JP2003501937A - エコー・キャンセル・システムにおける改善したサブバンド適応フィルタリングのための方法及び装置 - Google Patents
エコー・キャンセル・システムにおける改善したサブバンド適応フィルタリングのための方法及び装置Info
- Publication number
- JP2003501937A JP2003501937A JP2001502243A JP2001502243A JP2003501937A JP 2003501937 A JP2003501937 A JP 2003501937A JP 2001502243 A JP2001502243 A JP 2001502243A JP 2001502243 A JP2001502243 A JP 2001502243A JP 2003501937 A JP2003501937 A JP 2003501937A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- bandwidth
- filters
- analysis
- bank
- filter
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
Abstract
(57)【要約】
サブバンド適応フィルタリングを用いるエコー・キャンセルのための方法及び装置において、いくつかのサブバンド分析フィルタそれぞれの帯域幅、並びにいくつかの合成フィルタそれぞれの帯域幅が、従来のシステムの対応する帯域幅と比べて広げられている。より詳細には、本発明による分析又は合成フィルタのバンクで隣接するフィルタの−３ｄＢの帯域幅は、互いにオーバーラップするように設計される。例えば、本発明による分析又は合成フィルタのバンクのＭ（整数）個のサブバンド・フィルタそれぞれは、対象の全帯域幅の１／Ｍ倍よりもいくぶん広い−３ｄＢの帯域幅を備えてもよい。帯域幅を広げると、サブバンドのダウン・サンプリングから生じるエリアシングの影響をキャンセルするのに役立ち、このため本発明によるエコー・キャンセル装置は、従来の装置と比べて優れた出力信号の再構成をもたらす。
Description
【０００１】
発明の属する技術分野
本発明は通信システムに関し、より詳細には、双方向通信システムにおけるエ
コー抑圧に関する。
コー抑圧に関する。
【０００２】
発明の背景
適応フィルタリング装置は、今日の通信システムで広く使用されている。その
ような構成は通常、不要な信号成分を削減又は除去するため、あるいは対象の信
号成分を制御又は強調するために使用される。
ような構成は通常、不要な信号成分を削減又は除去するため、あるいは対象の信
号成分を制御又は強調するために使用される。
【０００３】
そのようなフィルタリング装置の広く知られている例は、電話機のユーザが電
話機ユニットを物理的に手で持たなくても会話ができるように、従来の組込型の
ハンドセットの受話器及びマイクロフォンが、外部スピーカ及び外部マイクロフ
ォンにそれぞれ置き換えられた、ハンズフリー電話機に関連するものである。外
部スピーカから発生する音は外部マイクロフォンによって拾われるので、スピー
カ出力がエコーバックすること及び会話している遠端のもう一方のユーザを煩わ
せるのを防ぐために、適応フィルタリングが通常は実行される。このタイプの適
応フィルタリングあるいはエコー・キャンセリングは、今日の全二重ハンズ・フ
リー通信装置では基本的な特徴となっている。
話機ユニットを物理的に手で持たなくても会話ができるように、従来の組込型の
ハンドセットの受話器及びマイクロフォンが、外部スピーカ及び外部マイクロフ
ォンにそれぞれ置き換えられた、ハンズフリー電話機に関連するものである。外
部スピーカから発生する音は外部マイクロフォンによって拾われるので、スピー
カ出力がエコーバックすること及び会話している遠端のもう一方のユーザを煩わ
せるのを防ぐために、適応フィルタリングが通常は実行される。このタイプの適
応フィルタリングあるいはエコー・キャンセリングは、今日の全二重ハンズ・フ
リー通信装置では基本的な特徴となっている。
【０００４】
一般に、エコー・キャンセルはスピーカ信号を、ハンズ・フリーのスピーカと
ハンズ・フリーのマイクロフォンとの間の音響エコー経路（例えば、自動車のハ
ンズ・フリー電話のアプリケーションでは客室）を近似あるいはモデル化した、
適応有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを通過させることによって達成され
る。このようにＦＩＲフィルタは、遠端ユーザへの送信の前にマイクロフォン出
力信号から除去され得るエコーの推定信号をもたらす。適応ＦＩＲフィルタのフ
ィルタリング特性（すなわち、ＦＩＲ係数のセット）は、エコー経路に対するよ
り近い近似値を提供し、エコー経路の変化（例えば、自動車のハンズ・フリー電
話の近端ユーザが客室内での位置を移動したとき）を追跡するために、スピーカ
入力とエコーがキャンセルされたマイクロフォン出力との両方に基づいて、動的
かつ連続的に調整される。
ハンズ・フリーのマイクロフォンとの間の音響エコー経路（例えば、自動車のハ
ンズ・フリー電話のアプリケーションでは客室）を近似あるいはモデル化した、
適応有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを通過させることによって達成され
る。このようにＦＩＲフィルタは、遠端ユーザへの送信の前にマイクロフォン出
力信号から除去され得るエコーの推定信号をもたらす。適応ＦＩＲフィルタのフ
ィルタリング特性（すなわち、ＦＩＲ係数のセット）は、エコー経路に対するよ
り近い近似値を提供し、エコー経路の変化（例えば、自動車のハンズ・フリー電
話の近端ユーザが客室内での位置を移動したとき）を追跡するために、スピーカ
入力とエコーがキャンセルされたマイクロフォン出力との両方に基づいて、動的
かつ連続的に調整される。
【０００５】
フィルタリング特性の調整は、一般的に、Widrow及びHoffによって１９６０年
に開発された、周知の平均最小二乗（ＬＭＳ）適応アルゴリズムの手法を用いて
達成される。ＬＭＳアルゴリズムは、効率的かつロバストであるので、多くのリ
アルタイム・アプリケーションで頻繁に使用される、最小二乗の確率的勾配ステ
ップ方法である。しかしながら、ＬＭＳアルゴリズム及びその周知の変形（例え
ば、正規化ＬＭＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズム）は、ある欠点を有している。
例えば、ＬＭＳ及び他の既知のアルゴリズムは、収束する（すなわち、ハンズ・
フリー電話のアプリケーションでの音響エコー経路などの目標のフィルタリング
特性に近づく）のが遅くなることがあり、これは人間の音声信号などの非白色あ
るいは有色入力信号に対してアルゴリズムを適用あるいは処理するときに顕著で
ある。その上、ＦＩＲフィルタの次数（すなわち、フィルタのタップ数）は、音
響のエコー・キャンセルにおいてはきわめて高くなり得、そのため適応フィルタ
リング・アルゴリズムの実施が計算に関して複雑になり得る。
に開発された、周知の平均最小二乗（ＬＭＳ）適応アルゴリズムの手法を用いて
達成される。ＬＭＳアルゴリズムは、効率的かつロバストであるので、多くのリ
アルタイム・アプリケーションで頻繁に使用される、最小二乗の確率的勾配ステ
