に適切なノイズマージンを自動的に確保することができる。
【００４６】
図１における第２ヒステリシスコンパレータ２０の第２電流源２２、第３ヒステリシスコンパレータ２０の第３電流源３２ａ，３２ｂについても同様な構成を用いることにより、第２ヒステリシスコンパレータ２０及び第３ヒステリシスコンパレータ３０についても同様に適切なノイズマージンを確保することができる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明によれば、第１及び第２ヒステリシスコンパレータにより、正確にゼロクロス点を検出し、さらに、第１、第２及び第３ヒステリシスコンパレータの出力の演算により、そのゼロクロス検出信号を取り出すようにしているので、正確にゼロクロス点を検出することができると共に、ゼロクロス検出信号がヒステリシス電圧に依存しないことから、温度依存性による誤差についても無くすことができる。
【００４８】
また、第１、第２及び第３ヒステリシスコンパレータの出力に基本的には加算演算を施すのみで、ゼロクロス検出信号を取り出すようにしているので、ラッチ回路を用いる場合と比較しても回路構成が簡単である。
【００４９】
また、各ヒステリシスコンパレータの各ヒステリシス電圧を電源電圧に応じて変化させるようにしたので、例えば自動車用回転センサー側の電源電圧の上昇により、入力信号の振幅が増加した場合に、それに応じてヒステリシス電圧も増加させるように制御することで、電源電圧の変動に関わらず常に適切なノイズマージンを確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るゼロクロス検出回路の全体構成を示す回路図である。
【図２】図１の演算回路４０の具体的な回路図である。
【図３】図１のゼロクロス検出回路の動作例を示す波形図である。
【図４】自動車回転センサーの検出部を示す回路図である。
【図５】図１の第１電流源１２の具体的な回路図である。
【図６】従来例に係るゼロクロス検出回路の回路図である。
【図７】図６のゼロクロス検出回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１ａ　第１入力端子　　１ｂ　第２入力端子　　１０　第１ヒステリシスコンパレータ　　１１　第１コンパレータ　　１２　第１電流源
１３　第１抵抗　　２０　第２ヒステリシスコンパレータ　　２１　第２コンパレータ　　２２　第２電流源　　２３　第２抵抗　　３０　第３ヒステリシスコンパレータ　　３１　第３コンパレータ　　３２ａ，３２ｂ　第３電流源
３３　第３抵抗　　４０　演算回路　　５０　出力トランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a zero cross detection circuit, and more particularly to a zero cross detection circuit that generates a zero cross detection signal based on a sensor signal from a rotation sensor, a position detection sensor, or the like.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a comparator is used for a detection unit such as a rotation sensor or a position detection sensor using a Hall element or the like. When a pair of input signals input to the comparator cross (zero-cross point), the output is switched between HIGH and LOW, thereby performing zero-cross detection. However, since some noise components are superimposed on those input signals, chattering occurs due to the noise components. Therefore, in order to prevent the chattering, a hysteresis comparator having a hysteresis voltage is used.
[0003]
FIG. 6 shows a zero-cross detection circuit using such a hysteresis comparator. The zero-cross detection circuit includes a comparator 101 having an input terminal 100a to which an input signal Sa is applied and a reference input terminal 100b to which a reference input signal Sb is applied, and a feedback circuit 102 for generating a hysteresis voltage. The feedback circuit 102 includes a current source 102a for flowing the current Is and a switch SW that opens and closes according to the output voltage Vout of the comparator 101. Further, a resistor 103 having a resistance value R is inserted between the input terminal 100a and the plus input terminal (+) of the comparator 101.
[0004]
The operation of the above-described circuit will be described with reference to FIG. While the output voltage Vout of the comparator 101 is HIGH, the switch SW is open, the current source Is is disconnected from the plus input terminal (+) of the comparator 101, and is in an off state. Therefore, when the input signal Sa decreases with time and crosses the reference input signal Sb, the output voltage Vout of the comparator 101 switches to LOW. Then, the switch SW is closed, the current source Is is connected to the input terminal 100a and the plus input terminal (+) of the comparator 101, and the current Is flows through the resistor 103. As a result, the potential of the plus input terminal (+) of the comparator 101 decreases by the hysteresis voltage Is × R.
