JP2003524765A - パルス幅変調された増幅器における電流を測定するための改善された動的応答を持つ回路 - Google Patents

パルス幅変調された増幅器における電流を測定するための改善された動的応答を持つ回路

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JP2003524765A
JP2003524765A JP2000585680A JP2000585680A JP2003524765A JP 2003524765 A JP2003524765 A JP 2003524765A JP 2000585680 A JP2000585680 A JP 2000585680A JP 2000585680 A JP2000585680 A JP 2000585680A JP 2003524765 A JP2003524765 A JP 2003524765A
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ウェゲル,クレイグ・アール
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エムティエス・システムズ・コーポレーション
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Abstract

(57)【要約】 パルス幅変調(PWM)制御信号(VG1、VG2)に応答してPWM回路(20)によって駆動される負荷(10)を貫流している電流を測定する回路(30)である。該回路は一次(44、46)及び二次(48)巻き線を有するトランスフォーマ(40)を含み、一次巻き線は負荷に接続されている。二次巻き線に相殺電流を供給し、負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供するために電流相殺回路(35)が二次巻き線に結合されている。電流相殺回路出力に結合されたインバータ(72)が反転された電流相殺回路出力を提供する。第1及び第2のスイッチ(U3、U4)が電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とのうちの1つを、静的及び動的の双方の負荷電流状態の間負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供する負荷電流出力(VO)に選択的に結合する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】 (発明の背景) 本特許出願は、1998年11月30日出願され、「動的応答性が改善された
Dクラスの増幅器における電流を測定する回路(CIRCUIT FOR ME
ASURING CURRECT IN CLASS−D AMPLIFIER
S WITH IMPROVED DYNAMIC RESPONSE)」とい
う発明の名称の米国仮出願番号第60/110,295号の利益を請求している
【0002】 本発明は、特にパルス幅変調(PWM)回路の文脈において、電流測定の分野
に関する。特に、本発明は、静的及び動的状態の双方の下での測定回路と負荷と
の間の直流電気遮断(galvanic isolation)を維持しながら
負荷を貫流する電流を正確に測定する回路に関する。
【0003】 PWM回路の例が、米国特許第5,070,292号、同第5,981,40
9号、同第5,379,209号及び同第5,365,422号に示されている
。これらの特許の開示は、参考のために本明細書に組み込んでいる。これらの特
許は、電源を負荷に選択的に接続する電子スイッチを制御するために一連のパル
スが使用される回路の例を提供している。負荷は、電動モータ、あるいは磁界を
発生させるために使用するコイル、あるいはその他の何らかの負荷でよい。
【0004】 前述の特許に記載のタイプのPWM回路においては、過電流保護のために、あ
るいは負荷において測定した電流に基づいて別の回路を制御するために、あるい
はその他の理由で負荷を貫流する電流をモニタする必要がよくある。負荷電流を
直接測定することは、モニタされている回路中へインダクタンスあるいは抵抗を