ップ方法である。しかしながら、ＬＭＳアルゴリズム及びその周知の変形（例え
ば、正規化ＬＭＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズム）は、ある欠点を有している。
例えば、ＬＭＳ及び他の既知のアルゴリズムは、収束する（すなわち、ハンズ・
フリー電話のアプリケーションでの音響エコー経路などの目標のフィルタリング
特性に近づく）のが遅くなることがあり、これは人間の音声信号などの非白色あ
るいは有色入力信号に対してアルゴリズムを適用あるいは処理するときに顕著で
ある。その上、ＦＩＲフィルタの次数（すなわち、フィルタのタップ数）は、音
響のエコー・キャンセルにおいてはきわめて高くなり得、そのため適応フィルタ
リング・アルゴリズムの実施が計算に関して複雑になり得る。
【０００６】
このため、最近の研究は適応フィルタリングをサブバンドで実行することに傾
注している。換言すると、フィルタのバンクがマイクロフォン信号とスピーカ信
号との両方をいくつかの周波数サブバンドに分割するのに使用される。そして各
サブバンド信号は間引きあるいはダウン・サンプルされ、適応フィルタリングが
各サブバンドに実行されていくつかのエコーがキャンセルされたサブバンド出力
信号がもたらされる。得られたサブバンド出力信号は伸長あるいはアップ・サン
プルされ、組み合わされて遠端ユーザへ送信するエコーがキャンセルされたマイ
クロフォン信号全体が再構成される。有利なことに、サブ・サンプリング結果は
全帯域を処理する手法と比べて計算が非常に効率的であり、各サブバンド内では
入力信号のスペクトルの中身の変動が激しくないので、全体の収束速度も改善さ
れる。
注している。換言すると、フィルタのバンクがマイクロフォン信号とスピーカ信
号との両方をいくつかの周波数サブバンドに分割するのに使用される。そして各
サブバンド信号は間引きあるいはダウン・サンプルされ、適応フィルタリングが
各サブバンドに実行されていくつかのエコーがキャンセルされたサブバンド出力
信号がもたらされる。得られたサブバンド出力信号は伸長あるいはアップ・サン
プルされ、組み合わされて遠端ユーザへ送信するエコーがキャンセルされたマイ
クロフォン信号全体が再構成される。有利なことに、サブ・サンプリング結果は
全帯域を処理する手法と比べて計算が非常に効率的であり、各サブバンド内では
入力信号のスペクトルの中身の変動が激しくないので、全体の収束速度も改善さ
れる。
【０００７】
しかしながら、既知のサブバンド適応フィルタリング・システムは、ある欠点
も招いてしまう。例えば、サブバンド間の信号エリアシングは、全体の収束の遅
れ及び／又は再構成されたマイクロフォン信号内のエラーとなり得る。結果とし
て、エコー抑制システムにおいてサブバンド適応フィルタリングを実行するため
の改善された方法及び装置が必要とされている。
も招いてしまう。例えば、サブバンド間の信号エリアシングは、全体の収束の遅
れ及び／又は再構成されたマイクロフォン信号内のエラーとなり得る。結果とし
て、エコー抑制システムにおいてサブバンド適応フィルタリングを実行するため
の改善された方法及び装置が必要とされている。
【０００８】
発明の概要
本発明は、いくつかのサブバンド分析フィルタ（すなわち、エコーを含んでい
る信号及び／又はエコーを発生する信号を、いくつかの隣接した周波数サブバン
ドに分割するのに使用されるバンドパス・フィルタ）それぞれの帯域幅、並びに
いくつかの合成フィルタ（すなわち、いくつかのサブバンドのエコーがキャンセ
ルされた信号から全帯域のエコーがキャンセルされた信号を再構成するのに使用
されるバンドパス・フィルタ）それぞれの帯域幅が、従来のシステムの対応する
帯域幅と比べて広げられた、サブバンド適応フィルタリング技術を提供すること
によって、上記で説明した並びに他の要求を満たすものである。より詳細には、
本発明による分析あるいは合成フィルタ・バンクでは、隣接するフィルタの−３
ｄＢの帯域幅が、互いにオーバーラップするように設計される。例えば、ある従
来の分析及び合成フィルタ・バンクのＭ個のサブバンド・フィルタそれぞれは、
対象となる帯域幅全体の１／Ｍ倍の−３ｄＢの帯域幅を有しているが（Ｍは整数
）、本発明による分析及び合成フィルタ・バンクのＭ個のサブバンド・フィルタ
それぞれは、対象となる帯域幅全体の１／Ｍ倍よりいくぶん広い−３ｄＢの帯域
幅を有し得る。有利なことに、帯域幅の増大はダウン・サンプリングから生じる
エリアシングの影響をキャンセルする傾向があり、本発明によるサブバンド適応
フィルタリング装置はこのため、従来のサブバンド適応フィルタリング装置と比
べて優れた出力信号の再構成をもたらすことができる。
る信号及び／又はエコーを発生する信号を、いくつかの隣接した周波数サブバン
ドに分割するのに使用されるバンドパス・フィルタ）それぞれの帯域幅、並びに
いくつかの合成フィルタ（すなわち、いくつかのサブバンドのエコーがキャンセ
ルされた信号から全帯域のエコーがキャンセルされた信号を再構成するのに使用
されるバンドパス・フィルタ）それぞれの帯域幅が、従来のシステムの対応する
帯域幅と比べて広げられた、サブバンド適応フィルタリング技術を提供すること
によって、上記で説明した並びに他の要求を満たすものである。より詳細には、
本発明による分析あるいは合成フィルタ・バンクでは、隣接するフィルタの−３
ｄＢの帯域幅が、互いにオーバーラップするように設計される。例えば、ある従
来の分析及び合成フィルタ・バンクのＭ個のサブバンド・フィルタそれぞれは、
対象となる帯域幅全体の１／Ｍ倍の−３ｄＢの帯域幅を有しているが（Ｍは整数
）、本発明による分析及び合成フィルタ・バンクのＭ個のサブバンド・フィルタ
それぞれは、対象となる帯域幅全体の１／Ｍ倍よりいくぶん広い−３ｄＢの帯域
幅を有し得る。有利なことに、帯域幅の増大はダウン・サンプリングから生じる
エリアシングの影響をキャンセルする傾向があり、本発明によるサブバンド適応
フィルタリング装置はこのため、従来のサブバンド適応フィルタリング装置と比
べて優れた出力信号の再構成をもたらすことができる。
【０００９】
本発明による代表的な通信装置は、近端音声信号及び遠端音声信号を受信し、
通信チャネルを介した遠端ユーザへの送信のためにエコーがキャンセルされた近
端音声信号を提供する、適応エコー・キャンセラを含んでいる。適応エコー・キ
ャンセラは、近端音声信号をフィルタする分析フィルタの第１のバンクと、遠端
音声信号をフィルタする分析フィルタの第２のバンクと、適応エコー・キャンセ
ラ内で生成されたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号をフィルタする合
成フィルタのバンクとを含んでいる。
通信チャネルを介した遠端ユーザへの送信のためにエコーがキャンセルされた近
端音声信号を提供する、適応エコー・キャンセラを含んでいる。適応エコー・キ
ャンセラは、近端音声信号をフィルタする分析フィルタの第１のバンクと、遠端
音声信号をフィルタする分析フィルタの第２のバンクと、適応エコー・キャンセ
ラ内で生成されたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号をフィルタする合
成フィルタのバンクとを含んでいる。
【００１０】
本発明によれば、第１の合成フィルタの−３ｄＢの帯域幅と、第２の合成フィ
ルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップする。例えば、適応エコー
