JP2004007957A - Power supply for switching circuit - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve power conversion efficiency in a combined resonance converter. <P>SOLUTION: In this switching regulator circuit, the primary side is a monolithic voltage resonance converter and the secondary side is the combined resonance converter of a half-wave rectification type voltage resonance circuit. The secondary side is made to serve as a half-wave rectifying circuit so that a gap in a core of a isolated converter transformer is set at zero and a coupling factor of closed coupling between a primary winding and a secondary winding is set at about 0.95. Furthermore, DC input voltage is obtained from a full-wave rectifying circuit. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることがわかっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
図１５の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできる、先行技術としてのスイッチング電源回路の一例を示している。この図に示す電源回路の基本構成としては、一次側スイッチングコンバータとして自励式の電流共振形コンバータを備えている。
【０００４】
この図に示す電源回路において、商用交流電源から直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成するための整流回路系としては、図示するようにして、２本の低速リカバリ型の整流ダイオードＤ１，Ｄ２と、２本の平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２を接続することで、倍電圧整流回路を形成している。これにより、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の両端には、交流入力電圧ＶＡＣの２倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉが、後段のスイッチングコンバータに対して直流入力電圧として供給される。
【０００５】
この図に示す電源回路のスイッチングコンバータは電流共振形とされ、図のように２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をハーフブリッジ結合により接続している。この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、バイポーラトランジスタが選定されている。
スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ１−共振用コンデンサＣＢ１−駆動巻線ＮＢ１を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。スイッチング素子Ｑ１のベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ１が図示する方向によって接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−ベース間には、起動時の電流をベースに流すための起動抵抗Ｒｓ１が接続される。
同様にして、スイッチング素子Ｑ２のベースに対しては、ベース電流制限抵抗ＲＢ２−共振用コンデンサＣＢ２−駆動巻線ＮＢ２を直列接続して成る自励発振駆動回路が接続される。また、ベース−エミッタ間には、ダンパーダイオードＤＤ２が接続され、コレクタ−ベース間には起動抵抗Ｒｓ２が接続される。
【０００６】
ここで、スイッチング素子Ｑ１側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣＢ１のキャパシタンスと駆動巻線ＮＢ１のインダクタンスによっては直列共振回路が形成される。同様にして、スイッチング素子Ｑ２側の自励発振駆動回路を形成する共振用コンデンサＣＢ２のキャパシタンスと駆動巻線ＮＢ２のインダクタンスによっても直列共振回路が形成される。そして、これら直列共振回路の共振周波数によって決定されるスイッチング周波数によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が自励式でスイッチング駆動されることになる。また、後述するように、ドライブトランスＰＲＴにおいては、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２が互いに逆極性となる交番電圧が励起されるようになっていることから、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフするようにして、スイッチング動作を行う。
【０００７】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列に部分共振コンデンサＣｐが接続されている。
この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンス成分Ｌ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【０００８】
ドライブトランスＰＲＴ　（Ｐｏｗｅｒ　Ｒｅｇｕｌａｔｉｎｇ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動すると共に、定電圧制御のためにスイッチング周波数を可変制御するために備えられる。
そして、このドライブトランスＰＲＴは、駆動巻線ＮＢ１，ＮＢ２及び共振電流検出巻線ＮＡを巻回するとともに、更にこれらの各巻線に対して制御巻線Ｎｃが直交する方向に巻回された可飽和リアクトルとされている。なお、駆動巻線ＮＢ１と、駆動巻線ＮＢ２は、互いに逆極性の電圧が励起されるようになっている。
【０００９】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ　（Ｐｏｗｅｒ　Ｉｓｏｌａｔｉｏｎ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の一端は、共振電流検出巻線ＮＡを介して、スイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が得られるようにされる。
【００１０】
また、この場合には、一次巻線Ｎ１の他端は直列共振コンデンサＣ１を介して一次側アースに接続されている。そして、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのインダクタンス成分により、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成している。
このようにして、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。
【００１１】
また、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも巻き数（ターン数）の少ない二次巻線Ｎ３が巻装されている。
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてブリッジ整流回路ＤＢＲ及び平滑コンデンサＣＯ１が接続されることで、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣＯ１の両端に二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られるようになっている。
また、二次巻線Ｎ３は、センタータップを施した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２を接続することによって全波整流回路が形成され、平滑コンデンサＣＯ２の両端に二次側直流出力電圧ＥＯ２を生成するようにされる。これら二次側直流出力電圧ＥＯ１，ＥＯ２は、それぞれ図示しない負荷に対して供給される。また、二次側直流出力電圧ＥＯ１は、制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００１２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、例えば図１７に示す構造を有している。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアが備えられる。そして、一次側と二次側の巻装領域が互いに独立するようにして分割された上で一体化されたボビンＢに対して、一次巻線Ｎ１と、二次巻線Ｎ２をそれぞれの巻装領域に対スして巻装している。なお、一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２は、それぞれ６０μｍｍφのリッツ線をガラ巻きにより巻装している。また、図１５においては、二次側に二次巻線Ｎ３も巻装されているが、ここでの図示は省略している。そして、中央磁脚に対しては図のようにギャップＧを形成するようにしている。これによって、結合係数ｋとしては、例えばｋ≒０．８程度による疎結合の状態を得るようにしている。
なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の中央磁脚を、２本の外磁脚よりも短くすることで形成することが出来る。
【００１３】
制御回路１では、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じて、制御巻線ＮＣに流す制御電流（直流電流）レベルを可変することで、直交形制御トランスＰＲＴに巻装された駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢを可変制御する。これにより、駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢを含んで形成されるメインスイッチング素子Ｑ１のための自励発振駆動回路内における直列共振回路の共振条件が変化する。これは、メインスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を可変する動作となり、この動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００１４】
また、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるスイッチング電源回路の他の例を、図１６の回路図に示す。この図に示す電源回路は、他励式による電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた共振形コンバータとしての構成を採っている。
なお、この図において図１５と同一部分については同一符号を付し、共通となる構成部分については説明を省略する。
【００１５】
この図に示す電源回路においては、先ず、商用交流電源ＡＣに対して、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が備えられる。従ってこの場合には、全波整流動作によって、平滑コンデンサＣｉの両端に整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られることになる。この整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルとなる。
【００１６】
この場合、上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ソース−ドレイン間に対しては、図示する方向により、それぞれクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
また、スイッチング素子Ｑ１２のソース−ドレイン間に対しては、部分共振コンデンサＣｐを並列に接続することで、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と共に並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成している。これにより、図１６に示す電源回路としても部分電圧共振動作が得られることになる。
【００１７】
この他励式である電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振ドライブ回路１１が設けられる。この発振ドライブ回路１１は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の各ゲートに対してドライブ信号としてのゲート電圧を印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行うようにされる。
【００１８】
なお、発振ドライブ回路１１は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に追加的に巻装された低圧巻線Ｎ４と、コンデンサＣ４から成る整流回路によって得られた低圧直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１９】
この図に示す電源回路の絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図１７による説明と同様の構造を有する。つまり、例えばＥＥ型コアの中央磁脚に対してギャップを形成することで、一次側と二次側の結合係数ｋとしては、ｋ＝０．８程度の疎結合の状態が得られるようにしているものである。
【００２０】
この場合の制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じて可変の直流電流を生成し、フォトカプラＰＣを介して発振ドライブ回路１１に供給する。発振ドライブ回路１１では、フォトカプラＰＣを介して入力された制御回路１の出力に応じて、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２１】
図１８は、図１５に示した電源回路における要部の動作をスイッチング周期により示す波形図である。
スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２（図１８（ａ））及びコレクタ電流ＩＱ２（図１８（ｂ））により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ２がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、コレクタ電流ＩＱ２は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２としては、整流平滑電圧Ｅｉによりクランプされたレベルが得られることになる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ２がオンとなる期間ＴＯＮにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩＱ２が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２は０レベルとなる。このコレクタ電流ＩＱ２は、期間ＴＯＮにおいて一次巻線Ｎ１に流れる一次巻線電流Ｉ１（図１８（ｄ））が流れるものとなる。
なお、ここでは図示していないが、スイッチング素子Ｑ１は、スイッチング素子Ｑ２と交互となるタイミングでオン／オフ動作していることから、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧、及びコレクタ電流は、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ２及びコレクタ電流ＩＱ２をほぼ１８０°移相した波形となるものである。したがって、スイッチング素子Ｑ１側がオンとなる期間ＴＯＦＦにおける一次巻線電流Ｉ１の波形部分が、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ電流として流れるものとなる。
【００２２】
また、スイッチング素子Ｑ２のコレクタ−エミッタ間に対して並列に接続される部分共振コンデンサＣｐには、図１８（ｄ）に示されるようにして、スイッチング素子Ｑ２のターンオフ時に正極性の部分共振電流ＩＣ２が流れ、スイッチング素子Ｑ１のターンオフ直後（スイッチング素子Ｑ２のターンオン直後）に負極性の部分共振電流ＩＣ２が流れるようになっており、部分電圧共振動作が得られていることが分かる。
そして、このような動作波形からも分かるように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＺＶＳ（Ｚｅｒｏ　Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：零電圧スイッチング）及びＺＣＳ（Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ：零電流スイッチング）動作が得られることになって、スイッチング損失の低減が図られている。
【００２３】
また、二次巻線Ｎ２に対して接続されたブリッジ整流回路ＤＢＲの正極入力端子と負極入力端子との間の整流電圧Ｖ２は、図１８（ｅ）に示すようにブリッジ整流回路ＤＢＲの正／負の各整流電流経路のダイオードが導通するのに応じて、絶対値レベルが二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルでクランプされた波形が得られる。
なお、ここでの詳しい説明は省略するが、図１６に示した電源回路についても、ほぼ同様の動作波形が得られる。
【００２４】
また、図１５に示した構成による電源回路の特性として、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）、スイッチング周波数ｆｓ、及びスイッチング素子Ｑ２（又はＱ１）のオン期間ＴＯＮを図１９に示す。
この図１９に示すように、負荷電力Ｐｏが重くなって二次側直流出力電圧が低下するのに応じて、スイッチング周波数ｆｓは低下するように制御され、これに応じて期間ＴＯＮが長くなっていることが分かる。
また、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には９１．８％、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗでは９２．４％となり、この負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最も高効率な状態が得られている。
【００２５】
なお、図１５に示す電源回路として、上記図１８に示す動作及び図１９に示す特性を得るのにあたっては、次のように各部を選定している。
一次巻線Ｎ１＝二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０５６μＦ
部分共振コンデンサＣｐ＝３３０ｐＦ
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、電源回路としては、電力変換効率はできるだけ高いことが好ましい。
ここで、絶縁コンバータトランスについては、上記のように、そのコアにギャップを形成し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２を疎結合の状態としている。これは、フェライトコアが磁気飽和状態となりにくいようにするためである。
【００２７】
しかしながら、一次側巻線と二次側巻線とを疎結合の状態にしていることから、自ずとＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）の向上には限界がある。
交流入力電圧ＶＡＶが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１２５Ｗ程度の場合は、図１６のような全波整流回路Ｄｉを用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、９０％程度が限界である。
また、交流入力電圧ＶＡＶが１００Ｖ系で負荷電力Ｐｏが１５０Ｗ以上の場合は、図１５のような倍電圧整流回路を用いた電源回路を採用することが考えられるが、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、９２％程度が限界である。
そして図１５、図１６の回路では、これ以上の高効率化は不可能とされる。
【００２８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態とされていることで、絶縁コンバータトランスＰＩＴからの漏洩磁束の発生レベルは高くなってしまう。このため、回路の実際としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴに銅板のショートリングを設けるなどして対策することが必要になり、それだけ、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコストアップ及び大型化を招くことになる。
