JP2003535493A - 判定帰還型等化機能を備えたターボ復号器 - Google Patents

判定帰還型等化機能を備えたターボ復号器

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Abstract

(57)【要約】 復号器（１５０）は、ターボ符号化プロセスの各繰り返しにおいて、判定帰還型等化機能を実行することによって、符号間干渉を有するターボ符号化信号を等化する。各繰り返しプロセスにおいて、２つの反復型プロセッサ（ＤＥＣ１とＤＥＣ２）は、信号の情報ビット並びに符号化ビット用の軟出力値を計算する。硬出力値は、軟出力値から得られる。復号器の繰り返しループ（１６０）における判定帰還型等化器（１００）は、これらを用いる硬出力値を受信して符号間干渉に訂正を加える。その後、判定帰還信号は、その訂正信号を入力信号に加えて符号間干渉を最小限に抑える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 発明の分野 本発明は、一般的に通信システムに関し、特に、ターボ符号化通信システムの
受信機に用いられる復号器に関する。
【０００２】 発明の背景 畳み込み符号は、送信情報を誤りから保護するためにデジタル通信システムに
おいて用いられることが多い。このような通信システムには、直接拡散符号分割
多元接続（ＤＳ−ＣＤＭＡ）標準ＩＳ−９５や欧州移動体通信規格（ＧＳＭ）及
び次世代広帯域通信システムが含まれる。通常、これらのシステムでは、信号は
、送信用の発信符号ベクトルに畳み込みにより符号化される。受信機において、
当分野では既知のビタビ復号器等の実用的な軟出力復号器は、トレリス構造を用
いて、最大尤度基準に基づく送信信号ビットの最適検索を行なう。
【０００３】 最近では、従来の符号化手法よりも優れているターボ符号が開発されている。
一般的にターボ符号は、２つ以上の畳み込み符号とターボインターリーブから構
成される。ターボ復号方式は、反復性であり、又軟出力復号器を用いて個々の畳
み込み符号を復号化する。復号化手順の繰り返しによって近似的に最終結果に収
束する場合、１つの復号器の軟出力は、次の復号器に供給すなわち第１復号器に
フィードバックされる。通常、この軟出力復号器は、軟出力を決定するために前
方及び後方の反復を必要とするＭＡＰ（最大事後確率）復号器である。また、利
用可能なＭＡＰ導関数は、当分野では既知の対数ＭＡＰ、最大対数ＭＡＰ、軟出
力ビタビアルゴリズム（ＳＯＶＡ）、及び一定対数ＭＡＰアルゴリズムを含む。
【０００４】 ターボ符号方式は、通信が加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）チャネル上で行
なわれる場合、誤差の訂正に効率的に利用される。しかしながら、符号間干渉（
ＩＳＩ）が在る場合、ターボ復号方式の性能は低下する。従来技術による方法に
は、ＩＳＩを軽減するために等化器を含むものもある。しかしながら、これらの
手法は、非常に複雑であるため実現が実際不可能であったり、受信機に新たな遅
延を招いたりする。
【０００５】 ＩＳＩチャネルの歪みによる誤差を低減する復号器が必要であり、特に、ＩＳ
Ｉチャネルを等化して、如何なる遅延も新たに招くこと無く誤りを低減し得る改
善された復号器が必要である。また、回路や計算の複雑性を最小限に抑えられる
復号器を提供することも有益である。
【０００６】 好適な実施形態の詳細な説明 本発明は、ＩＳＩチャネル上で送信されるターボ符号化信号に対するターボ復
号方式の性能を改善するために、判定帰還式等化器（ＤＦＥ）が接続されたター
ボ復号器を提供する。更に、本発明は、ＤＦＥを含むことによる繰り返しループ
の大幅な複雑化を招くこと無くこの改善を実現する。
【０００７】 通常、畳み込み符号やターボ符号及び他の符号は、図１に示すものと同様なト
レリスとしてグラフで表されるが、ここでは、４つの状態で５区間のトレリスを
示す。便宜上、トレリス区間当りＭ個の状態、及びブロック又はフレーム当りＮ
個のトレリス区間を参照する。当分野では既知なように、最大事後確率復号器（