・キャンセラは、整数Ｍ個の合成フィルタを含んでいても良いが、ここでＭ個の
合成フィルタの−３ｄＢの帯域幅は合わせて全体の帯域幅Ｂに渡り、合成フィル
タの１つの−３ｄＢの帯域幅はＭ個の周波数（Ｍ個の周波数はＢ／Ｍの間隔で帯
域幅Ｂに渡って分散されている）の各１つの中心にあり、それぞれの合成フィル
タの−３ｄＢの帯域幅はＢ／Ｍより大きく２Ｂ／Ｍ未満である。
ルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップする。例えば、適応エコー
・キャンセラは、整数Ｍ個の合成フィルタを含んでいても良いが、ここでＭ個の
合成フィルタの−３ｄＢの帯域幅は合わせて全体の帯域幅Ｂに渡り、合成フィル
タの１つの−３ｄＢの帯域幅はＭ個の周波数（Ｍ個の周波数はＢ／Ｍの間隔で帯
域幅Ｂに渡って分散されている）の各１つの中心にあり、それぞれの合成フィル
タの−３ｄＢの帯域幅はＢ／Ｍより大きく２Ｂ／Ｍ未満である。
【００１１】
加えて、分析フィルタの第１のバンクの第１の分析フィルタの−３ｄＢの帯域
幅と、分析フィルタの第１のバンクの第２の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と
は周波数がオーバーラップしてもよく、また分析フィルタの第２のバンクの第１
の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と、分析フィルタの第２のバンクの第２の分
析フィルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップしてもよい。例えば
、分析フィルタの第１及び第２のバンクのそれぞれが、整数Ｍ個の分析フィルタ
を含んでいてもよく、ここで分析フィルタの各バンクのＭ個の合成フィルタの−
３ｄＢの帯域幅は合わせて全体の帯域幅Ｂに渡り、合成フィルタの１つの−３ｄ
Ｂの帯域幅はＭ個の周波数（Ｍ個の周波数はＢ／Ｍの間隔で帯域幅Ｂに渡って分
散されている）の各１つの中心にあり、それぞれの合成フィルタの−３ｄＢの帯
域幅はＢ／Ｍより大きく２Ｂ／Ｍ未満である。
幅と、分析フィルタの第１のバンクの第２の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と
は周波数がオーバーラップしてもよく、また分析フィルタの第２のバンクの第１
の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と、分析フィルタの第２のバンクの第２の分
析フィルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップしてもよい。例えば
、分析フィルタの第１及び第２のバンクのそれぞれが、整数Ｍ個の分析フィルタ
を含んでいてもよく、ここで分析フィルタの各バンクのＭ個の合成フィルタの−
３ｄＢの帯域幅は合わせて全体の帯域幅Ｂに渡り、合成フィルタの１つの−３ｄ
Ｂの帯域幅はＭ個の周波数（Ｍ個の周波数はＢ／Ｍの間隔で帯域幅Ｂに渡って分
散されている）の各１つの中心にあり、それぞれの合成フィルタの−３ｄＢの帯
域幅はＢ／Ｍより大きく２Ｂ／Ｍ未満である。
【００１２】
本発明の上記の及び他の特徴並びに利点を、添付の図面に示された説明のため
の例を参照して以下で詳細に説明する。記載された実施形態が説明及び理解のた
めのものであり、多くの等価な実施形態が考えられることは当業者にはわかるで
あろう。
の例を参照して以下で詳細に説明する。記載された実施形態が説明及び理解のた
めのものであり、多くの等価な実施形態が考えられることは当業者にはわかるで
あろう。
【００１３】
発明の詳細な説明
図１は代表的ハンズフリー電話システム１００を示している。図示されたよう
に、代表的システム１００は、マイクロフォン１１０、加算装置１２０、適応フ
ィルタ１３０、フィルタ計算プロセッサ１４０、音声エンコーダ１５０、音声デ
コーダ１６０、及びスピーカ１７０を含んでいる。図１の部品の以下で説明する
機能が、汎用デジタルコンピュータ、標準的デジタル信号処理部品、及び／又は
１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を含む、様々な既知のハードウェ
ア構成要素を用いて実現できることは、当業者にはわかるであろう。また、実際
には、代表的システム１００が、本発明を理解するのには重要でないので図１か
ら削除した部品（例えば、マイクロフォン１１０の出力のアナログ−デジタル変
換器、及びスピーカ１７０の入力のデジタル−アナログ変換器）を含むことも、
当業者はわかるであろう。
に、代表的システム１００は、マイクロフォン１１０、加算装置１２０、適応フ
ィルタ１３０、フィルタ計算プロセッサ１４０、音声エンコーダ１５０、音声デ
コーダ１６０、及びスピーカ１７０を含んでいる。図１の部品の以下で説明する
機能が、汎用デジタルコンピュータ、標準的デジタル信号処理部品、及び／又は
１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）を含む、様々な既知のハードウェ
ア構成要素を用いて実現できることは、当業者にはわかるであろう。また、実際
には、代表的システム１００が、本発明を理解するのには重要でないので図１か
ら削除した部品（例えば、マイクロフォン１１０の出力のアナログ−デジタル変
換器、及びスピーカ１７０の入力のデジタル−アナログ変換器）を含むことも、
当業者はわかるであろう。
【００１４】
図１で、マイクロフォン１１０の音声出力は加算装置１２０の加算入力に結合
されており、加算装置１２０の出力は音声エンコーダ１５０の入力及びフィルタ
計算プロセッサ１４０の入力に結合されている。更に、音声デコーダ１６０の出
力は、フィルタ計算プロセッサ１４０の第２の入力と、適応フィルタ１３０及び
スピーカ１７０の各入力に結合されている。フィルタ計算プロセッサ１４０の出
力は適応フィルタ１３０の制御入力に結合され、適応フィルタ１３０の出力は加
算装置１２０の減算入力に結合されている。
されており、加算装置１２０の出力は音声エンコーダ１５０の入力及びフィルタ
計算プロセッサ１４０の入力に結合されている。更に、音声デコーダ１６０の出
力は、フィルタ計算プロセッサ１４０の第２の入力と、適応フィルタ１３０及び
スピーカ１７０の各入力に結合されている。フィルタ計算プロセッサ１４０の出
力は適応フィルタ１３０の制御入力に結合され、適応フィルタ１３０の出力は加
算装置１２０の減算入力に結合されている。
【００１５】
動作において、遠端ユーザ（不図示）の音声を含む、符号化された遠端音声信
号がデコーダ１６０によって復号され、近端ユーザ（不図示）への提示のために
スピーカ１７０に入力される。そしてスピーカ出力は、図１に変化する伝達関数
Ｈ（ｚ）で示したように、未知で時折変化するエコー経路によってマイクロフォ
ン１１０にエコーバックされる。このように、マイクロフォン１１０からの音声
出力は、スピーカのエコー、並びに近端ユーザの音声及び近端のバックグランド
・ノイズを含んでいる。
号がデコーダ１６０によって復号され、近端ユーザ（不図示）への提示のために
スピーカ１７０に入力される。そしてスピーカ出力は、図１に変化する伝達関数
Ｈ（ｚ）で示したように、未知で時折変化するエコー経路によってマイクロフォ
ン１１０にエコーバックされる。このように、マイクロフォン１１０からの音声