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴが疎結合の状態にある場合、ギャップＧ近傍の一次側巻線と二次側巻線とは、いわゆるフリンジ磁束による渦電流損失によって温度上昇しているために、信頼性の点で不利となる。
【００２９】
さらに、絶縁コンバータトランスＰＩＴの中央磁脚にギャップＧを形成するのにあたっては、例えばフェライト材のＥ型コアの中央磁脚を研磨するようにされる。この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴを製造するのに、研磨工程が追加されることとなってしまうので、その分コストアップになってしまうという問題も生じる。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
そこで、本発明では以上のような問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、上記直流入力電圧を断続する第１のスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、発振回路を有し、この発振回路の発振出力により上記第１のスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備えるようにする。
そして、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装し、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路とを備え、また、上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段を備えるようにした。
【００３１】
上記構成によれば、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路が形成される。
また、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とすることができる。さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、電力変換効率を向上させることができる。
【００３２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示している。
この図１に示す電源回路は、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
【００３３】
この図に示す電源回路においては、商用交流電源（交流入力電圧ＶＡＣ）を入力して直流入力電圧を得るための整流平滑回路として、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉからなる全波整流平滑回路が備えられ、交流入力電圧ＶＡＣの等倍のレベルに対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成するようにされる。
【００３４】
この電源回路に備えられる電圧共振形のスイッチングコンバータは、１石のスイッチング素子Ｑ１を備えた自励式の構成を採っている。この場合、スイッチング素子Ｑ１には、高耐圧のバイポーラトランジスタ（ＢＪＴ；接合型トランジスタ）が採用されている。
【００３５】
スイッチング素子Ｑ１のベースと一次側アース間には、駆動巻線ＮＢ、共振コンデンサＣＢ、ベース電流制限抵抗ＲＢの直列接続回路よりなる自励発振駆動用の直列共振回路が接続される。
また、スイッチング素子Ｑ１のベースは、ベース電流制限抵抗ＲＢ−起動抵抗ＲＳを介して平滑コンデンサＣｉ（整流平滑電圧Ｅｉ）の正極側にも接続されており、起動時のベース電流を整流平滑ラインから得るようにしている。
【００３６】
また、スイッチング素子Ｑ１のベースと平滑コンデンサＣｉの負極（１次側アース）間に挿入されるクランプダイオードＤＤにより、スイッチング素子Ｑ１のオフ時に流れるクランプ電流の経路を形成するようにされており、また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻終わり端と接続され、エミッタは一次側アースに対して接地される。
【００３７】
また、上記スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間に対しては、並列共振コンデンサＣｒが並列に接続されている。この並列共振コンデンサＣｒは、自身のキャパシタンスと、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１側のリーケージインダクタンスＬ１とにより電圧共振形コンバータの一次側並列共振回路を形成する。そして、ここでは詳しい説明を省略するが、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、この並列共振回路の作用によって並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶＱ１は、実際には正弦波状のパルス波形となって電圧共振形の動作が得られるようになっている。
【００３８】
この図に示す直交形制御トランスＰＲＴは、共振電流検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢ、及び制御巻線ＮＣが巻装された可飽和リアクトルである。この直交形制御トランスＰＲＴは、スイッチング素子Ｑ１を駆動すると共に、定電圧制御のために設けられる。
この直交形制御トランスＰＲＴの構造としては、図示は省略するが、４本の磁脚を有する２つのダブルコの字形コアの互いの磁脚の端部を接合するようにして立体型コアを形成する。そして、この立体型コアの所定の２本の磁脚に対して、同じ巻装方向に共振電流検出巻線ＮＡ、駆動巻線ＮＢを巻装し、更に制御巻線ＮＣを、上記共振電流検出巻線ＮＡ及び駆動巻線ＮＢに対して直交する方向に巻装して構成される。
【００３９】
この場合、直交形制御トランスＰＲＴの共振電流検出巻線ＮＡは、平滑コンデンサＣｉの正極と絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１との間に直列に挿入される。これにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力は、一次巻線Ｎ１を介して共振電流検出巻線ＮＡに伝達される。直交形制御トランスＰＲＴにおいては、共振電流検出巻線ＮＡに得られたスイッチング出力がトランス結合を介して駆動巻線ＮＢに誘起されることで、駆動巻線ＮＢにはドライブ電圧としての交番電圧が発生する。このドライブ電圧は、自励発振駆動回路を形成する直列共振回路（ＮＢ，ＣＢ）からベース電流制限抵抗ＲＢを介して、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ１のベースに出力される。これにより、スイッチング素子Ｑ１は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。
【００４０】
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング出力を二次側に伝送する。
この絶縁コンバータトランスＰＩＴは、磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を巻装し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成されるものであるが、その構造例は後述する。
【００４１】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻終わり端は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続され、巻始め端は共振電流検出巻線ＮＡの直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極（整流平滑電圧Ｅｉ）と接続されている。
【００４２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側では、一次巻線Ｎ１により誘起された交番電圧が二次巻線Ｎ２に発生する。
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ２が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンスＬ２と二次側並列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。この並列共振回路により、二次巻線Ｎ２に誘起される交番電圧は共振電圧となる。つまり二次側において電圧共振動作が得られる。
即ち、この電源回路では、一次側にはスイッチング動作を電圧共振形とするための並列共振回路が備えられ、二次側には電圧共振動作を得るための並列共振回路が備えられた、「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有する。
【００４３】
二次巻線Ｎ２の巻終わり端には整流ダイオードＤＯのアノードが接続され、巻始め端は、二次側アースに接続される。また整流ダイオードＤＯのカソードに対して平滑コンデンサＣＯの正極端子が接続される。平滑コンデンサＣＯの負極端子は二次側アースに接続される。
このようにして、並列共振回路を形成する二次巻線Ｎ２に対しては、整流ダイオードＤＯ及び平滑コンデンサＣＯから成る半波整流回路が形成されることで、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥＯが生成される。なお、この直流出力電圧ＥＯは制御回路１に対して、検出電圧として分岐して入力される。
【００４４】
制御回路１では、入力された二次側直流出力電圧ＥＯのレベルを検出して、このレベル変化に応じて、制御巻線ＮＣに流すべき直流電流である制御電流のレベルを可変する。
このようにして可変された制御電流のレベルに応じて、直交形制御トランスＰＲＴでは、駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢが可変されることになる。これにより、駆動巻線ＮＢのインダクタンスＬＢを含んで形成されるスイッチング素子Ｑ１のための自励発振駆動回路内の直列共振回路の共振条件が変化するが、これは、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を可変する動作となる。
そして、上記のようにしてスイッチング周波数が可変制御されると、これに応じて、一次側並列共振回路（Ｎ１／／Ｃｒ）と二次側並列共振回路（Ｎ２／／Ｃ２）の共振インピーダンスが変化して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側から二次側に伝送される交番電圧レベルも変化することになる。この結果、二次巻線Ｎ２に得られた交番電圧レベルを元として生成される二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベルも可変されることとなる。このような動作によって二次側の直流出力電圧を安定化する。
【００４５】
上記絶縁コンバータトランスＰＩＴとしては、例えば図２又は図３に断面図として示した構造を有している。
図２は一対のＥ型コアを用いた構造例である。
絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアとしては、図示するようにして、２つのＥ型コアＣＲ１，ＣＲ２の互いの磁脚の端部を対向させるようにして組み合わせることで、ＥＥ形コアを形成する。またこの場合、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２の各中央磁脚が対向する面にギャップは形成されない。
なお、Ｅ形コアＣＲ１，ＣＲ２には、例えばフェライト材を用いるようにされる。
そして本実施の形態では、上記のようにして形成されるＥＥ形コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に対して一次巻線Ｎ１及び二次巻線Ｎ２を巻装するために、一次／二次分割ボビンＢを用いるようにされる。
【００４６】
図３は一対のＵ型コアを用いた構造例である。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴでは、そのコアとして、図３に示すように、それぞれ２本の磁脚を有するＵ型コアＣＲ１１、ＣＲ１２が組み合わされ、Ｕ−Ｕ型コアを形成するようにされる。
さらに、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対しては、図示するようにして一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２とを互いに分割された巻装領域に巻装したボビンＢが取り付けられる。
また、上記のように形成されるＵ−Ｕ型コアの中央磁脚に対し、ギャップを形成しないようにしている。
【００４７】
図２、図３のいずれの場合も、ギャップをゼロとすることで、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
また、先行技術のように絶縁コンバータトランスに１ｍｍのギャップを設ける場合、例えば直流出力電圧Ｅｏ＝１３５Ｖを得るためには、二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ（ターン）であり、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧は３Ｖ／Ｔであったが、本例のギャップゼロとした場合、フェライト磁心の磁束密度が向上するため、二次巻線Ｎ２＝５５Ｔとして、二次巻線Ｎ２の１Ｔあたりの誘起電圧を２．４５Ｖ／Ｔに低下させ、フェライト磁心の磁束密度を先行技術の場合と同様としている。
【００４８】
ところで、例えば先行技術の電源回路では、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて疎結合の状態とすることで磁気飽和を抑制していた。
一方、本例においては、絶縁コンバータトランスＰＩＴについてギャップゼロとし、密結合としている。これは、二次側整流回路が半波整流方式とされ、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の巻方向が上述のようにされていることによる。
即ちギャップゼロとしても絶縁コンバータトランスＰＩＴのフェライト磁心が磁気飽和しないのは、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２に流れる電流Ｉ１，Ｉ２によって生じる磁束については、電流Ｉ１，Ｉ２の位相が１８０度で絶対値がほぼ同等であるため、Ｎ１、Ｉ１による磁束と、Ｎ２，Ｉ２による磁束は互いにうち消しあっているからである。
【００４９】
ここで、この図１の回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップ＝１ｍｍを設ける場合と、本例、即ちギャップゼロの場合について比較した動作波形及び特性を示す。
ギャップ＝１ｍｍの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝６８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
【００５０】
一方、本例、即ちギャップゼロの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
【００５１】
図４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１及びコレクタ電流ＩＱ１により示される。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいては、コレクタ電流ＩＱ１は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいては、図示する波形によりコレクタ電流ＩＱ１が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図示するように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
【００５２】
図５は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図６は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００５３】
これらの図からわかるように、ギャップ＝１ｍｍの場合、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に９１．０％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に９０％である。
一方、ギャップゼロの本例の場合、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時に９１．５％、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時に９１．３％である。
つまり、ギャップゼロとした本例の場合、ギャップ＝１ｍｍの絶縁コンバータトランスＰＩＴを用いた場合に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には０．５％向上し、入力電力は１．２Ｗ低減する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時にはＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、１．３％向上し、入力電力は０．８Ｗ低減する。
即ちギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。
また交流入力電圧の変動に対しても安定して、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、ギャップゼロの本例の方が高効率となっている。
【００５４】
ギャップゼロとすることによりＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）が向上するのは、次のような理由によると考えられる。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数が０．８から０．９５に向上したことによって漏洩磁束が低減し、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の渦電流損失が低下するため。
・ギャップ周辺のフリンジ磁束によって一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の局部的な電力損失が解消されて絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損が低減するため。
・一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の増加によって、一次電流Ｉ１と二次電流Ｉ２が低減したことによって、絶縁コンバータトランスＰＩＴの銅損とスイッチング素子Ｑ１のスイッチング損失が低減するため。
【００５５】
このように図１に示した本例では、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とする。さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）を向上させるものである。
【００５６】
そして、負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時であっても電力変換効率を向上させることができるが、ここで負荷電力が２００Ｗ以上の重負荷時に使用される、上述した図１５の回路、即ち倍電圧整流回路を用いた電流共振形コンバータで絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ１．４ｍｍ、結合係数を０．７７とした場合と比較すると、次のようになる。
本例の回路では、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、図１５の回路に比べて０．３％低下し、交流入力電力は０．６Ｗ増加するものとなるが、負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、０．７％向上し、交流入力電力は１．０Ｗ低減する。
つまり平均入力電力はほぼ同等とみなすことができる。
そして、図１５の回路と平均入力電力をほぼ同等とできる本例の回路としては、一石のスイッチング素子Ｑ１による構成であり、また平滑コンデンサＣｉは１つでよく、回路構成部品を少なくすることができる。
【００５７】
続いては、図７に、第２の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
この図７に示す電源回路としても、先の図１に示した回路と同様に、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側には並列共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。
また、この場合も図示する絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
なお、この図７において、既に図１において説明した部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【００５８】
先ず、この場合、スイッチング素子Ｑ１のベースに対しては、図示するように［共振コンデンサＣＢ−駆動巻線ＮＢ−インダクタＬＢ−ベース電流制限抵抗ＲＢ］の直列接続回路が接続されるものとなる。この直列接続回路は、スイッチング素子Ｑ１を自励式により駆動するための自励発振駆動回路とされる。
