JP2003504863A - ソレノイドを駆動する方法およびシステム - Google Patents

ソレノイドを駆動する方法およびシステム

Info

Publication number
JP2003504863A
JP2003504863A JP2001509057A JP2001509057A JP2003504863A JP 2003504863 A JP2003504863 A JP 2003504863A JP 2001509057 A JP2001509057 A JP 2001509057A JP 2001509057 A JP2001509057 A JP 2001509057A JP 2003504863 A JP2003504863 A JP 2003504863A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
solenoid
pulse width
down regulator
current flow
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2001509057A
Other languages
English (en)
Inventor
タマス アイ． パッタンティウス，
Original Assignee
ミリポール・コーポレイシヨン
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by ミリポール・コーポレイシヨン filed Critical ミリポール・コーポレイシヨン
Publication of JP2003504863A publication Critical patent/JP2003504863A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H47/00—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current
    • H01H47/22—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the relay and designed to obtain desired operating characteristics or to provide energising current for supplying energising current for relay coil
    • H01H47/32—Energising current supplied by semiconductor device
    • H01H47/325—Energising current supplied by semiconductor device by switching regulator
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/1555—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only for the generation of a regulated current to a load whose impedance is substantially inductive
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Magnetically Actuated Valves (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Feedback Control In General (AREA)

