JP2003501986A - 聴覚フォーマットを備えた補聴器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 聴覚低下のタイプは所定の数のクラスに分離される。各クラスに対し、適正な聴覚低下を決定し、対応する固定された聴覚フォーマット、例えば、周波数応答を割り当てて、聴覚低下の対応するタイプを補正する。補聴器は、対応する周波数応答特性を基にしてマトリックスに分類される。補聴器の適正な周波数応答は、アナログ・フィルタを使用して達成される。オプションではスイッチング・キャパシタ方式を使用しても達成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【関連出願】

本出願は、米国仮出願Ｎｏ．６０／１３９，２０４（１９９９年６月１５日出
願）と米国仮出願Ｎｏ．６０／１５７，９７３（１９９９年１０月６日出願）と
の利益を主張する、米国出願Ｎｏ．０９／５２４，０４３（２０００年３月１３
日出願）の一部継続出願であり、かつそれに対する優先権を主張するものである
。前記出願すべてはその全文が本願明細書の一部をなすものとしてここに引用す
る。

【０００２】 本出願は同時係属の米国出願Ｎｏ．０９／５２４，６６６、０９／５２４，０
５４、０９／５２４，５０１、６０／１８８，９９７、６０／１８８，９９６、
６０／１８８，７２１、６０／１８８，８５７、６０／１８８，７３６（これら
はすべて、２０００．３．１３付で出願）に関係するものであり、前記出願すべ
てはその全文が本願明細書の一部をなすものとしてここに引用する。

【０００３】

【発明の背景】

聴覚低下の１つの形態は、高周波数での感度低下により発生する。このタイプ
の聴覚低下は、時には周波数均等化を使用して補正される。例えば、受話者の感
度が低下している周波数範囲を増幅して、可聴範囲の全周波数での均等感度を得
るようにする。高齢の聴覚低下受話者では、感度低下は可聴周波数範囲の高域端
で極めて顕著である。結果的に、一般的には、可聴スペクトルの高域端での周波
数を増幅し、聴覚の低下した受話者に対し可聴スペクトル全体に渡り音の均等化
を維持する。

【０００４】 一般にこのような補聴器は、個人の聴覚学的および身体的必要性を基に、各個
人用に特別注文して適合されている。したがって、聴覚フォーマットは、個人の
聴覚低下に応じて補償するように製作される。

【０００５】 希望する聴覚フォーマットを実現する一般的方法は、特別注文の耳用金型また
はケースを製作することであり、これら特別注文品は個人の耳および／または耳
管に適合するように製作される。このような方法を使用して聴覚を補正するのは
骨の折れる方法である、なぜなら、聴覚劣化のタイプは、個人により耳導管の身
体的特徴が異なるのと同様に、個人により異なるためである。

【０００６】 具体的には、適正な聴覚フォーマットを形成するために、基本的な補聴器の方
式、例えば耳の背後（ＢＴＥ）、耳の中（ＩＴＥ）、耳管の中（ＩＴＣ）、また
は完全に耳管の中（ＣＩＣ）などの方式を選択して適合させる。したがって、対
応する聴覚フォーマットがオージオロジスト（聴覚機能訓練者）診療所で適合す
るように調整される。その方法によっては、このプロセスに、スイッチまたは回
転トリマ・コントロールのような補聴器の機械的形態の調整を含むことがある。
さらに、このプロセスには、ハンドヘルド・プログラミング・ユニットまたはコ
ンピュータ・インタフェースのようなプログラミング・デバイスを利用して、デ
バイス特性を電気的に調整することを含むこともある。イヤホンの正しい適合に
プログラマブル回路の調整を必要とするか、またはイヤホン自体の物理的な調整
を必要とするかにかかわらず、このようなデバイスを用いて個人に正しく適合す
るための追加時間がコストの増加を招き、その割には、しかも聴覚低下受話者に
対する利益の実質的増加を伴わない。

【０００７】 当初は、補聴器用途に対するアナログ信号処理は、周波数非依存線形増幅であ
った。その後、周波数補償と圧縮回路が信号処理機能に含まれた。補聴器回路に
よっては、周波数スペクトルは、各チャネルが個別に制御された利得（ゲイン）
と圧縮を持つ、２つのチャネル（低周波数チャネルおよび高周波数チャネル）に
分割されている。

【０００８】 各チャネルはフィルタを含む。アナログ信号処理用のフィルタはＯＰアンプ（
演算増幅器）を使用して実現される。補聴器に対して、小型化・小パワー・低動
作電圧の制約が信号処理フィルタの設計を複雑にしている。例えば、Ｋ−アンプ
補聴器回路の基本的なダイナミック・フィルタは、単一のＯＰアンプ１次フィル
タとして実現される。別の例はGennum Dynam ＥＱ補聴器回路であり、この回路
では、フィルタは２つのＯＰアンプ１次フィルタを使用して実現されている。

【０００９】 補聴器に使用される簡単な１次フィルタは補聴器ユーザに利益を提供するが、
高次フィルタは聴覚低下の特性にさらによく適合できる。高次フィルタはより高
度なスペクトル制御が可能であるため、特に自然音の点で、補聴器ユーザにさら
に利益を提供する。例えば、高次フィルタは、ユーザの残留聴覚がかなりある場
合、周波数を過大増幅しないように調整できる。

【００１０】 理論的には、高次フィルタは単一ＯＰアンプを用いて実現できるが、しかし実
際的理由から多くはそうでない。例えば、２次フィルタ・セクションは、３つの
ＯＰアンプを持つ既知のバイクワッド（biquad）構成を使用して実現されること
が多い。一般的な、連続時間、バイクワッド、２次フィルタ・セクションは３つ
のＯＰアンプを使用する、一方、同一バイクワッド・フィルタ・セクションのス
イッチング・キャパシタのバージョンは僅か２つのＯＰアンプを使用して実現さ
れる。したがって、高次フィルタを用いるアナログ信号処理は複数のＯＰアンプ
を必要とすることが多い。このように、バイクワッドの、３つのＯＰアンプ・フ
ィルタ構成を使用すれば、６次フィルタを使用する補聴器用途における信号処理
では、１８またはそれ以上のＯＰアンプを使用することがある。

【００１１】 補聴器が増幅回路を備えることにより、聴覚低下を補償することは既知である
。ノイズの無い状態では、簡単な増幅および周波数補償された増幅システムによ
り満足な性能を実現できる。しかし、ノイズの多い状態、およびノイズが多くの
低周波数成分を含む特定の状態では、特定の補聴器の増幅器は飽和（クリッピン
グ）に達することが多い。クリッピングが発生すると、音声認識に不可欠の高周
波数成分が大きくひずむか、または減衰することがあり、それにより元の信号の
高周波数成分が一緒に消滅する。

【００１２】 大きい低周波数成分によるひずみを無くするために、補聴器によっては圧縮回
路を含む。大きい低周波数成分が存在する場合、この圧縮回路は補聴器の利得を
減少させる。これにより、音声認識に重要な高周波数信号成分の強さが減少する
。経験によれば、これらタイプの補聴器は、例えば、低周波数ノイズが支配的で
ある、レストラン、自動車、列車、飛行機などのようなノイズの多い環境におい
ては有効で無いことが多い

【００１３】

【発明の概要】

本発明は補聴器の特定の構成に関するものである。

【００１４】 本発明の1つの構成では聴覚低下のタイプをクラス、つまりレンジ（range、幅
）に分離することを含む。各レンジに対し、劣化感度または聴覚低下の概略また
は平均レベルが決定される。それに応じて、定義された周波数応答を有する聴覚
フォーマットを計算して、各レンジに対する聴覚低下の近似されたタイプに対し
聴覚低下を補償する。一実施形態では、各聴覚低下レンジは約１０〜１２ｄＢの
範囲をカバーし、レンジの数を適当な管理可能な数に減少させる。好ましくは、
補聴器は工場で一定の固定された聴覚フォーマットにプログラムされ、聴覚低下
の対応するタイプを補正して受話者に与えられる。

【００１５】 本発明の別の構成によれば、一連の所定のパラメータを使用して補聴器のマト
リックスを定義する、このマトリックス内で補聴器の各々が1つの固定された聴
覚フォーマットを有する。1つのパラメータは、聴覚フォーマットの所定の周波
数レンジでの利得の相対変化に従って補聴器を分類する。第２パラメータを使用
し、例えば所定の可聴周波数での特定の聴覚フォーマットの最大またはピーク利
得を基にして、補聴器をさらに分類する。一実施形態では、補聴器を分類して、
２次元マトリックスを作成する。マトリックス内の補聴器の各タイプは、予めプ
ログラムされた聴覚フォーマットまたは周波数応答を有し、補正される補聴器の
対応するタイプの厳格性に応じて聴覚低下を補償する。