[0005]
Then, the input signal Sa changes from decreasing to increasing with time, and crosses the reference input signal Sb. However, because of the occurrence of the hysteresis voltage Is × R,
The output voltage Vout does not immediately switch to HIGH. The output voltage Vout switches when the input signal Sa further rises by the hysteresis voltage Is × R.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, since the comparator 101 has the hysteresis voltage in the conventional zero-crossing detection circuit, the zero-crossing point cannot be accurately detected. Further, since the hysteresis voltage fluctuates depending on the temperature, there has been a problem that a zero-cross detection error is further increased.
[0007]
In particular, sensor detectors that require particularly high zero-cross detection accuracy, such as automobile rotation sensors and automobile position detection sensors, cannot accurately detect the zero-cross point, or the error increases due to the temperature dependence of the hysteresis voltage. Has become a big problem.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
Accordingly, the present invention provides a zero-crossing detection circuit using a hysteresis comparator for preventing chattering, and further provides a zero-crossing detection circuit capable of accurately detecting a zero-crossing point.
[0009]
A feature of the present invention is a zero-cross detection circuit that detects a zero-cross point between a first input signal and a second input signal, wherein the first hysteresis comparator has a first hysteresis voltage VH1, and the first input signal is used as a reference. A second hysteresis comparator having a second hysteresis voltage VH2 having a different polarity from the first hysteresis voltage VH1, a third hysteresis comparator having third hysteresis voltages VH3a and VH3b of both polarities based on the first input signal, An arithmetic circuit that performs an arithmetic operation based on the outputs of the first, second, and third hysteresis comparators and outputs a zero-cross detection signal corresponding to the zero-cross point.
[0010]
According to the present invention, the zero-cross point is accurately detected by the first and second hysteresis comparators, and the zero-cross detection signal is extracted by calculating the outputs of the first, second, and third hysteresis comparators. So
Since the zero-cross point can be accurately detected, and the zero-cross detection signal does not depend on the hysteresis voltage, errors due to temperature dependency can be eliminated.
[0011]
Another feature of the present invention is to include a hysteresis voltage control circuit for changing the first, second and third hysteresis voltages according to a power supply voltage.
[0012]
Thereby, for example, when the amplitude of the input signal increases due to an increase in the power supply voltage on the side of the automobile rotation sensor, the hysteresis voltage is controlled so as to increase accordingly, so that the noise component superimposed on the input signal is reduced. The resulting chattering prevention effect can be enhanced.
[0013]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing the entire configuration of the zero-cross detection circuit. This zero-cross detection circuit has a first input terminal 1a to which a first input signal S1 is input and a second input terminal 1b to which a second input signal S2 is input. The first input signal S1 and the second input signal S2 are, for example, a pair of signals generated from a rotation sensor or a position detection sensor using a Hall element or the like.
[0014]
Then, the first input signal S1 and the second input signal S2 are input to the first hysteresis comparator 10, the second hysteresis comparator 20, and the third hysteresis comparator 30, respectively.
[0015]
The first hysteresis comparator 10 flows a current Ia, a first comparator 11 having a plus input terminal (+) to which the first input signal S1 is applied, and a minor input terminal (-) to which the second input signal S2 is applied. It comprises a first current source 12 and a switch SW1 that opens and closes according to the output A of the first comparator 11 and turns on and off the first current source 12. A first resistor 13 having a resistance value Ra is inserted between the input terminal 1a and the plus input terminal (+) of the first comparator 11. While the output A of the first hysteresis comparator 10 is LOW, the switch SW1 is closed and the first current source 12 is turned on, so that the first resistor 13 has a direction toward the plus input terminal (+) of the first comparator 11. The current Ia flows.
[0016]
Then, the potential of the plus input terminal (+) of the first comparator 11 decreases by Ia × Ra. This Ia × Ra is the first hysteresis voltage V1. On the other hand, while the output A of the first hysteresis comparator 10 is HIGH, the switch SW1 is opened and the first current source 12 is turned off. The first hysteresis comparator 10 is called a one-sided hysteresis comparator because it has the first hysteresis voltage V1 that reduces the first input signal S1 to only one side.