この自励発振駆動回路内の駆動巻線ＮＢは、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次側に巻装されることで、一次巻線Ｎ１により励起される。そして、自励発振駆動回路としては、共振コンデンサＣＢ−駆動巻線ＮＢ−インダクタＬＢとによって、直列共振回路を形成する。この直列共振回路の共振周波数は、インダクタＬＢと駆動巻線ＮＢのインダクタンスと、共振コンデンサＣＢのキャパシタンスとによって決定される。
【００５９】
またこの場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１により励起される駆動巻線ＮＢには、ドライブ電圧としての交番電圧が発生する。そして、このドライブ電圧は、上記したようにしてベース電流制限抵抗ＲＢと直列共振回路（ＣＢ−ＮＢ−ＬＢ）とが設けられていることにより、ドライブ電流としてスイッチング素子Ｑ１のベースに出力されるようになる。
これにより、スイッチング素子Ｑ１は、直列共振回路の共振周波数により決定されるスイッチング周波数でスイッチング動作を行うことになる。そして、そのコレクタに得られるスイッチング出力を絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に伝達する。
なお、この図７に示す電源回路において、上記直列共振回路により決定されるスイッチング周波数はおよそｆｓ＝６６ｋＨｚとされ、これがほぼ一定に維持されている。
【００６０】
また、この場合においても、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に対しては、二次側並列共振コンデンサＣ２が並列に接続されることで、二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス（Ｌ２）と二次側並列共振コンデンサＣ２のキャパシタンスとによって並列共振回路が形成される。
つまり、この図７に示す電源回路としても、一次側に並列共振回路を備え、二次側にも電圧共振動作を得るための並列共振回路を備える「複合共振形スイッチングコンバータ」としての構成を有するものである。
また、上記二次巻線Ｎ２の巻終わり端に対しては、この場合も図のように整流ダイオードＤＯと平滑コンデンサＣＯとによる半端整流回路が備えられて、このような半端整流回路により二次側直流出力電圧ＥＯが生成されている。
【００６１】
ここで、この図７に示す電源回路の二次側においは、アクティブクランプ回路２が備えられる。
即ちこの場合、アクティブクランプ回路２として、ＭＯＳ−ＦＥＴの第２スイッチング素子Ｑ２，クランプコンデンサＣ３，ボディダイオードのクランプダイオードＤＤ２を備える。また、第２スイッチング素子Ｑ２を駆動するための駆動回路系として、ドライブ巻線Ｎｇ，コンデンサＣｇ，抵抗Ｒ１を備えて成る。
【００６２】
第２スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続される。その接続形態としては、クランプダイオードＤＤ２のアノードがソースに対して接続され、カソードがドレインに対して接続されるようになっている。
また、第２スイッチング素子Ｑ２のドレインはクランプコンデンサＣ３を介して、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部と整流ダイオードＤＯのアノードとの接続点に対して接続される。また、第２スイッチング素子Ｑ２のソースは二次側アースに対して接続される。
従って、このアクティブクランプ回路２としては、上記第２スイッチング素子Ｑ２、クランプダイオードＤＤ２の並列接続回路に対して、クランプコンデンサＣ３を直列に接続して成るものとされる。そして、このようにして形成される回路を二次側並列共振回路（二次側並列共振コンデンサＣ２）に対して更に並列に接続して構成されるものである。
【００６３】
また、第２スイッチング素子Ｑ２の駆動回路系としては、図示するように、第２スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して、コンデンサＣｇ−ドライブ巻線Ｎｇの直列接続回路が接続される。そして、この直列接続回路の接続点と二次側アース間には、図示するように抵抗Ｒ１が挿入される。
これらコンデンサＣｇ、ドライブ巻線Ｎｇ、抵抗Ｒ１は、第２スイッチング素子Ｑ２のための自励式駆動回路を形成する。即ちこの自励式駆動回路からの信号電圧が第２スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加されスイッチング動作が行われる。
この場合のドライブ巻線Ｎｇは、二次巻線Ｎ２の巻始め端部側に形成されており、この場合の巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
これにより、ドライブ巻線Ｎｇには、一次巻線Ｎ１に得られる交番電圧により励起された電圧が発生する。なお、上記ドライブ巻線Ｎｇとしては、そのターン数は１Ｔであればその動作は保証されるが、これに限定されるものではない。
【００６４】
また、この電源回路においては、二次側に備えられる制御回路１によって第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作がＰＷＭ制御されるようになっている。
即ち二次側直流出力電圧ＥＯは制御回路１に供給され、制御回路１がそれに応じた直流制御電圧を第２スイッチング素子Ｑ２のゲートに印加することで、第２スイッチング素子Ｑ２の導通角が制御される。これによって交流入力電圧ＶＡＣや負荷電力Ｐｏの変動に対する直流出力電圧ＥＯの定電圧制御が行われる。
これは負荷電力の急激な変動に対して非常に高速に応答可能なシステムとなる。
【００６５】
このような図７の構成の場合、一次側のスイッチング周波数は上述のように一定とされた上で、負荷変動等による二次側直流出力電圧ＥＯのレベル変化に応じて、第２スイッチング素子Ｑ２のオフ期間は一定としてオン期間を可変制御するという動作が得られる。つまり、第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作について、その導通角を可変制御する動作が得られる。
このように第２スイッチング素子Ｑ２の導通角が可変制御されることによっては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ２に誘起される電圧は、そのパルス幅が可変されるようになる。
そして、整流ダイオードＤＯでは、この二次側並列共振電圧を入力して整流を行うことから、整流ダイオードＤＯのオン／オフタイミングも可変されることになる。
このようにして、結果的には整流ダイオードＤＯの導通角が制御されることで、二次側直流出力電圧ＥＯについての安定化が図られることになる。
【００６６】
図８は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
なお、この図８と、後述する図９、図１０に示される実験結果を得るにあたっては、各部の定数を次のように設定している。
一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝５６００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝５６００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．４７μＦ
図８において、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作は、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ間電圧（一次側共振電圧）Ｖ１及びコレクタ電流ＩＱ１により示される（図８（ａ）、図８（ｂ））。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦ１においては、コレクタ電流ＩＱ１は０レベルになると共に、コレクタ−エミッタ間電圧ＶＱ１としては、一次側電圧共振回路による電圧共振パルス電圧が得られる。
これに対して、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮ１においては、図示する波形によりコレクタ電流ＩＱ１が流れると共に、コレクタ−エミッタ間電圧Ｖ１は０レベルとなる。
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には、図８（ｃ）に示す電流Ｉ１が流れるようになる。
【００６７】
一次巻線Ｎ１に電流Ｉ１流れるようになることで、二次側においては、二次巻線Ｎ２に図８（ｆ）に示すような電流Ｉ２が流れる。
また、この図８（ｅ）には、アクティブクランプ回路２を形成する第２スイッチング素子Ｑ２に流れる電流ＩＱ２が示され、この図からもわかるように第２スイッチング素子Ｑ２は図中のＴＯＮのタイミングでオンとなるように駆動されている。また、二次側共振電圧Ｖ２は図８（ｄ）に示すようになり、この波形より、そのピークレベルが二次側直流出力電圧ＥＯのレベルでクランプされていることがわかる。
【００６８】
図９は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間ＴＯＮの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）について、実線は図７に示した回路の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図１０は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ〜１４０Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間ＴＯＮの変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００６９】
これらの図より、ギャップゼロとした場合は、ギャップ＝１ｍｍの絶縁コンバータトランスＰＩＴを用いた場合に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には１．０％向上し、入力電力は２．５Ｗ低減する。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は５．０％向上し、入力電力は４．５Ｗ低減する。
即ち、この場合もギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。
また交流入力電圧の変動に対しても安定して、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）は、この場合もギャップゼロとした方が高効率となる。
【００７０】
また、これら図９、図１０に示すように、第２スイッチング素子Ｑ２のオン期間ＴＯＮは、重負荷の条件になるに従い短くなるように制御される。また、このオン期間ＴＯＮは、交流入力電圧ＶＡＣが上昇するのに応じて長くなるように制御される。
すなわち、第２の実施の形態の電源回路においては、二次側に設けられる第２のスイッチング素子Ｑ２のオン期間（導通角）が上記のように制御されることによって、直流出力電圧ＥＯについての定電圧化が図られているものである。
このように、二次側に備えられた第２スイッチング素子Ｑ２の導通角制御により直流出力電圧ＥＯについての定電圧制御が行われることから、この場合の定電圧制御動作は二次側で完結するものとなる。従ってこの図７に示した回路としては、一次側と二次側とを絶縁するために必要とされるフォトカプラＰＣ（図１６参照）を省略できるものとなる。
【００７１】
続いて、図１１には、第３の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す。
この図１１に示す電源回路としても、一次側に電圧共振形コンバータを備えると共に二次側にも共振回路を備えた複合共振形スイッチングコンバータとしての構成を採る。そして、この場合も先の図１、図７の回路と同様に、入力段に備えられたブリッジ整流回路Ｄｉによる全波整流動作によって直流入力電圧Ｅｉを得るように構成され、二次側においては半端整流回路を構成して二次側直流出力電圧ＥＯを得るようにされている。
また、この場合も図示する絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアの磁脚に対してはギャップを形成しないようにして、一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２の結合係数を０．９５程度の密結合の状態としている。
なお、この図１１においても、既に図１において説明した部部については同一の符号を付して説明を省略する。
【００７２】
先ず、この図１１に示す回路の一次側に対しては、並列共振コンデンサＣｒの両端電圧ＶＱ１として得られる電圧共振パルス電圧に対するアクティブクランプ回路が設けられる。
このアクティブクランプ回路は、クランプコンデンサＣ３−補助スイッチング素子Ｑ３の直列接続回路を、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対して並列に接続して形成されるものである。ここでは、補助スイッチング素子Ｑ３にはＭＯＳ−ＦＥＴが採用される。
補助スイッチング素子Ｑ３のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤＤ２が、例えばＭＯＳ−ＦＥＴのボディダイオードにより形成される。
【００７３】
この補助スイッチング素子Ｑ３の駆動回路系としては、図示するように、補助スイッチング素子Ｑ３のゲートに対して、コンデンサＣｇ−駆動巻線Ｎｇを直列接続した自励発振駆動回路が接続される。また、補助スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間には、抵抗Ｒ１が挿入される。
この場合の駆動巻線Ｎｇは、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて、一次巻線Ｎ１の巻終わり端側を巻き上げるようにして形成されており、その巻数としては例えば１Ｔ（ターン）としている。
そして補助スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング周期に同期したオン／オフタイミングで以て、所定期間において導通するようにスイッチング動作を行うことになるが、これにより、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間において並列共振コンデンサＣｒの両端に発生する並列共振パルス波形をクランプして、そのピークレベルを抑制するようにされる。
【００７４】
図１２は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時の各部の動作波形を示している。実線は本例の場合の波形であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合である。
なお、以下この第３の実施の形態において、ギャップ＝１ｍｍの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ１＝４５Ｔ
二次巻線Ｎ２＝４５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝２２００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝０．０１μＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
一方、ギャップゼロの場合、各定数は次のようになる。
一次巻線Ｎ１＝５０Ｔ
二次巻線Ｎ２＝５５Ｔ
一次側並列共振コンデンサＣｒ＝１８００ｐＦ
二次側並列共振コンデンサＣ２＝６８００ｐＦ
クランプコンデンサＣ３＝０．０４７μＦ
【００７５】
図１２において、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には、スイッチング素子Ｑ１／／一次側並列共振コンデンサＣｒの並列接続回路の両端に得られる一次側並列共振電圧ＶＱ１は、図示するように、スイッチング素子Ｑ１がオンとなる期間ＴＯＮにおいては０レベルで、オフとなる期間ＴＯＦＦにおいて並列共振パルス波形が得られており、これにより、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作が電圧共振形となっていることが示される。
このようなスイッチング素子Ｑ１のオン／オフタイミングに応じて、スイッチング素子Ｑ１のコレクタに流れるコレクタ電流ＩＱ１は図示する波形となる。
【００７６】
また、上述したアクティブクランプ回路を形成する補助スイッチング素子Ｑ３のゲートには、駆動巻線Ｎｇに励起された交番電圧がコンデンサＣｇを介して印加されることで、補助スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧として期間ＴＯＦＦにて台形形状のパルスとなる波形が得られる。
このような駆動回路系の動作により、アクティブクランプ回路を形成する補助スイッチング素子Ｑ３／／クランプダイオードＤＤ２の並列回路は、期間ＴＯＮ’において導通し、期間ＴＯＦＦ’においてオフとなるようにスイッチング動作を行うことになる。
【００７７】
そして、期間ＴＯＮ’においては、本来、並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流が、クランプコンデンサＣ３に対して、クランプ電流ＩＱ２となって流れるようにされる。この結果、スイッチング素子Ｑ１がオフとなる期間ＴＯＦＦにおいて並列共振コンデンサＣｒへ流れる電流は、期間ＴＯＦＦにおける開始区間と終了区間のみとなるが、これによって、並列共振コンデンサＣｒにおける充電電流量は減少し、図示するように共振電圧ＶＱ１としては、そのピークレベルが１／２程度にまでクランプされるようにして抑制されることになる。
【００７８】
このようにして、アクティブクランプ回路を備えた電源回路では、スイッチング動作により発生する電圧共振パルス電圧のピークレベルを大幅に抑制することが可能であり、これによって、スイッチング素子や共振コンデンサ等について低耐圧品を選定することができる。また、スイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御範囲も拡大されるという特性が得られている。
また、このようにスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御範囲も拡大されることから、交流入力電圧ＶＡＣについて１００Ｖ系と２３０Ｖ系に対応するワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として好適である。
また、アクティブクランプ回路の補助スイッチング素子Ｑ３のための駆動回路としては、図１１に示したように自励発振駆動回路としていることで、例えば他励式による場合よりも回路構成を簡略なものとしている。
【００７９】
このようなスイッチング動作により、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１には図１２に示すように電流Ｉ１が流れ、またそれに応じて二次巻線Ｎ２に電流Ｉ２が流れる。二次側共振電圧Ｖ２は図示するようになる。
そして図１２に実線と破線で示すように絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップの有無により波形が異なるものとなる。
【００８０】
図１３は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、及び２３０Ｖの各場合において、負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ〜２００Ｗの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及び補助スイッチング素子Ｑ３の導通時間ＴＯＮ’の変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
また図１４は、負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時において交流入力電圧ＶＡＣ＝９０Ｖ〜２８８Ｖの変動に対する、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及び導通時間ＴＯＮ’の変化特性を示している。ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）について、実線は本例の場合の特性であり、破線はギャップ＝１ｍｍの場合の特性である。
【００８１】
これらの図からわかるように、交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖ、及び２３０Ｖの各場合において、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、ギャップ＝１ｍｍの場合に比べてギャップを無しとすることで向上している。
例えば負荷電力Ｐｏ＝２００Ｗ時には０．５％向上し、これによって入力電力は１．１Ｗ低減できる。
また負荷電力Ｐｏ＝５０Ｗ時には２．２％向上し、これによって入力電力は１．４Ｗ低減できる。
つまりこの場合もギャップゼロとすることで高効率化が図られ、入力電力の低減が可能となる。また交流入力電圧の変動に対しても安定して、この場合もＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）は、ギャップゼロとした方が高効率となっている。
【００８２】
また、これら図１３，図１４から、図１１の回路では交流入力電圧ＶＡＣの変動に対しても良好な特性が得られていることがわかる。