挿入する必要があるため望ましくない。電流測定技術は、直流電気遮断を保持す
る、すなわち負荷と測定回路との間で直接電流が確実に流れないようにすること
が好ましい。
【0005】 しかしながら、従来技術においては、直流電気遮断を保ちながら、PWM回路
において負荷電流を測定する技術は少なかった。負荷はトランスフォーマを介し
て電流測定のために従来の回路に結合可能であるが、トランスフォーマのコアに
磁束が貯まるとトランスフォーマの非直線性を強め、最終測定を不正確にする。
この問題に対する解決方法は、コアの飽和が発生する傾向が少なく、従ってトラ
ンスフォーマの応答性が比較的直線性である範囲をより大きくするより大きなト
ランスフォーマを使用することである。しかしながら、より大きなトランスフォ
ーマを使用することは、より大きなスペースを要する不利益があり、また不当に
高価につく。
【0006】 ある電流測定回路においては、検出された負荷電流がPWM制御信号に応答し
て変化している間の時間、電流測定回路の出力は所望の精度レベルで実際の負荷
電流を表していない可能性がある。例えば、ある電流測定回路において、負荷電
流を指示する出力は、負荷電流の変動率に比例した量だけ誤差をもたらしうる。
本発明は、静的及び動的状態の双方の下でPWM回路において負荷電流の正確な
測定を提供する。
【0007】 (発明の概要) 本発明によると、PWM制御信号に応答してパルス幅変調(PWM)回路によ
って駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路は、一次及び二次巻き線を有
するトランスフォーマを含み、該一次巻き線は負荷に接続されている。二次巻き
線に結合されている電流相殺回路は、二次巻き線に相殺電流を供給し、且つ負荷
を通る電流のレベルを指示する出力を提供するよう適合されている。電流相殺回
路に結合されたインバータは、反転された相殺回路出力を提供する。第1及び第
2のスイッチは、電流相殺回路出力及び反転された電流相殺回路出力のうちの1
つを、静的及び動的電流状態の双方の間負荷を通る電流のレベルを指示する出力
を提供する負荷電流出力に選択的に結合する。
【0008】 (好適な実施形態の詳細な説明) 本発明は、静的及び動的な状態の双方の下でPWM回路において検出された負
荷電流を連続的にモニタする回路を含む。静的及び動的状態の双方の下で検出さ
れた負荷電流を連続してモニタする手段を提供することによって、実際の負荷電
流をより正確に表示することができる。図1の左側部分は、Hブリッジ・トーテ
ムを介して負荷10に電流を供給するパルス幅変調(PWM)回路20の部分を
示す。Hブリッジ・トーテムはスイッチQ1及びQ2を含み、当該技術分野で既
知であり、前述した特許において説明するように追加のトーテムを含みうる。図
において+Vとして表示されている電源電圧は、示されているようにQ1のドレ
ーンとQ2のソースとの間に印加される。電源の「接地」は、一般に図1の右側
における測定回路30の「接地」とは相違する。従って、これらの二つの「接地
」は異なる記号によって表示されている。
【0009】 スイッチQ1は、スイッチQ1のゲートに印加された電圧VG1によって制御
される。同様に、スイッチQ2は、スイッチQ2のゲートに印加された電圧VG
2によって制御される。VG1及びVG2の双方は、従来の要領で導出されるP
WM制御信号であることが好ましい。
【0010】 トランスフォーマ40はPWM回路20と測定回路30との間に接続されてい
る。トランスフォーマを通過する点線42は、これらの2個の回路の間の遮断さ
れた境界を表す。図1に示すように、トランスフォーマの一次巻き線は、PWM
回路及び負荷に接続されている。二次巻き線は2個ある、すなわちスイッチQ1
と負荷との間に接続された巻き線44とスイッチQ2と負荷との間に接続された
巻き線46である。一次巻き線44及び46の近傍の点は、二次巻き線における
電流が双極性、すなわちPWMサイクルの第1の半分に対しては正であり、第2
の半分に対しては負である。
【0011】 電流測定回路30は、抵抗R1と、増幅器A1と、抵抗R2とを含む第1の磁
束相殺回路35を含む。抵抗R1は、比較的小さい値を有し、増幅器A1の帯域
より高い高周波成分のための電流通路を提供し、そしてトランスフォーマ40の