対数ＭＡＰ、ＭＡＰ、最大対数ＭＡＰ、一定対数ＭＡＰ等）は、軟出力を提供す
るために、このトレリスに関して、前方及び後方の一般的ビタビ反復すなわち軟
出力ビタビアルゴリズム（ＳＯＶＡ）を利用する。このＭＡＰ復号器は、１つの
符号ブロック又は符号フレームの受信信号全てに基づき、各情報ビットに対する
復号化ビット誤り確率を最小限に抑える。
【０００８】 符号化シーケンスのマルコフ特性（現在の状態が与えられた場合、前の状態は
、後の状態又は後の出力枝に影響を及ぼし得ない性質）によって、事後ビット確
率は、過去（現区間のトレリスの開始）、現在（現区間の枝メトリック）、及び
未来（現区間のトレリスの最後）に分割し得る。具体的には、ＭＡＰ復号器は、
現在の区間まで前方及び後方反復を実行し、ここで、過去及び未来の確率を現在
の枝メトリックと共に用いて出力判定を生成する。情報ビットに硬出力判定及び
軟出力判定を提供する原理は、当分野においては既知であり、説明された復号化
方法には幾つかの変形例がある。Ｃ．Ｂｅｒｒｏｕ、Ａ．Ｇｌａｖｉｅｕｘ及び
Ｐ．Ｔｈｉｔｉｍａｊｓｈｉｍａによる論文、表題“近似シャノン限界誤り訂正
符号化及び復号化方式：ターボ符号（１）”ＩＣＣ会報、１９９３年、１０６４
乃至１０７０頁、（Ｂｅｒｒｏｕアルゴリズム）で発表されたように、ターボ符
号用と見なされる殆どの軟入力・軟出力（ＳＩＳＯ）復号器は、従来技術による
ＭＡＰアルゴリズムに基づいている。
【０００９】 一般性を損なわず説明を簡単にするために、図２に示すデジタル等価ベースバ
ンド通信システムについて考えるが、ここで、情報シーケンスｂｋは、ターボ符
号化され、１又は−１の何れかであるチャネルシンボルｓｉにマッピングされ、
チャネルインターリーバπｃを通過し、最小位相ＩＳＩチャネル上で送信される
。受信機端において、受信信号ｙｉは歪みを受け、次のように表し得る。
【００１０】
【数１】 ここで、ｈｊはチャネルインパルス応答を表し、ＬはＩＳＩ長を示し、ｎｉは
ＡＷＧＮである。受信機が信号を復号化して元の情報ビットｂｋを得ようとする
場合、ＩＳＩとＡＷＧＮによる歪みによって、ビット誤りを生じる可能性が高く
なる。受信機においてターボ復号化方式のみを用いると、ＡＷＧＮによるビット
誤りを最小にできるが、ＩＳＩによるビット誤りを最小にするためには、更に何
か他のものが必要である。
【００１１】 図３は、１つのインターリーバと、反復性の体系的な畳み込み（ＲＳＣ）符号
であるがブロック符号でもあり得る２つの成分符号で構成される代表的なターボ
符号器を示す。ここで、一例として、２つのＲＳＣを並列に連結し、これらの間
にインターリーバπを有するターボ符号器のみを考慮する。しかしながら、本発
明は、２つ以上の成分符号を有するものや直列連結された畳み込み符号（ＳＣＣ
Ｃ）を有するもの等、他の形態のターボ符号に容易に適用し得る。ターボ符号器
の出力ｃｋは、情報ビットｂｋ及び２つの符号器からのパリティビットｐ１ｋ、
ｐ２ｋを多重化（連結）することによって生成される。オプションとして、パリ
ティビットは、当分野では既知のように、符号速度を大きくするために無くすこ
とができる。ここで特殊な場合として、ＲＳＣはパリティビット出力を１つだけ
有する。一般的に、ＲＳＣのパリティビット数は１つ以上でもよい。しかしなが
ら、本発明は、ＲＳＣのパリティビットが１つ以上である他の全ての場合に容易
に適用し得る。
【００１２】 ここで、ＩＳＩの影響を無視して、またｘｋとして示すＡＷＧＮ不正信号のみ
を考慮すると、図４は、インターリーバや逆インターリーバ及び復号器で構成さ
れる代表的なターボ符号器１５０を示す。外部情報Ｌｅ１ｋ、Ｌｅ２ｋ、インタ
ーリーバπ、逆インターリーバπ−１、及び復号器ＤＥＣ１とＤＥＣ２との間の
繰り返しプロセスに関するターボ復号器の手順は、従来技術のアルゴリズムに従
う。一般的に、入力信号は、チャネル逆インターリーブ処理を受け、又、デマル
チプレクサに供給され、情報ビットや符号化ビットに対応してそのサンプルが分
離される。ターボ復号器において復号器遅延がゼロであると仮定すると、第１復
号器（ＤＥＣ１）は、情報ビットに対するサンプル