例えば、先の図１５，図１６に示したような、ハーフブリッジ構成であって電流共振回路及び部分電圧共振回路を組み合わせ、二次側直流出力電圧ＥＯに基づくスイッチング周波数制御のみを行うコンバータの構成では、９０Ｖ〜２８８Ｖのワイドレンジ対応とすることができなかった。
これに対して、図１１の回路によれば、図１３、図１４からもわかるように、交流入力電圧ＶＡＣのレベルに応じてアクティブクランプ回路における補助スイッチング素子の導通時間ＴＯＮ’が可変される。
つまり、これにより図１１に示した回路としては、二次側直流出力電圧ＥＯに基づくスイッチング周波数制御に加えて、このような交流入力電圧レベルに応じた補助スイッチング素子によるスイッチング周波数制御も行われるものとなり、この結果、ワイドレンジ対応のスイッチング電源回路として実現できるものである。
【００８３】
なお、本発明としてのスイッチング電源回路としては、上記各実施の形態としての構成（図１、図７、図１１）に限定されるものではなく、例えば、要部の部品素子の定数などは適宜、各種条件に応じて適切な値に変更されればよい。
また、例えば一次側スイッチングコンバータに用いられるスイッチング素子としては、各回路図に示したバイポーラトランジスタのほか、ＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴなどが採用されて構わない。
また、各実施の形態では、スイッチング素子Ｑ１に対して自励発振回路を設けたが、例えばスイッチング素子Ｑ１をＭＯＳ−ＦＥＴやＩＧＢＴで形成する場合は、これに対して他励発振回路によってスイッチング動作させる構成としてもよい。
【００８４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明では、一次側が一石構成の電圧共振形コンバータ、二次側が半波整流方式電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータとしてのスイッチング電源回路において、二次側が半波整流回路とされることにより、絶縁コンバータトランスのコアのギャップをゼロとして一次巻線と二次巻線の結合係数を０．９５程度の密結合とし、さらに直流入力電圧は、全波整流回路から得るようにしている。これにより、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）を向上させることができる。
即ち一次側が電圧共振形コンバータで二次側にも電圧共振回路を組み合わせた複合共振形コンバータにおいて、絶縁コンバータトランスＰＩＴにギャップ設ける場合の構成に比べて、ＡＣ／ＤＣ電力変換効率を向上できる。これによって入力電力を低減し、省電力化を図ることができる。
【００８５】
また、このように絶縁コンバータトランスにおいてギャップを形成しないことで、ギャップ形成のためのコアの研磨工程は省略されることになる。これにより、例えば製造工程が簡略化され、また、絶縁コンバータトランスを製造するコストも低減することができる。
【００８６】
さらに、上記のように絶縁コンバータトランスに巻装された一次巻線と二次巻線とが密結合となることによっては、絶縁コンバータトランスからの漏洩磁束は低減されるので、例えば絶縁コンバータトランスにショートリングを施す必要もないこととなる。そして、この点でもコストダウンが図られ、また、回路の小型軽量化が促進されるものである。
また、絶縁コンバータトランスのギャップ近傍における局部的温度上昇は発生しないことになるために、それだけ電源回路としても信頼性が向上することになる。
また絶縁コンバータトランスのギャップがゼロであることで、一対のＥ型フェライト磁心や、一対のＵ型フェライト磁心による構成が可能であり、フェライト磁心の選定の自由度が増すため設計に有利である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明における第１の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態のＥ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図３】実施の形態のＵ型コアによる絶縁コンバータトランスの構造例の説明図である。
【図４】第１の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図５】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性の説明図である。
【図６】第１の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及びスイッチング周波数ｆｓの変化特性の説明図である。
【図７】第２の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図８】第２の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図９】第２の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子のオン期間ＴＯＮの変化特性の説明図である。
【図１０】第２の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ→ＤＣ）及び第２スイッチング素子のオン期間ＴＯＮの変化特性の説明図である。
【図１１】第３の実施の形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１２】
第３の実施の形態の電源回路の動作を示す波形図である。
【図１３】
第３の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及び補助
スイッチング素子の導通時間ＴＯＮ’の変化特性の説明図である。
【図１４】
第３の実施の形態の電源回路のＡＣ／ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ／ＤＣ）及び補助
スイッチング素子の導通時間ＴＯＮ’の変化特性の説明図である。
【図１５】
先行技術としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図１６】
先行技術としてのスイッチング電源回路の他の構成例を示す回路図である。
【図１７】
図１５又は図１６に示す電源回路に採用される絶縁コンバータトランスの構造
例を示す断面図である。
【図１８】
図１５又は図１６に示す電源回路の動作を示す波形図である。
【図１９】
図１５又は図１６に示す電源回路についての負荷変動に対するＡＣ→ＤＣ電力
変換効率、スイッチング周波数及びスイッチング素子のオン期間の変化特性を示
す図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　アクティブクランプ回路、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ平滑コンデンサ、Ｑ１　スイッチング素子、Ｑ２　第２スイッチング素子、Ｑ３　補助スイッチング素子、ＰＩＴ　絶縁コンバータトランス、Ｎ１　一次巻線、Ｎ２　二次巻線、Ｃｒ　一次側並列共振コンデンサ、Ｃ２　二次側並列共振コンデンサ、Ｃ３　クランプコンデンサ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply in various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit employing a switching converter of a type such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to the suppression of switching noise. In addition, it has been found that there is a limit in improving the power conversion efficiency due to its operation characteristics.
Therefore, the present applicant has previously proposed various switching power supply circuits using various types of resonant converters. The resonance type converter can easily obtain high power conversion efficiency and realize low noise by the switching operation waveform being sinusoidal. It also has the advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The circuit diagram of FIG. 15 shows an example of a switching power supply circuit as a prior art, which can be configured based on the invention proposed earlier by the present applicant. As a basic configuration of the power supply circuit shown in this figure, a self-excited current resonance type converter is provided as a primary side switching converter.
[0004]
In the power supply circuit shown in the figure, a rectifier circuit system for generating a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei) from a commercial AC power supply includes two low-speed recovery type rectifier diodes D1 and D2 as shown in the figure. And two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are connected to form a voltage doubler rectifier circuit. As a result, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to twice the level of the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 connected in series. This rectified smoothed voltage Ei is supplied as a DC input voltage to a subsequent switching converter.
[0005]
The switching converter of the power supply circuit shown in this figure is of a current resonance type, and two switching elements Q1 and Q2 are connected by half-bridge coupling as shown in the figure. In this case, a bipolar transistor is selected for the switching elements Q1 and Q2.
A self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB1, a resonance capacitor CB1, and a drive winding NB1 in series is connected to the base of the switching element Q1. A damper diode DD1 is connected between the base and the emitter of the switching element Q1 in the direction shown. A starting resistor Rs1 for flowing a current at the time of starting to the base is connected between the collector and the base of the switching element Q1.
Similarly, to the base of the switching element Q2, a self-excited oscillation drive circuit formed by connecting a base current limiting resistor RB2, a resonance capacitor CB2, and a drive winding NB2 in series is connected. A damper diode DD2 is connected between the base and the emitter, and a start resistor Rs2 is connected between the collector and the base.
[0006]
Here, a series resonance circuit is formed depending on the capacitance of the resonance capacitor CB1 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q1 side and the inductance of the drive winding NB1. Similarly, a series resonance circuit is formed by the capacitance of the resonance capacitor CB2 forming the self-excited oscillation drive circuit on the switching element Q2 side and the inductance of the drive winding NB2. The switching elements Q1 and Q2 are driven in a self-excited manner by the switching frequency determined by the resonance frequencies of these series resonance circuits. Further, as will be described later, in the drive transformer PRT, since alternating voltages having opposite polarities to the drive windings NB1 and NB2 are excited, the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on / off. The switching operation is performed by turning off.
[0007]
Further, a partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q2.
A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1. Then, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off is obtained.
[0008]
A drive transformer PRT (Power Regulatory Transformer) is provided for switching-driving the switching elements Q1 and Q2 and for variably controlling the switching frequency for constant voltage control.
The drive transformer PRT winds around the drive windings NB1 and NB2 and the resonance current detection winding NA, and further saturates the control winding Nc in a direction orthogonal to these windings. It is a reactor. The drive winding NB1 and the drive winding NB2 are configured to excite mutually opposite voltages.
[0009]
An insulation converter transformer PIT (Power Isolation Transformer) transmits the switching output of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the insulating transformer PIT is connected to the contact point (switching output point) between the emitter of the switching element Q1 and the collector of the switching element Q2 via the resonance current detection winding NA, thereby performing switching. The output is made available.
[0010]
In this case, the other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground via the series resonance capacitor C1. The capacitance of the series resonance capacitor C1 and the inductance component of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1 form a primary side series resonance circuit for making the operation of the primary side switching converter a current resonance type. .
In this way, as the primary-side switching converter shown in this figure, the operation of the current resonance type and the above-described partial voltage resonance operation are obtained in a composite manner.
[0011]
Further, on the secondary side of the insulating converter transformer PIT in this case, a secondary winding N2 and a secondary winding N3 having a smaller number of turns (number of turns) than the secondary winding N2 are wound. .
As shown, the bridge rectifier circuit DBR and the smoothing capacitor CO1 are connected to the secondary winding N2, so that the full-wave rectification operation causes the secondary-side DC output voltage EO1 to be applied to both ends of the smoothing capacitor CO1. You can get it.
The secondary winding N3 is provided with a center tap, and a rectifier diode DO3, DO4 and a smoothing capacitor CO2 are connected as shown to form a full-wave rectifier circuit. To generate the secondary-side DC output voltage EO2. These secondary DC output voltages EO1 and EO2 are respectively supplied to loads (not shown). The secondary side DC output voltage EO1 is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1.