Abstract

(57)【要約】 低電力消費速度を有するパルス幅変調式（ＰＭＷ）ソレノイドドライバのシステムおよび方法。ソレノイドを駆動するためのシステムは、ソレノイドと、ソレノイドを流れる所望の電流フローを確定するための電流設定点と、ソレノイドを流れる所望の電流フローと実際の電流フローとの間の差に基づいて、ソレノイドを流れる電流を制御するための逓降調整器回路とを含む。逓降調整器回路は、ＰＭＷソレノイドドライバの低電力消費速度に寄与する約１オーム以下の低内部抵抗を有する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （発明の技術分野） 本発明は、概してソレノイドを駆動するシステムおよび方法に関し、特に、質
量流量コントローラ（ＭＦＣ）内の弁を制御するソレノイドを駆動するシステム
および方法に関する。
【０００２】 （発明の背景） 多くの製造プロセスは、プロセスチャンバ内に導入されるプロセス気体の導入
速度を厳密に制御することを必要とする。これらのタイプのプロセスは、質量流
量コントローラ（ＭＦＣ）を使用し、気体のフロー速度を制御する。ＭＦＣは、
弁を制御するソレノイドドライバ回路を実施することによってガスを制御し得る
。チャンバ内へのフロー速度は、弁の開放に比例する。これに対し、弁の開放は
、ソレノイドの巻きを介して流れる電流に比例する。
【０００３】 典型的なソレノイドドライバの基本回路を図１に示す。ソレノイドドライバ１
０は、電圧源１２、トランジスタなどの制御要素１４、および負荷デバイスのソ
レノイド１６を含む。ソレノイド１６を介した電流は、ＶL／ ＲLによって示さ
れ、ここでＶLはデバイス１４によって制御されるようなソレノイド１６にわた
る電圧であり、ＲLはソレノイド１６の抵抗である。ＲLは、ソレノイド１６にお
ける動作温度に応じて変化し得る。ソレノイドドライバ１０は、制御要素１４の
使用を介してソレノイド１６にわたる電圧を変化させることによって継続的に制
御される。ソレノイド１６のインピーダンスは、誘導的でもあり、抵抗でもある
。典型的なインダクタンス値は、１Ｈ〜４Ｈに及び、対応する抵抗値は１００Ω
〜３００Ωに及ぶ。ソレノイドドライバ１０内の電流を駆動するために使用され
る供給電圧１２は、２４ボルト（±１２ボルト）から３６ボルト（±１８ボルト
）の範囲であり得る。ソレノイド１６にわたって印加される電圧ＶLは、所望の
弁開放およびＭＦＣデバイスにわたる電圧降下などの動作パラメータに依存して
、典型的には１０ボルト〜１８ボルトである。
【０００４】 残念ながら、図１に示す典型的なソレノイドドライバ１０には２つの不利点が
ある。第１の不利点は、ソレノイド１６が出す力が、その巻きを介して流れる電
流には比例するが、巻きにわたる電圧には間接的にしか比例しないことである。
ソレノイド電圧が制御される場合、追加の時間的遅延がフィードバックループに
導入され、この遅延が安定性に問題を引き起こし得る。
【０００５】 図１に示す回路の第２の不利点は、特に供給電圧１２とソレノイド１６にわた
る電圧ＶLとの差異が大きい場合に、電力が制御要素１４内でしばしば無駄にさ
れることである。供給電圧１２を、ＶSならびに所定のＶS 、ＶLおよびＲL と
表すと、制御要素１４内で散逸される電力は、（ＶS―ＶL）×ＶL／ＲLに等しい
。無駄にされる電力は、制御要素１４内で熱として散逸される。この散逸は、２
つの理由から望ましくない。第１に、散逸された電力は、システムの総合電力予
算を縮小させ、ＭＦＣに対して課された電力制限を顧客が破るかもしれない。さ
らに、制御要素１４を介して生成される熱は、ユニット内のファンなど、強制冷
却器がないために問題を引き起こし得る。
【０００６】 したがって、ソレノイドドライバができるだけ熱を散逸しないことが望ましく
、これにより、冷却メカニズムの必要性が減少または排除される。さらに、ソレ
ノイドドライバ内の制御要素のエネルギー消費を減少させることが望ましく、こ
れにより、制御要素がシステムの総合電力予算に対する要求を最小限に抑えるこ
とができる。
【０００７】 （発明の要旨） 本発明は、ソレノイドを駆動するために以前に開発されたシステムおよび方法
に関連する不利点および問題を実質的に排除または減少する、ソレノイドを駆動
するシステムおよび方法を提供する。
【０００８】 さらに詳細には、本発明は、パルス幅変調式（ＰＷＭ）ソレノイドドライバの
システムおよび方法を提供する。ソレノイドを駆動するシステムは、ソレノイド
、ソレノイドを介して所望の電流フローを確立する電流設定点、および所望の電
流フローとソレノイドを介した実際の電流フローとの差異に基づいて、ソレノイ
ドを介した電流を制御する逓降調整器回路を含む。
【０００９】 本発明は、トランジスタなどの制御要素を介する散逸に起因して、無駄にされ
る電力量を減少することによって重要な技術的利点を提供する。逓降調整器は、
逓降調整器に関する抵抗の低さに帰する最低電圧降下を提供する。したがって、
最低電力は逓降調整器の内部抵抗を介して散逸される。これは、ソレノイドを駆
動するために必要な総合電力予算を縮小し、結果、ソレノイドドライバを実施す
ることに関するコストを減少する。
【００１０】 本発明の別の技術的利点は、典型的なソレノイドドライバで使用されるトラン
ジスタなどの制御要素を介したエネルギーの損失に関する熱が、ずいぶん減少さ
れることである。したがって、ユニット内のファンなどの強制冷却器の必要性が
排除される。
【００１１】 （発明の詳細な説明） 本発明のより完全な理解およびその利点は、添付の図面とともに以下の記載を
参照することによって得られ得る。添付の図面においては、同様の参照符号は同
様の特徴を示す。
【００１２】 本発明の好適な実施形態を、図面に示す。同様の参照符号は、種々の図面にお
いて同様および対応する部分を示すために使用される。
【００１３】 本発明は、逓降調整器をソレノイド電力制御に適用するシステムおよび方法を
提供する。さらに詳細には、本発明は、ソレノイドを駆動するシステムを提供す
る。システムは、ソレノイド、ソレノイドを介して所望の電流を確立するための
電流設定点、および所望の電流フローとソレノイドを介した実際の電流フローと
の差異に基づいて、ソレノイドを介した電流を制御する逓降調整器回路を含む。
【００１４】 パルス幅変調式（ＰＷＭ）ソレノイド電流コントローラ２０の基本回路を図２
および３に示す。この回路において、電圧源２２は、スイッチコントローラによ
って制御され得る電子スイッチ２４と直列に接続される。電子スイッチ２４は、
ダイオード３２と並列に接続されるソレノイド２６からなる負荷と直列に接続さ
れる。ソレノイド２６は、抵抗３０と直列であるインダクタンス２８として表さ
れる。図２は、電子スイッチ２４が閉じている場合の回路状態を表し、図３は、
電子スイッチ２４が開いている場合の回路状態を表す。図２に示すように、電子
スイッチ２４が閉じている場合、電流は、抵抗３０とソレノイド２６のインダク
タンス２８とによって表される負荷に集まる。この「ｏｎ」期間中に集まる電流
は、インダクタンス２８内に蓄積される。図３に示すように、電子スイッチ２４
が開いている場合、インダクタンス２８内に蓄積された電流は、抵抗３０によっ
て生じる逆電圧降下と、ダイオード３２にわたって生じる電圧降下に起因して減
少する。この切替電源（ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｐｏｗｅｒ ｓｏｕｒｃｅ）を実施