[0017]
The second hysteresis comparator 20 flows the current Ib, the second comparator 21 having a plus input terminal (+) to which the first input signal S1 is applied, and a minor input terminal (-) to which the second input signal S2 is applied. It comprises a second current source 22 and a switch SW2 that opens and closes according to the output voltage B of the second comparator 21 and turns on and off the second current source 22. In the first hysteresis comparator 10, the first current source 12 is provided on the ground side, whereas the second current source 22 is provided on the power supply side.
A second resistor 23 having a resistance value Rb is inserted between the input terminal 1a and the plus input terminal (+) of the second comparator 21. While the output B of the second hysteresis comparator 20 is HIGH, the switch SW2 is closed and the second current source 22 is turned on, so that the current Ib flows through the second resistor 23 in the direction toward the input terminal 1a.
[0018]
Then, the potential of the plus input terminal (+) of the second comparator 21 increases by Ib × Rb. This Ib × Rb is the second hysteresis voltage V2. On the other hand, while the output B of the second hysteresis comparator 10 is LOW, the switch SW2 is opened and the second current source 22 is turned off.
[0019]
The second hysteresis comparator 20 is also called a one-side hysteresis comparator because it has the above-mentioned second hysteresis voltage V2 for increasing the first input signal S1 to only one side, but the polarity of the second hysteresis voltage V2 is the first hysteresis voltage The polarity is opposite to the polarity of the voltage V1. That is, the first hysteresis voltage V1 acts to decrease the first input signal S1, while the second hysteresis voltage V2 acts to increase the first input signal S1.
[0020]
The third hysteresis comparator 30 has a configuration having both the configurations of the first and second hysteresis comparators 10 and 20. This circuit includes a third comparator 31 having a plus input terminal (+) to which the first input signal S1 is applied and a minor input terminal (-) to which the second input signal S2 is applied, and a third current flowing the current Ica. It comprises a source 32a, a third current source 32b through which the current Icb flows, and a pair of switches SW3a and SW3b that open and close according to the output C of the third comparator 31 and that alternately turn on and off the pair of third current sources 32a and 32b. . Here, the third current source 32a is provided on the power supply side, and the third current source 32b is provided on the ground side. Further, a third resistor 33 having a resistance value Rc is inserted between the input terminal 1a and the plus input terminal (+) of the third comparator 31.
[0021]
While the output C of the third hysteresis comparator 30 is LOW, the switch SW3b is closed and the third current source 32b is turned on, so that the third resistor 33 has a direction toward the plus input terminal (+) of the third comparator 31. The current Icb flows. Then, the potential of the plus input terminal (+) of the third comparator 31 decreases by Icb × Rc.
[0022]
On the other hand, while the output C of the third hysteresis comparator 30 is HIGH, the switch SW3a is closed and the third current source 32a is turned on, so that the current Ica flows through the third resistor 33 in the direction toward the input terminal 1a. Then, the potential of the plus input terminal (+) of the third comparator 31 increases by Ica × Rc.
[0023]
That is, the third hysteresis comparator has a bipolar third hysteresis voltage of VH3a = Icb × Rc and VH3b = Ica × Rc. This circuit is called a double-sided hysteresis comparator because VH3a decreases the input signal S1 and VH3b increases the input signal S1. Here, VH3a> VH1 and VH3b> VH2 are set in order to accurately perform zero-cross detection as described later.
[0024]
The outputs A, B, and C of the first hysteresis comparator 10, the second hysteresis comparator 20, and the third hysteresis comparator 30 are applied to the arithmetic circuit 40. Then, the output of the arithmetic circuit 40 is applied to the base of the output transistor 50, and a zero-cross detection signal E described later is extracted from the collector 51.
[0025]
FIG. 2 shows a specific circuit example of the arithmetic circuit 40. This circuit is basically composed of two adding circuits. Hereinafter, each output A, B, C of the first hysteresis comparator 10, the second hysteresis comparator 20, and the third hysteresis comparator 30 indicates a logic level (HIGH or LOW).