[0012]
The insulation converter transformer PIT has, for example, a structure shown in FIG.
The insulating converter transformer PIT is provided with an EE-type core in which E-type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. Then, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are respectively wound on the bobbin B, which is divided so that the winding regions on the primary side and the secondary side are independent from each other and integrated. It is wound around the area. Note that the primary winding N1 and the secondary winding N2 are each wound with a litz wire of 60 μmmφ in a spiral winding. In FIG. 15, a secondary winding N3 is also wound on the secondary side, but is not shown here. Then, a gap G is formed for the center magnetic leg as shown in the figure. Thus, a loose coupling state is obtained with a coupling coefficient k of, for example, about k ≒ 0.8.
The gap G can be formed by making the central magnetic legs of the E-shaped cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs.
[0013]
The control circuit 1 varies the level of the control current (DC current) flowing through the control winding NC according to the level change of the secondary side DC output voltage EO1, so that the drive winding wound on the orthogonal control transformer PRT is changed. The inductance LB of the line NB is variably controlled. Thereby, the resonance condition of the series resonance circuit in the self-excited oscillation drive circuit for the main switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB changes. This is an operation of varying the switching frequency of the main switching element Q1, and this operation stabilizes the DC output voltage on the secondary side.
[0014]
Another example of a switching power supply circuit that can be configured based on the invention proposed by the present applicant is shown in the circuit diagram of FIG. The power supply circuit shown in this figure adopts a configuration as a resonance type converter in which a partial voltage resonance circuit is combined with a separately excited current resonance type converter.
In this figure, the same parts as those of FIG. 15 are denoted by the same reference numerals, and the description of the common components will be omitted.
[0015]
In the power supply circuit shown in this figure, first, a full-wave rectification / smoothing circuit including a bridge rectification circuit Di and one smoothing capacitor Ci is provided for a commercial AC power supply AC. Therefore, in this case, a rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage) is obtained across the smoothing capacitor Ci by the full-wave rectifying operation. This rectified smoothed voltage Ei has a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC.
[0016]
In this case, as a current resonance type converter for switching by inputting the DC input voltage, two switching elements Q11 and Q12 formed by MOS-FETs are connected by a half-bridge connection as shown in the figure. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel with each other between the sources and drains of the switching elements Q11 and Q12 in the direction shown.
In addition, a parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed together with the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT by connecting a partial resonance capacitor Cp in parallel between the source and the drain of the switching element Q12. I have. Thus, a partial voltage resonance operation can be obtained also in the power supply circuit shown in FIG.
[0017]
In this separately-excited power supply circuit, an oscillation drive circuit 11 composed of, for example, a general-purpose IC is provided for switchingly driving the switching elements Q11 and Q12. The oscillation drive circuit 11 applies a gate voltage as a drive signal to each gate of the switching elements Q11 and Q12. As a result, the switching elements Q11 and Q12 perform the switching operation such that they are alternately turned on / off at a required switching frequency.
[0018]
The oscillation drive circuit 11 inputs a low-voltage DC voltage obtained by a rectification circuit including a low-voltage winding N4 additionally wound on the primary side of the insulating converter transformer PIT and a capacitor C4, and uses the input as a working power supply. . In addition, at the time of startup, the startup is performed by inputting the rectified smoothed voltage Ei via the startup resistor Rs.
[0019]
The insulating converter transformer PIT of the power supply circuit shown in this figure has the same structure as that described with reference to FIG. That is, for example, by forming a gap with respect to the central magnetic leg of the EE type core, a loosely coupled state of k = about 0.8 can be obtained as the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side. Is what it is.
[0020]
In this case, the control circuit 1 generates a variable DC current according to the level change of the secondary DC output voltage EO1 and supplies the DC current to the oscillation drive circuit 11 via the photocoupler PC. In the oscillation drive circuit 11, the switching drive is performed such that the switching frequency of the switching elements Q11 and Q12 is changed according to the output of the control circuit 1 input via the photocoupler PC. By varying the switching frequency of the switching elements Q11 and Q12 in this manner, the level of the secondary-side DC output voltage is stabilized.
[0021]
FIG. 18 is a waveform diagram showing the operation of the main part in the power supply circuit shown in FIG. 15 by the switching cycle.
The switching operation of the switching element Q2 is indicated by a collector-emitter voltage VQ2 (FIG. 18A) and a collector current IQ2 (FIG. 18B) of the switching element Q2. That is, during the period TOFF during which the switching element Q2 is turned off, the collector current IQ2 is at the 0 level, and the level clamped by the rectified smoothed voltage Ei is obtained as the collector-emitter voltage VQ2.
On the other hand, during the period TON during which the switching element Q2 is turned on, the collector current IQ2 flows according to the illustrated waveform, and the collector-emitter voltage VQ2 is at the 0 level. The collector current IQ2 is such that the primary winding current I1 (FIG. 18 (d)) flows through the primary winding N1 during the period TON.
Although not shown here, since the switching element Q1 is turned on / off at an alternate timing with the switching element Q2, the collector-emitter voltage and the collector current of the switching element Q1 are not switched. The waveform has a waveform in which the collector-emitter voltage VQ2 and the collector current IQ2 of the element Q2 are shifted by about 180 °. Therefore, the waveform portion of the primary winding current I1 during the period TOFF when the switching element Q1 is turned on flows as the collector current of the switching element Q1.
[0022]
As shown in FIG. 18D, the partial resonance capacitor Cp connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q2 has a positive partial resonance current IC2 when the switching element Q2 is turned off. Flows, and the negative partial resonance current IC2 flows immediately after the switching element Q1 is turned off (immediately after the switching element Q2 is turned on), indicating that a partial voltage resonance operation is obtained.
As can be seen from such operation waveforms, the switching elements Q1 and Q2 can obtain ZVS (Zero Voltage Switching) and ZCS (Zero Current Switching) operations. The switching loss is reduced.
[0023]
The rectified voltage V2 between the positive input terminal and the negative input terminal of the bridge rectifier circuit DBR connected to the secondary winding N2 is, as shown in FIG. According to the conduction of the diode in each negative rectified current path, a waveform is obtained in which the absolute value level is clamped at the level of the secondary side DC output voltage EO1.
Although detailed description is omitted here, substantially the same operation waveform can be obtained for the power supply circuit shown in FIG.
[0024]
The characteristics of the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 15 include AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), switching frequency fs, and fluctuations of AC input voltage VAC = 100 V and load power Po = 0 W to 200 W. FIG. 19 shows the ON period TON of the switching element Q2 (or Q1).
As shown in FIG. 19, the switching frequency fs is controlled to decrease as the load power Po increases and the secondary side DC output voltage decreases, and accordingly, the period TON increases. I understand that there is.
Further, the AC / DC power conversion efficiency (η AC / DC) is, for example, 91.8% when the load power Po = 200 W, and 92.4% when the load power Po = 150 W, and the highest efficiency when the load power Po = 150 W. State is obtained.
[0025]
In order to obtain the operation shown in FIG. 18 and the characteristics shown in FIG. 19 as the power supply circuit shown in FIG. 15, each part is selected as follows.
Primary winding N1 = Secondary winding N2 = 45T
Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
Partial resonance capacitor Cp = 330 pF
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
Incidentally, it is preferable that the power conversion efficiency of the power supply circuit be as high as possible.
Here, as described above, a gap is formed in the core of the insulating converter transformer, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 are loosely coupled. This is to prevent the ferrite core from being in a magnetically saturated state.
[0027]
However, since the primary winding and the secondary winding are loosely coupled, there is naturally a limit in improving the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC).
When the AC input voltage VAV is 100 V and the load power Po is about 125 W, a power supply circuit using a full-wave rectifier circuit Di as shown in FIG. 16 may be employed, but the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) has a limit of about 90%.
Further, when the AC input voltage VAV is 100 V and the load power Po is 150 W or more, a power supply circuit using a voltage doubler rectifier circuit as shown in FIG. 15 may be employed, but the AC / DC power conversion efficiency ( ηAC / DC) is limited to about 92%.
In the circuits shown in FIGS. 15 and 16, it is impossible to further increase the efficiency.
[0028]
Further, since the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the generation level of the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer PIT increases. Therefore, as a practical circuit, it is necessary to provide a countermeasure by providing a short ring made of a copper plate in the insulating converter transformer PIT, which leads to an increase in cost and an increase in the size of the insulating converter transformer PIT.
Further, when the insulating converter transformer PIT is in a loosely coupled state, the temperature of the primary winding and the secondary winding near the gap G is increased due to eddy current loss due to so-called fringe magnetic flux. Disadvantageous in terms of
[0029]
Further, in forming the gap G in the center magnetic leg of the insulating converter transformer PIT, for example, the center magnetic leg of an E-shaped core made of a ferrite material is polished. In this case, a polishing step is added to manufacture the insulating converter transformer PIT, so that there is a problem that the cost increases accordingly.
[0030]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above problems, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, first, rectifying and smoothing means for performing full-wave rectification on an AC input to obtain a DC input voltage by a smoothing capacitor, switching means including a first switching element for intermittently applying the DC input voltage, and an oscillation circuit And switching drive means for switchingly driving the first switching element by the oscillation output of the oscillation circuit.
Then, a primary winding and a secondary winding are wound around a core in which no gap is formed in the magnetic leg, and the primary winding and the secondary winding are in a tightly coupled state due to an unnecessarily high coupling coefficient. And an insulating converter transformer configured to transmit an output of the switching means obtained to the primary winding to the secondary winding.
A primary-side parallel resonance circuit formed by a primary winding and a primary-side parallel resonance capacitor of the insulation converter transformer and provided so that the operation of the switching means is of a voltage resonance type; A secondary-side resonance circuit formed by connecting a secondary-side resonance capacitor to the winding; and inputting an alternating voltage obtained to the secondary-side resonance circuit to perform a half-wave rectification operation. A DC output voltage generating means configured to obtain a DC output voltage by performing the operation is provided.
[0031]
According to the above configuration, a switching power supply circuit is formed as a composite resonance type converter in which the primary side is a single-piece voltage resonance type converter and the secondary side is a half-wave rectification type voltage resonance circuit.
In addition, since the secondary side is a half-wave rectifier circuit, the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding can be tightly coupled to about 0.95 with the gap of the core of the insulating converter transformer being zero. Further, the DC input voltage is obtained from a full-wave rectifier circuit. Thereby, power conversion efficiency can be improved.
[0032]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
The power supply circuit shown in FIG. 1 has a configuration as a complex resonance type switching converter including a voltage resonance type converter on the primary side and a resonance circuit on the secondary side.
[0033]
In the power supply circuit shown in this figure, a full-wave rectification / smoothing circuit including a bridge rectification circuit Di and a smoothing capacitor Ci is used as a rectification / smoothing circuit for receiving a commercial AC power supply (AC input voltage VAC) and obtaining a DC input voltage. A rectified and smoothed voltage Ei corresponding to a level equal to the AC input voltage VAC is provided.
[0034]
The voltage resonance type switching converter provided in this power supply circuit employs a self-excited configuration including a single switching element Q1. In this case, a high breakdown voltage bipolar transistor (BJT; junction transistor) is employed as the switching element Q1.
[0035]
Between the base of the switching element Q1 and the primary-side ground, a series resonance circuit for self-excited oscillation driving, which is composed of a series connection circuit of a drive winding NB, a resonance capacitor CB, and a base current limiting resistor RB, is connected.
The base of the switching element Q1 is also connected to the positive electrode side of the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) via the base current limiting resistor RB-starting resistor RS, and the base current at the time of starting is supplied from the rectifying smoothing line. I'm trying to get.
[0036]
A clamp diode DD inserted between the base of the switching element Q1 and the negative electrode (primary ground) of the smoothing capacitor Ci forms a path for a clamp current flowing when the switching element Q1 is turned off. , The collector of the switching element Q1 is connected to the winding end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT, and the emitter is grounded to the primary side ground.
[0037]
A parallel resonance capacitor Cr is connected in parallel between the collector and the emitter of the switching element Q1. The parallel resonance capacitor Cr forms a primary parallel resonance circuit of the voltage resonance type converter by its own capacitance and the leakage inductance L1 on the primary winding N1 side of the insulating converter transformer PIT. Although not described in detail here, when the switching element Q1 is turned off, the voltage VQ1 across the parallel resonance capacitor Cr becomes a sinusoidal pulse waveform due to the action of the parallel resonance circuit, and the voltage resonance type voltage is of a voltage resonance type. Operation is obtained.