【００１３】
【数２】 と、第１符号化ビットに対するサンプル
【００１４】
【数３】 と、事前情報（Ｌａｋ）とから軟出力を計算する。この軟出力は、第１復号器か
らの外部情報に対してＬｅ１ｋとして示される。第２復号器（ＤＥＣ２）には、
インターリーブ処理版のＬｅ１ｋ（ＤＥＣ２用の事前情報）、情報ビット用のイ
ンターリーブ処理されたサンプル
【００１５】
【数４】 及び第２符号化ビット用の
【００１６】
【数５】 が入力される。第２復号器は、第１復号器にフィードバックされるＬａｋを生成
するために逆インターリーブ処理される外部情報Ｌｅ２ｋを生成する。上記の反
復処理が、所定の回数だけ繰り返される。次に、元の情報ビットｂｋの推定値を
提供する軟出力（通常、対数尤度比（ＬＬＲ））が生成される。説明を簡単にす
るために、当分野では既知のように、復号器の最終出力が
【００１７】
【数６】 で示すｂｋに関する硬判定であるように、復号器内部にスライサを含む。 ＭＡＰアルゴリズムは、その受信シーケンスが与えられた場合、情報ビットに
対する誤りの確率を最小にし、又、その受信シーケンスが与えられた場合、情報
ビットが１又は０の何れかである確率も提供することが良く知られている。この
アルゴリズムは、各ビット位置（トレリス区間）に対する軟出力値を提供し、こ
こでは、ブロック内の現軟出力値に対する影響は、過去（前の軟入力値）、現在
の軟入力値、及び未来（後の軟入力値）に分割される。この復号器のアルゴリズ
ムは、各トレリス区間（段）用の最適軟出力に達するために、トレリス上の前方
及び後方の一般的なビタビ反復を必要とする。これらの事後確率、あるいはもっ
と一般的に言えば、確率の対数尤度比（ＬＬＲ）は、反復ターボ復号化のＳＩＳ
Ｏ復号ステップ間で生じる。各情報ビットに対するＬＬＲは、復号化シーケンス
（ｋ＝１乃至Ｎ）における全てのビットに対して、次の通りである。
【００１８】
【数７】 式（１）において、その受信シーケンスが与えられた場合、トレリスにおいて
、復号ビットが１（又は０）に等しくなる確率は、符号のマルコフ特性による項
の積で構成される。マルコフ特性は、現在値が与えられた場合、過去値及び未来
値は独立であることを示す。現受信サンプルがｕｋであり、ここで、ｕｋが一対
の
【００１９】
【数８】 を示す場合、現在値γｋ（ｎ、ｍ）は、時間ｋ−１での状態ｎから時間ｋでの状
態ｍへの遷移確率を表す。現在値は、枝メトリックの役割を果たす。過去値αｋ −１ （ｍ）は、受信シーケンス｛ｕ１、・・・、ｕｋ−１｝で時間ｋ−１におい
て状態ｍにある確率であり、未来値βｋ（ｍ）は、時間ｋにおいて状態ｍから受
信シーケンス｛ｕｋ＋１、・・・、ｕＮ｝を生成する確率である。確率αｋ（ｍ
）は、αｋ−１（ｍ）とγｋ（ｎ、ｍ）の関数として表され、前方反復と呼ばれ
る。
【００２０】
【数９】 ここで、Ｍは、状態数である。βｋ＋１（ｎ）とγｋ（ｎ、ｍ）から確率βｋ （ｎ）を計算するための逆方向すなわち後方反復は、以下の通りである。
【００２１】
【数１０】 式（１）の全事後確率は、１（又は０）である情報ビットに対応するトレリスＢ１ （Ｂ０）の全ての枝に渡り合計することによって計算される。
【００２２】 式（１）のＬＬＲは、前方及び後方反復の双方が時間ｋにおいて利用可能であ
ることが必要である。この要求事項を満足するための従来技術の方法は、逆方向
反復全体を計算し記憶することであり、そして、αｋ−１とβｋを用いて、ｋ＝
１からｋ＝Ｎのαｋ（ｍ）とＬ（ｂｋ）を反復的に計算することである。
【００２３】 上述の説明は、ＡＷＧＮには有効であるが、本発明において行なわれるＩＳＩ
の影響を考慮していない。ＩＳＩ歪み信号の場合、上述した様に
【００２４】
【数１１】 は、受信機への入力であり、本発明は、復号化で用いるための歪の無い信号ｘｊ を再度得るために歪みを等化しようとする。
【００２５】 図５は、受信ターボ符号化入力信号の復号化において符号間干渉等化を行なう
本発明に基づく判定帰還型等化機能（ＤＦＥ）を備えたターボ復号器を示す。こ
の復号器には、ターボ復号器１５０と等化帰還ループ１６０とが含まれる。この
