JP2003524765A

JP2003524765A - パルス幅変調された増幅器における電流を測定するための改善された動的応答を持つ回路

Info

Publication number: JP2003524765A
Application number: JP2000585680A
Authority: JP
Inventors: ウェゲル，クレイグ・アール
Original assignee: エムティエス・システムズ・コーポレーション
Priority date: 1998-11-30
Filing date: 1999-11-19
Publication date: 2003-08-19
Also published as: WO2000033095A1; EP1171776A1; US6320370B1; EP1171776A4

Abstract

(57)【要約】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号（ＶＧ１、ＶＧ２）に応答してＰＷＭ回路（２０）によって駆動される負荷（１０）を貫流している電流を測定する回路（３０）である。該回路は一次（４４、４６）及び二次（４８）巻き線を有するトランスフォーマ（４０）を含み、一次巻き線は負荷に接続されている。二次巻き線に相殺電流を供給し、負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供するために電流相殺回路（３５）が二次巻き線に結合されている。電流相殺回路出力に結合されたインバータ（７２）が反転された電流相殺回路出力を提供する。第１及び第２のスイッチ（Ｕ３、Ｕ４）が電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とのうちの１つを、静的及び動的の双方の負荷電流状態の間負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供する負荷電流出力（ＶＯ）に選択的に結合する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の背景）本特許出願は、１９９８年１１月３０日出願され、「動的応答性が改善された
Ｄクラスの増幅器における電流を測定する回路（ＣＩＲＣＵＩＴＦＯＲＭＥ
ＡＳＵＲＩＮＧＣＵＲＲＥＣＴＩＮＣＬＡＳＳ−ＤＡＭＰＬＩＦＩＥＲ
ＳＷＩＴＨＩＭＰＲＯＶＥＤＤＹＮＡＭＩＣＲＥＳＰＯＮＳＥ）」とい
う発明の名称の米国仮出願番号第６０／１１０，２９５号の利益を請求している
。

【０００２】本発明は、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）回路の文脈において、電流測定の分野
に関する。特に、本発明は、静的及び動的状態の双方の下での測定回路と負荷と
の間の直流電気遮断（ｇａｌｖａｎｉｃｉｓｏｌａｔｉｏｎ）を維持しながら
負荷を貫流する電流を正確に測定する回路に関する。

【０００３】ＰＷＭ回路の例が、米国特許第５，０７０，２９２号、同第５，９８１，４０
９号、同第５，３７９，２０９号及び同第５，３６５，４２２号に示されている
。これらの特許の開示は、参考のために本明細書に組み込んでいる。これらの特
許は、電源を負荷に選択的に接続する電子スイッチを制御するために一連のパル
スが使用される回路の例を提供している。負荷は、電動モータ、あるいは磁界を
発生させるために使用するコイル、あるいはその他の何らかの負荷でよい。

【０００４】前述の特許に記載のタイプのＰＷＭ回路においては、過電流保護のために、あ
るいは負荷において測定した電流に基づいて別の回路を制御するために、あるい
はその他の理由で負荷を貫流する電流をモニタする必要がよくある。負荷電流を
直接測定することは、モニタされている回路中へインダクタンスあるいは抵抗を
挿入する必要があるため望ましくない。電流測定技術は、直流電気遮断を保持す
る、すなわち負荷と測定回路との間で直接電流が確実に流れないようにすること
が好ましい。

【０００５】しかしながら、従来技術においては、直流電気遮断を保ちながら、ＰＷＭ回路
において負荷電流を測定する技術は少なかった。負荷はトランスフォーマを介し
て電流測定のために従来の回路に結合可能であるが、トランスフォーマのコアに
磁束が貯まるとトランスフォーマの非直線性を強め、最終測定を不正確にする。
この問題に対する解決方法は、コアの飽和が発生する傾向が少なく、従ってトラ
ンスフォーマの応答性が比較的直線性である範囲をより大きくするより大きなト
ランスフォーマを使用することである。しかしながら、より大きなトランスフォ
ーマを使用することは、より大きなスペースを要する不利益があり、また不当に
高価につく。