出力は、スピーカのエコー、並びに近端ユーザの音声及び近端のバックグランド
・ノイズを含んでいる。
【００１６】
スピーカのエコーが遠端ユーザに到達して煩わせるのを防ぐため、ＦＩＲフィ
ルタ１３０は、マイクロフォン１１０で受信されたスピーカのエコーの推定信号
を提供すべく、スピーカ信号をフィルタする。そして得られたエコーの推定信号
は加算装置１２０によってマイクロフォンの出力から減算され、加算装置１２０
からのエコーがキャンセルされた出力が復号されて遠端ユーザに送信される。同
時に、エコーがキャンセルされた出力が、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数あるい
はタップが正しいエコー経路Ｈ（ｚ）に向かって収束し追従するように、それら
を適応させるのに使用するため、フィルタ計算プロセッサ１４０にフィードバッ
クされる。当該分野では周知のように、フィルタ係数の更新は、エコーがキャン
セルされた出力あるいはエラーの信号と、スピーカ出力あるいは（例えば、ＬＭ
ＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズムを使用して）基準の信号との両方に基づいてい
る。当該分野では周知のように、係数の更新はサンプルによるサンプル・ベース
であるいはサンプル・ブロックによるサンプル・ブロック・ベースのいずれで計
算されてもよい。
ルタ１３０は、マイクロフォン１１０で受信されたスピーカのエコーの推定信号
を提供すべく、スピーカ信号をフィルタする。そして得られたエコーの推定信号
は加算装置１２０によってマイクロフォンの出力から減算され、加算装置１２０
からのエコーがキャンセルされた出力が復号されて遠端ユーザに送信される。同
時に、エコーがキャンセルされた出力が、ＦＩＲフィルタのフィルタ係数あるい
はタップが正しいエコー経路Ｈ（ｚ）に向かって収束し追従するように、それら
を適応させるのに使用するため、フィルタ計算プロセッサ１４０にフィードバッ
クされる。当該分野では周知のように、フィルタ係数の更新は、エコーがキャン
セルされた出力あるいはエラーの信号と、スピーカ出力あるいは（例えば、ＬＭ
ＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズムを使用して）基準の信号との両方に基づいてい
る。当該分野では周知のように、係数の更新はサンプルによるサンプル・ベース
であるいはサンプル・ブロックによるサンプル・ブロック・ベースのいずれで計
算されてもよい。
【００１７】
従来のシステムでは、全帯域の適応フィルタ処理が実施され、音響エコー経路
Ｈ（ｚ）をモデル化するのに単一のＦＩＲインパルス応答が使用される。換言す
れば、そのようなシステムのＦＩＲフィルタ１３０は、実際は単一のＦＩＲフィ
ルタであり、全帯域のマイクロフォン及びスピーカ信号並びに全帯域のエラー信
号が適応アルゴリズムで直接使用される。しかしながら、上記「発明の背景」で
説明したように、そのような全帯域の適応処理はインパルス応答の収束を比較的
遅らせることとなり得、比較的高次の単一の全帯域インパルス応答は計算に関す
る複雑さを増大させることとなり得る。このため、これも上記「発明の背景」で
説明したように、適応フィルタリング処理は時折、複数のサブバンドに分割され
る。
Ｈ（ｚ）をモデル化するのに単一のＦＩＲインパルス応答が使用される。換言す
れば、そのようなシステムのＦＩＲフィルタ１３０は、実際は単一のＦＩＲフィ
ルタであり、全帯域のマイクロフォン及びスピーカ信号並びに全帯域のエラー信
号が適応アルゴリズムで直接使用される。しかしながら、上記「発明の背景」で
説明したように、そのような全帯域の適応処理はインパルス応答の収束を比較的
遅らせることとなり得、比較的高次の単一の全帯域インパルス応答は計算に関す
る複雑さを増大させることとなり得る。このため、これも上記「発明の背景」で
説明したように、適応フィルタリング処理は時折、複数のサブバンドに分割され
る。
【００１８】
図２は、代表的なサブバンド適応フィルタリング装置２００を示している。装
置２００は、例えば、図１の加算装置１２０、適応フィルタ１３０及びフィルタ
計算プロセッサ１４０の機能を提供するのに使用され得る。図示されたように、
サブバンド装置２００は、分析フィルタの第１のバンク２１０0〜２１０M-1、デ
シメータの第１のバンク２１５0〜２１５M-1、サブバンド加算装置のバンク１２
０0〜１２０M-1、分析フィルタの第２のバンク２２０0〜２２０M-1、デシメータ
の第２のバンク２２５0〜２２５M-1、適応ＦＩＲフィルタのバンク１３０0〜１
３０M-1、伸長器のバンク２３０0〜２３０M-1、合成フィルタのバンク２３５0〜
２３５M-1、及び再構成加算装置２４０を含んでいる。図１と同様に、図２の部
品が、汎用デジタルコンピュータ、標準的デジタル信号処理部品、及び／又は１
つ以上の特定用途向け集積回路を含む、様々な既知のハードウェア構成要素を用
いて実現できることは、当業者にはわかるであろう。
置２００は、例えば、図１の加算装置１２０、適応フィルタ１３０及びフィルタ
計算プロセッサ１４０の機能を提供するのに使用され得る。図示されたように、
サブバンド装置２００は、分析フィルタの第１のバンク２１０0〜２１０M-1、デ
シメータの第１のバンク２１５0〜２１５M-1、サブバンド加算装置のバンク１２
０0〜１２０M-1、分析フィルタの第２のバンク２２０0〜２２０M-1、デシメータ
の第２のバンク２２５0〜２２５M-1、適応ＦＩＲフィルタのバンク１３０0〜１
３０M-1、伸長器のバンク２３０0〜２３０M-1、合成フィルタのバンク２３５0〜
２３５M-1、及び再構成加算装置２４０を含んでいる。図１と同様に、図２の部
品が、汎用デジタルコンピュータ、標準的デジタル信号処理部品、及び／又は１
つ以上の特定用途向け集積回路を含む、様々な既知のハードウェア構成要素を用
いて実現できることは、当業者にはわかるであろう。
【００１９】
図２では、基準信号（例えば、図１の遠端音声信号）は、エコー経路２０５（
（例えば、図１の近端の環境）を通過させられると共に、分析フィルタの第２の
バンク２２０0〜２２０M-1のそれぞれに入力される。加えて、エコー経路２０５
の出力（例えば、図１のマイクロフォン信号）は、分析フィルタの第１のバンク
２１０0〜２１０M-1のそれぞれに入力される。分析フィルタの第１のバンク２１
０0〜２１０M-1それぞれの出力は、デシメータの第１のバンク２１５0〜２１５M -1 の対応する１つの入力に結合されており、分析フィルタの第２のバンク２２０ 0 〜２２０M-1それぞれの出力は、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1 の対応する１つの入力に結合されている。
（例えば、図１の近端の環境）を通過させられると共に、分析フィルタの第２の
バンク２２０0〜２２０M-1のそれぞれに入力される。加えて、エコー経路２０５
の出力（例えば、図１のマイクロフォン信号）は、分析フィルタの第１のバンク
２１０0〜２１０M-1のそれぞれに入力される。分析フィルタの第１のバンク２１
０0〜２１０M-1それぞれの出力は、デシメータの第１のバンク２１５0〜２１５M -1 の対応する１つの入力に結合されており、分析フィルタの第２のバンク２２０ 0 〜２２０M-1それぞれの出力は、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1 の対応する１つの入力に結合されている。