ターボ復号器は、代表的な繰り返しループ構成で接続された２つの構成要素復号
器を含む。ターボ復号器は、入力信号の情報ビットと符号化ビットを復号し、入
力信号の情報ビットと符号化ビット用の軟出力値を計算する。通常、符号化ビッ
トは、除外し得る又は除外し得ないパリティビットであり、また、軟出力値は、
ＬＬＲ値である。反復更新値と軟出力値は、ＭＡＰアルゴリズムもしくはＭＡＰ
導関数の内の１つ（すなわち、対数ＭＡＰ、最大対数ＭＡＰ、一定対数ＭＡＰ等
）、又はＳＯＶＡもしくはビタビアルゴリズムを用いて計算される。好適には、
情報ビットや符号化ビットに対する硬判定値を提供するために、構成要素復号器
は、例えば、スライサ等を用いて修正される。
【００２６】 等化器の帰還ループは、ターボ復号器に接続され、図示したように、符号化ビ
ット及び情報ビット用の硬判定値をターボ復号器から受信するようになっている
。帰還ループには、符号間干渉訂正信号を計算するために、前フレームから導出
したチャネル特性の更新推定値と共に各信号に関する硬判定を入力する判定帰還
型等化器１００が含まれる。この判定帰還信号は、符号間干渉を最小限に抑える
ように、ターボ復号器１５０に入力される前に、この信号の次の入力に訂正を行
なう。
【００２７】 好適な実施形態において、等化器は、ターボ復号器の繰り返しループにおいて
実行され、等化器に加える値は、各ターボ復号反復において計算される。反復プ
ロセッサは、情報及び符号化ビットに対して計算されるＬＬＲ値を用いて、等化
器に加えられる硬判定を導出する。更に好適には、情報ビットのＬＬＲを計算す
るために用いるＬＬＲ係数（α、β、γ）は、符号化ビットのＬＬＲの計算で再
度使用され、これによって総計算工数が低減される。帰還型等化器は、符号化ビ
ット及び情報ビットの硬判定から構成される多重化及びインターリーブ処理され
た符号上で動作し、等化信号を提供するが、この等化信号は、引き続き入力信号
と加算され、ターボ復号器に供給される前に逆インターリーブ処理される。
【００２８】 本発明の１つの新規な側面は、ターボ復号器の繰り返しループにおいて実行さ
れる等化器を備えていることである。本発明の他の新規な側面は、情報ビットと
符号ビットの双方用のターボ復号器からの硬出力判定を等化器に提供することで
ある。更に新規な側面は、情報ビットや符号ビットに対して計算された過去値、
現在値及び未来値の情報を再使用することである。
【００２９】 ターボ復号器の入力は、歪みを受けた受信信号ｙｉであり、この信号から、チ
ャネル訂正信号
【００３０】
【数１２】
【００３１】
【数１３】 が与えられたＩＳＩチャネル出力の推定値）が減算され、所望のＡＧＷＮのみの
不正入力信号ｘｊを実質的に得る。本発明の利点は、ターボ復号器の性能がＩＳ
Ｉ動作の大幅な改善に役立つように、ＤＦＥ１００が、最初の反復の後、その復
号方式の各反復を含むことである。更に、このＤＦＥ１００は、ターボ復号器の
反復ループに在ることによって、より正確な帰還判定が提供される。
【００３２】 動作中、ＤＦＥ１００は、最初の反復計算で
【００３３】
【数１４】 かつ、ｘｉ＝ｙｉとなるように全ゼロ入力で初期化される。この入力値は、逆イ
ンターリーブ処理（πｃ −１）され、直列・並列変換において多重分離され、情
報ビットにサンプル
【００３４】
【数１５】 を又符号ビットに
【００３５】
【数１６】 及び
【００３６】
【数１７】 を与え、これらは、上述したように反復復号器に加えられる。最初の反復計算の
後、情報ビットと符号化（パリティ）ビット双方の硬判定は、次のようにターボ
復号器によって計算される。情報ビットのＬＬＲ値は、従来技術と同様に計算さ
れる。更に、符号化（パリティ）ビットのＬＬＲ値も計算される。本発明は、Ｌ
ＬＲ値に基づく硬判定が、ＤＦＥに供給され得るように符号化ビットのＬＬＲ値
を用いる。しかしながら、本発明では、情報ビットからのＬＬＲ計算で用いられ
たα、γ、βパラメータは、符号化ビットに対するＬＬＲ値の計算で利用される
ため、複雑さの増加は無視し得る程度となる。
【００３７】 ｕ＝｛ｕ１、・・・、ｕＮ｝が復号器入力である場合、Ｎをフレームの大きさ