【００１６】 本発明のさらに別の構成によれば、伝達関数が２チャネル・システムの基本特
性を提供する。アナログ・フィルタは順応性を備え、低周波数と高周波数間の伝
達関数の最大傾斜を容易に選択できる。傾斜選択の順応性は、例えば、各種の聴
覚低下特性を補うために調整可能な補聴器設計を容易にする。

【００１７】 本発明のさらに別の構成によれば、アナログ・フィルタ性能を改良し、高次フ
ィルタの物理的サイズを小さくする。特に、２つのＯＰアンプとスイッチング・
キャパシタの組合せを使用して２次フィルタを実現する。好ましい２次フィルタ
・セクションを使用して、例えば、乗算器を含む高次フィルタが補聴器内で動作
する伝達関数の特性を形成する。高次フィルタの代替実施形態では、可変利得Ｏ
Ｐアンプ回路を構成することにより乗算器として機能させ、乗算器回路を削除し
てさらにパワー節減を改良する。

【００１８】 補聴器のような用途では、最小数のＯＰアンプを使用して信号処理設計を実現
することは有用である。最小数のＯＰアンプを持つ利点には、多数のＯＰアンプ
を使用する実装に比較して、小型、低ノイズ、小パワー、低コストを含む。

【００１９】 本発明の１つの構成では、音声信号のバックグラウンド・ノイズ（暗騒音）の
影響を低減させることを意図している。特に、音声入力信号の周波数応答を分離
し、別個のチャネル内で処理する。加算器回路を使用して、分離された成分を再
結合して受話者への出力信号とする。個別のチャネルを使用して対応する周波数
帯域を処理するため、1つのチャネル内のバックグラウンド・ノイズによるクリ
ッピング（飽和）が、入力信号の他方のチャネルの周波数成分の完全性を完全に
は低下させない。一実施形態では、所定のチャネルの周波数範囲の増幅を調整し
て、聴覚低下受話者の聴覚低下を補償する。

【００２０】 各チャネルはフィルタを含み、そのフィルタの対応する出力は非線形増幅器に
接続される。次に、増幅器の出力は第２フィルタに供給される、第２フィルタの
出力は、加算器回路において、最初の音声入力信号の他方の周波数成分のチャネ
ル出力と再結合される。好ましい実施形態では、各チャネルのフィルタ回路を選
択して、周波数範囲が可聴スペクトル全体に渡り連続するようにする。この配列
を基にして、入力信号を処理し、加算器回路で関連する出力信号を形成して、各
個人の聴覚低下を補償する。入力信号を別個のチャネルに分離することに関する
前述の形態は、従来技術に関して有効である、なぜなら、簡単なソフトウェア・
アルゴリズムを使用して、ノイズの存在下でも低ひずみの出力信号を形成できる
からである。これらの簡単なアルゴリズムは、デジタル信号プロセッサのような
小パワー消費デバイスで容易に実現できる。

【００２１】 本発明の前述およびその他の目的、形態、および利点は、添付図面に示す本発
明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明で明らかになるであろう。図面では、
同一参照符号は異なる図面においても同一部品を指す。図面は必ずしも縮尺通り
でなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。

【００２２】

【好ましい実施形態の詳細な説明】

図1は、僅かないし中程度と考えられる聴覚低下の代表的な範囲を示すグラフ
である。例えば、ラインＡは、僅かに聴覚低下した人の感度低下を表す。ライン
Ｂは中程度に聴覚低下した人の感度低下を表す。斜線部分１００は、ラインＡと
ラインＢで表される聴覚低下の度合いの間の聴覚低下の連続領域を表す。

【００２３】 特に、ラインＡとラインＢは一般に、聴覚低下が高い周波数、つまり高域端で
大きくなる点で共通の形状を有する。しかし、ラインＢで示す聴覚低下を有する
受話者の感度は、図１に示されたように、可聴周波数の中間範囲では急激な聴覚
低下を示す。

【００２４】 図２は、本発明の原理による聴覚低下の範囲を示すグラフである。第1領域２
１０は聴覚低下が僅かな形状を示し、ラインＡとラインＣの間の領域として画定
されている。第２領域２２０は次のさらに大きい聴覚低下を示し、ラインＣとラ
インＤの間の聴覚低下の領域として定義されている。最後の第３領域２３０は最
も大きい聴覚低下を示し、ラインＢとラインＤの間の領域として定義されている
。各領域、例えば第1領域２１０、第２領域２２０または第３領域２３０は、聴
覚低下した個人のクラスを定義する。１つのクラス内の個人は聴覚低下のほぼ同
一タイプを持つと考えられる。

【００２５】 図３は図２と同一形態を示すが、数本のラインが追加されており、これらのラ
インは特定領域の平均または概略聴覚低下を示す。例えば、第１領域２１０の概
略（近似）聴覚低下はラインＸで定義される。同様に、ラインＹは第２領域２２
０の概略聴覚低下であり、ラインＺは第３領域２３０の概略聴覚低下である。

【００２６】 一般に平均的な受話者は音声の１ｄＢ変化を検知できない。しかし、３ｄＢの
オーダーの音声レベル変化は一般に検知できる。＋１０ｄＢの音声レベル増加は
、平均的受話者に対しては、２倍の大きさと考えられる。したがって、聴覚低下
領域の数は管理可能な数まで減少され、各領域は約１０〜１２ｄＢで分離される
。つまり、各領域は約１０〜１２ｄＢの聴覚低下範囲を大まかにカバーする。１
つのレンジを定義するこの広いカバー範囲は、本発明の一連の補聴器からなる補
聴器ファミリーに対し不必要な数の聴覚フォーマットを割当てないことを保証す
る。そうでない場合、保持する必要がある聴覚低下タイプおよび対応する補正聴
覚フォーマットの数が無限大になるおそれがある。

【００２７】 図４は、図３のラインＸ、ラインＹ、ラインＺで定義される聴覚低下レンジの
各々に対する望ましい補聴器応答を示す。図示のように、種々の各種周波数応答
は一連の線形補聴器からなるファミリーを定義する。聴覚フォーマット４１０は
、受け取る音声信号の対応する周波数における適正な利得（ゲイン）を提供し、
図３のラインＺで定義された聴覚低下を持つと診断された受話者に対する聴覚を
回復する。

【００２８】 第３領域２３０内に入る聴覚低下を持つ受話者に対しては、ラインＺへの近似
に基づいて、図４の聴覚フォーマット４１０を提供し、その受話者の聴覚を回復
する。同様に、第２領域２２０内の聴覚低下を持つと診断された受話者に聴覚フ
ォーマット４２０を割当て、その受話者の聴覚を補正する。同様に、第１領域２
１０内の聴覚低下を持つと診断された受話者に聴覚フォーマット４３０を割当て
、その受話者の聴覚を補正する。一実施形態では、聴覚フォーマットで示される
特定周波数における利得は、聴覚低下の約半分である。したがって、各聴覚フォ
ーマットは相互に約５〜６ｄＢ離れている。

【００２９】 一実施形態では、補聴器は望ましい応答の３ｄＢ以内の精度を有する。つまり
、製造許容差による聴覚フォーマットの周波数応答は、図４と図５とに示される
理想的応答から３ｄＢ以内まで離れている。

【００３０】 図５は、非線形補聴器のファミリーに対する好ましい周波数応答を示すグラフ
である。例えば、図３のラインＸ、ラインＹ、ラインＺで定義されたのと同様に
、いくつかの聴覚フォーマットの望ましい周波数応答が聴覚低下の各々に対して
示されている。聴覚フォーマット５１０は適正な利得を備え、ラインＺで定義さ
れた聴覚低下を持つと診断された受話者に対し正常な聴覚を回復する。第３領域
２３０内に入る聴覚低下を持つと診断された受話者には、ラインＺへの近似に基
づいて、聴覚フォーマット５１０を割り当て、その受話者の聴覚を回復する。同
様に、第１領域２１０と第２領域２２０内の聴覚低下を持つと診断された受話者
には、聴覚フォーマット５３０と５２０とを割当て、それぞれに、聴覚低下の対
応するタイプを補正する。

【００３１】 図６は、本発明の一実施形態における機能コンポーネントを示すブロック図で
ある。一般に、空気中の音響振動６０５は補聴器６００で処理され、耳導管６６
０で受話者に対し聴覚の回復を実現する。

【００３２】 具体的には、音響振動６０５はマイクロホン６１０で検出され、次に、検出し
た音に対応する低レベルの電気信号６１５を発生する。前置増幅器と圧縮器６２
０は低レベル信号を増幅し、それを圧縮して可聴聴覚のダイナミック・レンジ内
に適合させる。前置増幅器と圧縮器６２０の出力で増幅された信号６２５は、次
に、増幅器／フィルタ回路６３０に供給され、さらに処理される。フィルタ／増
幅器回路６３０の電気特性は、選択された聴覚フォーマット・タイプ６２７に依
存する。