二次巻き線48に跨る低いインピーダンスを保持する。増幅器A1は、R1に跨
るゼロ電圧を保とうとするR2に跨る電圧を発生させる。増幅器A1の出力はト
ランスフォーマの二次巻き線における電流を表す。特に、A1の出力における電
圧の大きさが、負荷10を通って流れる電流の大きさを表す。電圧の位相が、負
荷を通って流れる電流の極性を表す。ここで使用する「位相」という用語は、長
方形のパルスの位相を意味する。もしも負荷を通して一方の方向に電流が流れて
いるとすれば、パルスは正に行き、次いで負に行き、一方もしも電流が反対方向
に流れるとすれば、パルスは負に行き、次いで正に行く。
【0012】 増幅器A1は、二次巻き線における電流を相殺しようとする電圧を二次巻き線
48に跨って印加するので、トランスフォーマのコアにおける磁束はゼロ近くに
なろうとする。しかしながら、二次巻き線48において対向する電流を発生させ
るために使用される増幅器A1によって発生した信号には常に有限量のエラーが
あるので、トランスフォーマのコアにおける磁束は完全には相殺されない。更に
、PWMサイクルの第1の半分がPWMサイクルの第2の半分のそれとは相違す
る持続時間を有する場合、トランスフォーマの一次巻き線を通して流れる信号に
おけるDC成分が存在する。完全な磁束相殺が欠如するとトランスフォーマのコ
アにおいて「磁束クリーページ」が発生する。磁束はファラデイの法則によって
示されるようにトランスフォーマの全ての位相に亘って誘導された電圧の総和の
時間に対する積分であるので、すなわち、換言すると、トランスフォーマの全て
の位相に亘るボルト−秒の平均値が非ゼロであるので、磁束は正味電圧の極性に
応じて増減し、ボルト−秒の値に不均衡がある限り増減し続ける。後者の問題は
、以下に説明する磁束を相殺する別の機構によって解決される。
【0013】 第2の磁束相殺機構は、増幅器A1の出力において電圧信号のピーク・エクス
カーションをモニタするための2個の同一のピーク検出回路50及び52を含む
。代表的実施形態において、回路50はスイッチU1と、抵抗R3と、コンデン
サC1と、増幅器A2とを含む。この代表的実施形態において、第2の回路52
は、スイッチU2と、抵抗R4と、コンデンサC2と、増幅器A3とを含む。構
成要素U1は信号Aによって制御される電子スイッチである。構成要素U2は信
号Bによって制御される電子スイッチである。信号A及びBは、PWM回路20
を駆動するために使用されるPWM信号VG1及びVG2から導出される。
【0014】 第1の実施形態において、信号AはVG1と同じでよく、信号BはVG2すな
わち、負荷に電流を供給するPWM回路20におけるスイッチを駆動する信号と
同じでよい。しかしながら、ある実施形態において、1マイクロ秒程度の信号V
G1及びVG2に対する小さい時間の遅れをスイッチ制御信号A及びBに対して
導入することが好ましい。このように、信号Aは約1マイクロ秒だけ遅延された
信号VG1でよく、信号Bは同じ量だけ遅延された信号VG2でよい。時間の遅
れの理由はスイッチQ1とQ2とが制御信号VG1及びVG2の状態の変化に続
いて、開閉に有限の時間を必要とするためである。ピーク検出回路50及び52
は、もしもスイッチU1及びU2が対応する主スイッチ(Q1またはQ2)が完
全に閉鎖した後閉鎖するとすれば、より正確に作動する。また、ある実施形態に
おいては、信号A及びBは信号VG1及びVG2より狭く且つピークをより正確
に捕捉するようこれらのパルス内で概ね中心にあるパルス幅を有している。
【0015】 時間遅延は、例えばR−C回路を使用するというように従来の手段によって実
行可能である。それはまた、個別のロジック、あるいは所定の時間間隔を通して
カウントし且つ所定のカウントに達すると適切なスイッチを閉鎖するマイクロプ
ロセッサ(あるいはその均等物)によっても実行可能である。更に別の実施形態
においては、信号A及びBは、ピーク検出回路50及び52が負荷を通る電流の
長方形のパルスの概ね中心においてピークを捕捉するように信号VG1及びVG
2から導出される。当該技術分野の専門家にはピーク検出器50及び52を駆動
するために使用される信号A及びBを発生するためにその他のタイミング・スキ
ームを使用しうることが認識される。