【０００６】ある電流測定回路においては、検出された負荷電流がＰＷＭ制御信号に応答し
て変化している間の時間、電流測定回路の出力は所望の精度レベルで実際の負荷
電流を表していない可能性がある。例えば、ある電流測定回路において、負荷電
流を指示する出力は、負荷電流の変動率に比例した量だけ誤差をもたらしうる。
本発明は、静的及び動的状態の双方の下でＰＷＭ回路において負荷電流の正確な
測定を提供する。

【０００７】（発明の概要）本発明によると、ＰＷＭ制御信号に応答してパルス幅変調（ＰＷＭ）回路によ
って駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路は、一次及び二次巻き線を有
するトランスフォーマを含み、該一次巻き線は負荷に接続されている。二次巻き
線に結合されている電流相殺回路は、二次巻き線に相殺電流を供給し、且つ負荷
を通る電流のレベルを指示する出力を提供するよう適合されている。電流相殺回
路に結合されたインバータは、反転された相殺回路出力を提供する。第１及び第
２のスイッチは、電流相殺回路出力及び反転された電流相殺回路出力のうちの１
つを、静的及び動的電流状態の双方の間負荷を通る電流のレベルを指示する出力
を提供する負荷電流出力に選択的に結合する。

【０００８】（好適な実施形態の詳細な説明）本発明は、静的及び動的な状態の双方の下でＰＷＭ回路において検出された負
荷電流を連続的にモニタする回路を含む。静的及び動的状態の双方の下で検出さ
れた負荷電流を連続してモニタする手段を提供することによって、実際の負荷電
流をより正確に表示することができる。図１の左側部分は、Ｈブリッジ・トーテ
ムを介して負荷１０に電流を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）回路２０の部分を
示す。Ｈブリッジ・トーテムはスイッチＱ１及びＱ２を含み、当該技術分野で既
知であり、前述した特許において説明するように追加のトーテムを含みうる。図
において＋Ｖとして表示されている電源電圧は、示されているようにＱ１のドレ
ーンとＱ２のソースとの間に印加される。電源の「接地」は、一般に図１の右側
における測定回路３０の「接地」とは相違する。従って、これらの二つの「接地
」は異なる記号によって表示されている。

【０００９】スイッチＱ１は、スイッチＱ１のゲートに印加された電圧ＶＧ１によって制御
される。同様に、スイッチＱ２は、スイッチＱ２のゲートに印加された電圧ＶＧ
２によって制御される。ＶＧ１及びＶＧ２の双方は、従来の要領で導出されるＰ
ＷＭ制御信号であることが好ましい。

【００１０】トランスフォーマ４０はＰＷＭ回路２０と測定回路３０との間に接続されてい
る。トランスフォーマを通過する点線４２は、これらの２個の回路の間の遮断さ
れた境界を表す。図１に示すように、トランスフォーマの一次巻き線は、ＰＷＭ
回路及び負荷に接続されている。二次巻き線は２個ある、すなわちスイッチＱ１
と負荷との間に接続された巻き線４４とスイッチＱ２と負荷との間に接続された
巻き線４６である。一次巻き線４４及び４６の近傍の点は、二次巻き線における
電流が双極性、すなわちＰＷＭサイクルの第１の半分に対しては正であり、第２
の半分に対しては負である。

【００１１】電流測定回路３０は、抵抗Ｒ１と、増幅器Ａ１と、抵抗Ｒ２とを含む第１の磁
束相殺回路３５を含む。抵抗Ｒ１は、比較的小さい値を有し、増幅器Ａ１の帯域
より高い高周波成分のための電流通路を提供し、そしてトランスフォーマ４０の
二次巻き線４８に跨る低いインピーダンスを保持する。増幅器Ａ１は、Ｒ１に跨
るゼロ電圧を保とうとするＲ２に跨る電圧を発生させる。増幅器Ａ１の出力はト
ランスフォーマの二次巻き線における電流を表す。特に、Ａ１の出力における電
圧の大きさが、負荷１０を通って流れる電流の大きさを表す。電圧の位相が、負
荷を通って流れる電流の極性を表す。ここで使用する「位相」という用語は、長
方形のパルスの位相を意味する。もしも負荷を通して一方の方向に電流が流れて
いるとすれば、パルスは正に行き、次いで負に行き、一方もしも電流が反対方向
に流れるとすれば、パルスは負に行き、次いで正に行く。