[0038]
The orthogonal control transformer PRT shown in this figure is a saturable reactor on which a resonance current detection winding NA, a drive winding NB, and a control winding NC are wound. The orthogonal control transformer PRT drives the switching element Q1 and is provided for constant voltage control.
As the structure of the orthogonal control transformer PRT, although not shown, a three-dimensional core is formed by joining the ends of the magnetic legs of two double U-shaped cores having four magnetic legs. . Then, the resonance current detection winding NA and the drive winding NB are wound around the predetermined two magnetic legs of the three-dimensional core in the same winding direction, and the control winding NC is connected to the resonance current detection winding. It is configured to be wound in a direction orthogonal to the winding NA and the driving winding NB.
[0039]
In this case, the resonance current detection winding NA of the orthogonal control transformer PRT is inserted in series between the positive electrode of the smoothing capacitor Ci and the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. Thereby, the switching output of the switching element Q1 is transmitted to the resonance current detection winding NA via the primary winding N1. In the orthogonal control transformer PRT, the switching output obtained in the resonance current detection winding NA is induced in the drive winding NB via the transformer coupling, so that the alternating voltage as a drive voltage is applied to the drive winding NB. appear. This drive voltage is output as a drive current from the series resonance circuit (NB, CB) forming the self-excited oscillation drive circuit to the base of the switching element Q1 via the base current limiting resistor RB. As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit.
[0040]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching output of the switching element Q1 to the secondary side.
In the insulating converter transformer PIT, a primary winding N1 and a secondary winding N2 are wound around a core having no gap formed in a magnetic leg, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 are more than required. It is formed so as to be in a tightly coupled state by a coupling coefficient, and a structural example thereof will be described later.
[0041]
The winding end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the collector of the switching element Q1, and the winding end is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) via a series connection of the resonance current detecting winding NA. ) And connected.
[0042]
On the secondary side of the insulating converter transformer PIT, an alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2.
In this case, the secondary side parallel resonance capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2, so that the leakage inductance L2 of the secondary side winding N2 and the capacitance of the secondary side parallel resonance capacitor C2 are used. A parallel resonance circuit is formed. The alternating voltage induced in the secondary winding N2 by this parallel resonance circuit becomes a resonance voltage. That is, a voltage resonance operation is obtained on the secondary side.
That is, in this power supply circuit, the primary side is provided with a parallel resonance circuit for performing a voltage resonance type switching operation, and the secondary side is provided with a parallel resonance circuit for obtaining a voltage resonance operation. It has a configuration as a “resonant switching converter”.
[0043]
The anode of the rectifier diode DO is connected to the winding end of the secondary winding N2, and the winding start is connected to the secondary side ground. The positive terminal of the smoothing capacitor CO is connected to the cathode of the rectifier diode DO. The negative terminal of the smoothing capacitor CO is connected to the secondary side ground.
In this way, a half-wave rectifier circuit including the rectifier diode DO and the smoothing capacitor CO is formed for the secondary winding N2 forming the parallel resonance circuit, so that the voltage across the smoothing capacitor CO is A secondary DC output voltage EO is generated. The DC output voltage EO is branched and input to the control circuit 1 as a detection voltage.
[0044]
The control circuit 1 detects the level of the input secondary-side DC output voltage EO, and varies the level of the control current, which is the DC current to be passed through the control winding NC, according to the level change.
In the orthogonal control transformer PRT, the inductance LB of the drive winding NB is changed according to the level of the control current changed in this way. This changes the resonance condition of the series resonance circuit in the self-excited oscillation drive circuit for the switching element Q1 formed including the inductance LB of the drive winding NB, and this changes the switching frequency of the switching element Q1. The operation is variable.
When the switching frequency is variably controlled as described above, the resonance impedances of the primary side parallel resonance circuit (N1 // Cr) and the secondary side parallel resonance circuit (N2 // C2) change accordingly. As a result, the alternating voltage level transmitted from the primary side to the secondary side of the insulating converter transformer PIT also changes. As a result, the level of the secondary side DC output voltage EO1 generated based on the alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 is also varied. Such an operation stabilizes the DC output voltage on the secondary side.
[0045]
The insulating converter transformer PIT has, for example, a structure shown in a sectional view in FIG. 2 or FIG.
FIG. 2 is a structural example using a pair of E-shaped cores.
As shown in the figure, the core of the insulating converter transformer PIT is formed by combining the two E-shaped cores CR1 and CR2 such that the ends of the magnetic legs are opposed to each other, thereby forming an EE-shaped core. In this case, no gap is formed on the surface of each of the E-shaped cores CR1 and CR2, which faces the respective center magnetic legs.
Note that, for example, a ferrite material is used for the E-shaped cores CR1 and CR2.
In the present embodiment, in order to wind the primary winding N1 and the secondary winding N2 on the EE type cores (CR1, CR2) formed as described above, the primary / secondary split bobbin B is wound. Is used.
[0046]
FIG. 3 is a structural example using a pair of U-shaped cores.
In this case, in the insulating converter transformer PIT, as shown in FIG. 3, U-shaped cores CR11 and CR12 each having two magnetic legs are combined to form a U-U-shaped core. .
Further, for one magnetic leg of the UU type core formed as described above, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are formed in a winding region divided from each other as shown in the figure. The wound bobbin B is attached.
Further, no gap is formed with respect to the center magnetic leg of the UU type core formed as described above.
[0047]
In each of FIGS. 2 and 3, the gap is set to zero so that the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is in a tightly coupled state of about 0.95.
Further, when a gap of 1 mm is provided in the insulating converter transformer as in the prior art, for example, in order to obtain a DC output voltage Eo = 135 V, the secondary winding N2 = 45T (turn) and the secondary winding N2 The induced voltage per 1T was 3 V / T, but when the gap of this example was set to zero, the magnetic flux density of the ferrite core was improved. Is reduced to 2.45 V / T, and the magnetic flux density of the ferrite core is the same as that of the prior art.
[0048]
By the way, in the power supply circuit of the prior art, for example, magnetic saturation is suppressed by setting the isolation converter transformer PIT in a loosely coupled state.
On the other hand, in the present example, the gap is set to zero for the insulated converter transformer PIT, and the insulation converter transformer PIT is tightly coupled. This is because the secondary side rectifier circuit is of the half-wave rectification type, and the winding directions of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT are set as described above.
That is, the reason why the ferrite core of the insulating converter transformer PIT is not magnetically saturated even when the gap is zero is that the phase of the currents I1 and I2 is 180 degrees with respect to the magnetic flux generated by the currents I1 and I2 flowing through the primary winding N1 and the secondary winding N2. This is because the magnetic fluxes due to N1 and I1 and the magnetic fluxes due to N2 and I2 cancel each other out.
[0049]
Here, in the circuit of FIG. 1, operation waveforms and characteristics are compared between a case where a gap = 1 mm is provided in the insulating converter transformer PIT and a case of this example, that is, a case where the gap is zero.
When the gap is 1 mm, each constant is as follows.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 45T
Primary side parallel resonance capacitor Cr = 6800 pF
Secondary side parallel resonance capacitor C2 = 0.01 μF
[0050]
On the other hand, in this example, that is, in the case of zero gap, each constant is as follows.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 55T
Primary side parallel resonance capacitor Cr = 5600 pF
Secondary side parallel resonance capacitor C2 = 6800 pF
[0051]
FIG. 4 shows operation waveforms of the respective units when the load power Po = 200 W. The solid line is the waveform in the case of this example, and the broken line is the case where the gap is 1 mm.
The switching operation of the switching element Q1 is indicated by the collector-emitter voltage VQ1 and the collector current IQ1 of the switching element Q1. That is, during the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off, the collector current IQ1 is at the 0 level, and the voltage Vq1 between the collector and the emitter is a voltage resonance pulse voltage obtained by the primary-side voltage resonance circuit.
On the other hand, during the period TON during which the switching element Q1 is turned on, the collector current IQ1 flows according to the illustrated waveform, and the collector-emitter voltage VQ1 is at the 0 level.
By such a switching operation, a current I1 flows through the primary winding N1 of the isolated converter transformer PIT as shown in the figure, and a current I2 flows through the secondary winding N2 accordingly. The secondary side resonance voltage V2 is as shown in the figure.
[0052]
FIG. 5 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the switching frequency fs with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 0 W to 200 W. Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the solid line is the characteristic in the case of this example, and the broken line is the characteristic in the case of the gap = 1 mm.
FIG. 6 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the switching frequency fs with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 90 V to 140 V when the load power Po = 200 W. Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the solid line is the characteristic in the case of this example, and the broken line is the characteristic in the case of the gap = 1 mm.
[0053]
As can be seen from these figures, when the gap = 1 mm, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is 91.0% when the load power Po = 200 W, and 90% when the load power Po = 50 W.
On the other hand, in the case of the present example where the gap is zero, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is 91.5% when the load power Po = 200W, and 91.3% when the load power Po = 50W.
That is, in the case of this example in which the gap is zero, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is 0.5% when the load power Po = 200 W, as compared with the case where the insulating converter transformer PIT having the gap = 1 mm is used. And the input power is reduced by 1.2W.
When the load power Po is 50 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved by 1.3%, and the input power is reduced by 0.8 W.
That is, by setting the gap to zero, high efficiency is achieved, and input power can be reduced.
In addition, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is stable with respect to the fluctuation of the AC input voltage, and the efficiency is higher in the present example where the gap is zero.
[0054]
The reason why the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved by setting the gap to zero is considered to be as follows.
The improvement of the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 from 0.8 to 0.95 reduces the leakage magnetic flux and reduces the eddy current loss of the primary winding N1 and the secondary winding N2. For.
-The local power loss of the primary winding N1 and the secondary winding N2 is eliminated by the fringe magnetic flux around the gap, and the copper loss of the insulating converter transformer PIT is reduced.
-Because the primary current I1 and the secondary current I2 are reduced due to the increase in the primary winding N1 and the secondary winding N2, the copper loss of the insulating converter transformer PIT and the switching loss of the switching element Q1 are reduced.
[0055]
As described above, in the example shown in FIG. 1, the primary side is a switching power supply circuit as a composite resonance type converter combining a voltage resonance type converter having a single-pole configuration and the secondary side being a half-wave rectification type voltage resonance circuit. By using a wave rectifier circuit, the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding is tightly coupled to about 0.95 with the gap of the core of the insulating converter transformer being zero. Further, the DC input voltage is obtained from a full-wave rectifier circuit. Thereby, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved.
[0056]
The power conversion efficiency can be improved even when the load power is 200 W or more under heavy load. However, the circuit shown in FIG. As compared with a current resonance type converter using a voltage rectifier circuit in which the gap of the insulating converter transformer PIT is 1.4 mm and the coupling coefficient is 0.77, the following results are obtained.
In the circuit of this example, when the load power Po = 200 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is reduced by 0.3% and the AC input power is increased by 0.6 W as compared with the circuit of FIG. However, when the load power Po is 50 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is improved by 0.7%, and the AC input power is reduced by 1.0 W.
That is, the average input power can be regarded as substantially equal.
The circuit of the present example capable of making the average input power substantially equal to that of the circuit of FIG. 15 is configured by a single switching element Q1, and requires only one smoothing capacitor Ci, thereby reducing the number of circuit components. it can.
[0057]
Subsequently, FIG. 7 illustrates a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment.
The power supply circuit shown in FIG. 7 also has a voltage resonance type converter on the primary side and a parallel resonance circuit on the secondary side as a composite resonance type switching converter, similarly to the circuit shown in FIG. Take the configuration.
Also, in this case, no gap is formed between the magnetic legs of the core of the illustrated insulated converter transformer PIT, and the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is about 0.95. State.
In FIG. 7, the same reference numerals are given to the parts already described in FIG. 1, and the description is omitted.
[0058]
First, in this case, a series connection circuit of [resonant capacitor CB-drive winding NB-inductor LB-base current limiting resistor RB] is connected to the base of the switching element Q1 as shown in the figure. This series connection circuit is a self-excited oscillation drive circuit for driving the switching element Q1 in a self-excited manner.
The drive winding NB in the self-excited oscillation drive circuit is wound around the primary side of the insulation converter transformer PIT, and is excited by the primary winding N1. As a self-excited oscillation drive circuit, a series resonance circuit is formed by the resonance capacitor CB, the drive winding NB, and the inductor LB. The resonance frequency of the series resonance circuit is determined by the inductance of the inductor LB and the drive winding NB, and the capacitance of the resonance capacitor CB.