【００２０】
デシメータの第１のバンク２１５0〜２１５M-1それぞれの出力は、サブバンド
加算装置のバンク１２０0〜１２０M-1の対応する１つの加算入力に結合されてお
り、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1それぞれの出力は、サブバン
ド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1の対応する１つの入力に結合されている。加
えて、サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1それぞれの出力は、サブバン
ド加算装置１２０0〜１２０M-1の対応する１つの減算入力に結合されており、サ
ブバンド加算装置１２０0〜１２０M-1それぞれの出力は、伸長器のバンク２３０ 0 〜２３０M-1の対応する１つの入力に結合されている。
加算装置のバンク１２０0〜１２０M-1の対応する１つの加算入力に結合されてお
り、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1それぞれの出力は、サブバン
ド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1の対応する１つの入力に結合されている。加
えて、サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1それぞれの出力は、サブバン
ド加算装置１２０0〜１２０M-1の対応する１つの減算入力に結合されており、サ
ブバンド加算装置１２０0〜１２０M-1それぞれの出力は、伸長器のバンク２３０ 0 〜２３０M-1の対応する１つの入力に結合されている。
【００２１】
伸長器２３０0〜２３０M-1それぞれの出力は、合成フィルタのバンク２３５0
〜２３５M-1の対応する１つの入力に結合されており、合成フィルタ２３５0〜２
３５M-1それぞれの出力は、再構成加算装置２４０の対応する入力に結合されて
いる。再構成加算装置の出力は、再構成された全帯域のエコーがキャンセルされ
たエラー信号を提供する。
〜２３５M-1の対応する１つの入力に結合されており、合成フィルタ２３５0〜２
３５M-1それぞれの出力は、再構成加算装置２４０の対応する入力に結合されて
いる。再構成加算装置の出力は、再構成された全帯域のエコーがキャンセルされ
たエラー信号を提供する。
【００２２】
動作において、分析フィルタの第１のバンク２１０0〜２１０M-1は、エコーを
含んでいる信号（例えば、マイクロフォン信号）をＭ（整数）個の隣接した周波
数帯に分割し、分析フィルタの第２のバンク２２０0〜２２０M-1は、エコーを生
じさせる信号あるいは基準信号（例えば、遠端音声信号）を同じＭ個の隣接した
周波数帯に分割する。逆に言えば、対象の帯域幅全体が、それぞれが帯域幅全体
の１／Ｍ倍の帯域幅を有する、Ｍ個の等しいサブバンドに分割される。各サブバ
ンド信号のスペクトルの中身は、全帯域の信号と比べて制限されているので、各
サブバンド信号は、情報を失わずに間引きあるいはダウン・サンプルされ得る。
このため、計算に関する複雑さを低減させるために、デシメータの第１のバンク
２１５0〜２１５M-1は、エコーを含んでいるサブバンド信号を係数Ｋでダウン・
サンプルし、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1は、エコーを生じさ
せるサブバンド信号を係数Ｋでダウン・サンプルする。
含んでいる信号（例えば、マイクロフォン信号）をＭ（整数）個の隣接した周波
数帯に分割し、分析フィルタの第２のバンク２２０0〜２２０M-1は、エコーを生
じさせる信号あるいは基準信号（例えば、遠端音声信号）を同じＭ個の隣接した
周波数帯に分割する。逆に言えば、対象の帯域幅全体が、それぞれが帯域幅全体
の１／Ｍ倍の帯域幅を有する、Ｍ個の等しいサブバンドに分割される。各サブバ
ンド信号のスペクトルの中身は、全帯域の信号と比べて制限されているので、各
サブバンド信号は、情報を失わずに間引きあるいはダウン・サンプルされ得る。
このため、計算に関する複雑さを低減させるために、デシメータの第１のバンク
２１５0〜２１５M-1は、エコーを含んでいるサブバンド信号を係数Ｋでダウン・
サンプルし、デシメータの第２のバンク２２５0〜２２５M-1は、エコーを生じさ
せるサブバンド信号を係数Ｋでダウン・サンプルする。
【００２３】
その後、各サブバンド内での適応フィルタ処理が、上記で説明した全帯域での
手法と同様に実行される。詳細には、サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M -1 は、サブバンドのエコーを生じさせる信号をフィルタしてＭ個のサブバンドの
エコー推定信号を提供し、得られたサブバンドのエコー推定信号がサブバンドの
エコーを含んでいる信号から（サブバンド加算装置１２０0〜１２０M-1によって
）減算されてＭ個のエコーがキャンセルされた出力信号が提供される。サブバン
ドのエコーがキャンセルされた出力信号は、サブバンドのエコーを含んでいる信
号と共に、上記のように（例えば、ＬＭＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズムを使用
して）サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1を更新するのに使用される。
手法と同様に実行される。詳細には、サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M -1 は、サブバンドのエコーを生じさせる信号をフィルタしてＭ個のサブバンドの
エコー推定信号を提供し、得られたサブバンドのエコー推定信号がサブバンドの
エコーを含んでいる信号から（サブバンド加算装置１２０0〜１２０M-1によって
）減算されてＭ個のエコーがキャンセルされた出力信号が提供される。サブバン
ドのエコーがキャンセルされた出力信号は、サブバンドのエコーを含んでいる信
号と共に、上記のように（例えば、ＬＭＳあるいはＮＬＭＳアルゴリズムを使用
して）サブバンド適応フィルタ１３０0〜１３０M-1を更新するのに使用される。
【００２４】
伸長器２３０0〜２３０M-1は、元のサンプル・レートに戻すために、サブバン
ドのエコーがキャンセルされた信号を係数Ｋで補間あるいはアップ・サンプルし
、合成フィルタ２３５0〜２３５M-1は、等該分野で周知のようにダウン・サンプ
リングによってもたらされたエリアシングの影響をキャンセルするために、アッ
プ・サンプルされたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号をフィルタする
。合成フィルタの帯域幅は、通常は分析フィルタ（すなわち、対象となる帯域幅
全体の１／Ｍ倍の帯域幅の等しいＭ個）の帯域幅と一致する。そして得られたサ
ブバンド信号は、加算装置２４０によって加算されて、全帯域のエコーがキャン
セルされた信号が（例えば、遠端ユーザへの送信のために）生成あるいは再構成
される。
ドのエコーがキャンセルされた信号を係数Ｋで補間あるいはアップ・サンプルし
、合成フィルタ２３５0〜２３５M-1は、等該分野で周知のようにダウン・サンプ
リングによってもたらされたエリアシングの影響をキャンセルするために、アッ