、ｐｋを時間ｋにおけるパリティビットとすると、実測値ｕに基づくｐｋのＬＬ
Ｒ値は、次の通りである。
【００３８】
【数１８】 ｉ＝０、１の場合、次のようになる。
【００３９】
【数１９】 この総和は、符号化ビット出力がｐｋ＝ｉの状態で符号器トレリスの時間ｋに
おける状態ｎからｍへの全ての遷移に渡って行なわれる。上記と同様の導出を行
なうと、次の関係が得られる。
【００４０】
【数２０】 ここで、α、γ、βパラメータは、情報ビットに対して予め計算される。説明
を簡単にするために、符号ｕは、これら全パラメータにおいて省略した。従って
、符号化ビットに対するＬＬＲ値Ｌ（ｐｋ）が、総和が異なるグループの遷移に
渡り計算されることを除いて、情報ビットに対するＬＬＲ値Ｌ（ｂｋ）と同様に
得られる。
【００４１】 情報ビットやパリティビットの硬判定を
【００４２】
【数２１】
【００４３】
【数２２】 及び
【００４４】
【数２３】 としてそれぞれ示すが、これらは、以下の式によって決定される。
【００４５】
【数２４】 ここで、ｃｋは、ｂｋ又はｐｋの何れかを表す。普通のターボ復号器の出力は
、通常ＬＬＲであり、式（８）で規定するように硬判定を実行するためにスライ
サの追加が必要であることに留意されたい。しかしながら、説明を簡単にするた
めに、このようなスライサは、図５に示すターボ復号器内に含まれるため、硬判
定は、対応する構成要素復号器から直接送信される。次に、硬判定値
【００４６】
【数２５】
【数２６】 及び
【００４７】
【数２７】 は、多重化されて、チャネル符号に次の様にマッピングされる。
【００４８】
【数２８】 この推定符号
【００４９】
【数２９】 は、チャネルインターリーブ処理され、ＤＦＥに送られる。
【００５０】
【数３０】 によって、チャネルモデルと判定帰還シーケンス（図６にブロック形式で示す
）に基づき計算されるＤＦＥの出力
【００５１】
【数３１】 は、復号器の入力が
【００５２】
【数３２】 になるように、復号器の入力に加えられる。 復号器の入力ｘｉがｈ０ｓｉ＋ｎｉとなり、推定符号が正しい場合又はあらゆ
るｉに対して
【００５３】
【数３３】 が成立する場合、ＡＷＧＮのみの不正信号は、ｈ０によってその大きさが決定さ
れることは明らかである。実際、推定符号が全て正しいことはあり得ないが、タ
ーボ符号化利得が非常に大きいこと、及びＤＦＥが帰還ループで実行されるとい
う事実によって、符号誤りの確率は、繰り返しを続けるにつれてますます小さく
なる。従って、ＩＳＩは、繰り返し形態により大幅に抑制し得るが、この形態は
、ターボ復号化手順に基づき又結果的に新たな計算の労力を僅かしか必要としな
い。
【００５４】 実際、ＩＳＩチャネルは、時間につれて変化する場合がある。良好な性能を保
証するために、ＤＦＥは、この変化に追従し得るべきである。このＤＦＥ更新を
実施するための文献には多数の既存の方法がある。最も簡単ではあるが効率的な
ものは、次のように簡単に説明できるが、最小平均二乗（ＬＭＳ）誤差アルゴリ
ズムがある。ｈ（ｉ）＝（ｈ１（ｉ）、ｈ２（ｉ）、・・・、ｈＬ（ｉ））が、
時間ｉにおけるＤＦＥ係数を示し
【００５５】
【数３４】 が、時間ｉにおけるＤＦＥの分岐遅延回線のコンテンツを表すとすると、時間ｉ
＋１におけるＤＦＥ係数は、次の様になる。
【００５６】
【数３５】 ここで、Δは、適合ステップ幅であり、εは等化誤差を表す。詳細は、Ｊｏｈ
ｎ Ｇ．Ｐｒｏａｋｉｓ著“デジタル通信”ＭｃＧｒａｗ Ｈｉｌｌ社、第２版
を参照されたい。
【００５７】 図８は、本発明の判定帰還型等化機能によるターボ復号化を用いたシミュレー
ション結果を示す。右から１番目の曲線は、ＤＦＥではなくＩＳＩによるターボ
復号器の復号化信号のビット誤り率を示す。右から２番目の曲線は、ＩＳＩが同
じ状態で、ＤＦＥをターボ符号器と組み合わせた場合のビット誤り率を示す。右
から３番目の曲線は、チャネルがＩＳＩの無いＡＷＧＮチャネルのみであるが、
信号の大きさが係数ｈ０によって決定される時、ターボ復号器を用いる場合の基
準曲線である。