[0059]
In this case, an alternating voltage as a drive voltage is generated in the drive winding NB excited by the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT. The drive voltage is output to the base of the switching element Q1 as a drive current by providing the base current limiting resistor RB and the series resonance circuit (CB-NB-LB) as described above. become.
As a result, the switching element Q1 performs a switching operation at a switching frequency determined by the resonance frequency of the series resonance circuit. Then, the switching output obtained at the collector is transmitted to the primary winding N1 of the insulation converter transformer PIT.
In the power supply circuit shown in FIG. 7, the switching frequency determined by the series resonance circuit is approximately fs = 66 kHz, which is maintained substantially constant.
[0060]
Also in this case, the secondary-side parallel resonance capacitor C2 is connected in parallel to the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT, thereby reducing the leakage inductance (L2) of the secondary winding N2. A parallel resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary parallel resonance capacitor C2.
That is, the power supply circuit shown in FIG. 7 also has a configuration as a “composite resonance type switching converter” including a parallel resonance circuit on the primary side and a parallel resonance circuit on the secondary side for obtaining voltage resonance operation. Things.
Also, at the winding end of the secondary winding N2, a partial rectifier circuit including a rectifier diode DO and a smoothing capacitor CO is provided as shown in FIG. The side DC output voltage EO is generated.
[0061]
Here, an active clamp circuit 2 is provided on the secondary side of the power supply circuit shown in FIG.
That is, in this case, the active clamp circuit 2 includes a second switching element Q2 of a MOS-FET, a clamp capacitor C3, and a clamp diode DD2 of a body diode. Further, a drive circuit system for driving the second switching element Q2 includes a drive winding Ng, a capacitor Cg, and a resistor R1.
[0062]
A clamp diode DD2 is connected in parallel between the drain and the source of the second switching element Q2. As the connection form, the anode of the clamp diode DD2 is connected to the source, and the cathode is connected to the drain.
The drain of the second switching element Q2 is connected via a clamp capacitor C3 to a connection point between the winding end of the secondary winding N2 and the anode of the rectifier diode DO. The source of the second switching element Q2 is connected to the secondary side ground.
Therefore, the active clamp circuit 2 is configured by connecting a clamp capacitor C3 in series to a parallel connection circuit of the second switching element Q2 and the clamp diode DD2. The circuit thus formed is further connected in parallel to a secondary parallel resonance circuit (secondary parallel resonance capacitor C2).
[0063]
As a drive circuit system for the second switching element Q2, a series connection circuit of a capacitor Cg and a drive winding Ng is connected to the gate of the second switching element Q2, as shown in the figure. Then, a resistor R1 is inserted between the connection point of this series connection circuit and the secondary side ground as shown in the figure.
The capacitor Cg, the drive winding Ng, and the resistor R1 form a self-excited drive circuit for the second switching element Q2. That is, the signal voltage from the self-excited drive circuit is applied to the gate of the second switching element Q2 to perform the switching operation.
The drive winding Ng in this case is formed on the winding start end side of the secondary winding N2, and the number of turns in this case is, for example, 1T (turn).
As a result, a voltage excited by the alternating voltage obtained in the primary winding N1 is generated in the drive winding Ng. The operation of the drive winding Ng is guaranteed if the number of turns is 1T, but is not limited thereto.
[0064]
In this power supply circuit, the switching operation of the second switching element Q2 is PWM-controlled by the control circuit 1 provided on the secondary side.
That is, the secondary-side DC output voltage EO is supplied to the control circuit 1, and the control circuit 1 applies a corresponding DC control voltage to the gate of the second switching element Q2 to control the conduction angle of the second switching element Q2. Is done. As a result, constant voltage control of the DC output voltage EO with respect to fluctuations of the AC input voltage VAC and the load power Po is performed.
This results in a system that can respond very quickly to sudden changes in load power.
[0065]
In the case of the configuration of FIG. 7, the switching frequency on the primary side is fixed as described above, and the second switching element Q2 is changed in accordance with the level change of the secondary side DC output voltage EO due to a load change or the like. The operation of variably controlling the on-period while keeping the off-period constant is obtained. That is, an operation of variably controlling the conduction angle of the switching operation of the second switching element Q2 is obtained.
By thus variably controlling the conduction angle of the second switching element Q2, the pulse width of the voltage induced in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT can be varied.
In the rectifier diode DO, the secondary parallel resonance voltage is input to perform rectification, so that the on / off timing of the rectifier diode DO is also variable.
By controlling the conduction angle of the rectifier diode DO in this way, the secondary DC output voltage EO is stabilized.
[0066]
FIG. 8 shows operation waveforms of the respective units when the load power Po = 200 W. The solid line is the waveform in the case of this example, and the broken line is the case where the gap is 1 mm.
In order to obtain the experimental results shown in FIG. 8 and FIGS. 9 and 10 described later, constants of each unit are set as follows.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 55T
Primary side parallel resonance capacitor Cr = 5600 pF
Secondary side parallel resonance capacitor C2 = 5600 pF
Clamp capacitor C3 = 0.47μF
In FIG. 8, the switching operation of the switching element Q1 is indicated by the collector-emitter voltage (primary resonance voltage) V1 and the collector current IQ1 of the switching element Q1 (FIGS. 8A and 8B). That is, during the period TOFF1 in which the switching element Q1 is turned off, the collector current IQ1 is at the 0 level, and the voltage Vq1 between the collector and the emitter is a voltage resonance pulse voltage obtained by the primary-side voltage resonance circuit.
On the other hand, in the period TON1 during which the switching element Q1 is turned on, the collector current IQ1 flows according to the illustrated waveform, and the collector-emitter voltage V1 is at the 0 level.
By such a switching operation, a current I1 shown in FIG. 8C flows through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT.
[0067]
Since the current I1 flows through the primary winding N1, a current I2 as shown in FIG. 8F flows through the secondary winding N2 on the secondary side.
FIG. 8E shows a current IQ2 flowing through the second switching element Q2 forming the active clamp circuit 2. As can be seen from this figure, the second switching element Q2 is connected to the TON timing in the figure. Is turned on. Further, the secondary side resonance voltage V2 is as shown in FIG. 8D, and it can be seen from this waveform that the peak level is clamped at the level of the secondary side DC output voltage EO.
[0068]
FIG. 9 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) and the ON period TON of the second switching element Q2 with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 100V and the load power Po = 0W to 200W. . Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC), the solid line is the characteristic of the circuit shown in FIG. 7, and the broken line is the characteristic when the gap = 1 mm.
FIG. 10 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) and the ON period TON of the second switching element Q2 with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 90 V to 140 V when the load power Po = 200 W. ing. Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC), the solid line is the characteristic in the case of this example, and the broken line is the characteristic in the case of the gap = 1 mm.
[0069]
According to these figures, when the gap is set to zero, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is 1.0 when the load power Po is 200 W, as compared with the case where the insulating converter transformer PIT having the gap = 1 mm is used. % And the input power is reduced by 2.5 W.
When the load power Po is 50 W, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is improved by 5.0%, and the input power is reduced by 4.5 W.
That is, also in this case, by setting the gap to zero, high efficiency is achieved, and input power can be reduced.
In addition, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) is stable with respect to the fluctuation of the AC input voltage, and in this case, the efficiency is higher when the gap is zero.
[0070]
Further, as shown in FIGS. 9 and 10, the ON period TON of the second switching element Q2 is controlled so as to become shorter as the heavy load condition is reached. Further, the ON period TON is controlled so as to be longer as the AC input voltage VAC increases.
That is, in the power supply circuit according to the second embodiment, the ON period (conduction angle) of the second switching element Q2 provided on the secondary side is controlled as described above, so that the DC output voltage EO The constant voltage is achieved.
As described above, since the constant voltage control of the DC output voltage EO is performed by the conduction angle control of the second switching element Q2 provided on the secondary side, the constant voltage control operation in this case is completed on the secondary side. It will be. Therefore, the circuit shown in FIG. 7 can omit the photocoupler PC (see FIG. 16) required to insulate the primary side and the secondary side.
[0071]
Subsequently, FIG. 11 illustrates a configuration example of a switching power supply circuit according to a third embodiment.
The power supply circuit shown in FIG. 11 also has a configuration as a complex resonance type switching converter including a voltage resonance type converter on the primary side and a resonance circuit on the secondary side. Also in this case, similarly to the circuits of FIGS. 1 and 7, the DC input voltage Ei is obtained by the full-wave rectification operation of the bridge rectification circuit Di provided in the input stage. A half-side rectifier circuit is configured to obtain a secondary-side DC output voltage EO.
Also, in this case, no gap is formed between the magnetic legs of the core of the illustrated insulated converter transformer PIT, and the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is about 0.95. State.
Also in FIG. 11, the same reference numerals are given to the units already described in FIG. 1, and the description is omitted.
[0072]
First, on the primary side of the circuit shown in FIG. 11, an active clamp circuit for the voltage resonance pulse voltage obtained as the voltage VQ1 across the parallel resonance capacitor Cr is provided.
This active clamp circuit is formed by connecting a series connection circuit of a clamp capacitor C3 and an auxiliary switching element Q3 in parallel with a primary winding N1 of an insulating converter transformer PIT. Here, a MOS-FET is employed as the auxiliary switching element Q3.
A clamp diode DD2 is formed between the drain and source of the auxiliary switching element Q3, for example, by a body diode of a MOS-FET.
[0073]
As a drive circuit system for the auxiliary switching element Q3, a self-excited oscillation driving circuit in which a capacitor Cg and a drive winding Ng are connected in series is connected to the gate of the auxiliary switching element Q3, as shown in the figure. Further, a resistor R1 is inserted between the gate and the source of the auxiliary switching element Q3.
The drive winding Ng in this case is formed so as to wind up the winding end end of the primary winding N1 in the insulating converter transformer PIT, and the number of turns is, for example, 1T (turn).
Then, the auxiliary switching element Q3 performs a switching operation so as to conduct during a predetermined period at an on / off timing synchronized with the switching cycle of the switching element Q1, whereby the switching element Q1 is turned off. During the period, the parallel resonance pulse waveform generated at both ends of the parallel resonance capacitor Cr is clamped to suppress the peak level.
[0074]
FIG. 12 shows operation waveforms of the respective units when the AC input voltage VAC = 100 V and the load power Po = 200 W. The solid line is the waveform in the case of this example, and the broken line is the case where the gap is 1 mm.
In the following, in the third embodiment, when the gap is 1 mm, the respective constants are as follows.
Primary winding N1 = 45T
Secondary winding N2 = 45T
Primary side parallel resonance capacitor Cr = 2200 pF
Secondary side parallel resonance capacitor C2 = 0.01 μF
Clamp capacitor C3 = 0.047 µF
On the other hand, when the gap is zero, each constant is as follows.
Primary winding N1 = 50T
Secondary winding N2 = 55T
Primary side parallel resonance capacitor Cr = 1800 pF
Secondary side parallel resonance capacitor C2 = 6800 pF
Clamp capacitor C3 = 0.047 µF
[0075]
In FIG. 12, when the load power Po = 200 W, the primary-side parallel resonance voltage VQ1 obtained at both ends of the parallel connection circuit of the switching element Q1 // the primary-side parallel resonance capacitor Cr is, as shown in FIG. A parallel resonance pulse waveform is obtained at the 0 level during the period TON and during the OFF period TOFF, which indicates that the switching operation of the switching element Q1 is of the voltage resonance type.
The collector current IQ1 flowing to the collector of the switching element Q1 has a waveform shown in accordance with the ON / OFF timing of the switching element Q1.
[0076]
Further, the alternating voltage excited in the driving winding Ng is applied to the gate of the auxiliary switching element Q3 forming the above-described active clamp circuit via the capacitor Cg, so that the gate and source of the auxiliary switching element Q3 are connected. As the voltage, a waveform that becomes a trapezoidal pulse in the period TOFF is obtained.
By the operation of such a drive circuit system, the parallel circuit of the auxiliary switching element Q3 and / or the clamp diode DD2 forming the active clamp circuit conducts the switching operation so as to conduct during the period TON 'and turn off during the period TOFF'. Will be.