プ・サンプルされたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号をフィルタする
。合成フィルタの帯域幅は、通常は分析フィルタ（すなわち、対象となる帯域幅
全体の１／Ｍ倍の帯域幅の等しいＭ個）の帯域幅と一致する。そして得られたサ
ブバンド信号は、加算装置２４０によって加算されて、全帯域のエコーがキャン
セルされた信号が（例えば、遠端ユーザへの送信のために）生成あるいは再構成
される。
【００２５】
図２に示された各フィルタ・ブロックは時間領域で動作するが、いくつか又は
全てのフィルタリングは時間領域においても同様に実行され得る（すなわち、周
波数領域におけるベクトル積によるフィルタリングは、時間領域におけるサンプ
リング方式の畳み込みと等価である）ことが当業者にはわかるであろう。このよ
うに、図２の装置２００は、適切な変換プロセッサ（例えば、高速フーリエ変換
あるいはＦＦＴのプロセッサ、及び高速逆フーリエ変換あるいはＩＦＦＴのプロ
セッサ）も含んでいる。時間領域及び周波数領域のフィルタリングの選択は、選
択的事項である。
全てのフィルタリングは時間領域においても同様に実行され得る（すなわち、周
波数領域におけるベクトル積によるフィルタリングは、時間領域におけるサンプ
リング方式の畳み込みと等価である）ことが当業者にはわかるであろう。このよ
うに、図２の装置２００は、適切な変換プロセッサ（例えば、高速フーリエ変換
あるいはＦＦＴのプロセッサ、及び高速逆フーリエ変換あるいはＩＦＦＴのプロ
セッサ）も含んでいる。時間領域及び周波数領域のフィルタリングの選択は、選
択的事項である。
【００２６】
上記で説明したように、サブバンド信号のダウン・サンプリングは計算の効率
を改善する。当該分野では周知のように、クリティカルなダウン・サンプリング
（すなわち、係数Ｋがサブバンドの数Ｍと等しいダウン・サンプリング）、ある
いは非クリティカルな（すなわち、ＫがＭと等しくない）ダウン・サンプリング
のいずれも使用できる。クリティカルにサンプルされるシステムは、広範囲に研
究されている。例えば、１９９２年８月に発行されたIEEE Transaction on Sign
al Processing, Vol.40, No.8 の１８６２〜１８７５頁、Andre Gilloire及びMa
rtin Vetterli による、「クリティカル・サンプリングによるサブバンドの適応
フィルタリング：音響エコー・キャンセルについての分析、実験、及びアプリケ
ーション（Adaptive Filteringt in Sub-bands with Critical sampling:Analys
is, Experiments, and Application to Acoustic Echo Cancellation）」を参照
されたい。クリティカルにサンプルされるシステムは、従来の全帯域適応フィル
タ方式に対する利点を確かにもたらすが、エリアシングの影響を完全になくすた
めにはサブバンドのブランチ間に適応交差フィルタを必要とする。
を改善する。当該分野では周知のように、クリティカルなダウン・サンプリング
（すなわち、係数Ｋがサブバンドの数Ｍと等しいダウン・サンプリング）、ある
いは非クリティカルな（すなわち、ＫがＭと等しくない）ダウン・サンプリング
のいずれも使用できる。クリティカルにサンプルされるシステムは、広範囲に研
究されている。例えば、１９９２年８月に発行されたIEEE Transaction on Sign
al Processing, Vol.40, No.8 の１８６２〜１８７５頁、Andre Gilloire及びMa
rtin Vetterli による、「クリティカル・サンプリングによるサブバンドの適応
フィルタリング：音響エコー・キャンセルについての分析、実験、及びアプリケ
ーション（Adaptive Filteringt in Sub-bands with Critical sampling:Analys
is, Experiments, and Application to Acoustic Echo Cancellation）」を参照
されたい。クリティカルにサンプルされるシステムは、従来の全帯域適応フィル
タ方式に対する利点を確かにもたらすが、エリアシングの影響を完全になくすた
めにはサブバンドのブランチ間に適応交差フィルタを必要とする。
【００２７】
このため、最近では非クリティカルにサンプルされるサブバンド処理システム
が注目されている。例えば、適応交差フィルタに頼らずにエリアシングの影響を
低減するため、オーバーサンプリング（Ｋ＜Ｍ）が使用されてきた。しかしなが
ら、このようなオーバーサンプリングは、サブバンド・エラー信号のスペクトル
の大きなピークがサブバンドのエッジ近傍に出現することを含む、他の問題を引
き起こし得る。例えば、１９９５年１月に発行されたIEEE Signal Processing L
etters, Vol.2, No.1 の１〜３頁、Phillip L. De Leon, II及びDelores M. Ett
erによる、「オーバーサンプル型音響エコー・キャンセラにおける強化型帯域分
析フィルタによる実験結果（Increased Bandwidth Analysis Filters in Oversa
mpled, Sub-band Acoustic Echo Cancelers）」を参照されたい。該論文では、
分析フィルタの帯域幅は、合成フィルタの帯域幅に対して広げられている。結果
として、収束の遅いスペクトルのピークが周波数の外側にシフトされ合成フィル
タによって除去される。そのため、全帯域適応フィルタの収束速度が改善される
。
が注目されている。例えば、適応交差フィルタに頼らずにエリアシングの影響を
低減するため、オーバーサンプリング（Ｋ＜Ｍ）が使用されてきた。しかしなが
ら、このようなオーバーサンプリングは、サブバンド・エラー信号のスペクトル
の大きなピークがサブバンドのエッジ近傍に出現することを含む、他の問題を引
き起こし得る。例えば、１９９５年１月に発行されたIEEE Signal Processing L
etters, Vol.2, No.1 の１〜３頁、Phillip L. De Leon, II及びDelores M. Ett
erによる、「オーバーサンプル型音響エコー・キャンセラにおける強化型帯域分
析フィルタによる実験結果（Increased Bandwidth Analysis Filters in Oversa
mpled, Sub-band Acoustic Echo Cancelers）」を参照されたい。該論文では、
分析フィルタの帯域幅は、合成フィルタの帯域幅に対して広げられている。結果
として、収束の遅いスペクトルのピークが周波数の外側にシフトされ合成フィル
タによって除去される。そのため、全帯域適応フィルタの収束速度が改善される
。
【００２８】
比較のために、本発明では、非クリティカルにサンプルを取るシステムのサブ
バンドのエッジのエリアシングは、特に、（電話のアプリケーションの場合のよ
うに）エコーを含んでいる信号が帯域が制限されている場合に、再構成された信
号において有意なドロップアウトを生じさせ得ると考える。有利なことに、本発
明は、クリティカルでないサンプルを取るシステムにおいて、分析フィルタ及び
合成フィルタ両方の帯域幅を広げることによって、そのようなドロップアウトを
減少させることができることを教示するものである。