【００３３】 例えば、補聴器６００用に選択可能な１つのフォーマット・タイプは、前述の
聴覚フォーマット５３０である。したがってフォーマットされたとき、フィルタ
／増幅器回路６３０は増幅された信号を処理し、出力信号６３５を発生し、それ
を出力ドライバ６４０に供給してスピーカ６５０を駆動する。次に、スピーカ６
５０からの音声出力６５５は受話者の耳管６６０に向けられる。この方法では、
単一補聴器６００をフォーマットして、選択した聴覚フォーマットを基にして特
定タイプの聴覚低下を補正する。

【００３４】 前述のように、限定された数の聴覚フォーマットをトラッキング（tracking）
して維持し、例えば一般人の聴覚低下を補正する。この目標の推進と本発明の原
理によれば、２つまたはそれ以上のパラメータを使用して、異なるタイプの聴覚
フォーマットをトラッキングする。例えば、１つの聴覚フォーマットが、周波数
応答の形状と、特定の聴覚フォーマット・レンジの最大またはピーク利得などの
パラメータとの組合せにより識別される。この方法で補聴器を分類することは、
複数タイプの補聴器のトラッキングを簡単にする。

【００３５】 前述のように、周波数応答の形状は聴覚フォーマットの1つの形態であり、コ
ードにより識別される。一実施形態では、コードはアルファベット文字である。
好ましくは、コードは可聴周波数帯域の一部の利得プロファイルの勾配を定義す
る。

【００３６】 特定の周波数における最大利得のようなピーク利得情報は、特定聴覚フォーマ
ットの別の形態であり、数値によりオプションで識別される。例えば、コードが
特定形状の周波数応答曲線を指定する場合、数値をオプションで使用して、聴覚
フォーマットのピーク利得情報、または特定聴覚フォーマットの利得のレンジを
指定する。一実施形態では、前記数値は最大またはピーク利得のデシベル（ｄＢ
）表示を指す。

【００３７】 一実施形態では、補聴器は周波数応答の勾配と、特定の周波数における聴覚低
下の度合いとを基にして分類される。好ましくは、聴覚低下の異なるタイプのク
ラスは等間隔である。すなわち、好ましくは、聴覚低下レンジが等間隔で離れて
おり、それにより所定の周波数における異なるクラスの聴覚低下が、２８、４０
、５２、６４、８４ｄＢである。

【００３８】 これらパラメータ（曲線形状、利得レンジまたはピーク利得）の組合せは、多
くの異なるタイプの聴覚フォーマットを正確に記述するのに十分である。これに
より、補聴器供給者が制限された数の聴覚フォーマットを維持でき、一方で、多
くの異なるタイプの聴覚低下に対する補聴器を供給できる。

【００３９】 補聴器利用者が診断され、聴覚低下のタイプが特定された後、オージオロジス
トに必要なことは、どの聴覚フォーマットが聴覚低下を補償するのに適切である
かを決定することだけである。次に、対応するタイプの聴覚低下を補正するため
の固定された周波数応答を持つ、予めプログラムされた補聴器が補聴器利用者に
対し指定される。

【００４０】 一実施形態では、各補聴器は工場で所定の聴覚フォーマットにプログラムされ
、再プログラムできない。次に、各々が異なる聴覚フォーマットを有する異なる
タイプの補聴器のマトリックスが、例えば地元の薬局で保持される。好ましくは
、マトリックス内の補聴器は低価格で使い捨てタイプである。

【００４１】 適正な補聴器が補聴器マトリックスから選択され、オージオロジストにより指
定された後、補聴器利用者に必要なことは、このようなデバイスを供給する地元
の薬局において指定された機種を入手するだけである。この方法を基にすれば、
オージオロジストの診察室において補聴器を調整する必要がなくなる。むしろ、
オージオロジストが聴覚低下の補聴器利用者のタイプを識別し、対応するタイプ
の補聴器を指定して聴覚低下を補償する。

【００４２】 したがって、オージオロジストの診察室に補聴器のマトリックスを維持する必
要がない。なぜならば、利用者が新しい補聴器を必要とする度に、補聴器を再プ
ログラムしたりまたは特別注文で適合させる必要がないからである。それに代わ
り、補聴器のマトリックスは、薬局のような販売店で保持され、オージオロジス
トの診察室における大量の補聴器の扱いに関する時間を低減する。これにより補
聴器の全体コストが低減する、なぜなら、薬局での補聴器の販売を支援するため
の諸経費が、補聴器の販売がオージオロジストの診察室でなされる場合に比べ、
一般に低減するからである。さらに、利用者に補聴器を特別注文で適合させるこ
とに関連する時間と費用も減少するか、または無くなる、なぜなら、固定された
周波数応答を有する補聴器を利用者に指定し、対応するタイプの聴覚低下を補償
するからである。

【００４３】 本発明の1つの構成では、補聴器用途に適するアナログ・フィルタを述べる。
アナログ・フィルタは次の正規化式を用いてｓ−領域で説明される。 Ｕ（ｓ）＝（（ｓ²）／（ｓ²＋γ・ｓ＋１））ⁿ （１） Ｖ（ｓ）＝（（ｓ−１）／（ｓ＋１））ⁿ （２） Ｘ（ｓ）＝Ｖ（ｓ）・Ｕ（ｓ） （３） ここで複素周波数ｊω、γは２次フィルタ・セクションＵ（ｓ）の共振を制御し
、ｎはセクションの数と、ここではフィルタの最大傾斜を選択する。パラメータ
ｎは通常１〜４の整数である。Ｕ（ｓ）は高域通過フィルタを定義し、Ｖ（ｓ）
は全域通過フィルタを、またＸ（ｓ）は低域通過フィルタを定義する。Ｕ（ｓ）
とＸ（ｓ）は種々の比率で結合し、以下の式のように、補聴器の希望する伝達関
数を形成する。 Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β）Ｘ（ｓ）＋（１＋α）Ｕ（ｓ） （４） ここで（１＋α）は高周波数利得、（１＋α・β）は低周波数利得である。パラ
メータαはフィルタ、特に高周波数利得を制御し、一方、βは高周波数利得に対
する低周波数利得の大きさを制御する。伝達関数は、ｓ＝ｊω／ω_c＝ｊｆ／ｆ_c の割合で定めた周波数にできる。ここでω_c（ｆ_c）は高域通過伝達関数Ｕ（ｓ）
のコーナー周波数である。

【００４４】 式１〜４は補聴器用途に適する一連の伝達関数を記述している。ｆ_c、γ、ｎ
、α、βを変えることにより、補聴器用途に適する広範囲の伝達関数を得ること
ができる。図７〜１２は、ｆ_c、γ、ｎ、α、βのいくつかの異なる値に対する
伝達関数Ｔ（ｓ）の代表的な周波数応答を示す。

【００４５】 図７では、伝達関数Ｔ（α、β、ｎ）を定義する独立変数α、β、ｎが、周波
数応答のファミリーを形成する。詳細には、周波数応答のファミリーは、ｎ＝１
、２、３、４、ｆ_c＝２０００Ｈｚ、γ＝１．３３、α＝６４、β＝０から導か
れる。より急峻な傾斜曲線は高次フィルタ（すなわち、ｎの大きい値）の周波数
応答を表す。

【００４６】 図８では、ｎの値は一定（ｎ＝１）にとどまり、独立変数は図７と同様にとど
まる、しかし、α＝０、１、２、４、８、１６、３２、６４の値は高周波数利得
を制御する。図９は、β＝０．０６６の値を持つ以外は、図８と同一の曲線ファ
ミリーを示す、ここでβは高周波数利得に対する低周波数利得に相当する。α・
βは周波数スペクトルの広い部分全体の利得を制御する。

【００４７】 図１０では、周波数応答のファミリーは、ｎ＝１からｎ＝２に変化することか
ら、図８の周波数応答のファミリーとは異なる。図１１は図１０に独立変数α＝
０．３３（０．００の代わりに）を組合わせている。最後に、図１２の周波数応
答のファミリーはｆ_cを２０００Ｈｚから４００Ｈｚに変化させ、α＝８として
導かれる、しかし、その他のすべての独立変数は図８の周波数応答のファミリー
を構成しているものと同一である。