することによって、ソレノイド２６にわたって印加される等価な定常状態駆動電
圧ＶSSDは、ＶSSD＝Ｖ*［ｔon／（ｔon＋ｔoff）］であり、ここでＶは電圧源２
２であり、ｔonはスイッチが閉じている時間の長さであり、ｔoffはスイッチが
開いている時間の長さである。
【００１５】 図４は、電子スイッチ２４の開いている間および閉じている間の、ソレノイド
２６におけるピーク・トゥ・ピーク電流のグラフ表示である。ピーク・トゥ・ピ
ーク電流ｉ（ｔ）は、インダクタンス２８、抵抗３０、およびＰＷＭ信号の期間
（ｔon＋ｔoff）に依存する。ソレノイド２６内に所望の電流レベルｉ（ｔ）を
維持するように電子スイッチ２４のｏｎ／ｏｆｆ期間が適切に制御される場合、
電流制御が達成され得る。［ｔon／（ｔon＋ｔoff）］の割合は、デューティサ
イクルと呼ばれる。電子スイッチ２４が閉じた瞬間に、ソレノイド２６内の電流
ｉ（ｔ）が、初期値ｉ1から増加し始め、最終値ｉ2に達したとき、電子スイッチ
２４が開く。インダクタを介した電流が瞬時に変化し得ないため、この増加は瞬
時に行われない。その代わりに、急激なカーブが、電子スイッチ２４の閉じる時
間と電子スイッチ２４の開く時間との間に見られる。同様に、電子スイッチ２４
が開いている場合、インダクタンス２８内の電流ｉ（ｔ）が、初期値ｉ2から急
激に減少し始め、最終値ｉ1に達したとき、電子スイッチ２４が再度閉じられる
。このプロセスは、電子スイッチ２４の開閉する回数分繰り返される。ソレノイ
ド２６を介した電流の平均値ｉAVは、［（ｉ1＋ｉ2）／２］にほぼ等しい。
【００１６】 図５は、５ボルトの逓降スイッチング調整器３４である。この回路の中心は、
逓降調整器集積回路３６（バックスイッチング調整器）である。逓降調整器集積
回路３６は、５ボルト（３．３ボルトまたは２．７ボルトなど）のスイッチング
電力供給制御で概して使用される、一般に市販されている、低価格な精密な集積
回路であり得る。図５において、逓降調整器集積回路３６は、ＬＭ２６７４とし
て表され、これは、ＣａｌｉｆｏｒｎｉａのＳａｎｔａ ＣｌａｒａのＮａｔｉ
ｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎの製品である
。この特定の逓降調整器集積回路３６は、内部で制御される２６０ｋＨｚの周波
数、ＰＷＭ制御、フィードバック補正、および約０．２５ｏｈｍの低い内部抵抗
を有する。本発明は、ＬＭ２６７４デバイスに限定されない。多くの逓降調整器
が市場に出回っており、本発明において同様に使用され得る。市場に出回ってい
る逓降調整器の内部抵抗の典型的な範囲は、約０．１から１ｏｈｍである。
【００１７】 逓降調整器集積回路３６は、通常、接地３８を基準とし、ストレージコンデン
サ５０にわたって５ボルトの出力４０を生成する。５ボルトの出力４０は、「ｏ
ｎ」期間中には、正のスイッチング電圧供給４４と５ボルトの出力４０との間に
あり、「ｏｆｆ」期間中には、接地３８と５ボルトの出力４０との間にある、適
切にサイズが調整されたインダクタ４２を切り替えることによって維持される。
インダクタ４２が、正のスイッチング電圧４４と５ボルトの出力４０との間で接
続されるとき、正のスイッチング電圧４４が、逓降コントローラ３６内にあるス
イッチングデバイスを介して、入力電圧４３（８ボルト以上）に接続される。
【００１８】 インダクタ４２のスイッチング電圧供給４４はまた、ダイオード４６のカソー
ドに接続される。ダイオード４６のアノードは、接地されて、「ｏｆｆ」期間中
に電流パスを提供する。ストレージコンデンサ５０は、５ボルトの出力４０と接
地３８との間に接続される。負荷５２は、５ボルトの供給電圧を必要とし、スト
レージコンデンサ５０と並列に接続される。逓降調整器集積回路３６が開いたス
イッチ４８によってまず「ｏｎ」にされるとき、ストレージコンデンサ５０にわ
たる５ボルトの出力４０は０である（コンデンサにわたる電圧は瞬時に変化し得
ない）。したがって、全スイッチング電圧供給４４が、ＰＷＭ期間内に最大パル
ス幅となるようにインダクタ４２に印加される。インダクタ電流５４は、インダ
クタ４２を介して流れ始め、制御サイクルの「ｏｆｆ」部の間に、電力がインダ
クタ４２から排除されるときでさえも、ダイオード４６を介して維持され得る。
インダクタ電流５４は、平衡がインダクタ電流５４と負荷電流５６との間に確立
されるまで、連続するｏｎ／ｏｆｆサイクルの間中、集められる。
【００１９】 図５における回路が定常状態動作モードにあるとき、ストレージコンデンサ５
０にわたる５ボルトの出力４０が、逓降調整器集積回路３６内の制御回路によっ
て正確に調整される。負荷電流５６が定常状態レベルより増加または減少する場
合、フィードバック制御ＶFBにより、逓降調整器集積回路３６が、スイッチング
電圧供給４４のデューティサイクル［ｔon／（ｔon＋ｔoff）］をそれぞれ増加
または減少させ、これにより、負荷５２にわたって５ボルトの出力４０が維持さ
れる。同様に、５ボルトの出力４０が増加または減少する場合、スイッチング電
圧供給４４のパルス幅は、それぞれ減少または増加し、負荷５２にわたって５ボ
ルトが維持される。
【００２０】 本発明の１実施形態を図６に示す。この回路は、逓降調整器集積回路６０をソ
レノイド６２内の電圧制御に使用できるように組み込む。逓降調整器は、入力電
圧ピン、フィードバック電圧ピン、リセットピン、接地ピンおよびスイッチング
電圧ピンを含み得る。ソレノイド６２は、質量流量コントローラ（ＭＦＣ）内の
弁を制御し得る。逓降調整器集積回路６０は、正の電圧供給６４および負の電圧
供給６６から供給される。正の供給電圧６４および負の供給電圧６６用の電圧線
は、対のコンデンサＣ1、Ｃ2およびＣ6、Ｃ7によってフィルタリングされる。フ
ィルタリングは、供給線と、逓降調整器集積回路６０のスイッチング動作によっ
て生成される過渡電流から供給線に接続される任意の他の回路部とを保護し得る
。正の供給電圧６４および負の供給電圧６６の範囲は、接地６８に関して、それ
ぞれ（+１２ボルト−+１８ボルト）および（-１２ボルト−-１８ボルト）であり
得る。
【００２１】 ソレノイド６２は、逓降調整器集積回路６０のスイッチング電圧７０と、電圧
感知レジスタＲ26にわたる負の供給電圧６６との間に接続される。ダイオードＤ 1 もまた、逓降調整器集積回路６０のスイッチング電圧７０と、負の供給電圧６
６との間に接続される。電流感知レジスタＲ26にわたる小さな電圧降下（典型的
には、最大ソレノイド電流において数百ｍＶ）は、オペアンプ７２および支援コ
ンポーネント（Ｒ17-25、Ｃ8-10）によって増幅され得、ソレノイド電流７６の
電圧アナログ７４を生成する。オペアンプ７２は、接地６８を基準とする入力に
よって、差動アンプとして接続され得る。したがって、図７に列挙するコンポー
ネント値を使用して、電流が０ｍＡである場合、ソレノイド電流７６の電圧アナ
ログ７４は０ｖであり、１１０ｍＡである場合、ソレノイド電流７６の電圧アナ
ログ７４は５ボルトである。
【００２２】 ソレノイド６２を介したソレノイド電流７６がＭＦＣ内の弁を作動させるため
に必要な所望のソレノイド電流に合致するとき、逓降調整器集積回路６０は、フ
ィードバック電圧１０４が調整器接地７８の電位より５ボルト高くある必要があ