バンドのエッジのエリアシングは、特に、（電話のアプリケーションの場合のよ
うに）エコーを含んでいる信号が帯域が制限されている場合に、再構成された信
号において有意なドロップアウトを生じさせ得ると考える。有利なことに、本発
明は、クリティカルでないサンプルを取るシステムにおいて、分析フィルタ及び
合成フィルタ両方の帯域幅を広げることによって、そのようなドロップアウトを
減少させることができることを教示するものである。
【００２９】
換言すれば、分析フィルタのバンクの隣接するフィルタの帯域幅と、分析フィ
ルタのバンクの隣接するフィルタの帯域幅とを、互いにオーバーラップするよう
にできる。例えば、分析フィルタのバンクのＭ（整数）個のフィルタそれぞれの
帯域幅と、合成フィルタのバンクのＭ個のフィルタそれぞれの帯域幅とを、対象
となる全体の帯域幅ＢＷの１／Ｍ倍より大きくすることができる。この様子を図
３Ａ及び３Ｂに示した。
ルタのバンクの隣接するフィルタの帯域幅とを、互いにオーバーラップするよう
にできる。例えば、分析フィルタのバンクのＭ（整数）個のフィルタそれぞれの
帯域幅と、合成フィルタのバンクのＭ個のフィルタそれぞれの帯域幅とを、対象
となる全体の帯域幅ＢＷの１／Ｍ倍より大きくすることができる。この様子を図
３Ａ及び３Ｂに示した。
【００３０】
図３Ａには、従来の分析あるいは合成フィルタバンクの周波数応答が示されて
おり、それぞれがＢＷ／Ｍ（ここでＢＷは電話のアプリケーションに対する３０
Ｈｚから３ｋＨｚのような対象となる全体の帯域幅である）に等しい−３ｄＢの
帯域幅（すなわち、下側の−３ｄＢのカットオフ周波数から上側の−３ｄＢのカ
ットオフ周波数までに渡る周波数通過帯域）を有する、Ｍ個のバンドパス領域３
１０0〜３１０M-1を含んでいる。一方、図３Ｂには、本発明による分析あるいは
合成フィルタバンクの周波数応答が示されており、それぞれがＢＷ／Ｍより広い
−３ｄＢの帯域幅を有する、Ｍ個のバンドパス領域３２０0〜３２０M-1を含んで
いる。このように、図３Ａでは隣接するフィルタの応答は、フィルタ応答の交差
する点で正確に−３ｄＢ（すなわち、ピーク値の半分）であるが、図３Ｂでは隣
接するフィルタの応答は、交差する点で−３ｄＢより大きい。
おり、それぞれがＢＷ／Ｍ（ここでＢＷは電話のアプリケーションに対する３０
Ｈｚから３ｋＨｚのような対象となる全体の帯域幅である）に等しい−３ｄＢの
帯域幅（すなわち、下側の−３ｄＢのカットオフ周波数から上側の−３ｄＢのカ
ットオフ周波数までに渡る周波数通過帯域）を有する、Ｍ個のバンドパス領域３
１０0〜３１０M-1を含んでいる。一方、図３Ｂには、本発明による分析あるいは
合成フィルタバンクの周波数応答が示されており、それぞれがＢＷ／Ｍより広い
−３ｄＢの帯域幅を有する、Ｍ個のバンドパス領域３２０0〜３２０M-1を含んで
いる。このように、図３Ａでは隣接するフィルタの応答は、フィルタ応答の交差
する点で正確に−３ｄＢ（すなわち、ピーク値の半分）であるが、図３Ｂでは隣
接するフィルタの応答は、交差する点で−３ｄＢより大きい。
【００３１】
実験により、（πによって正規化された周波数スケールで）０．１２５〜０．
１３ラジアンのオーバーラップが、出力信号の再構成について良好な品質をもた
らすことがわかった。図４Ａ及び４Ｂにはこの様子が示されている。図４Ａには
、従来のサブバンド適応フィルタリング（すなわち、隣接するフィルタの帯域幅
がオーバーラップしない）によって再構成された出力信号が示されており（再構
成された信号及び元の信号は、長い破線及び短い破線でそれぞれ示されている）
、元の入力信号と比べて有意なドロップアウトを含んでいる。一方、図４Ｂには
、本発明によるサブバンド適応フィルタリング（すなわち、分析及び合成フィル
タのバンクの隣接するフィルタの帯域幅がオーバーラップする）を用いて再構成
された出力信号が示されており、同じ元の入力信号に対して非常に類似している
（図４Ａと同様に、再構成された信号及び元の信号は、長い破線及び短い破線で
それぞれ示されている）。
１３ラジアンのオーバーラップが、出力信号の再構成について良好な品質をもた
らすことがわかった。図４Ａ及び４Ｂにはこの様子が示されている。図４Ａには
、従来のサブバンド適応フィルタリング（すなわち、隣接するフィルタの帯域幅
がオーバーラップしない）によって再構成された出力信号が示されており（再構
成された信号及び元の信号は、長い破線及び短い破線でそれぞれ示されている）
、元の入力信号と比べて有意なドロップアウトを含んでいる。一方、図４Ｂには
、本発明によるサブバンド適応フィルタリング（すなわち、分析及び合成フィル
タのバンクの隣接するフィルタの帯域幅がオーバーラップする）を用いて再構成
された出力信号が示されており、同じ元の入力信号に対して非常に類似している
（図４Ａと同様に、再構成された信号及び元の信号は、長い破線及び短い破線で
それぞれ示されている）。
【００３２】
Ｍ個の等しく、かつオーバーラップしている−３ｄＢの帯域幅が対象となる帯
域幅全体に渡るのは、単に代表例であり、本発明が隣接する−３ｄＢの帯域幅が
オーバーラップするあらゆる構成を包含することは、当業者はわかるであろう。
例えば、全体の帯域幅が大部分の信号パワーが予期される一定の領域内でより細
かく区分けされてもよく、あるいはサブバンドの帯域幅を全体の帯域幅の低い境
界から高い境界へ対数的に広くしてもよい。
域幅全体に渡るのは、単に代表例であり、本発明が隣接する−３ｄＢの帯域幅が
オーバーラップするあらゆる構成を包含することは、当業者はわかるであろう。
例えば、全体の帯域幅が大部分の信号パワーが予期される一定の領域内でより細
かく区分けされてもよく、あるいはサブバンドの帯域幅を全体の帯域幅の低い境
界から高い境界へ対数的に広くしてもよい。
【００３３】
概して、本発明は、いくつかのサブバンド分析フィルタの帯域幅、並びにいく
つかの合成フィルタの帯域幅が、従来のシステムにおける対応する帯域幅と比べ
て広げられたサブバンド適応フィルタリング技術を提供する。詳細には、本発明
による分析及び合成フィルタのバンクの隣接する−３ｄＢの帯域幅は、互いにオ
ーバーラップするように設計される。サブバンドの帯域幅の増加は、ダウン・サ
ンプリングから生じたエリアシングの影響をキャンセルするのに役立ち、このた
め本発明によるサブバンド適応フィルタリング装置は、従来のサブバンド適応フ
ィルタリング装置と比べて、優れた出力信号の再構成をもたらす。
つかの合成フィルタの帯域幅が、従来のシステムにおける対応する帯域幅と比べ
て広げられたサブバンド適応フィルタリング技術を提供する。詳細には、本発明
による分析及び合成フィルタのバンクの隣接する−３ｄＢの帯域幅は、互いにオ
ーバーラップするように設計される。サブバンドの帯域幅の増加は、ダウン・サ
ンプリングから生じたエリアシングの影響をキャンセルするのに役立ち、このた
め本発明によるサブバンド適応フィルタリング装置は、従来のサブバンド適応フ
ィルタリング装置と比べて、優れた出力信号の再構成をもたらす。
【００３４】
本発明が、説明のために上記で説明した特定の代表的実施形態に限定されるも
のではなく、様々な代替的実施形態が考えられることは、当業者にはわかるであ
ろう。例えば、ハンズ・フリー電話に関する音響エコー・キャンセルについての
代表的実施形態を説明したが、開示した技術は、ネットワークのエコー・キャン
セル（すなわち、デジタル装置とアナログ・ネットワークとの間のハイブリッド