【0016】 ピーク検出回路50は以下の通り作動する。スイッチU1が閉成されると、コ
ンデンサC1は増幅器A1の出力において現れる電圧のレベルまで充電される。
コンデンサC1の値は、PWMパルスの平均時間よりもはるかに長い期間充電状
態を保持しうるに十分高いものである。このように、コンデンサC1は、それに
印加される最後の電圧を「記憶」している。増幅器A2は、バッファとして作動
し、コンデンサC1を放電させることなく、(以下説明する)次の段階を駆動で
きるようにする。ピーク検出回路52は同様の要領で作動する。
【0017】 信号A及びBの導出の態様のために、2個のピーク検出回路は、正及び負の方
向に増幅器A1の出力において電圧のピーク・エクスカーションを測定する。ピ
ーク検出回路は、それらが基本的なPWM回路20を制御する信号VG1及びV
G2の導出によって制御されるという事実のため正確にピークを検出する。
【0018】 磁束均衡エラー回路60は、増幅器A5と、抵抗R5及びR6と、インピーダ
ンスZ1とを含む。もしもインピーダンスZ1がコンデンサであるとすれば、こ
の回路は、ピーク検出器50及び52の増幅器A2及びA3によって発生された
信号の総和を積算する。もしもインピーダンスZ1が抵抗であるとすれば、この
回路は、増幅器A2及びA3によって発生された信号の総和を増幅する。増幅器
A2及びA3の出力は、通常反対の極性であるので、もしもデューティ・サイク
ルがスイッチQ1及びQ2が同じ時間量の間開成され及び閉成されるとすれば、
トランスフォーマのコアにおいては何ら正味の磁束の発生はない。この場合、増
幅器A2及びA3の出力が等しく、且つ反対方向であり、増幅器A5の出力はゼ
ロとなる。デューティ・サイクルが前述の状態から変動する程度までは、増幅器
A5の出力は、非ゼロであり、そしてトランスフォーマのDC成分から発生する
磁束の何らかの不均衡を表す。この出力は、コアにおける平均の磁束密度を保つ
ようDC成分を相殺するよう増幅器A1にフィードバックされる。実際に、増幅
器A5は、(Q1に隣接した)一次巻き線44と(Q2に隣接した)二次巻き線
46との間のボルト−秒の値の不均衡を検出し、そしてこの不均衡を相殺しよう
とするフィードバックを提供する。
【0019】 トランスフォーマのコアにおける磁束をゼロに保つことには数種の利点がある
。トランスフォーマは、一次巻き線における電流と二次巻き線において誘導され
た電流との間には非線形的な関係を示し、この非線形性は、トランスフォーマが
飽和状態に近づくと高レベルの磁束において特に顕著となる。更に、これらの非
線形性は温度によって左右される。磁束レベルをゼロ近くに保つことによってそ
のような問題を回避するか、あるいは最小化する。磁束をゼロあるいはゼロ近く
に保つことはまた、比較的高い線形性を達成するのに比較的小さいトランスフォ
ーマの使用を可能にし、そのため回路のコストや、回路の重量及び回路が占める
スペースを低減するという利点を有している。
【0020】 負荷10における電流をモニタするために、測定回路30はまた、負荷10を
貫流する電流に比例する出力信号VOを提供するよう適合された回路70を含む
。回路70は、抵抗R7及びR8、増幅器A4、及びスイッチU3及びU4を含
む。増幅器A4と抵抗R7及びR8とは、インバータ回路72を形成するように
構成されている。ある実施形態において、抵抗R7及びR8は、増幅器A1の出
力の反転した1の利得を提供するように同一の値を有している。このように、回
路72は、スイッチU3に対して反転された検出された電流信号を提供し、一方
スイッチU4は、増幅器A1の電圧出力として提供された非反転の検出された電
流信号に直接接続されている。信号C及びDによって制御されて、スイッチU3
及びU4は、検出された電流電圧信号、及び反転された検出された電流電圧信号
をリーザバ・コンデンサC4に交互に接続する。ある実施形態においては、リザ
ーバ・コンデンサC4は、高周波数フィルタコンデンサである。制御信号C及び
Dは、一実施形態においては、僅かな遅延を加えてそれぞれ信号VG1及びVG
2を制御するよう均等とされている。一実施形態においては、ピーク検出器50
及び52の制御信号A及びBが、VG1及びVG2のパルス幅よりかなり短いパ