る。しかし、調整器接地７８は、負の供給電圧６６に接続される。したがって、
電圧アナログ７４が、−Ｖ2＋５ボルトによって負の方向に移行される必要があ
る。ここで、−Ｖ2は負の供給電圧６６である。このタスクは、オペアンプ８０
およびその支援コンポーネント（Ｒ8-13）によって実行され得る。Ｒ12の値がＲ 11 に比べてごく少量であると仮定し、図７で指定されるＲ8-13の場合の抵抗値を
使用すると、オペアンプ８０の正のノード電圧８２は、
【００２３】
【数１】 に等しい。線形動作モードにおいて、オペアンプ８０の負のノード電圧８４は、
ごく少量のオフセット電圧内で、オペアンプ８０の正のノード電圧８２に合致す
る必要がある。したがって、これらの電圧は、
【００２４】
【数２】 である場合のみ、等しい。ここでＶBは、バイアス電圧８６、つまり、オペアン
プ８０の出力電圧である。それ故、図７に指定するコンポーネント値でバイアス
電圧８６を解決すると、 ＶB＝５−Ｖ2 （式３） がもたらされる。
【００２５】 フロー設定点電圧８８は、オペアンプ９０および対応コンポーネント（Ｒ1、
Ｒ2、Ｃ4、Ｃ5）に入力される。フロー設定点電圧８８は、ＭＦＣの一部である
デジタル信号プロセッサによって確立され得る。デジタル信号プロセッサは、Ｍ
ＦＣの弁を介して、フロー速度の弁と所望のフロー速度とを比較するソフトウェ
アを含み得る。ソフトウェアは、次いで弁設定点電圧８８を生成し得る。弁設定
点電圧８８は、フィードバック電圧１０４を生成するために使用される設定点電
圧９２を生成するために使用される。設定点電圧９２は、比例してサイズ調整さ
れ、移行された電圧アナログ７４と比較される。設定点電圧９２と電圧アナログ
７４との差異は、逓降調整器集積回路６０によって使用され、スイッチング電圧
７０のパルス幅を決定し、これによりスイッチング電圧７０は、ソレノイド電流
７６を制御する。
【００２６】 弁設定点電圧８８は、オペアンプ９０および支援コンポーネントＲ1-2、Ｃ4-5 に接続され、アクティブローパスフィルタ９４を形成する。アクティブローパス
フィルタ９４は、図７におけるコンポーネント値の場合、５９．２Ｈｚおよび０
．６８６減衰係数（ほぼバターワースローパスフィルタ応答に相当）においてー
３ｄＢの減衰を有し得る。バターワースローパスフィルタ応答はここでは必要で
はないことに留意されたい。これは、チェビシェフフィルタまたはベッセルフィ
ルタなど、他のフィルタによって達成することもできたが、バターワースフィル
タが、フラット周波数応答に適切な時間領域のオーバーシュートを提供する。弁
設定点８８は、０〜５ボルトの定常ＤＣレベルであるか、１秒当たり６１０（ま
たはそれより大きい）パルス（ｐｐｓ）におけるパルス幅変調式信号のいずれか
であり得る。アクティブローパスフィルタ９４は、要素１００によって基本コン
ポーネントまたは６１０Ｈｚコンポーネントを、そして要素２００によって第２
高調波を減少させ得る。それ故、アクティブローパスフィルタ９４の出力は、設
定点電圧９２であり、これはＤＣ設定点電圧か、または平均ＰＷＭ設定点電圧の
いずれかであり得、双方が０ボルト〜５ボルトの範囲に及ぶ。
【００２７】 設定点電圧９２、電圧アナログ７４およびバイアス電圧８６は、差動アンプス
テージ９６において接続される。図７に指定するようなコンポーネント値を使用
すると、オペアンプ１００の正のノード電圧９８は、
【００２８】
【数３】 によって示される。ここで、Ｖ（ｉ）は、ソレノイド電流７６の電圧アナログ７
４を表す。図７のコンポーネント値を使用すると、オペアンプ１００の負のノー
ド１０２における電圧は、
【００２９】
【数４】 によって示される。ここで、ＶSPは、設定点電圧９２であり、ＶFBは、フィード
バック電圧１０２である。式５に等しい設定式４によって、 ＶFB＝Ｖ（ｉ）―ＶSP ＋（５−Ｖ2） （式６） がもたらされる。オペアンプ１００の出力、ＶFBは、電圧アナログ７４と設定点
電圧９２との差異からなるフィードバック電圧１０２である。フィードバック電
圧７４は、負の供給電圧６６（−Ｖ2）より５ボルト高くバイアスされ、逓降調
整器集積回路６０の動作条件を満たす。
【００３０】 ＭＦＣのデジタル信号プロセッサの初期化プロセスの場合には、初期化が完了
するまで、図６に示すＰＷＭソレノイドドライバをディセーブルにすることが望
ましいかもしれない。さらに緊急の終了または保持の場合にも、ＰＷＭソレノイ
ドドライバをディセーブルにすることが望ましいかもしれない。いずれの場合に
おいても、抵抗コンポーネントのＲ5-7、Ｒ12、Ｒ15-16と、ダイオードＤ１およ
びＤ２とともに、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２は、図６に示すＰＷ
Ｍソレノイドドライバ回路をディセーブルにする手段を提供し得る。
【００３１】 リセットノード１０６またはｏｆｆノード１０８は、ほぼ接地レベルにまで駆
動され得、これにより、トランジスタＱ１がｏｎとなり、コレクタが５ボルトに
まで引き上げられる。トランジスタＱ１のコレクタは、Ｒ１５を介してトランジ
スタＱ２のベースに接続される。このようにトランジスタＱ２のベースをバイア
スすることによって、トランジスタＱ２がｏｎとなる。一方、逓降調整器集積回
路６０の
【００３２】
【数５】 ピン１１０が、負の供給６６にまで引き上げられ、逓降調整器集積回路６０がｏ
ｆｆとなり得る。リセットノード１０６またはｏｆｆノード１０８が引き下げら
れない場合（すなわち、＋５ボルトに接続されるか、または浮いたままにされる
）、トランジスタＱ１およびトランジスタＱ２の双方がディセーブルにされ、
【００３３】
【数６】 ピン１１０が負の供給電圧６６から切断された状態のままであり、逓降調整器集
積回路６０がｏｎの状態のままであるかもしれない。抵抗Ｒ12は、オペアンプ８
０の出力８６をやや正の方向にバイアスするために使用され、設定点電圧９２が
０ボルトである場合に逓降調整器集積回路６０が終了されることを保証し得る。
【００３４】 本発明は、質量流量コントローラ内の弁を駆動するために使用され得る。質量
流量コントローラは、インターフェース回路部、センサー線形化、微分制御、比
例制御、および閉ループ制御アルゴリズムを備えたフローセンサーを含み得る。
１９９９年７月９日にＴ．Ｉ．Ｐａｔｔａｎｔｙｕｓらによって出願された「Ｉ
ｍｐｒｏｖｅｄ Ｍａｓｓ Ｆｌｏｗ Ｓｅｎｓｏｒ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃ
ｉｒｃｕｉｔ」と題する米国特許出願第０９／３５０、７４６号に開示されるフ
ローセンサーインターフェース回路部を参照する。さらに、１９９９年７月９日
にＴ．Ｉ．ＰａｔｔａｎｔｙｕｓおよびＦ．Ｔａｒｉｑによって出願された「Ｍ
ｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｓｅｎｓｏｒ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ
Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ」と題する米国特許出願第０９／３５０、７４７
号に開示される線形化方法を参照する。さらに、１９９９年７月９日にＥ．Ｖｙ
ｅｒｓらによって出願された「Ａ Ｓｙｓｔｅｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏ
ｒ Ａ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｍａｓｓ Ｆｌｏｗ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ」と題す
る米国特許出願第０９／３５１、１２０号に開示される微分制御を参照する。さ
らに、１９９９年７月９日にＥ．Ｖｙｅｒｓによって出願された「Ｓｙｓｔｅｍ
ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ａ Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ｐｒｏｐ
ｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ（ＰＩ）Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ」と題する
米国特許出願第０９／３５１、０９８号に開示される比例制御を参照する。最後
に、１９９９年７月９日にＫ．Ｔｉｎｓｌｅｙによって出願された「Ｓｙｓｔｅ
ｍ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ａ Ｄｉｇｉｔ
ａｌ Ｍａｓｓ Ｆｌｏｗ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ」と題する米国特許出願第０
９／３５０、７４４号に開示される上級デジタル制御アルゴリズムを参照する。
本発明が上述のコンポーネントを含む質量流量コントローラにおける使用に限定
されないことに留意することは重要である。
【００３５】 逓降調整器の詳細な記載を与える、多くのソース、データシートおよびアプリ
ケーションの報告がある。ここで、「ＬＭ２６７４ ＳＩＭＰＬＥ ＳＷＩＴＣ
ＨＥＲ（Ｒ） Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎ
ｃｙ ５００ｍＡ Ｓｔｅｐ−Ｄｏｗｎ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ
」（１９９８年９月）と題するＮａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ
のデータシートを参照する。本使用がＮａｔｉｏｎａｌ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃ
ｔｏｒのデバイスに限定されないことに留意することは重要である。他の調整器
ＩＣも同様に使用され得る。
【００３６】 この回路の技術的利点は、電力が逓降調整器集積回路６０でほとんど無駄にさ
れないことである。図６に示すソレノイドドライバによって散逸される電力量は
、ソレノイド６２、ダイオードＤ１、正の供給電圧６４、負の供給電圧６６およ
び逓降調整器集積回路６０を含むすべてのコンポーネントに依存する。逓降調整
器集積回路６０がｏｎである間は、電力は逓降調整器集積回路６０によってほと
んど散逸されない。これは、逓降調整器集積回路６０にわたる電圧降下が綿密な
設計によって最小限に抑えられるからである。綿密な設計によって、逓降調整器
集積回路６０内の内部抵抗を低くすることが可能になる（〜０．１−〜１．０ｏ
ｈｍ）。「ｏｆｆ」サイクル中も（逓降調整器集積回路６０内部へのスイッチが
開いているとき）、特にショットキダイオードが使用される場合も、ダイオード
Ｄ１にわたる電圧は、小さい。結果、図６の回路内に散逸される電力のほとんど
が、ソレノイド電流７６を保持するために使用される。逓降調整器集積回路６０
内の内部抵抗が低いため、従来技術による制御要素に消費される電力に比べ、逓
降調整器は電力消費の速度を遅くし得る。結果、ソレノイドドライバ回路が、従
来技術の方法より、電力消費の速度が遅くあり得る。
【００３７】 本発明の別の技術的利点は、電圧アナログ７４が２つの目的のために使用され
ることである。第１の目的は、電圧アナログ７４がＭＦＣが適切に動作している
ことをユーザに示すために使用され得ることである。第２に、電圧アナログ７４
が、逓降調整器集積回路６０のフィードバック電圧１０４を決定するために、設
定点電圧９２（弁設定点電圧８８の機能）と比較される動的なフィードバック信
号として使用される。フィードバック電圧１０４は、ソレノイド６２にわたるス
イッチング電圧７０のデューティサイクルを制御し、これにより（ｉｎ ｔｕｒ
ｎ）ソレノイド６２は、ソレノイド電流７６を制御する。
【００３８】 市販の逓降調整器集積回路のほとんどによって提供されるさらなる利点は、組
み込まれた短絡防止である。ソレノイド６２が短絡される場合、逓降調整器集積
回路６０の出力電流が最大許容を越え、これにより、スイッチング電圧３０がほ
ぼ瞬時にｏｆｆとなる。図６の回路は、回路の任意な部分にいかなる損害も与え
ることなしに、不定に短絡された出力で実行され得る。
【００３９】 本発明が例示的な実施形態を参照しながら本明細書において詳細に記載されて
きたが、記載は単なる例のみから行われており、本発明を限定する意味では解釈
されないことが理解されるべきである。したがって、本発明の実施形態および本
発明のさらなる実施形態における多くの詳細な変更が、本記載を参照する当業者
にとって明白であり、本記載を参照する当業者によって行われることがさらに理
解されるべきである。すべてのそのような変更およびさらなる実施形態が、上掲
の特許請求の範囲にあるように、本発明の精神および真の範囲内であることが考
えられる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 図１は、制御要素としてのトランジスタを備えたコントローラのための基本線
形制御回路を示す図である。
【図２】 図２は、スイッチが閉じているパルス幅変調式ソレノイド電流コントローラの
基本回路を示す図である。
【図３】 図３は、スイッチが開いているパルス幅変調式ソレノイド電流コントローラの
基本回路を示す図である。
【図４】 図４は、図２および３のソレノイドにおけるピーク・トゥ・ピーク電流のグラ
フを示す図である。
【図５】 図５は、５ボルトの逓降調整器のための典型的な回路図である。
【図６】 図６は、質量フローコントローラ内の弁を制御するソレノイドを介して電流を
統制するＰＷＭシステムのための本発明の１実施形態を示す図である。
【図７】 図７は、図６で示す回路の１実施形態のコンポーネント値を含む表を示す図で
ある。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ， ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＢＺ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ， ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，Ｋ Ｐ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ， ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims (40)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 低電力消費速度を有するパルス幅変調式ソレノイドドライバ