[0077]
Then, in the period TON ′, the current that originally flows to the parallel resonance capacitor Cr is made to flow as the clamp current IQ2 to the clamp capacitor C3. As a result, the current flowing to the parallel resonance capacitor Cr during the period TOFF in which the switching element Q1 is turned off is only the start section and the end section in the period TOFF, whereby the charging current amount in the parallel resonance capacitor Cr decreases, As shown in the figure, the resonance voltage VQ1 is suppressed such that its peak level is clamped to about 1/2.
[0078]
In this way, in the power supply circuit including the active clamp circuit, it is possible to significantly suppress the peak level of the voltage resonance pulse voltage generated by the switching operation. Products can be selected. Further, the characteristic that the switching control range of the switching element Q1 is expanded is obtained.
Further, since the switching control range of the switching element Q1 is expanded in this way, the switching power supply circuit is suitable as a wide range switching power supply circuit corresponding to a 100 V system and a 230 V system with respect to the AC input voltage VAC.
Further, the drive circuit for the auxiliary switching element Q3 of the active clamp circuit is a self-excited oscillation drive circuit as shown in FIG. 11, so that the circuit configuration is simplified as compared with, for example, the case of the separately excited type. .
[0079]
By such a switching operation, a current I1 flows through the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT as shown in FIG. 12, and a current I2 flows through the secondary winding N2 accordingly. The secondary side resonance voltage V2 is as shown in the figure.
Then, as shown by a solid line and a broken line in FIG. 12, the waveform differs depending on the presence or absence of the gap of the insulating converter transformer PIT.
[0080]
FIG. 13 shows the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the conduction time TON ′ of the auxiliary switching element Q3 with respect to the variation of the load power Po = 0 W to 200 W in each case of the AC input voltage VAC = 100 V and 230 V. 3 shows the change characteristics. Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the solid line is the characteristic in the case of this example, and the broken line is the characteristic in the case of the gap = 1 mm.
FIG. 14 shows the change characteristics of the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and the conduction time TON ′ with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 90 V to 288 V when the load power Po = 200 W. Regarding the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC), the solid line is the characteristic in the case of this example, and the broken line is the characteristic in the case of the gap = 1 mm.
[0081]
As can be seen from these figures, in each case of the AC input voltage VAC = 100 V and 230 V, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is obtained by eliminating the gap as compared with the case of the gap = 1 mm. Has improved.
For example, when the load power Po = 200 W, the power is improved by 0.5%, whereby the input power can be reduced by 1.1 W.
When the load power Po is 50 W, the power is improved by 2.2%, so that the input power can be reduced by 1.4 W.
That is, also in this case, by setting the gap to zero, high efficiency is achieved, and input power can be reduced. In addition, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) is stable with respect to the fluctuation of the AC input voltage.
[0082]
From FIGS. 13 and 14, it can be seen that in the circuit of FIG. 11, good characteristics are obtained with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC.
For example, as shown in FIGS. 15 and 16, a half-bridge configuration in which the current resonance circuit and the partial voltage resonance circuit are combined to perform only the switching frequency control based on the secondary-side DC output voltage EO. In this case, it was not possible to support a wide range of 90V to 288V.
On the other hand, according to the circuit of FIG. 11, as can be seen from FIGS. 13 and 14, the conduction time TON 'of the auxiliary switching element in the active clamp circuit is varied according to the level of the AC input voltage VAC.
That is, as a result, in the circuit shown in FIG. 11, in addition to the switching frequency control based on the secondary-side DC output voltage EO, the switching frequency control by the auxiliary switching element according to the AC input voltage level is also performed. As a result, a switching power supply circuit compatible with a wide range can be realized.
[0083]
The switching power supply circuit according to the present invention is not limited to the configurations described in the above embodiments (FIGS. 1, 7, and 11). It may be changed to an appropriate value according to various conditions.
Further, for example, as a switching element used for the primary side switching converter, a MOS-FET, an IGBT, or the like may be employed in addition to the bipolar transistor shown in each circuit diagram.
In each of the embodiments, the self-excited oscillation circuit is provided for the switching element Q1. However, for example, when the switching element Q1 is formed of a MOS-FET or an IGBT, the switching operation is performed by the separately excited oscillation circuit. It is good also as composition which makes it do.
[0084]
【The invention's effect】
As described above, in the present invention, in the switching power supply circuit as a composite resonance type converter in which the primary side is a voltage resonance type converter having a single-pole configuration, and the secondary side is a composite resonance type voltage resonance circuit combining a half-wave rectification type voltage resonance circuit, the secondary side has a half-wave rectification. By making the circuit, the gap of the core of the insulated converter transformer is zero, the coupling coefficient between the primary winding and the secondary winding is about 0.95, and the DC input voltage is obtained from the full-wave rectifier circuit. Like that. Thereby, the AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) can be improved.
That is, in the composite resonance type converter in which the primary side is a voltage resonance type converter and the secondary side is also combined with a voltage resonance circuit, the AC / DC power conversion efficiency can be improved as compared with the configuration in which a gap is provided in the insulating converter transformer PIT. As a result, input power can be reduced, and power can be saved.
[0085]
In addition, since no gap is formed in the insulating converter transformer, the step of polishing the core for forming the gap is omitted. Thereby, for example, the manufacturing process is simplified, and the cost of manufacturing the insulating converter transformer can be reduced.
[0086]
Further, since the primary winding and the secondary winding wound on the insulating converter transformer are tightly coupled as described above, the leakage magnetic flux from the insulating converter transformer is reduced. There is no need to provide a short ring. In this respect, the cost can be reduced and the size and weight of the circuit can be reduced.
Further, since a local temperature rise does not occur near the gap of the insulating converter transformer, the reliability of the power supply circuit is improved accordingly.
Further, since the gap of the insulating converter transformer is zero, a configuration using a pair of E-type ferrite cores and a pair of U-type ferrite cores is possible, and the degree of freedom in selecting the ferrite cores is increased, which is advantageous for design.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer using an E-type core according to an embodiment.
FIG. 3 is an explanatory diagram of a structural example of an insulating converter transformer using a U-shaped core according to the embodiment;
FIG. 4 is a waveform chart showing an operation of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 5 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and a change characteristic of a switching frequency fs of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 6 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency (ηAC / DC) and a change characteristic of a switching frequency fs of the power supply circuit according to the first embodiment.
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a second embodiment;
FIG. 8 is a waveform chart showing an operation of the power supply circuit according to the second embodiment.
FIG. 9 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) of the power supply circuit according to the second embodiment and a change characteristic of the ON period TON of the second switching element.
FIG. 10 is an explanatory diagram of AC / DC power conversion efficiency (ηAC → DC) of a power supply circuit according to a second embodiment and a change characteristic of an ON period TON of a second switching element.
FIG. 11 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a third embodiment;
FIG.
FIG. 14 is a waveform diagram illustrating an operation of the power supply circuit according to the third embodiment.
FIG. 13
AC / DC power conversion efficiency (η AC / DC) and auxiliary of power supply circuit of third embodiment
FIG. 5 is an explanatory diagram of a change characteristic of a conduction time TON ′ of a switching element.
FIG. 14
AC / DC power conversion efficiency (η AC / DC) and auxiliary of power supply circuit of third embodiment
FIG. 5 is an explanatory diagram of a change characteristic of a conduction time TON ′ of a switching element.
FIG.
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG.
FIG. 11 is a circuit diagram illustrating another configuration example of a switching power supply circuit as a prior art.
FIG.
Structure of the isolated converter transformer used in the power supply circuit shown in FIG. 15 or FIG.
It is sectional drawing which shows an example.
FIG.
FIG. 17 is a waveform chart showing an operation of the power supply circuit shown in FIG. 15 or FIG.
FIG.
AC → DC power with respect to load fluctuation for the power supply circuit shown in FIG. 15 or FIG.
It shows the conversion characteristics of the switching efficiency, the switching frequency and the on-period of the switching element.
FIG.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 control circuit, 2 active clamp circuit, Di bridge rectifier circuit, Ci smoothing capacitor, Q1 switching element, Q2 second switching element, Q3 auxiliary switching element, PIT isolation converter transformer, N1 primary winding, N2 secondary winding, Cr Primary side parallel resonance capacitor, C2 Secondary side parallel resonance capacitor, C3 Clamp capacitor

Claims (5)

交流入力に対して全波整流を行い、平滑コンデンサにより直流入力電圧を得る整流平滑手段と、
上記直流入力電圧を断続する第１のスイッチング素子を備えて成るスイッチング手段と、
発振回路を有し、この発振回路の発振出力により上記第１のスイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
磁脚にギャップを形成していないコアに対して一次巻線及び二次巻線を巻装し、上記一次巻線と二次巻線とが所要以上の結合係数による密結合の状態となるように形成され、上記一次巻線に得られる上記スイッチング手段の出力を上記二次巻線に対して伝送する絶縁コンバータトランスと、
上記絶縁コンバータトランスの一次巻線と一次側並列共振コンデンサとにより形成され、上記スイッチング手段の動作を電圧共振形とするように設けられる一次側並列共振回路と、
上記絶縁コンバータトランスの二次巻線に対して、二次側共振コンデンサを接続することで形成される二次側共振回路と、
上記二次側共振回路に得られる交番電圧を入力して半波整流動作を行うことで直流出力電圧を得るように構成される直流出力電圧生成手段と、
を備えていることを特徴とするスイッチング電源回路。Rectifying and smoothing means for performing full-wave rectification on the AC input and obtaining a DC input voltage with a smoothing capacitor;
Switching means comprising a first switching element for intermittently applying the DC input voltage;
A switching drive means for oscillating the first switching element with an oscillation output of the oscillation circuit;
A primary winding and a secondary winding are wound around a core in which no gap is formed in the magnetic leg, so that the primary winding and the secondary winding are in a tightly coupled state with a coupling coefficient larger than required. An insulating converter transformer that transmits the output of the switching means obtained to the primary winding to the secondary winding,
A primary-side parallel resonance circuit formed by a primary winding and a primary-side parallel resonance capacitor of the insulating converter transformer, and provided so that the operation of the switching means is of a voltage resonance type;
A secondary resonance circuit formed by connecting a secondary resonance capacitor to a secondary winding of the insulating converter transformer;
DC output voltage generation means configured to obtain a DC output voltage by inputting an alternating voltage obtained in the secondary side resonance circuit and performing a half-wave rectification operation,
A switching power supply circuit comprising: 上記直流出力電圧のレベルに応じて上記発振回路による発振周波数を制御し、上記第１のスイッチング素子のスイッチング周波数を可変制御することで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行うようにされる定電圧制御手段をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The constant frequency control of the DC output voltage is performed by controlling the oscillation frequency of the oscillation circuit according to the level of the DC output voltage and variably controlling the switching frequency of the first switching element. Further comprising a constant voltage control means,
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: さらに、上記二次側共振コンデンサに対して並列に、クランプコンデンサと第２のスイッチング素子とによる直列接続回路を備えて形成されるアクティブクランプ回路を備えると共に、
上記直流出力電圧に基づく直流制御信号を上記第２のスイッチング素子に印加して上記第２のスイッチング素子の導通角制御を行うことで、上記直流出力電圧についての定電圧制御を行う定電圧制御手段を備える、
ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。Furthermore, an active clamp circuit is formed in parallel with the secondary resonance capacitor, the active clamp circuit including a series connection circuit including a clamp capacitor and a second switching element.
Constant voltage control means for applying a DC control signal based on the DC output voltage to the second switching element to control the conduction angle of the second switching element, thereby performing constant voltage control on the DC output voltage. Comprising,
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線を巻き上げて形成された駆動巻線と、コンデンサとにより形成される駆動用共振回路と、
クランプコンデンサと補助スイッチング素子とによる直列接続回路を備え、上記駆動用共振回路によりスイッチング駆動されることで、上記スイッチング手段がオフとなる期間に上記一次側並列共振回路に発生する電圧をクランプするように構成されたアクティブクランプ手段を備える、
ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。Furthermore, a driving resonance circuit formed by winding up a primary winding of the insulating converter transformer, and a driving resonance circuit formed by a capacitor;
A series connection circuit including a clamp capacitor and an auxiliary switching element is provided, and the voltage is generated in the primary side parallel resonance circuit during a period in which the switching unit is turned off by being switched and driven by the driving resonance circuit. Comprising an active clamp means configured as
The switching power supply circuit according to claim 2, wherein: 上記絶縁コンバータトランスのコアは、一対のＥ型コアまたは一対のＵ型コアで形成されることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the core of the insulating converter transformer is formed of a pair of E-shaped cores or a pair of U-shaped cores.
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