【００４８】 便宜上、前述の設定を以下の表にまとめる。

【００４９】

【表１】

【００５０】 図１３に、前述の式（１）〜（４）で記載されたアナログ・フィルタのブロッ
ク図を示す。信号経路は実線で、制御信号は破線で示されている。自動利得制御
（ＡＧＣ）回路は、信号Ｕ（ｓ）の特性を基にして制御信号alpha（α）を発生
する。このアナログ・フィルタは３つの２次高域通過フィルタ・セクションと、
３つの１次全域通過フィルタ・セクションを含む。アナログ・フィルタは、パラ
メータα、β、γ、ｎに関連するアナログ・コンポーネント（例えば、抵抗体と
キャパシタ）から構成される。

【００５１】 小パワー補聴器に対しては、使用する回路を最小化することが望ましい。した
がって、本発明の代替実施形態では、前述の、式（１）〜（４）で定義されたア
ナログ・フィルタを、高域通過フィルタ・セクションを帯域通過フィルタ・セク
ションに置き換え、さらに全域通過フィルタ・セクションを削除したアナログ・
フィルタと置換する。この代替のアナログ・フィルタは補聴器用途に適し、その
伝達関数は次の正規化式を用いてｓ−領域で記述される。 Ｕ（ｓ）＝（ｓ²＋１）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１） （５） Ｘ（ｓ）＝（δ・ｓ）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１） （６） Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β・γ）Ｕ（ｓ）−（α・γ）Ｘ（ｓ）ⁿ （７） ここでＵ（ｓ）は帯域除去フィルタ（すなわち、ノッチ・フィルタ）を定義し、
Ｘ（ｓ）は帯域通過フィルタを、Ｔ（ｓ）は全体フィルタ伝達関数を定義する。
また、パラメータαは高周波数利得を制御し、βは高周波数利得に対する低周波
数利得を制御する。またδは帯域通過フィルタの鋭さを制御し、γはαに関連す
る最大の高周波数利得を制御する。パラメータｎは縦続接続された帯域通過フィ
ルタの数を定義する、ここでｎは通常１から３である。好ましくは、δパラメー
タは１〜２の範囲、さらに好ましくは１．４から１．６に設定される。本発明の
実施形態では、δパラメータは１．５３８（すなわち、１／０．６５）の値であ
る。式（５）〜（７）は１ラジアン／ｓｅｃの特性周波数に正規化されているが
、当業者には、補聴器用途に対しさらに高度な特性を必要とすることは理解され
るであろう。好ましくは、特性周波数は３０００Ｈｚ（１８８５０ラジアン／ｓ
ｅｃ）〜７０００Ｈｚ（４３９８２ラジアン／ｓｅｃ）の間に調整される。本発
明の実施形態では特性周波数は５０００Ｈｚ（３１４６１ラジアン／ｓｅｃ）に
調整される。

【００５２】 以下の説明では、前述の式（５）〜（７）を形成するような、主として補聴器
用に構成可能な高次フィルタを実現する電子回路を示す。電子回路は、一般に、
低周波数に比べ高周波数側を増幅する、つまり高域端の利得を低域端よりも大き
くするフィルタを具体化する。本発明の好ましい実施形態は少数の回路、特に好
ましくない実施形態に比べより少数のＯＰアンプ（演算増幅器）を使用する。

【００５３】 １つの回路設計では、一連の帯域通過フィルタ・セクションを使用して、希望
する信号伝達関数を実現する。本発明をさらに理解するためには、２次バイクワ
ッド・フィルタ・セクションを理解し、このバイクワッド・フィルタをスイッチ
ング・キャパシタとして実現できる方法を理解する必要がある。図１４は、既知
の連続時間、２次バイクワッド帯域通過フィルタの概略図を示す。図に示された
ように、２つの帯域通過出力があり、一方は非反転帯域通過出力、他方は反転帯
域通過出力である。

【００５４】 図１５は、スイッチング・キャパシタ抵抗を使用して実現された同一のバイク
ワッド帯域通過フィルタの概略図を示す。スイッチング・キャパシタ抵抗体の構
成に依存して、抵抗は正または負（すなわち、反転スイッチング・キャパシタ抵
抗体）のどちらにもできる。負抵抗を使用できることから、スイッチング・キャ
パシタ・バイクワッド帯域通過フィルタは、図４の連続時間フィルタに比べ１つ
少ないＯＰアンプを使用できる。また、スイッチング・キャパシタ・バイクワッ
ド・フィルタに対し、１つの帯域通過フィルタ出力だけが利用できる。反転また
は非反転帯域通過フィルタのどちらかを形成するために、入力抵抗体を、それぞ
れ、反転または非反転で形成する。これは、図１５では、抵抗体Ｒ１−Ａ（非反
転帯域通過出力に対し負抵抗）とＲ１−Ｂ（反転帯域通過フィルタ出力に対し正
抵抗）とで示される。

【００５５】 図１６は、前述の式（５）〜（７）で記述される望ましい信号処理アルゴリズ
ムのブロック図を示す。回路は1つの帯域除去フィルタおよび３つの帯域通過フ
ィルタを含む。帯域通過フィルタの出力は、それぞれＸ¹、Ｘ²、Ｘ³である。セ
レクタ（すなわち、マルチプレクサ）は、ｎで表示された制御信号に基づいて帯
域通過フィルタ出力の１つを選択する。セレクタの出力はＸⁿで表される。セレ
クタの出力は自動利得制御（ＡＧＣ）回路に入力され、そこでalpha（α）で表
示された制御信号を発生する。信号alpha（α）は一定係数gamma（γ）を乗算さ
れて、alpha＊gamma（α＊γ）で表示された制御信号を生成する。帯域除去フィ
ルタの出力は一定係数beta（β）を乗算されて、beta＊Ｕ（β＊Ｕ）で表示され
た信号を発生する。beta＊Ｕから信号Ｘⁿを減算し、それにalpha＊gammaを乗算
して、alpha＊gamma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）で表示された信号を生成する。最後に
、帯域除去信号Ｕを加えて、alpha＊gamma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）＋Ｕを生成する
。与えられたＸは、同一中心周波数Ｘを有する帯域フィルタの伝達関数であり、
したがって、最終出力信号alpha＊gamma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）＋Ｕは、alphaが大
きいときは中心周波数において最大利得を提供する。

【００５６】 図１６に示すシステムの直接的実現には、少なくとも１３のＯＰアンプを使用
し、ＡＧＣ回路を除外している。これは、各帯域通過フィルタに対する２つのＯ
Ｐアンプと、帯域除去フィルタに対する３つのＯＰアンプを使用するスイッチン
グ・キャパシタ・フィルタを有している。補聴器のような小パワー用途に対して
は、ＯＰアンプ数を最小化することが望ましい。少ないＯＰアンプを使用するこ
とにより、３つの改良、すなわち（１）必要パワーの減少、（２）特定用途向け
集積回路に必要なシリコン面積の減少、（３）シリコン面積の減少による低コス
ト化、が達成され。本発明は、図１７と１８に示す信号処理アルゴリズムの好ま
しい実施形態を述べており、僅かに９個のＯＰアンプを必要とするだけである。

【００５７】 図１７は信号処理設計の好ましい実施形態のブロック図を示す。この回路は３
つの帯域通過フィルタを含む。1つの帯域通過フィルタは反転帯域通過フィルタ
であり、他の２つの帯域通過フィルタは非反転である。図１６には別個の帯域除
去フィルタはない。３つの帯域通過フィルタはそれぞれ、−Ｘ¹、−Ｘ²、−Ｘ³
で表示されている。セレクタは、ｎで表示された制御信号に基づき帯域通過フィ
ルタ出力の１つを選択する。セレクタの出力は−Ｘⁿで表示されている。セレク
タ出力はＡＧＣ制御回路に入力され、そこでalpha（α）で表示された制御信号
を生成する。

【００５８】 反転加算増幅器は、セレクタ出力−Ｘⁿと、定数係数beta（β）で重み付けさ
れた第１（反転）帯域通過フィルタの出力−Ｘ¹と、定数係数beta（β）で重み
付けされた入力信号とを加算し、別の定数係数gamma（γ）で重み付けして、−g
amma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）で表示される出力信号を生成する。この第１反転加算
増幅器の出力は、alpha（α）で制御される利得係数を伴ない、反転増幅器を通
過して、alpha＊gamma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）で表示される出力信号を生成する。
最後に、全入力に等しい重み付けを伴なう第２反転加算増幅器が、前記反転増幅
器の出力に、第１反転加算増幅器の出力と入力信号を加算して、−（alpha＊gam
ma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）＋Ｕ）で表示される出力信号を生成する。

【００５９】 マイナス符号を除き、図１７のブロック図の出力信号は図１６のブロック図の
出力信号と同一である。本発明の代替実施形態（図示なし）では、図１７の最後
の反転加算増幅器が非反転加算増幅器に置き換えられ、出力信号が（alpha＊gam
ma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）＋Ｕ）（すなわち、先頭のマイナス符号がなくなる）で
表示される。