    であって、 ソレノイドと、 該ソレノイドを流れる所望の電流フローを確定するためのフロー設定点電圧と
    、 該ソレノイドを流れる該所望の電流フローと実際の電流フローとの間の差に基
    づいて、該ソレノイドを流れる該実際の電流フローを制御するための逓降調整器
    回路と を含む、パルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  2. 【請求項２】 前記逓降調整器は、約１オーム以下の低内部抵抗を有する、
    請求項１に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  3. 【請求項３】 前記低内部抵抗は、前記パルス幅変調式ソレノイドドライバ
    の前記低電力消費速度に寄与する、請求項２に記載のパルス幅変調式ソレノイド
    ドライバ。
  4. 【請求項４】 前記逓降調整器は、入力電圧ピンと、フィードバック電圧ピ
    ンと、リセットピンと、接地ピンと、スイッチング電圧ピンとを備える、請求項
    １に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  5. 【請求項５】 前記逓降調整器の前記入力ピンに接続された第１の供給電圧
    と、 前記スイッチング電圧ピンに接続された前記ソレノイドの第１の端子と、 第２の供給電圧にも接続された電流感知レジスタと直列接続された該ソレノイ
    ドの第２の端子と、 該スイッチング電圧ピンに接続されたダイオードのカソードと、 第３の供給電圧に接続された該ダイオードのアノードと、 該第３の供給電圧に接続された該逓降調整器の前記接地ピンと をさらに含む、請求項４に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  6. 【請求項６】 前記ダイオードはショットキーダイオードである、請求項５
    に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  7. 【請求項７】 前記電流感知レジスタ全体にかかる電圧をフィルタリングし
    、かつ増幅し、前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローの電圧アナログを
    生成するための第１の増幅器段をさらに含む、請求項５に記載のパルス幅変調式
    ソレノイドドライバ。
  8. 【請求項８】 前記電圧アナログは、前記パルス幅変調式ソレノイドドライ
    バのパフォーマンスをモニタリングするための診断ツールとして用いられる、請
    求項７に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  9. 【請求項９】 前記増幅器段は、作動増幅器と、抵抗性コンポーネントと、
    容量性コンポーネントとを含む、請求項７に記載のパルス幅変調式ソレノイドド
    ライバ。
  10. 【請求項１０】 前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローが前記所望
    の電流フローと一致する場合、前記フィードバック電圧ピンは、前記接地ピンの
    電圧以上の逓降調整器の作動上の所定電圧にバイアスされる、請求項７に記載の
    パルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  11. 【請求項１１】 前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローの前記電圧
    アナログを、前記第２の供給電圧と前記逓降調整器の作動上の所定電圧との合計
    だけ負にシフトさせ、該実際の電流フローのスケーリングされバイアスされた電
    圧アナログを生成するための第２の増幅器段をさらに含む、請求項１０に記載の
    パルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  12. 【請求項１２】 前記第２の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トとを含み、該第２の増幅器段は、倍非反転増幅器である、請求項１１に記載の
    パルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  13. 【請求項１３】 前記フロー設定点電圧をフィルタリングして、設定点電圧
    を生成するための第３の増幅器段をさらに含む、請求項１１に記載のパルス幅変
    調式ソレノイドドライバ。
  14. 【請求項１４】 前記第３の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トと容量性コンポーネントとを含むローパスフィルタであり、該抵抗性コンポー
    ネントおよび該容量性コンポーネントは、該ローパスフィルタのカットオフ周波
    数を決定する、請求項１３に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  15. 【請求項１５】 前記実際の電流フローの前記スケーリングされバイアスさ
    れた電圧アナログと前記設定点電圧とを比較して、前記逓降調整器の前記フィー
    ドバック電圧ピンにおけるフィードバック電圧を生成するための第４の増幅器段
    をさらに含み、該逓降調整器は、該フィードバック電圧に応答して前記スイッチ
    ングピンのスイッチング電圧のデューティサイクルを生成する、請求項１３に記
    載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  16. 【請求項１６】 前記第４の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トとを含む、請求項１５に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  17. 【請求項１７】 前記ソレノイドは、質量フローコントローラの弁を制御す
    る、請求項１５に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  18. 【請求項１８】 前記フロー設定点電圧は、前記質量フローコントローラ内
    のデジタル信号プロセッサによって決定される、請求項１７に記載のパルス幅変
    調式ソレノイドドライバ。
  19. 【請求項１９】 前記デジタル信号プロセッサは、前記弁を流れる実際の流
    量を比較して、該弁を流れる所望の流量に基づいて前記フロー設定点電圧を算出
    し、該弁を流れる該所望の流量は、該所望の電流フローの関数である、請求項１
    ８に記載のパルス幅変調式ソレノイドドライバ。
  20. 【請求項２０】 前記逓降調整器の前記リセットピンに接続された、リセッ
    ト信号を生成するための回路網をさらに含む、請求項１９に記載のパルス幅変調
    式ソレノイドドライバ。
  21. 【請求項２１】 低電力消費速度を有するパルス幅変調式ソレノイドドライ
    バを駆動する方法であって、 逓降調整器から出力されたパルス幅変調信号を用いて、該ソレノイドを流れる