[0026]
As shown in FIG. 2A, the first adder circuit includes an NPN transistor 41 to which the output A of the first hysteresis comparator 10 is applied and an NPN transistor to which an inverted signal / C of the output C of the third hysteresis comparator 30 is applied. It comprises a transistor 42, a current source 43, and an inverter 43. Here, the collectors of the two NPN transistors 41 and 42 are commonly connected, and a current source 43 is connected to the connection point. In this circuit, D = / (A + / C) is output to the common connection point. D is an inverted signal of (A + / C).
[0027]
As shown in FIG. 2B, the second adder circuit includes an NPN transistor 45 to which an inverted signal / B of the output B of the second hysteresis comparator 20 is applied, and an NPN transistor to which the output D of the first adder circuit is applied. 46, a current source 47, and an inverter 48. Here, the collectors of the two NPN transistors 45 and 46 are commonly connected, and a current source 47 is connected to the connection point. In this circuit, E = / (/ B + D) is output to the common connection point. E is an inverted signal of (/ B + D). Further, / E, which is an inverted signal of E, is output from the inverter 48.
[0028]
Next, an operation example of the zero-crossing detection circuit having the above-described configuration will be described with reference to FIG. In the following description, the voltage of the plus input terminal (+) of the first hysteresis comparator 10 is inhysA, the voltage of the plus input terminal (+) of the second hysteresis comparator 20 is inhysB, and the plus input terminal of the third hysteresis comparator 20 ( +) Is assumed to be inhysC.
[0029]
When the relationship between the first input signal S1 and the second input signal S2 is S1> S2, the output A of the first hysteresis comparator 10, the output B of the second hysteresis comparator 20, and the output C of the second hysteresis comparator 20 are: Both are HIGH. Therefore, the first current source 12 of the first hysteresis comparator 10 is off. The second current source 22 of the second hysteresis comparator 20 is in the ON state, and the hysteresis voltage VH2 is generated. Further, the third current source 32a of the third hysteresis comparator 30 is in the ON state, and the hysteresis voltage VH3b is generated.
[0030]
At the point a where the first input signal S1 and the second input signal S2 cross from the state of S1> S2, the first hysteresis comparator 10 detects a zero cross point. At the same time, the switch SW1 of the first hysteresis comparator 10 closes, and the first current source 12 turns on. Then, inhysA is lower than the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH1. At time t1 corresponding to this point a, the output A of the first hysteresis comparator 10 changes to LOW.
[0031]
Thereafter, inhysB, which is already higher than the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH2, crosses the second input signal S2 at the point b. At the same time, the switch SW2 of the second hysteresis comparator 20 opens, and the second current source 22 turns off. Then, inhysB decreases by the hysteresis voltage VH2 and becomes the same potential as the first input signal S1. At time t2 corresponding to this point b, the output B of the second hysteresis comparator 20 changes to LOW.
[0032]
Thereafter, inhysC, which is already higher than the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH3b, crosses the second input signal S2 at the point c. At the same time, the switch SW3b of the third hysteresis comparator 30 closes, the third current source 32b turns on, the switch SW3a opens, and the third current source 32a turns off. Then, inhysC decreases by the hysteresis voltage VH3b + VH3a. As a result, inhysC has a lower potential than inhysA. At time t3 corresponding to this point c, the output C of the third hysteresis comparator 30 changes to LOW.
[0033]
Conversely, when the first input signal S1 and the second input signal S2 cross from the state of S2> S1, the result opposite to the above is obtained.
[0034]
At a point a 'where the first input signal S1 and the second input signal S2 cross, the second hysteresis comparator 20 detects a zero cross point. At the same time, inhysB rises from the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH2. At time t4 corresponding to this point a ', the output B of the second hysteresis comparator 20 changes to HIGH.
[0035]
After that, inhysA, which is already lower than the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH1, crosses the second input signal S2 at the point b '. At the same time, inhysA increases by the hysteresis voltage VH1 and becomes the same potential as the first input signal S1. At time t5 corresponding to this point b ', the output A of the first hysteresis comparator 20 changes to HIGH.