ルス幅を有しているが、制御信号C及びDは、VG1及びVG2と概ね均等であ
るパルス幅を有している。この結果、検出された負荷電流信号VOが静的及び動
的の双方の負荷電流状態の間実際の負荷電流を正確に表示することができる。
【0021】 本発明を特定実施形態に関して説明してきたが、本発明は開示された範囲内に
おいてその他の方法によっても修正可能である。増幅器やスイッチの特定の形式
も変更可能である。本発明はまた各種の回路における負荷電流を測定するために
使用可能であり、必ずしもH型ブリッジ・トーテムとの使用に限定されない。当
該技術分野の専門家に対して明白であるそのような修正やその他の修正も特許請
求の範囲の趣旨と範囲内に入るものと考えるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明による電流測定回路の概略線図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 EP(AT,BE,CH,CY, DE,DK,ES,FI,FR,GB,GR,IE,I T,LU,MC,NL,PT,SE),DE,GB,J P

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 パルス幅変調(PWM)制御信号に応答してパルス幅(PW
    M)回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路において、 一次巻き線と二次巻き線とを有し、一次巻き線が負荷に接続されているトラン
    スフォーマと、 二次巻き線に結合され且つ二次巻き線に相殺電流を供給するよう適合された電
    流相殺回路であって、負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供する電流相
    殺回路と、 前記負荷を通る電流のレベルを指示する負荷電流出力と、 前記電流相殺回路の出力に結合され、且つ反転された電流相殺回路出力を提供
    するインバータと、 PWM制御信号の関数として発生した第1の信号に応答して電流相殺回路出力
    を負荷電流出力に選択的に結合する第1のスイッチと、 PWM制御信号の関数として発生した第2の信号に応答して前記の反転した電
    流相殺回路出力を負荷電流出力に選択的に結合する第2のスイッチと を備える回路。
  2. 【請求項2】 前記第1及び第2の信号がPWM制御信号を遅延させること
    によって発生される請求項1に記載の回路。
  3. 【請求項3】 前記第1及び第2の信号が概ね均等なパルス幅を有している
    請求項2に記載の測定回路。
  4. 【請求項4】 前記第1及び第2の信号のパルス幅がまた、PWM制御信号
    のパルス幅と概ね均等である請求項3に記載の回路。
  5. 【請求項5】 前記第1及び第2の信号が、前記電流相殺回路の出力と反転
    された電流相殺回路出力とのうちの1つを負荷電流出力に交互に接続するよう前
    記の第1と第2のスイッチを制御する請求項1に記載の回路。
  6. 【請求項6】 前記電流相殺回路が、 二次巻き線に跨って並列に結合された第1の抵抗と、 前記二次巻き線と前記第1の抵抗とに結合された非反転入力を有する第1の増
    幅器と、 非反転入力と第1の増幅器の出力との間に結合された第2の抵抗とを備え、 前記電流相殺回路出力が前記第1の増幅器の出力において提供される、請求項
    1に記載の回路。
  7. 【請求項7】 前記電流相殺回路出力に結合され、且つ前記電流相殺回路出
    力の最大の正の電圧と、最大の負の電圧とを決定するよう適合されたピーク検出
    回路と、 前記ピーク検出回路に結合され、且つ最大の正の電圧と最大の負の電圧との関
    数としてフィードバック信号を電流相殺回路に与える磁束均衡回路とを更に備え
    、 前記の電流相殺回路が更にフィードバック信号の関数として相殺電流を提供す
    るよう適合されている、請求項6に記載の回路。
  8. 【請求項8】 前記ピーク検出回路が、 前記電流相殺回路出力の最大の正の電圧を出力として提供するように構成され
    た第2の増幅器と、 電流相殺回路出力を第2の増幅器の入力に選択的に結合する第3のスイッチと