【００５８】 明らかなように、１０−４のＢＥＲにおいて、ＤＦＥを用いた本発明は、ＤＦ
Ｅ無しのターボ復号器に対して約０．８ｄｂ改善し、また、１０−５のＢＥＲレ
ベルにおいて、その差異は、更に大きく、約１．０ｄｂである。他方、ＤＦＥを
用いる曲線と基準曲線との間の差異は、１０−４のＢＥＲにおいて僅か０．４ｄ
ｂであり、また、１０−５のＢＥＲにおいて０．３５ｄｂである。更に、この等
化機能は、ターボ復号器の反復ループ内で適用されるため、新たな複雑さが最小
限の状態で実現される。
【００５９】 図７は、本発明に基づき、判定帰還型等化機能によるターボ復号方式を用いて
、符号間干渉のある受信ターボ符号化信号を復号化するための方法２００を表す
フローチャートを示す。この方法の第１ステップでは、繰り返しループに接続さ
れた２つの反復型プロセッサを有する（図５に示すような）ターボ復号器を提供
する。このターボ復号器は、入力信号の情報ビットと符号化ビットを復号化し、
入力信号の情報ビットと符号化ビット用の軟出力値を計算する。通常、符号化ビ
ットは、除外し得る又は除外し得ないパリティビットであり、また、軟出力値は
ＬＬＲ値である。好適には、反復更新値と軟出力値は、ＭＡＰアルゴリズムもし
くはＭＡＰ導関数の１つ（すなわち、対数ＭＡＰ、最大対数ＭＡＰ、一定対数Ｍ
ＡＰ等）、又はＳＯＶＡもしくはビタビアルゴリズムを用いて計算される。或る
初期化の後、次のステップ２０２には、ターボ復号器からの軟出力値に基づき硬
判定値を計算する段階が含まれる。好適には、ターボ復号器の反復型プロセッサ
は、符号化ビットと情報ビットの硬判定値を提供するために修正される。繰り返
しが完了したか確認した後、すなわち、所定回数の繰り返し（通常４乃至８回）
が実行されたか確認した後、オプションでよいが、次のステップ２０４には、硬
判定値から符号間干渉等化係数を更新し決定する段階が含まれる。次のステップ
２０６は、ＩＳＩ補償訂正信号を提供するために、その等化係数を多重化及びイ
ンターリーブ処理された硬判定値に加える段階である。次のステップ２０８は、
この加える段階からの訂正信号を用いて、入力信号の符号間干渉を等化し、ＩＳ
Ｉを最小限に抑えるためにこれを入力と組み合わせる段階である。好適な実施形
態において、方法２００のステップは、繰り返しループにおいて互いに同期して
起こるため新たな遅延を招くことが無く、このことは、本発明の処理上の利点で
ある。このことは、情報ビットに対して計算されたα、β、γを符号化ビット用
のＬＬＲの計算に用いることによって実現し得る。
【００６０】 ＩＳＩ等化機能を備えたターボ復号器の具体的な構成要素と機能を上に述べた
が、本発明の広い範囲内において当業者は、機能を減じたり追加したりして用い
ることが可能である。本発明は、添付の請求項によってのみ限定すべきものであ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 従来の技術分野では既知の畳み込み符号方式用のトレリス図。
【図２】 従来の技術分野では既知の符号化信号へのノイズと歪みの導入を
表す概略構成図。
【図３】 従来の技術分野では既知のターボ符号器の概略構成図。
【図４】 従来の技術分野では既知のターボ復号器の概略構成図。
【図５】 本発明に基づく等化機能を備えたターボ復号器の概略構成図。
【図６】 図５の判定帰還型等化器の概略構成図。
【図７】 本発明に基づく等化機能によるターボ符号化のための方法を示す
図。
【図８】 本発明により提供された改善点をグラフ表示した図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ，ＴＲ)，ＯＡ(ＢＦ ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ， ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，Ｇ Ｍ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ， ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ， ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，Ｂ Ｚ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ， ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，Ｊ Ｐ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，Ｒ Ｏ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ， ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 ツ、マン アメリカ合衆国 60031 イリノイ州 バ ーノン ヒルズ ダブリュ カマルゴ コ ート 317 Ｆターム(参考） 5B001 AA10 AC05 AD06 AE04 AE07 5J065 AA01 AA03 AB01 AC02 AD10 AE06 AF02 AG05 AG06 AH09 AH21 5K014 AA01 BA10 FA16 HA10 5K046 EE06 EE47

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信ターボ符号化信号の復号化において符号間干渉等化を行
    なう復号器であって、 繰り返しループにおいて接続された２つの反復プロセッサを備えるターボ復号
    器であって、前記信号の情報ビットと符号化ビットを復号化するための前記ター
    ボ復号器と、 前記ターボ復号器に接続され、また、前記ターボ復号器からの前記符号化ビッ
    ト及び情報ビット用の硬判定値を受信するようになっている等化器帰還ループで
    あって、前記等化器帰還ループには、前のフレームから導出され又更新されたチ
    ャネル特性に対する推定値と共に前記硬判定値を入力して符号間干渉訂正信号を
    計算する判定帰還等化器が含まれ、前記判定帰還信号は、前記ターボ復号器に入
    力される前に、前記符号間干渉を最小限に抑えるように前記信号の次の入力に対
    して訂正を加える前記等化器帰還ループと、 を備えることを特徴とする復号器。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の復号器であって、 前記等化器は、前記ターボ復号器の繰り返しループにおいて実行され、また、
    前記等化器に加えられる前記値は、各ターボ復号化の繰り返しにおいて計算され
    ることを特徴とする復号器。
  3. 【請求項３】 請求項１に記載の復号器であって、前記符号化ビットは、パ
    リティビットであることを特徴とする復号器。
  4. 【請求項４】 請求項１に記載の復号器であって、 前記反復プロセッサは、ＭＡＰ、ＭＡＰ導関数、ＳＯＶＡ、及びビタビアルゴ
    リズムから成る群の１つが含まれる復号化アルゴリズムを用いることを特徴とす
    る復号器。
  5. 【請求項５】 請求項１に記載の復号器であって、 前記反復プロセッサは、前記符号化ビット用に計算されたＬＬＲ値を用いて、
    前記等化器に加えられる硬判定値を導出することを特徴とする復号器。
  6. 【請求項６】 請求項５に記載の復号器であって、 前記情報ビット用のＬＬＲ係数は、前記ＬＬＲの計算において前記対応する符
    号化ビットに用いられることを特徴とする復号器。
  7. 【請求項７】 受信ターボ符号化信号に符号間干渉等化を行なう復号器であ
    って、 繰り返しループにおいて接続された２つの反復プロセッサを備えるターボ復号
    器であって、前記信号の情報ビットと符号化ビットを復号化するための前記ター
    ボ復号器と、 前記ターボ復号器に接続され、また、各ターボ復号化の繰り返しにおいて計算
    された前記符号化ビット及び情報ビット用の硬判定値を前記ターボ復号器から受
    信するようになっている繰り返し等化器帰還ループであって、前記帰還ループに