【００６０】 図１８は本発明の好ましい概略図である。回路は図１７に示される信号処理設
計を実現する。第1（反転）帯域通過フィルタは、ＯＰアンプＡＲ１０１とＡＲ
１０２、抵抗Ｒ１０１〜Ｒ１０４、およびキャパシタＣ１０１、Ｃ１０２を備え
ている。第２（非反転）帯域通過フィルタは、ＯＰアンプＡＲ２０１、ＡＲ２０
２、抵抗Ｒ２０１〜Ｒ２０４、およびキャパシタＣ２０１、Ｃ２０２を備えてい
る。第３（非反転）帯域通過フィルタは、ＯＰアンプＡＲ３０１、ＡＲ３０２、
抵抗Ｒ３０１〜Ｒ３０４、およびキャパシタＣ３０１、Ｃ３０２を備えている。
セレクタはスイッチＳ１〜Ｓ３を有する。第1反転加算増幅器はＯＰアンプＡＲ
１と抵抗Ｒ１〜Ｒ５を含み、抵抗Ｒ３は定数係数beta（β）を設定し、抵抗Ｒ５
は定数係数gamma（γ）を設定する。反転加算増幅器はＯＰアンプＡＲ２と、抵
抗Ｒ６およびＲ７とを含み、抵抗Ｒ６またはＲ７のどちらか、または両方を変更
することにより、増幅係数alpha（α）を変化させる。最後に、第２反転加算増
幅器はＯＰアンプＡＲ３と抵抗Ｒ８〜Ｒ１１から構成される。図１５の回路は総
数で９つのＯＰアンプを含む。コンポーネントの値（抵抗およびキャパシタ）は
記入されていないが、当業者は一連のコンポーネントの値を容易に決定し、希望
する信号処理アルゴリズムを得ることができる。

【００６１】 本発明の別の実施形態では、図１８のＯＰアンプＡＲ３と抵抗Ｒ１１を削除で
きる。この場合、最後の反転加算増幅器は、抵抗Ｒ８〜Ｒ１０で構成される抵抗
加算回路網に置き換えられる。本発明のこの実施形態は、僅かに８個のＯＰアン
プを使用するだけである。出力信号は、抵抗Ｒ８〜Ｒ１０の接続点で得られ、（
１／３）＊（（alpha＊gamma＊（beta＊Ｕ−Ｘⁿ）＋Ｕ）で与えられる。

【００６２】 前述の実施形態では、好ましくは、補聴器のマトリックスは補聴器の特性によ
り定義される。好ましくは、補聴器のクラスを定義することには、周波数範囲内
の応答利得の勾配と、所定の周波数でのピーク応答利得とに基づいて補聴器のタ
イプを分離することを含む。

【００６３】 図１９は補聴器マトリックスの例であり、ここでは補聴器は、前述のように周
波数応答特性を基に分類される。３×３マトリックスは９つの異なるタイプの補
聴器を分類する。好ましくは、各補聴器は工場で固有の聴覚フォーマットを用い
て予めプログラムされ、特定タイプの聴覚低下を補償する。代替の実施形態では
、補聴器は複数タイプの聴覚フォーマットを用いてプログラムされるが、一回に
１つの聴覚フォーマットだけが選択される。

【００６４】 １つの列の補聴器、例えばＦ−２０、Ｆ−２６、Ｆ−３２は、同一周波数応答
特性であるが異なるピーク利得値を有する補聴器のクラスを定義する。補聴器の
識別子“Ｆ”は“フラット（flat）”に相当し、補聴器の特定クラスの周波数応
答を記述する。例えば、図５に示される聴覚フォーマット５１０を参照。中間レ
ンジ周波数１０００−１２００Ｈｚの利得傾斜の大きさは比較的フラットであり
、したがって、聴覚フォーマット５１０は“Ｆ”タイプの補聴器として分類され
る。

【００６５】 同様に、具体例の３×３マトリックスにおける文字“Ｓ”は、“急勾配（stee
p）”を意味し、また文字“Ｐ”は“極めて急勾配（precipitous）”を意味する
。したがって、中間レンジ周波数１０００−１２００Ｈｚで急勾配の利得傾斜を
有する、聴覚フォーマット５２０（図５）のような聴覚フォーマットのクラスは
、文字“Ｓ”を割り当てられる。同様に、中間レンジ周波数１０００−１２００
Ｈｚで極めて急勾配の利得傾斜を有する、聴覚フォーマット５１０（図５）のよ
うな聴覚フォーマットのクラスは、文字“Ｐ”を割り当てられる。前述のように
、望ましいフィルタを使用して異なる聴覚フォーマットを生成し、図７〜１２に
示すターゲット応答を形成する。例えば、“Ｐタイプ”補聴器で述べたような急
勾配の応答は、前述のｎ＝３である場合のような高次フィルタを使用して形成さ
れる。逆に、フラットなターゲット応答を持つ補聴器は、前述のｎ＝１である場
合のような低次フィルタを使用して形成される。補聴器をマトリックスに分類す
る方法を発展させて、第２パラメータを使用して、同一割り当て文字を有する補
聴器をさらに区分する。例えば、フラットな応答、すなわち図１９に示すＦ−２
０、Ｆ−２６、Ｆ−３２を有する補聴器は、それぞれの数字２０、２６、３２を
含み、この数字は、補聴器の特定タイプの周波数応答のピーク利得（ｄＢ表示）
に相当する。

【００６６】 本発明の分類方法によれば、図５に示される聴覚５１０、５２０、５３０は、
それぞれＰ−３２、Ｓ−２６，Ｆ−２０に分類される。このターゲット応答ファ
ミリーに対するピーク利得は、補聴器の数字の値３２、２６、２０に相当するこ
とに注意すべきである。次に、聴覚フォーマット５１０を考える。これは、可聴
周波数範囲の中間において極めて急勾配の利得傾斜と、８０００Ｈｚで３２ｄＢ
のピーク利得を有する。したがって、この補聴器マトリックスのＰ−３２に分類
される。急勾配の利得傾斜と２６ｄＢのピーク利得を有する聴覚フォーマット５
２０を用いてプログラムされた補聴器は、マトリックスのＳ−２６に分類される
。同様に、フラットな利得傾斜と２０ｄＢのピーク利得を有する聴覚フォーマッ
ト５３０を用いてプログラムされた補聴器は、マトリックスのＦ−２０に分類さ
れる。

【００６７】 図２０は、音声入力信号の周波数成分を処理するために、個別のチャネルを利
用する補聴器デバイスの概略図である。マイクロホン２５５は音声振動を検出し
て、音声入力信号２５７を発生し、それを複数のチャネル１〜Ｎの各々に供給す
る。用途に依存して、２つまたはそれ以上のチャネル、すなわちＮが１より大き
い整数となる可能性もある。

【００６８】 各チャネルは、対応する帯域通過フィルタ２５０−１（チャネル１）、２５０
−２（チャネル２）…２５０−Ｎ（チャネルＮ）を含み、音声入力信号２５７を
周波数成分の帯域に分離する。例えば、帯域通過フィルタ２５０−１は、チャネ
ル１での信号処理のために１００〜５００Ｈｚのような低い周波数の帯域を通過
させ、また帯域通過フィルタ２５０−２は５００〜１０００Ｈｚのような周波数
を通過させ、さらに帯域通過フィルタ２５０−Ｎは、チャネルＮでの信号処理の
ために１０〜１２ＫＨｚのような高い周波数の帯域を通過させる。この配列に基
づき、音声入力信号２５７の周波数成分を分離して、別個に処理できるようにす
る。したがって、1つのチャネル内のクリッピング（飽和）により生じたひずみ
は、他のチャネルで処理される周波数成分の完全性に影響を与えない。

【００６９】 各チャネルの帯域通過フィルタ２５０の出力は、特定のチャネル１〜Ｎに対し
、対応する非線形増幅器２６０に供給される。各周波数レンジは個別に増幅され
、非線形増幅器２６０の非直線性により制限される。用途に依存して、ハード・
クリッピングまたはソフト・クリッピングのどちらかを使用して、オプション的
に増幅器の非直線性を実現する。非線形増幅器を利用する場合は、ソフト・クリ
ッピングが好まれる。なぜなら、増幅器で発生するひずみは一般に、ハード・ク
リッピング方法を使用する場合に比べ害が少ないからである。

【００７０】 チャネルのクリッピング特性をプログラムすることに加えて、また非線形増幅
器２６０は、適正利得を提供して聴覚低下者の聴覚低下を補償するように、プロ
グラムされている。例えば、補聴器利用者が特定の周波数レンジに聴覚低下を有
する場合、増幅器２６０の利得を調整し、元の音声信号の成分を変化させて、補
聴器利用者が正常な聴覚で聞き取れるようにする。