[0036]
After that, inhysC, which is already lower than the first input signal S1 by the hysteresis voltage VH3a, crosses the second input signal S2 at the point c ′. At the same time, inhysC increases by the hysteresis voltage VH3b + VH3a. At time t6 corresponding to this point c ′, the output C of the third hysteresis comparator 30 changes to HIGH.
[0037]
The above waveform is obtained because the setting of each hysteresis voltage is
It is assumed that VH3a> VH1 and VH3b> VH2 are satisfied.
[0038]
Therefore, when the arithmetic processing is performed on the outputs A, B, and C of the first to third hysteresis comparators by the arithmetic circuit 4 shown in FIG. 2, the waveform E in FIG. 3 is obtained. A waveform E is a zero-cross detection signal obtained by extracting detection edges at the zero-cross point a detected by the first hysteresis comparator 10 and the zero-cross point a ′ detected by the second hysteresis comparator 20.
[0039]
In the calculation method, first, a signal D is obtained by performing a calculation of / (A + / C) by the first adder circuit of FIG. The signal D is a pulse signal that becomes HIGH while the output A is LOW and the output C is HIGH. Next, the signal E is obtained by performing the operation of / (/ B + D) by the second adder circuit of FIG. The inverted signal / E of the signal E may be output from the second adder circuit, and the signal E may be obtained from the collector 51 of the output transistor 50.
[0040]
As described above, the zero-cross points a and a 'are detected from the output A of the first hysteresis comparator 10 and the output B of the second hysteresis comparator 20, respectively, and the outputs A and B and the output C of the third hysteresis comparator 30 are determined by predetermined values. By performing the arithmetic processing, it is possible to obtain a zero-cross detection signal E having a detection edge corresponding to the zero-cross points a and a ′.
[0041]
In the above embodiment, each of the hysteresis voltages of the first, second, and third hysteresis comparators is changed depending on the power supply voltage of the signal source of the first input signal S1 and the second input signal S2. In addition, an appropriate noise margin can be secured according to the power supply voltage. Next, a control method according to the power supply voltage of the hysteresis voltage will be described.
[0042]
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating a detection unit of the vehicle rotation sensor. Reference numeral 60 denotes a sensor, which is represented by an equivalent circuit of a resistance bridge supplied with the power supply voltage Vdd.
The signals from the vehicle rotation sensor 60 are input as the first input signal S1 and the second input signal S2 from the input terminals 1a and 1b to the zero cross detection circuit shown in FIG. FIG. 4 shows only the first hysteresis comparator 10 to simplify the description. When the power supply voltage Vdd of the vehicle rotation sensor 60 changes, the amplitudes of the first input signal S1 and the second input signal S2 change accordingly.
[0043]
Therefore, by changing the hysteresis voltage VH1 of the first hysteresis comparator 10 according to the amplitudes of the first input signal S1 and the second input signal S2,
A noise margin for chattering can be appropriately secured. For example, the first input hysteresis voltage VH1 is controlled so as to be proportional to the power supply voltage Vdd (that is, the amplitudes of the signal S1 and the second input signal S2).
[0044]
Specifically, the current Ia of the first current source 12, which is generating the hysteresis voltage VH1 of the first hysteresis comparator 10, is made dependent on the power supply voltage Vdd. FIG. 5 shows a circuit diagram of such a first current source 12. The resistors 61 and 62 are connected between the power supply voltage Vdd and the ground voltage, and the voltage V at the connection point is applied to the base of the NPN transistor 63 whose emitter is grounded. The voltage V is Vdd × R2 / (R1 + R2). Then, a current Ia depending on the power supply voltage Vdd is generated at the collector of the NPN transistor 63. This current is output from the terminal 66 through the current mirror circuits 64 and 65.
[0045]
Therefore, by simply applying the first current source 12 to the first hysteresis comparator 10 of FIG. 1, the hysteresis voltage VH1 increases as the power supply voltage Vdd increases, and decreases as the power supply voltage Vdd decreases. An appropriate noise margin can always be automatically secured irrespective of the fluctuation of Vdd.
[0046]
By using the same configuration for the second current source 22 of the second hysteresis comparator 20 and the third current sources 32a and 32b of the third hysteresis comparator 20 in FIG. 1, the second hysteresis comparator 20 and the third hysteresis comparator 30 are used. Similarly, an appropriate noise margin can be secured.