【００１２】増幅器Ａ１は、二次巻き線における電流を相殺しようとする電圧を二次巻き線
４８に跨って印加するので、トランスフォーマのコアにおける磁束はゼロ近くに
なろうとする。しかしながら、二次巻き線４８において対向する電流を発生させ
るために使用される増幅器Ａ１によって発生した信号には常に有限量のエラーが
あるので、トランスフォーマのコアにおける磁束は完全には相殺されない。更に
、ＰＷＭサイクルの第１の半分がＰＷＭサイクルの第２の半分のそれとは相違す
る持続時間を有する場合、トランスフォーマの一次巻き線を通して流れる信号に
おけるＤＣ成分が存在する。完全な磁束相殺が欠如するとトランスフォーマのコ
アにおいて「磁束クリーページ」が発生する。磁束はファラデイの法則によって
示されるようにトランスフォーマの全ての位相に亘って誘導された電圧の総和の
時間に対する積分であるので、すなわち、換言すると、トランスフォーマの全て
の位相に亘るボルト−秒の平均値が非ゼロであるので、磁束は正味電圧の極性に
応じて増減し、ボルト−秒の値に不均衡がある限り増減し続ける。後者の問題は
、以下に説明する磁束を相殺する別の機構によって解決される。

【００１３】第２の磁束相殺機構は、増幅器Ａ１の出力において電圧信号のピーク・エクス
カーションをモニタするための２個の同一のピーク検出回路５０及び５２を含む
。代表的実施形態において、回路５０はスイッチＵ１と、抵抗Ｒ３と、コンデン
サＣ１と、増幅器Ａ２とを含む。この代表的実施形態において、第２の回路５２
は、スイッチＵ２と、抵抗Ｒ４と、コンデンサＣ２と、増幅器Ａ３とを含む。構
成要素Ｕ１は信号Ａによって制御される電子スイッチである。構成要素Ｕ２は信
号Ｂによって制御される電子スイッチである。信号Ａ及びＢは、ＰＷＭ回路２０
を駆動するために使用されるＰＷＭ信号ＶＧ１及びＶＧ２から導出される。

【００１４】第１の実施形態において、信号ＡはＶＧ１と同じでよく、信号ＢはＶＧ２すな
わち、負荷に電流を供給するＰＷＭ回路２０におけるスイッチを駆動する信号と
同じでよい。しかしながら、ある実施形態において、１マイクロ秒程度の信号Ｖ
Ｇ１及びＶＧ２に対する小さい時間の遅れをスイッチ制御信号Ａ及びＢに対して
導入することが好ましい。このように、信号Ａは約１マイクロ秒だけ遅延された
信号ＶＧ１でよく、信号Ｂは同じ量だけ遅延された信号ＶＧ２でよい。時間の遅
れの理由はスイッチＱ１とＱ２とが制御信号ＶＧ１及びＶＧ２の状態の変化に続
いて、開閉に有限の時間を必要とするためである。ピーク検出回路５０及び５２
は、もしもスイッチＵ１及びＵ２が対応する主スイッチ（Ｑ１またはＱ２）が完
全に閉鎖した後閉鎖するとすれば、より正確に作動する。また、ある実施形態に
おいては、信号Ａ及びＢは信号ＶＧ１及びＶＧ２より狭く且つピークをより正確
に捕捉するようこれらのパルス内で概ね中心にあるパルス幅を有している。

【００１５】時間遅延は、例えばＲ−Ｃ回路を使用するというように従来の手段によって実
行可能である。それはまた、個別のロジック、あるいは所定の時間間隔を通して
カウントし且つ所定のカウントに達すると適切なスイッチを閉鎖するマイクロプ
ロセッサ（あるいはその均等物）によっても実行可能である。更に別の実施形態
においては、信号Ａ及びＢは、ピーク検出回路５０及び５２が負荷を通る電流の
長方形のパルスの概ね中心においてピークを捕捉するように信号ＶＧ１及びＶＧ
２から導出される。当該技術分野の専門家にはピーク検出器５０及び５２を駆動
するために使用される信号Ａ及びＢを発生するためにその他のタイミング・スキ
ームを使用しうることが認識される。