【００７１】 増幅器２６０に加えて、各チャネルは、第1帯域通過フィルタ２５０の特性に
一致する、第２帯域通過フィルタ２７０を有する。第２帯域通過フィルタ２７０
を含むことは有利である。なぜなら、前記フィルタ２７０はチャネルの帯域通過
外の不要な周波数成分を減少させ、それにより純度の高い出力を生成するからで
ある。第２帯域通過フィルタ２７０−１から２７０−Ｎの出力信号は、加算回路
２８５に供給され、スピーカのような音声発生デバイスを駆動する。

【００７２】 前述の実施形態は特定のコンポーネントの使用を示唆しているが、代替コンポ
ーネントを随意に使用して、本発明の原理による利益を得ることができる。例え
ば、随意に線形増幅器を使用して、特定チャネルに対し信号利得を提供できる。
さらに、デジタル信号プロセッサと関連回路でなく、アナログ回路を使用して、
図２０のコンポーネントを随意に具体化できる。

【００７３】 前述の補聴器は多くの利点を有する。例えば、大きい低周波数バックグラウン
ド・ノイズにより発生する増幅器ひずみは、音声入力信号の高周波数成分に影響
を与えない、なぜなら、各成分は個別の処理チャネルによって分離されているか
らである。したがって、１つのチャネル内のクリッピング（飽和）は、他のチャ
ネルの性能に影響を与えない。一般に低周波数バックグラウンド・ノイズは、増
幅器内のクリッピングに起因する。前の用途に見られるように、高周波数チャネ
ルは低周波数チャネルと一緒にはクリップされないため、音声明瞭度は維持され
る。つまり、１つのチャネル内にひずみが存在していても、高周波数成分は保存
される。

【００７４】 別の利点は、最小回路を用いて低コスト補聴器を形成することである。例えば
、回路のパッケージを最小にし、それにより補聴器を装着する利用者への負担を
軽減する。また、小パワーアナログ（連続時間）またはデジタル（不連続時間）
信号処理回路を使用して実現される、単一処理アルゴリズムを提供できる。アル
ゴリズムが単純なので、回路は、対応する小型バッテリでパワー供給される、微
小なシリコン・チップ上に随意に実現される。

【００７５】 本発明の特定の形態では、補聴器用途の観点から説明してきた。しかし、この
ような原理を、音声がノイズ、特に低周波数ノイズの存在する状況で伝送する必
要がある通信システムで使用することもできる。例えば、携帯電話のような用途
は、バスや列車などの乗物内で電話を使用するときに、低周波数“道路”ノイズ
、つまりバックグラウンド・ノイズの影響を低減することにより、本発明の原理
から利益を得ることができる。

【００７６】 本発明を好ましい実施形態により図示し、説明してきたが、当業者には、添付
の特許請求の範囲に包含される本発明の範囲から逸脱することなく、形状または
細部の各種の変更が実行可能であることは理解されるであろう。

【図面の簡単な説明】

【図１】 聴覚低下対周波数のグラフであり、僅かないし中程度と考えられる聴覚低下の
代表的な範囲を示す。

【図２】 僅かな数の領域に分離された聴覚低下の代表的なレンジを示す、図１と同様の
グラフである。

【図３】 本発明の原理を理解するのに有効な、聴覚低下の代表的領域の各々に対する公
称の聴覚低下を示す図１と同様のグラフである。

【図４】 本発明による、一連の線形補聴器に対する代表的なターゲット応答のデシベル
表示の利得対周波数をプロットしたグラフであり、前記補聴器は、図３でプロッ
トされた聴覚低下を補償する。

【図５】 本発明による、一連の非線形補聴器に対する代表的なターゲット応答の図４と
同様のグラフである。

【図６】 本発明の機能コンポーネントを示すブロック図である。

【図７〜１２】 補聴器用途に使用するアナログ・フィルタを表す伝達関数の振幅前兆図である
。

【図１３】 図７〜１２に示した形状の伝達関数を実現するための、一般的アナログ・フィ
ルタのブロック図である。

【図１４】 連続時間バイクワッド（biquad）帯域通過フィルタの概略図である。

【図１５】 スイッチング・キャパシタ・バイクワッド帯域通過フィルタの概略図である。

【図１６】 信号処理伝達関数を実現するための回路のブロック図である。

【図１７】 信号処理伝達関数を実現するための最適化回路のブロック図である。

【図１８】 本発明の好ましい実施形態の概略図である。

【図１９】 本発明の原理により分類された補聴器マトリックスの例である。

【図２０】 個別チャネルを利用して音声入力信号の対応する周波数成分を処理する補聴器
の概要図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０９／５２４，０４３ (32)優先日 平成12年３月13日(2000．3．13) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ， ＺＡ，ＺＷ (72)発明者 フリッツ・フレデリック・ジェー アメリカ合衆国，ニュージャージー州 08558，スキルマン，オーガスタ コート 15