[0047]
【The invention's effect】
According to the present invention, the zero-cross point is accurately detected by the first and second hysteresis comparators, and the zero-cross detection signal is extracted by calculating the outputs of the first, second, and third hysteresis comparators. Therefore, the zero-cross point can be accurately detected, and the error due to temperature dependency can be eliminated because the zero-cross detection signal does not depend on the hysteresis voltage.
[0048]
Further, since the output of the first, second, and third hysteresis comparators is basically only subjected to the addition operation to extract the zero-cross detection signal, the circuit configuration can be compared with the case of using the latch circuit. Easy.
[0049]
Also, since each hysteresis voltage of each hysteresis comparator is changed in accordance with the power supply voltage, for example, when the amplitude of the input signal increases due to an increase in the power supply voltage on the side of the automobile rotation sensor, the hysteresis voltage is correspondingly increased. By controlling so as to increase the power supply voltage, an appropriate noise margin can always be ensured regardless of the fluctuation of the power supply voltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an entire configuration of a zero-crossing detection circuit according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a specific circuit diagram of the arithmetic circuit 40 of FIG.
FIG. 3 is a waveform chart showing an operation example of the zero-cross detection circuit of FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a detection unit of a vehicle rotation sensor.
FIG. 5 is a specific circuit diagram of the first current source 12 of FIG.
FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional zero-cross detection circuit.
FIG. 7 is a waveform chart showing an operation of the zero-crossing detection circuit of FIG. 6;
[Explanation of symbols]
1a First input terminal 1b Second input terminal 10 First hysteresis comparator 11 First comparator 12 First current source 13 First resistor 20 Second hysteresis comparator 21 Second comparator 22 Second current source 23 Second resistor 30 Third hysteresis Comparator 31 Third comparator 32a, 32b Third current source 33 Third resistor 40 Operation circuit 50 Output transistor

Claims

A zero-crossing detection circuit for detecting a zero-crossing point between a first input signal and a second input signal, the first hysteresis comparator having a first hysteresis voltage, and the first hysteresis voltage VH1 based on the first input signal. A second hysteresis comparator having a second hysteresis voltage VH2 having a different polarity, a third hysteresis comparator having a third hysteresis voltage VH3a, VH3b having both polarities based on the first input signal, and the first, second, and third hysteresis comparators. A zero-cross detection circuit, comprising: a calculation circuit that performs a calculation based on an output of the third hysteresis comparator and outputs a zero-cross detection signal corresponding to the zero-cross point.

2. The zero-crossing detection circuit according to claim 1, wherein the third hysteresis voltages VH3a and VH3b are higher than the first hysteresis voltage VH1 and the second hysteresis voltage VH2, respectively.

The arithmetic circuit includes a first addition circuit that adds an output of the first hysteresis comparator and an inverted output of the third hysteresis comparator, an output of the first addition circuit, and an inverted output of an output of the second hysteresis comparator. 3. A zero-crossing detection circuit according to claim 1, further comprising a second addition circuit for adding the zero-crossing detection signal.

4. The zero-cross detection circuit according to claim 1, further comprising a hysteresis voltage control circuit that changes the first, second, and third hysteresis voltages according to a power supply voltage.

The hysteresis voltage control circuit includes a first current source whose current value changes in proportion to a power supply voltage, and the first current source connected to the input terminal of the first hysteresis comparator according to an output of the first hysteresis comparator. 5. The zero cross detection circuit according to claim 4, further comprising: a first switch to be connected.

The hysteresis voltage control circuit includes a second current source whose current value changes in proportion to a power supply voltage, and the first current source connected to the input terminal of the second hysteresis comparator according to an output of the second hysteresis comparator. A second switch to be connected, a pair of third current sources whose current values change in proportion to the power supply voltage, and a pair of the third current sources respectively corresponding to the third hysteresis in accordance with an output of the third hysteresis comparator. The zero cross detection circuit according to claim 5, further comprising a pair of third switches connected to the input terminal of the comparator.