    は、前のフレームから導出され又更新されたチャネル特性に対する推定値と共に
    前記硬判定値を入力して符号間干渉訂正信号を計算する判定帰還等化器が含まれ
    、前記判定帰還信号は、前記符号間干渉を最小限に抑えるように、前記ターボ復
    号器に入力される前に前記信号の次の入力に対して訂正を加える前記繰り返し等
    化器帰還ループと、 を備えることを特徴とする復号器。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の復号器であって、前記符号化ビットは、パ
    リティビットであることを特徴とする復号器。
  9. 【請求項９】 請求項１に記載の復号器であって、 前記反復プロセッサは、ＭＡＰ、ＭＡＰ導関数、ＳＯＶＡ、及びビタビアルゴ
    リズムから成る群の１つが含まれる復号化アルゴリズムを用いることを特徴とす
    る復号器。
  10. 【請求項１０】 請求項１に記載の復号器であって、 前記反復プロセッサは、前記符号化ビット用に計算されたＬＬＲ値を用いて、
    前記等化器に加えられる硬判定値を導出することを特徴とする復号器。
  11. 【請求項１１】 請求項１０に記載の復号器であって、 前記情報ビット用のＬＬＲ係数は、前記ＬＬＲの計算において前記対応する符
    号化ビットに用いられることを特徴とする復号器。
  12. 【請求項１２】 請求項１に記載の復号器であって、 前記帰還の前記等化器は、前記符号化ビットと情報ビットとの前記硬判定から
    構成された多重化及びインターリーブ処理された符号上で動作して等化信号を提
    供し、前記等化信号は、その後、前記入力信号と加算され、又前記ターボ復号器
    に加えられる前に逆インターリーブ処理されることを特徴とする復号器。
  13. 【請求項１３】 判定帰還等化機能を用いて、受信ターボ符号化信号の符号
    間干渉の等化を行なうための方法であって、 繰り返しループにおいて接続された２つの反復プロセッサを備えるターボ復号
    器であって、前記信号の情報ビットと符号化ビットを復号化し、また、前記信号
    の情報ビットと符号化ビット用の軟出力値を計算するための前記ターボ復号器を
    提供する段階と、 前記ターボ復号器からの前記軟出力値用の硬判定値を計算する段階と、 前記硬判定値から符号間干渉等化係数を決定し更新する段階と、 多重化及びインターリーブ処理された硬判定値に前記等化係数を適用して、訂
    正信号を提供する段階と、 前記適用する段階からの前記訂正信号を用いて、前記入力信号の前記符号間干
    渉を等化する段階と、 を備えることを特徴とする方法。
  14. 【請求項１４】 請求項１３に記載の方法であって、前記段階は、繰り返し
    ループにおいて同期して起こることを特徴とする方法。
  15. 【請求項１５】 請求項１３に記載の方法であって、前記提供する段階の前
    記符号化ビットは、パリティビットであることを特徴とする方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１３に記載の方法であって、 前記提供する段階には、ＭＡＰ、ＭＡＰ導関数、ＳＯＶＡ、及びビタビアルゴ
    リズムから成る群の１つを用いて、情報を復号化する段階が含まれることを特徴
    とする方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１３に記載の方法であって、 前記提供する段階には、前記符号化ビット用のＬＬＲ値を計算する段階が含ま
    れることを特徴とする方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１７に記載の方法であって、 前記提供する段階には、前記情報ビット用のＬＬＲ値を計算し、また、前記情
    報ビット用に計算されたそれらのＬＬＲ係数を用いて、前記符号化ビット用のＬ
    ＬＲ値を計算する段階が含まれることを特徴とする方法。
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