Claims (78)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 聴覚低下を補償するための補聴器を実現する方法であって、 聴覚低下のタイプを所定の数のクラスに分離するステップと、 各クラスに対し、固定された周波数応答を有する聴覚フォーマットを決定して
   、聴覚低下の対応するタイプを補償するステップと、 固定された聴覚フォーマットを有する補聴器をプログラムして、聴覚低下のタ
   イプを補償するステップと、 を含む方法
2. 【請求項２】 請求項１において、前記聴覚低下のタイプが僅かないし中程
   度である方法。
3. 【請求項３】 請求項１において、可聴スペクトル全体に種々のレベルの利
   得を提供することにより、各所定の聴覚フォーマットが聴覚低下の対応するタイ
   プを補償する方法。
4. 【請求項４】 請求項３において、聴覚フォーマットの利得が前記可聴スペ
   クトルの高域端の周波数に対し大きい方法。
5. 【請求項５】 請求項１において、さらに、 補聴器利用者の聴覚低下のタイプを識別するステップと、 聴覚低下の対応するタイプを補償するために、適正な聴覚フォーマットを有す
   る補聴器を指定するステップと、 を含む方法。
6. 【請求項６】 請求項１において、各聴覚フォーマットが可聴スペクトル内
   に利得のレンジを備え、各フォーマット間のピーク利得差が最大１２ｄＢである
   方法。
7. 【請求項７】 請求項１において、各聴覚フォーマットが可聴スペクトル内
   に利得のレンジを備え、各フォーマット間のピーク利得差が約６ｄＢである方法
   。
8. 【請求項８】 請求項１において、聴覚低下が約１０〜６０ｄＢの範囲であ
   る方法。
9. 【請求項９】 請求項１において、１つのクラス内の製作された補聴器の誤
   差許容範囲が３ｄＢ未満である方法。
10. 【請求項１０】 異なるタイプの聴覚低下を補償するために、一連の補聴器
    をトラッキング（tracking）する方法であって、 聴覚低下のタイプを所定の数のクラスに分離するステップと、 各クラスに対し、固定された周波数応答を有する聴覚フォーマットを決定して
    、対応するタイプの聴覚低下を補償するものであり、各補聴器がプログラムされ
    て、対応する固定された周波数応答を提供して特定タイプの聴覚低下を補償する
    ステップと、 対応する聴覚フォーマットの特性に基づいて補聴器を分類するステップと、を
    含む方法。
11. 【請求項１１】 請求項１０において、前記補聴器を分類するステップが、
    対応する周波数応答における変化する利得レベルに基づき、補聴器を分類するス
    テップを含む方法。
12. 【請求項１２】 請求項１０において、前記補聴器を分類するステップが、
    対応する周波数応答のピーク利得レベルに基づいて補聴器を分類するステップを
    含む方法。
13. 【請求項１３】 請求項１０において、前記補聴器を分類するステップが、
    利得が聴覚フォーマットの対応する可聴周波数レンジ内で変化する度合いに基づ
    いて補聴器を分類するステップを含む方法。
14. 【請求項１４】 請求項１０において、各聴覚フォーマットが前記可聴スペ
    クトル内に利得のレンジを備え、各フォーマット間のピーク利得差が最大１２ｄ
    Ｂである方法。
15. 【請求項１５】 請求項１０において、各聴覚フォーマットが前記可聴スペ
    クトル内に利得のレンジを備え、各フォーマット間のピーク利得差が約６ｄＢで
    ある方法。
16. 【請求項１６】 請求項１０において、聴覚低下が約１０〜６０ｄＢの範囲
    である方法。
17. 【請求項１７】 対応するタイプの聴覚低下を補償するための、予め定めら
    れた一連の固定された聴覚フォーマットの１つを有する補聴器であって、前記聴
    覚フォーマットが可聴スペクトル全体に渡り所定の利得プロファイルを有する補
    聴器を備えているシステム。
18. 【請求項１８】 請求項１７において、前記対応するタイプの聴覚低下が僅
    かないし中程度であるシステム。
19. 【請求項１９】 請求項１７において、利得が可聴スペクトルの高域端の周
    波数に対し大きいシステム
20. 【請求項２０】 請求項１７において、各聴覚フォーマットが前記可聴スペ
    クトル内に利得のレンジを備え、各フォーマット間のピーク利得差が最大１２ｄ
    Ｂであるシステム。
21. 【請求項２１】 第１チャネルと第２チャネルを備える第１ステージであっ
    て、前記各チャネルがそれぞれ全周波数帯域と高周波数帯域をフィルタリングし
    、前記各チャネルがそれぞれの伝達関数で定義され、さらに入力信号を処理して
    、第１と第２の、第１ステージの出力信号を生成する、第１ステージと、 低周波数帯域と高周波数帯域との間の最大傾斜を制御するための、選択可能な
    係数を有する演算回路を備える第２ステージであって、前記第１と第２の、第１
    ステージの出力信号を結合して、最終の、フィルタリングされた出力を生成する
    第２ステージと、 を備えているアナログ・フィルタ。
22. 【請求項２２】 請求項２１において、前記第１ステージが少なくとも１つ
    の全域通過フィルタと１つの高域通過フィルタとを備えているアナログ・フィル
    タ。
23. 【請求項２３】 請求項２１において、前記第１ステージが複数の全域通過
    フィルタ・セクションと、複数の高域通過フィルタ・セクションとを備えている
    アナログ・フィルタ。
24. 【請求項２４】 請求項２３において、前記第１ステージがさらに、入力信
    号を処理する全域通過および高域通過フィルタ・セクションの数を選択する少な
    くとも１つの選択回路を備えているアナログ・フィルタ。
25. 【請求項２５】 請求項２１において、前記第２ステージが、第３チャネル
    内で前記第１と第２出力を結合し、前記結合が低周波数帯域を含んでいるアナロ
    グ・フィルタ。
26. 【請求項２６】 請求項２１において、前記演算回路が減算器、加算器、ま
    たは乗算器の回路の中の少なくとも１つを含むアナログ・フィルタ。
27. 【請求項２７】 請求項２１において、前記第２ステージが、前記第２の第
    １ステージ出力特性に依存する自動利得制御定数を提供する自動利得制御回路を
    備えているアナログ・フィルタ。
28. 【請求項２８】 請求項２１において、前記アナログ・フィルタの伝達関数
    が次の式、 Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β）Ｘ（ｓ）＋（１＋α）Ｕ（ｓ） 〔ここで、 Ｕ（ｓ）＝（（ｓ²）／（ｓ²＋γ・ｓ＋１））ⁿ （高域通過フィルタ） Ｖ（ｓ）＝（（ｓ−１）／（ｓ＋１））ⁿ （全域通過フィルタ） Ｘ（ｓ）＝Ｖ（ｓ）−Ｕ（ｓ） （低域通過フィルタ）〕 を用いるＳ−領域で記述されるものであって、 Ｕ（ｓ）とＸ（ｓ）が各種比率で結合されて希望する伝達関数を生成するアナ
    ログ・フィルタ。
29. 【請求項２９】 請求項２８において、前記回路がパラメータα、β、γに
    関連する選択可能なコンポーネントを備えているアナログ・フィルタ。
30. 【請求項３０】 低周波数帯域と高周波数帯域とをフィルタリングするため
    の手段であって、前記手段が前記周波数帯域を含む伝達関数と、前記周波数帯域
    間にわたる領域とにより定義される手段と、 前記周波数帯域間にわたる前記領域の最大傾斜を選択する順応性を提供するた
    めの手段と、 を備えているアナログ・フィルタ。
31. 【請求項３１】 アナログ信号をフィルタリングするための方法であって、 入力信号をフィルタリングして少なくとも２つ周波数帯域出力とするステップ
    であって、第１周波数帯域信号が前記入出力を備え、出力信号が前記入力信号と
    ほぼ同一振幅特性を有し、また第２周波数帯域信号出力が、低周波数に比べ高周
    波数において大きい振幅を有するステップと、 前記第１と第２周波数帯域信号出力を演算回路の組合わせを通して結合するス
    テップであって、前記演算回路が選択可能な係数を有して、低周波数帯域利得と
    高周波数帯域利得との間の最大傾斜を制御するステップと、 を含む方法。
32. 【請求項３２】 請求項３１において、前記入力信号のフィルタリングが、
    選択可能なフィルタ・セクションを通して前記入力信号をフィルタリングするこ
    とを含む方法。
33. 【請求項３３】 請求項３２において、前記フィルタ・セクションが少なく
    とも１つの全域通過フィルタと高域通過フィルタとを含む方法。
34. 【請求項３４】 請求項３１において、前記第１と第２周波数信号の結合が
    、高周波数での振幅に比べて低周波数での振幅が大きい信号を形成することを含
    む方法。
35. 【請求項３５】 請求項３１において、前記第１と第２周波数信号の結合が
    、前記第２周波数帯域信号に基づいて自動利得制御係数を決定することを含む方
    法。
36. 【請求項３６】 アナログ信号をフィルタリングするための方法であって、 入力信号を受け取るステップと、 前記入力信号をアナログ回路によってフィルタリングするステップであって、
    前記アナログ回路が、次の伝達関数 Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β）Ｘ（ｓ）＋（１＋α）Ｕ（ｓ） 〔ここで、 Ｕ（ｓ）＝（（ｓ²）／（ｓ²＋γ・ｓ＋１））ⁿ （高域通過フィルタ） Ｖ（ｓ）＝（（ｓ−１）／（ｓ＋１））ⁿ （全域通過フィルタ） Ｘ（ｓ）＝Ｖ（ｓ）−Ｕ（ｓ） （低域通過フィルタ）〕 で定義されるものであり、Ｕ（ｓ）とＸ（ｓ）が各種比率で結合されて希望する
    伝達関数を生成するステップと、 前記フィルタリングされた入力信号を出力するステップと、 を含む方法。
37. 【請求項３７】 可聴入力信号を電気出力信号に変換するマイクロホンと、 次の伝達関数、 Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β）Ｘ（ｓ）＋（１＋α）Ｕ（ｓ） 〔ここで、 Ｕ（ｓ）＝（（ｓ²）／（ｓ²＋γ・ｓ＋１））ⁿ （高域通過フィルタ） Ｖ（ｓ）＝（（ｓ−１）／（ｓ＋１））ⁿ （全域通過フィルタ） Ｘ（ｓ）＝Ｖ（ｓ）−Ｕ（ｓ） （低域通過フィルタ）〕 で定義されるアナログ回路であって、Ｕ（ｓ）とＸ（ｓ）が各種比率で結合され
    て希望する伝達関数を生成し、前記アナログ回路が前記マイクロホンに接続され
    、そのマイクロホンからの出力信号を処理するアナログ回路と、 前記アナログ回路に接続されて、前記処理された電気信号に対応する可聴出力
    信号を生成するレシーバであって、前記可聴出力信号が、補聴器利用者が前記可