【００１６】ピーク検出回路５０は以下の通り作動する。スイッチＵ１が閉成されると、コ
ンデンサＣ１は増幅器Ａ１の出力において現れる電圧のレベルまで充電される。
コンデンサＣ１の値は、ＰＷＭパルスの平均時間よりもはるかに長い期間充電状
態を保持しうるに十分高いものである。このように、コンデンサＣ１は、それに
印加される最後の電圧を「記憶」している。増幅器Ａ２は、バッファとして作動
し、コンデンサＣ１を放電させることなく、（以下説明する）次の段階を駆動で
きるようにする。ピーク検出回路５２は同様の要領で作動する。

【００１７】信号Ａ及びＢの導出の態様のために、２個のピーク検出回路は、正及び負の方
向に増幅器Ａ１の出力において電圧のピーク・エクスカーションを測定する。ピ
ーク検出回路は、それらが基本的なＰＷＭ回路２０を制御する信号ＶＧ１及びＶ
Ｇ２の導出によって制御されるという事実のため正確にピークを検出する。

【００１８】磁束均衡エラー回路６０は、増幅器Ａ５と、抵抗Ｒ５及びＲ６と、インピーダ
ンスＺ１とを含む。もしもインピーダンスＺ１がコンデンサであるとすれば、こ
の回路は、ピーク検出器５０及び５２の増幅器Ａ２及びＡ３によって発生された
信号の総和を積算する。もしもインピーダンスＺ１が抵抗であるとすれば、この
回路は、増幅器Ａ２及びＡ３によって発生された信号の総和を増幅する。増幅器
Ａ２及びＡ３の出力は、通常反対の極性であるので、もしもデューティ・サイク
ルがスイッチＱ１及びＱ２が同じ時間量の間開成され及び閉成されるとすれば、
トランスフォーマのコアにおいては何ら正味の磁束の発生はない。この場合、増
幅器Ａ２及びＡ３の出力が等しく、且つ反対方向であり、増幅器Ａ５の出力はゼ
ロとなる。デューティ・サイクルが前述の状態から変動する程度までは、増幅器
Ａ５の出力は、非ゼロであり、そしてトランスフォーマのＤＣ成分から発生する
磁束の何らかの不均衡を表す。この出力は、コアにおける平均の磁束密度を保つ
ようＤＣ成分を相殺するよう増幅器Ａ１にフィードバックされる。実際に、増幅
器Ａ５は、（Ｑ１に隣接した）一次巻き線４４と（Ｑ２に隣接した）二次巻き線
４６との間のボルト−秒の値の不均衡を検出し、そしてこの不均衡を相殺しよう
とするフィードバックを提供する。

【００１９】トランスフォーマのコアにおける磁束をゼロに保つことには数種の利点がある
。トランスフォーマは、一次巻き線における電流と二次巻き線において誘導され
た電流との間には非線形的な関係を示し、この非線形性は、トランスフォーマが
飽和状態に近づくと高レベルの磁束において特に顕著となる。更に、これらの非
線形性は温度によって左右される。磁束レベルをゼロ近くに保つことによってそ
のような問題を回避するか、あるいは最小化する。磁束をゼロあるいはゼロ近く
に保つことはまた、比較的高い線形性を達成するのに比較的小さいトランスフォ
ーマの使用を可能にし、そのため回路のコストや、回路の重量及び回路が占める
スペースを低減するという利点を有している。