    実際の電流フローを生成する工程と、 該ソレノイドを流れる該実際の電流フローを、該ソレノイドを流れる該実際の
    電流フローの電圧アナログに変換する工程と、 設定点電圧および該ソレノイドを流れる該実際の電流フローの該電圧アナログ
    の関数である誤差信号を生成する工程であって、該設定点電圧は、該ソレノイド
    を流れる所望の電流フローの関数である、工程と、 該誤差信号を該逓降調整器にフィードバックして、該パルス幅変調信号のパル
    ス幅を変更する工程と を包含する、方法。
  22. 【請求項２２】 前記逓降調整器は、約１オーム以下の低内部抵抗を有する
    、請求項２１に記載の方法。
  23. 【請求項２３】 前記低内部抵抗は、前記パルス幅変調式ソレノイドドライ
    バの前記低電力消費速度に寄与する、請求項２２に記載の方法。
  24. 【請求項２４】 前記逓降調整器は、入力電圧ピンと、フィードバック電圧
    ピンと、リセットピンと、接地ピンと、スイッチング電圧ピンとを備える、請求
    項２１に記載の方法。
  25. 【請求項２５】 前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローを生成する
    前記工程は、 第１の供給電圧を前記逓降調整器の前記入力電圧ピンに接続する工程と、 前記ソレノイドの第１の端子を前記スイッチング電圧ピンに接続する工程と、 該ソレノイドの第２の端子を電流感知レジスタの第１の端子に接続する工程と
    、 該電流感知レジスタの第２の端子を第２の供給電圧に接続する工程と、 ダイオードのカソードを該スイッチング電圧ピンに接続する工程と、 該ダイオードのアノードを第３の供給電圧に接続する工程と、 該逓降調整器の前記接地ピンを該第３の供給電圧に接続する工程と をさらに包含する、請求項２４に記載の方法。
  26. 【請求項２６】 前記ダイオードはショットキーダイオードである、請求項
    ２５に記載の方法。
  27. 【請求項２７】 前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローを変換する
    前記工程は、前記電流感知レジスタ全体にかかる電圧を第１の増幅器段を用いて
    増幅し、フィルタリングし、該ソレノイドを流れる該実際の電流フローの前記電
    圧アナログを生成する工程をさらに包含する、請求項２５に記載の方法。
  28. 【請求項２８】 前記電圧アナログを用いて、前記パルス幅変調式ソレノイ
    ドドライバのパフォーマンスをモニタリングする工程をさらに包含する、請求項
    ２７に記載の方法。
  29. 【請求項２９】 前記増幅器段は、作動増幅器と、抵抗性コンポーネントと
    、容量性コンポーネントとを含む、請求項２７に記載の方法。
  30. 【請求項３０】 前記ソレノイドを流れる前記実際の電流フローが前記所望
    の電流フローに一致する場合、前記フィードバック電圧ピンは、前記接地ピンの
    電圧以上の逓降調整器の作動上の所定電圧にバイアスされる、請求項２７に記載
    の方法。
  31. 【請求項３１】 前記誤差信号を生成する工程は、前記ソレノイドを流れる
    前記実際の電流フローの前記電圧アナログを、第２の増幅器段を用いて前記第２
    の供給電圧と前記逓降調整器の作動上の所定電圧との合計だけ負にシフトさせ、
    該実際の電流フローのスケーリングされバイアスされた電圧アナログを生成する
    工程をさらに包含する、請求項３０に記載の方法。
  32. 【請求項３２】 前記第２の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トとを含み、該第２の増幅器段は、倍非反転増幅器である、請求項３１に記載の
    方法。
  33. 【請求項３３】 前記誤差信号を生成する工程は、前記設定点電圧を生成す
    るために、第３の増幅器段を用いて前記フロー設定点電圧をフィルタリングする
    工程をさらに包含する、請求項３１に記載の方法。
  34. 【請求項３４】 前記第３の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トと容量性コンポーネントとを含むローパスフィルタであり、該抵抗性コンポー
    ネントおよび該容量性コンポーネントは、該ローパスフィルタのカットオフ周波
    数を決定する、請求項３３に記載の方法。
  35. 【請求項３５】 前記誤差信号を生成する工程は、前記ソレノイドを流れる
    前記実際の電流フローの前記スケーリングされバイアスされた電圧アナログと前
    記設定点電圧とを比較して、第４の増幅器段を用いて前記逓降調整器の前記フィ
    ードバック電圧ピンにおけるフィードバック電圧を生成する工程をさらに包含す
    る、請求項３３に記載の方法。
  36. 【請求項３６】 前記第４の増幅器段は、作動増幅器と抵抗性コンポーネン
    トとを含む、請求項３５に記載の方法。
  37. 【請求項３７】 前記ソレノイドは、質量フローコントローラの弁を制御す
    る、請求項３５に記載の方法。
  38. 【請求項３８】 前記フロー設定点電圧は、前記質量フローコントローラ内
    のデジタル信号プロセッサによって決定される、請求項３７に記載の方法。
  39. 【請求項３９】 前記デジタル信号プロセッサは、前記弁を流れる実際の流
    量を比較して、該弁を流れる所望の流量に基づいて前記フロー設定点電圧を算出
    し、該弁を流れる該所望の流量は、該所望の電流フローの関数である、請求項３
    ８に記載の方法。
  40. 【請求項４０】 質量フローコントローラの弁を駆動するための低電力消費
    速度を有するパルス幅変調式ソレノイドドライバであって、該パルス幅変調式ソ
    レノイドドライバは、 ソレノイドと、 該ソレノイドを流れる所望の電流フローを確定するためのフロー設定点電圧と
    、 該パルス幅変調式ソレノイドドライバのパフォーマンスをモニタリングするた
    めの診断ツールとして用いられる、該ソレノイドを流れる実際の電流フローの電
    圧アナログと、 該ソレノイドを流れる実際の電流フローを制御するために、該フロー設定点電
    圧と該電圧アナログとの関数を用いた逓降調整器回路であって、該逓降調整器回
    路は、該低電力消費速度に寄与する約１オーム以下の低内部抵抗を有する、逓降
    調整器回路と を含む、パルス幅変調式ソレノイドドライバ。
JP2001509057A 1999-07-10 2000-06-21 ソレノイドを駆動する方法およびシステム Withdrawn JP2003504863A (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US09/351,111 1999-07-10
US09/351,111 US6404612B1 (en) 1999-07-10 1999-07-10 Method for system for driving a solenoid
PCT/US2000/040274 WO2001004923A1 (en) 1999-07-10 2000-06-21 Method and system for driving a solenoid