    聴入力信号全体に渡り聞き取れる音声に改良されているレシーバと、 を備えている補聴器。
38. 【請求項３８】 信号処理伝達関数を実現するためのデバイスであって、 入力信号を受け取るための入力と、 出力信号を送出するための出力と、 単一伝達関数で定義された回路であって、前記回路が縦続の２次フィルタ・セ
    クションと他の回路を含み、前記回路が前記入力と出力の間に接続され、前記入
    力信号を処理して前記出力信号を形成する回路と、 を備えているデバイス。
39. 【請求項３９】 請求項３８において、反転フィルタ・セクションが前記縦
    続のフィルタ・セクションの第１セクションであり、非反転フィルタ・セクショ
    ンが残りのフィルタ・セクションの各々を含んでいるデバイス。
40. 【請求項４０】 請求項３９において、前記第１セクションが帯域通過フィ
    ルタであるデバイス。
41. 【請求項４１】 補聴器内で信号処理伝達関数を実現するためのデバイスで
    あって、 補聴器内に、 第１伝達関数で定義される第１回路と、 第２伝達関数で定義される第２回路であって、前記第２伝達関数を、前記第
    １伝達関数を前記入力信号で加算または減算して決定して、希望する出力信号を
    生成する第２回路と、 を備えているデバイス。
42. 【請求項４２】 請求項４１において、前記第１伝達関数が帯域通過フィル
    タを有しているデバイス。
43. 【請求項４３】 請求項４１において、前記第２伝達関数が帯域除去フィル
    タを有しているデバイス。
44. 【請求項４４】 信号処理伝達関数を実現するためのデバイスであって、 入力信号をフィルタリングする第１反転帯域通過フィルタと、 前記第１反転帯域通過フィルタからの第１出力信号をフィルタリングする第２
    非反転帯域通過フィルタと、 前記第２非反転帯域通過フィルタからの第２出力信号をフィルタリングする第
    ３非反転帯域通過フィルタと、 少なくとも１つの増幅器と、 前記増幅器による増幅のために、前記フィルタの少なくとも１つから出力を選
    択するための手段と、 を備えているデバイス。
45. 【請求項４５】 請求項４４において、少なくとも１つの帯域通過フィルタ
    が２つのＯＰアンプから構成されているデバイス。
46. 【請求項４６】 請求項４４において、前記増幅器が第１反転加算増幅器を
    備えているデバイス。
47. 【請求項４７】 請求項４６において、さらに、前記入力信号を前記第１反
    転帯域通過フィルタの前記第１出力に加算し、前記和に、前記第１反転加算増幅
    器に対する第２入力と同様の第１係数により重み付けする手段を備えているデバ
    イス。
48. 【請求項４８】 請求項４６において、前記増幅器が第２反転加算増幅器を
    さらに備えているデバイス。
49. 【請求項４９】 請求項４８において、前記第１反転加算増幅器の出力が、
    前記第２反転加算増幅器への入力であるデバイス。
50. 【請求項５０】 請求項４９において、さらに、前記第２反転加算増幅器へ
    の入力の総和を第２係数で重み付けする手段を備えているデバイス。
51. 【請求項５１】 請求項４８において、前記第２反転増幅器への１つの入力
    が、前記第１反転加算増幅器の出力であり、前記第２反転増幅器の出力が第３係
    数により重み付けされているデバイス。
52. 【請求項５２】 請求項５１において、前記増幅器が第３反転加算増幅器を
    さらに備えているデバイス。
53. 【請求項５３】 請求項５２において、前記第２反転増幅器の出力が前記第
    ３反転加算増幅器への入力であるデバイス。
54. 【請求項５４】 請求項５３において、前記第３反転加算増幅器への第２お
    よび第３入力が、入力信号と前記第１反転帯域通過フィルタの出力をそれぞれ備
    えているデバイス。
55. 【請求項５５】 請求項５４において、さらに、前記第３反転加算増幅器へ
    の入力の総和が、第４係数により重み付けするための手段を備えているデバイス
    。
56. 【請求項５６】 請求項５５において、各加算増幅器が単一ＯＰアンプと受
    動回路エレメントから構成されているデバイス。
57. 【請求項５７】 信号処理伝達関数を実現するための方法であって、 第１反転帯域通過フィルタにより入力信号をフィルタリングして第1のフィル
    タリングされた信号を生成するステップと、 第２非反転帯域通過フィルタにより前記第１のフィルタリングされた信号をフ
    ィルタリングして、第２のフィルタリングされた信号を生成するステップと、 第３非反転帯域通過フィルタにより前記第２のフィルタリングされた信号をフ
    ィルタリングするステップと、 前記第１、第２、または第３のフィルタリングされた信号を選択し、選択した
    フィルタリングされた信号を増幅するステップと、を含む方法。
58. 【請求項５８】 請求項５７において、少なくとも１つの帯域通過フィルタ
    が２つのＯＰアンプから構成されている方法。
59. 【請求項５９】 請求項５７において、前記増幅が少なくとも１つの加算増
    幅器により実行される方法。
60. 【請求項６０】 可聴信号を電気信号に変換するマイクロホンと、 前記電気信号をフィルタリングするためのフィルタであって、前記フィルタが
    次の伝達関数 Ｕ（ｓ）＝（ｓ²）＋１）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１） （５） Ｘ（ｓ）＝（δ・ｓ）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１）） （６） Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β・γ）Ｕ（ｓ）−（α・γ）・Ｘ（ｓ）ⁿ （７） 〔ここで、Ｕ（ｓ）は帯域除去フィルタを定義し、Ｘ（ｓ）は帯域通過フィルタ
    を定義し、Ｔ（ｓ）は全体フィルタ伝達関数を定義する。〕 で定義されるフィルタと、 前記フィルタリングされた信号を、補聴器利用者用の出力可聴信号に変換する
    レシーバと、 を備えている補聴器用の装置。
61. 【請求項６１】 可聴信号を電気信号に変換するステップと、 前記電気信号をフィルタリングするステップであって、前記フィルタが次の伝
    達関数 Ｕ（ｓ）＝（ｓ²）＋１）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１） （５） Ｘ（ｓ）＝（δ・ｓ）／（ｓ²＋δ・ｓ＋１）） （６） Ｔ（ｓ）＝（１＋α・β・γ）Ｕ（ｓ）−（α・γ）・Ｘ（ｓ）ⁿ （７） 〔ここで、Ｕ（ｓ）は帯域除去フィルタを定義し、Ｘ（ｓ）は帯域通過フィルタ
    を定義し、Ｔ（ｓ）は全体フィルタ伝達関数を定義する。〕 で定義されるステップと、 前記フィルタリングされた信号を、補聴器利用者用の出力可聴信号に変換する
    ステップと、 を含む補聴器により可聴信号を増幅する方法。
62. 【請求項６２】 音声入力信号と、 前記音声信号を受け取り、その信号の第１レンジの周波数を増幅して、第１チ
    ャネル出力信号を生成するための第１チャネルと、 前記音声信号を受け取り、その信号の第２レンジの周波数を増幅して、第１チ
    ャネル出力信号を生成するための第２チャネルと、 前記チャネル出力信号を結合するための加算回路と、 を備えている補聴器装置。
63. 【請求項６３】 請求項６２において、所定のシャネルに対する前記所定の
    レンジの周波数の増幅を選択して、聴覚低下者の対応する聴覚低下を補償する補
    聴器装置。
64. 【請求項６４】 請求項６２において、さらに、前記音声入力信号を発生す
    るマイクロホンと、前記結合されたチャネル出力信号に基づいて音声出力を発生
    するスピーカと、 を備えている補聴器装置。
65. 【請求項６５】 請求項６２において、さらに、各チャネルが前記音声信号
    を受け取り、その信号の選択されたレンジを増幅して、対応するチャネルの出力
    信号を生成する追加チャネルであって、前記加算回路がチャネル出力を結合して
    出力音声信号を生成するような追加チャネルを備えている補聴器装置。
66. 【請求項６６】 請求項６５において、前記チャネルの各々の前記周波数レ
    ンジが相互に連続するように選択される補聴器装置。
67. 【請求項６７】 請求項６２において、前記チャネルの各々が、前記音声入
    力を周波数レンジに分離する帯域通過フィルタ回路を含む補聴器装置。
68. 【請求項６８】 請求項６７において、前記フィルタの出力が対応する非線
    形増幅器回路に供給されて、前記音声入力信号の周波数成分を増幅する補聴器装
    置。
69. 【請求項６９】 請求項６８において、各非線形増幅器の出力が対応する第
    ２フィルタ回路に供給されている補聴器装置。
70. 【請求項７０】 請求項６２において、前記補聴器装置が、デジタル・デバ
    イス内で小パワー信号処理アルゴリズムを形成している補聴器装置。
71. 【請求項７１】 請求項６２において、各チャネルの前記増幅がソフト・ク
    リッピングを備えている補聴器装置。
72. 【請求項７２】 補聴器用の信号処理の方法であって、 音声信号を提供するステップと、 前記音声信号を受け取り、その信号の第１レンジの周波数を増幅して、第１チ
    ャネル出力信号を生成するステップと、 前記音声信号を受け取り、その信号の第２レンジの周波数を増幅して、第２チ
    ャネル出力信号を生成するステップと、 前記両チャネル出力信号を結合して音声出力信号を生成するステップと、 を含む方法。
73. 【請求項７３】 請求項７２において、所定のチャネルに対する前記所定の
    レンジの周波数の増幅を選択して、聴覚低下者の対応する聴覚低下を補償するス
    テップを含む方法。
74. 【請求項７４】 請求項７２において、さらに、前記音声信号を受け取り、
    その信号の選択された追加のレンジにある周波数を増幅するステップと、前記チ
    ャネル出力を結合して出力音声信号を生成するステップと、 を含む方法。
75. 【請求項７５】 請求項７２において、前記チャネルの各々の前記周波数レ
    ンジが相互に連続するように選択される方法。
76. 【請求項７６】 請求項７２において、前記チャネルの各々が、前記音声入
    力を対応する周波数レンジに分離する帯域通過フィルタ回路を含む方法。
77. 【請求項７７】 請求項７６において、さらに、各チャネルの前記フィルタ
    の出力を対応する非線形増幅器回路に供給して、前記音声入力信号の周波数成分
    を増幅するステップを含む方法。
78. 【請求項７８】 請求項７７において、各非線形増幅器の出力が対応する第
    ２フィルタ回路に供給されている方法。