【００２０】負荷１０における電流をモニタするために、測定回路３０はまた、負荷１０を
貫流する電流に比例する出力信号ＶＯを提供するよう適合された回路７０を含む
。回路７０は、抵抗Ｒ７及びＲ８、増幅器Ａ４、及びスイッチＵ３及びＵ４を含
む。増幅器Ａ４と抵抗Ｒ７及びＲ８とは、インバータ回路７２を形成するように
構成されている。ある実施形態において、抵抗Ｒ７及びＲ８は、増幅器Ａ１の出
力の反転した１の利得を提供するように同一の値を有している。このように、回
路７２は、スイッチＵ３に対して反転された検出された電流信号を提供し、一方
スイッチＵ４は、増幅器Ａ１の電圧出力として提供された非反転の検出された電
流信号に直接接続されている。信号Ｃ及びＤによって制御されて、スイッチＵ３
及びＵ４は、検出された電流電圧信号、及び反転された検出された電流電圧信号
をリーザバ・コンデンサＣ４に交互に接続する。ある実施形態においては、リザ
ーバ・コンデンサＣ４は、高周波数フィルタコンデンサである。制御信号Ｃ及び
Ｄは、一実施形態においては、僅かな遅延を加えてそれぞれ信号ＶＧ１及びＶＧ
２を制御するよう均等とされている。一実施形態においては、ピーク検出器５０
及び５２の制御信号Ａ及びＢが、ＶＧ１及びＶＧ２のパルス幅よりかなり短いパ
ルス幅を有しているが、制御信号Ｃ及びＤは、ＶＧ１及びＶＧ２と概ね均等であ
るパルス幅を有している。この結果、検出された負荷電流信号ＶＯが静的及び動
的の双方の負荷電流状態の間実際の負荷電流を正確に表示することができる。