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2003504863A true JP2003504863A (ja) 2003-02-04

Family

ID=23379619

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2001509057A Withdrawn JP2003504863A (ja) 1999-07-10 2000-06-21 ソレノイドを駆動する方法およびシステム

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6404612B1 (ja)
EP (1) EP1198814A1 (ja)
JP (1) JP2003504863A (ja)
CN (1) CN1369101A (ja)
AU (1) AU6802500A (ja)
TW (1) TW463197B (ja)
WO (1) WO2001004923A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2592502A2 (en) 2011-11-08 2013-05-15 Omron Corporation Safety control system

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1257790A1 (en) 2000-02-14 2002-11-20 Unit Instruments, Inc. Method and apparatus for balancing resistance
JP4864280B2 (ja) * 2001-04-24 2012-02-01 ブルックス・インストルメント・エルエルシー 質量流量コントローラのシステムおよび方法
CN100344941C (zh) * 2002-07-19 2007-10-24 迅捷公司 具有公共参考臂的可变电阻传感器
CN1688948B (zh) * 2002-07-19 2010-05-26 布鲁克斯器具有限公司 在质量流动控制器中用于压力补偿的方法和装置
US7126805B2 (en) * 2003-04-10 2006-10-24 Honda Motor Co., Ltd. Solenoid driving device
US7216019B2 (en) * 2004-07-08 2007-05-08 Celerity, Inc. Method and system for a mass flow controller with reduced pressure sensitivity
US8299771B2 (en) * 2006-11-30 2012-10-30 Infineon Technologies Ag Methods and systems for driving a load
US7905139B2 (en) * 2008-08-25 2011-03-15 Brooks Instrument, Llc Mass flow controller with improved dynamic
US8901768B2 (en) * 2011-05-24 2014-12-02 GM Global Technology Operations LLC Wastegate control system for both current-controlled and on/off PWM-type solenoids
US8754720B2 (en) 2011-08-03 2014-06-17 Mi Yan Two-stage pulse signal controller
CN102634938B (zh) * 2012-05-05 2013-01-30 宁波舒普机电科技有限公司 用于缝纫机的夹线器
DE102012218983A1 (de) * 2012-10-18 2014-04-24 Robert Bosch Gmbh Ansteuerschaltung für mindestens zwei Schütze und ein Verfahren zum Betrieb mindestens zweier Schütze
DE102012218996A1 (de) * 2012-10-18 2014-04-24 Robert Bosch Gmbh Stromregelschaltung für die Ansteuerspule eines Schützes
CN104516281B (zh) * 2013-09-30 2018-03-02 北京中电科电子装备有限公司 一种螺线管驱动器
CN110794742A (zh) * 2019-11-19 2020-02-14 中钞科堡现金处理技术（北京）有限公司 智能闸门控制系统

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5038247A (en) 1989-04-17 1991-08-06 Delco Electronics Corporation Method and apparatus for inductive load control with current simulation
FR2662828B1 (fr) 1990-05-29 1992-11-27 Sgs Thomson Microelectronics Systeme electrique comprenant un relais electromecanique et un circuit redresseur-abaisseur.
DE4420282A1 (de) 1994-06-10 1995-12-14 Bosch Gmbh Robert Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung eines elektromagnetischen Verbrauchers
US5660207A (en) 1994-12-29 1997-08-26 Tylan General, Inc. Flow controller, parts of flow controller, and related method

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2592502A2 (en) 2011-11-08 2013-05-15 Omron Corporation Safety control system
US9329581B2 (en) 2011-11-08 2016-05-03 Omron Corporation Safety control system

Also Published As

Publication number Publication date
AU6802500A (en) 2001-01-30
CN1369101A (zh) 2002-09-11
WO2001004923A1 (en) 2001-01-18
WO2001004923A9 (en) 2002-01-10
TW463197B (en) 2001-11-11
US6404612B1 (en) 2002-06-11
EP1198814A1 (en) 2002-04-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2003504863A (ja) ソレノイドを駆動する方法およびシステム
US10498214B2 (en) Multi-stage amplifier
TWI334684B (ja)
EP0846996B1 (en) Power transistor control circuit for a voltage regulator
JP2007159395A (ja) ヒステリシススイッチングレギュレータ
US20090170454A1 (en) Current limiting circuit for rf power amplifier
JP3807841B2 (ja) モータ駆動回路用可変負荷インダクタンス補償装置及び方法
JPS61139299A (ja) モ−タ駆動回路
JP2003067004A (ja) スイッチ型電圧モードドライバ回路用電気的時定数補償方法
US20200052591A1 (en) AVP Combined with DAC Servo
JP3428955B2 (ja) バッファバッテリィ電力供給システム
WO2006072840A1 (en) Current limiting amplifier
JP2003079188A (ja) スイッチ式電圧モードボイスコイルモータドライバ回路用供給変動補償方法
WO2022121023A1 (zh) 直流变压电路
JPS599702A (ja) 電気式操作機器用調節装置
JPH0580843B2 (ja)
JPH0830341A (ja) 電流検出方法及び電源装置
US7652536B2 (en) Amplifier circuit with internal zeros
US5973565A (en) DC bias feedback circuit for MESFET bias stability
JP2833993B2 (ja) スイッチングレギュレータ
JPS5918862Y2 (ja) スイッチング電源
JPS5963978A (ja) 出力電圧可変型スイッチング電源
JPS5918863Y2 (ja) スイッチング電源
JPS5833799B2 (ja) 誘導負荷駆動回路
JP4049572B2 (ja) 定電圧レギュレータ

Legal Events

Date Code Title Description
A300 Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300

Effective date: 20070904