    、 電流相殺回路出力の最大の負の電圧を出力として提供するように構成された第
    3の増幅器と、 電流相殺回路出力を第3の増幅器の入力に選択的に結合する第4のスイッチと
    を備える請求項7に記載の回路。
  9. 【請求項9】 前記第3及び第4のスイッチがPWM制御信号の関数として
    発生された第3と第4の信号とによって制御される請求項8に記載の回路。
  10. 【請求項10】 前記第3及び第4の信号が概ね均等なパルス幅を有してい
    る請求項9に記載の回路。
  11. 【請求項11】 前記第3及び第4の信号のパルス幅がPWM制御信号のパ
    ルス幅より実質的に短い請求項10に記載の回路。
  12. 【請求項12】 前記磁束均衡回路が最大の正の電圧と最大の負の電圧との
    総和を積算し、総和の積算の関数としてフィードバック信号を提供するように構
    成された積算回路を含む請求項7に記載の回路。
  13. 【請求項13】 パルス幅変調(PWM)制御信号に応答してパルス幅変調
    (PWM)回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する方法において
    、 電流相殺回路を用いて相殺電流を発生し、且つ当該相殺電流をトランスフォー
    マの二次巻き線に供給するステップであって、前記トランスフォーマの一次巻き
    線が負荷に結合されている、前記供給するステップと、 前記負荷を通る電流のレベルを指示する電流相殺回路出力を発生するステップ
    と、 インバータを用いて電流相殺回路出力を反転させ、当該反転された電流相殺回
    路出力を提供するステップと、 電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とを負荷電流出力に選択的且
    つ交互に結合して、負荷を通る電流のレベルを指示する負荷電流出力信号を提供
    するステップとを 備える方法。
  14. 【請求項14】 電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とを負荷
    電流出力に選択的且つ交互に結合する前記のステップが更に、PWM制御信号の
    関数として発生された第1及び第2の信号に応答して、負荷電流出力に電流相殺
    回路出力と反転された電流相殺回路出力とをそれぞれ結合する第1及び第2のス
    イッチを制御するステップを備える請求項13に記載の方法。
  15. 【請求項15】 前記第1及び第2の信号が、PWM制御信号を遅延させる
    ことによって発生される請求項14に記載の方法。
  16. 【請求項16】 前記第1及び第2の信号が概ね均等なパルス幅を有する請
    求項15に記載の方法。
  17. 【請求項17】 前記第1及び第2の信号のパルス幅がまた、PWM制御信
    号のパルス幅と概ね均等である請求項16に記載の方法。
  18. 【請求項18】 パルス幅変調(PWM)制御信号に応答してパルス幅変調
    (PWM)回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路において
    、 負荷から直流電気遮断を与えるため一次及び二次巻き線を有し、且つ当該一次
    巻き線が前記負荷に接続されているトランスフォーマ手段と、 二次巻き線に相殺電流を供給する電流相殺手段であって、前記負荷を通る電流
    のレベルを指示する出力を提供する電流相殺手段と、 前記負荷を通る電流のレベルを指示する出力信号を提供する負荷電流出力手段
    と、 反転された電流相殺手段の出力を提供するインバータ手段と、 PWM制御信号の関数として発生された第1及び第2の信号に応答して電流相
    殺手段の出力と反転された電流相殺手段の出力とを負荷電流出力手段に選択的且
    つ交互に結合するスイッチ手段と を備える回路。
JP2000585680A 1998-11-30 1999-11-19 パルス幅変調された増幅器における電流を測定するための改善された動的応答を持つ回路 Pending JP2003524765A (ja)

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