【００２１】本発明を特定実施形態に関して説明してきたが、本発明は開示された範囲内に
おいてその他の方法によっても修正可能である。増幅器やスイッチの特定の形式
も変更可能である。本発明はまた各種の回路における負荷電流を測定するために
使用可能であり、必ずしもＨ型ブリッジ・トーテムとの使用に限定されない。当
該技術分野の専門家に対して明白であるそのような修正やその他の修正も特許請
求の範囲の趣旨と範囲内に入るものと考えるべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による電流測定回路の概略線図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＤＥ，ＧＢ，ＪＰ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号に応答してパルス幅（ＰＷ
Ｍ）回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路において、一次巻き線と二次巻き線とを有し、一次巻き線が負荷に接続されているトラン
スフォーマと、二次巻き線に結合され且つ二次巻き線に相殺電流を供給するよう適合された電
流相殺回路であって、負荷を通る電流のレベルを指示する出力を提供する電流相
殺回路と、前記負荷を通る電流のレベルを指示する負荷電流出力と、前記電流相殺回路の出力に結合され、且つ反転された電流相殺回路出力を提供
するインバータと、ＰＷＭ制御信号の関数として発生した第１の信号に応答して電流相殺回路出力
を負荷電流出力に選択的に結合する第１のスイッチと、ＰＷＭ制御信号の関数として発生した第２の信号に応答して前記の反転した電
流相殺回路出力を負荷電流出力に選択的に結合する第２のスイッチとを備える回路。
【請求項２】前記第１及び第２の信号がＰＷＭ制御信号を遅延させること
によって発生される請求項１に記載の回路。
【請求項３】前記第１及び第２の信号が概ね均等なパルス幅を有している
請求項２に記載の測定回路。
【請求項４】前記第１及び第２の信号のパルス幅がまた、ＰＷＭ制御信号
のパルス幅と概ね均等である請求項３に記載の回路。
【請求項５】前記第１及び第２の信号が、前記電流相殺回路の出力と反転
された電流相殺回路出力とのうちの１つを負荷電流出力に交互に接続するよう前
記の第１と第２のスイッチを制御する請求項１に記載の回路。
【請求項６】前記電流相殺回路が、二次巻き線に跨って並列に結合された第１の抵抗と、前記二次巻き線と前記第１の抵抗とに結合された非反転入力を有する第１の増
幅器と、非反転入力と第１の増幅器の出力との間に結合された第２の抵抗とを備え、前記電流相殺回路出力が前記第１の増幅器の出力において提供される、請求項
１に記載の回路。
【請求項７】前記電流相殺回路出力に結合され、且つ前記電流相殺回路出
力の最大の正の電圧と、最大の負の電圧とを決定するよう適合されたピーク検出
回路と、前記ピーク検出回路に結合され、且つ最大の正の電圧と最大の負の電圧との関
数としてフィードバック信号を電流相殺回路に与える磁束均衡回路とを更に備え
、前記の電流相殺回路が更にフィードバック信号の関数として相殺電流を提供す
るよう適合されている、請求項６に記載の回路。
【請求項８】前記ピーク検出回路が、前記電流相殺回路出力の最大の正の電圧を出力として提供するように構成され
た第２の増幅器と、電流相殺回路出力を第２の増幅器の入力に選択的に結合する第３のスイッチと
、電流相殺回路出力の最大の負の電圧を出力として提供するように構成された第
３の増幅器と、電流相殺回路出力を第３の増幅器の入力に選択的に結合する第４のスイッチと
を備える請求項７に記載の回路。
【請求項９】前記第３及び第４のスイッチがＰＷＭ制御信号の関数として
発生された第３と第４の信号とによって制御される請求項８に記載の回路。
【請求項１０】前記第３及び第４の信号が概ね均等なパルス幅を有してい
る請求項９に記載の回路。
【請求項１１】前記第３及び第４の信号のパルス幅がＰＷＭ制御信号のパ
ルス幅より実質的に短い請求項１０に記載の回路。
【請求項１２】前記磁束均衡回路が最大の正の電圧と最大の負の電圧との
総和を積算し、総和の積算の関数としてフィードバック信号を提供するように構
成された積算回路を含む請求項７に記載の回路。
【請求項１３】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号に応答してパルス幅変調
（ＰＷＭ）回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する方法において
、電流相殺回路を用いて相殺電流を発生し、且つ当該相殺電流をトランスフォー
マの二次巻き線に供給するステップであって、前記トランスフォーマの一次巻き
線が負荷に結合されている、前記供給するステップと、前記負荷を通る電流のレベルを指示する電流相殺回路出力を発生するステップ
と、インバータを用いて電流相殺回路出力を反転させ、当該反転された電流相殺回
路出力を提供するステップと、電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とを負荷電流出力に選択的且
つ交互に結合して、負荷を通る電流のレベルを指示する負荷電流出力信号を提供
するステップとを備える方法。
【請求項１４】電流相殺回路出力と反転された電流相殺回路出力とを負荷
電流出力に選択的且つ交互に結合する前記のステップが更に、ＰＷＭ制御信号の
関数として発生された第１及び第２の信号に応答して、負荷電流出力に電流相殺
回路出力と反転された電流相殺回路出力とをそれぞれ結合する第１及び第２のス
イッチを制御するステップを備える請求項１３に記載の方法。
【請求項１５】前記第１及び第２の信号が、ＰＷＭ制御信号を遅延させる
ことによって発生される請求項１４に記載の方法。
【請求項１６】前記第１及び第２の信号が概ね均等なパルス幅を有する請
求項１５に記載の方法。
【請求項１７】前記第１及び第２の信号のパルス幅がまた、ＰＷＭ制御信
号のパルス幅と概ね均等である請求項１６に記載の方法。
【請求項１８】パルス幅変調（ＰＷＭ）制御信号に応答してパルス幅変調
（ＰＷＭ）回路によって駆動される負荷を貫流する電流を測定する回路において
、負荷から直流電気遮断を与えるため一次及び二次巻き線を有し、且つ当該一次
巻き線が前記負荷に接続されているトランスフォーマ手段と、二次巻き線に相殺電流を供給する電流相殺手段であって、前記負荷を通る電流
のレベルを指示する出力を提供する電流相殺手段と、前記負荷を通る電流のレベルを指示する出力信号を提供する負荷電流出力手段
と、反転された電流相殺手段の出力を提供するインバータ手段と、ＰＷＭ制御信号の関数として発生された第１及び第２の信号に応答して電流相
殺手段の出力と反転された電流相殺手段の出力とを負荷電流出力手段に選択的且
つ交互に結合するスイッチ手段とを備える回路。