結合でのインピーダンスの不整合によって生じるエコー）、あるいはサブバンド
適応フィルタリングが必要な又は望ましいあらゆる信号処理のアプリケーション
にも等しく適用できる。従って、本発明の範囲は、上記の説明ではなく特許請求
の範囲によって定義されるものであり、特許請求の範囲の主旨に一致する全ての
等価物は本発明の範囲に含まれるものと理解すべきである。
のではなく、様々な代替的実施形態が考えられることは、当業者にはわかるであ
ろう。例えば、ハンズ・フリー電話に関する音響エコー・キャンセルについての
代表的実施形態を説明したが、開示した技術は、ネットワークのエコー・キャン
セル（すなわち、デジタル装置とアナログ・ネットワークとの間のハイブリッド
結合でのインピーダンスの不整合によって生じるエコー）、あるいはサブバンド
適応フィルタリングが必要な又は望ましいあらゆる信号処理のアプリケーション
にも等しく適用できる。従って、本発明の範囲は、上記の説明ではなく特許請求
の範囲によって定義されるものであり、特許請求の範囲の主旨に一致する全ての
等価物は本発明の範囲に含まれるものと理解すべきである。
【図１】
本発明の適応フィルタリング技術を実施可能な、ハンズ・フリー電話システム
の代表例のブロック図である。
の代表例のブロック図である。
【図２】
本発明による代表的サブバンド適応フィルタリング装置のブロック図である。
【図３Ａ】
従来のサブバンド適応フィルタリングのフィルタ・バンクの周波数応答を表わ
すスペクトルの図である。
すスペクトルの図である。
【図３Ｂ】
本発明によるサブバンド適応フィルタリングのフィルタ・バンクの周波数応答
を表わすスペクトルの図である。
を表わすスペクトルの図である。
【図４Ａ】
従来のサブバンド適応フィルタリング技術を用いて得られた、エコーがキャン
セルされ再構成された信号を表わすスペクトルの図である。
セルされ再構成された信号を表わすスペクトルの図である。
【図４Ｂ】
本発明によるサブバンド適応フィルタリング技術を用いて得られた、エコーが
キャンセルされ再構成された信号を表わすスペクトルの図である。
キャンセルされ再構成された信号を表わすスペクトルの図である。
【手続補正書】
【提出日】平成１３年１２月４日（２００１．１２．４）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正の内容】
【特許請求の範囲】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３４
【補正方法】変更
【補正の内容】
【００３４】
本発明が、説明のために上記で説明した特定の代表的実施形態に限定されるも
のではなく、様々な代替的実施形態が考えられることは、当業者にはわかるであ
ろう。例えば、ハンズ・フリー電話に関する音響エコー・キャンセルについての
代表的実施形態を説明したが、開示した技術は、ネットワークのエコー・キャン
セル（すなわち、デジタル装置とアナログ・ネットワークとの間のハイブリッド
結合でのインピーダンスの不整合によって生じるエコー）、あるいはサブバンド
適応フィルタリングが必要な又は望ましいあらゆる信号処理のアプリケーション
にも等しく適用できる。従って、本発明の範囲は、上記の説明ではなく特許請求
の範囲によって定義されるものである。
のではなく、様々な代替的実施形態が考えられることは、当業者にはわかるであ
ろう。例えば、ハンズ・フリー電話に関する音響エコー・キャンセルについての
代表的実施形態を説明したが、開示した技術は、ネットワークのエコー・キャン
セル（すなわち、デジタル装置とアナログ・ネットワークとの間のハイブリッド
結合でのインピーダンスの不整合によって生じるエコー）、あるいはサブバンド
適応フィルタリングが必要な又は望ましいあらゆる信号処理のアプリケーション
にも等しく適用できる。従って、本発明の範囲は、上記の説明ではなく特許請求
の範囲によって定義されるものである。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，
ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ
Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ
，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，
ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ
Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ
，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，
ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，
ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ
Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ
，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，
ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ
Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ
，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，
ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ
Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ
，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，
ＺＷ
Claims (24)
- 【請求項１】 双方向通信チャネルによって近端ユーザと遠端ユーザとの間
に双方向音響通信を提供する通信装置であって、 近端音響信号及び遠端音響信号を受信し、通信チャネルによって遠端ユーザに
送信するためのエコーがキャンセルされた近端音響信号を提供する適応エコー・
キャンセラを備え、 前記適応エコー・キャンセラが、近端音響信号をフィルタリングする分析フィ
ルタの第１のバンクと、遠端音響信号をフィルタリングする分析フィルタの第２
のバンクと、前記適応エコー・キャンセラ内で生成されたサブバンドのエコーが
キャンセルされた信号をフィルタリングする合成フィルタのバンクとを含んでお
り、 前記合成フィルタの−３ｄＢの第１の帯域幅と前記合成フィルタの−３ｄＢの
第２の帯域幅とは周波数がオーバーラップしていることを特徴とする通信装置。 - 【請求項２】 前記合成フィルタのそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、前記合
成フィルタの少なくとも他の１つの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラップ
していることを特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項３】 前記適応エコー・キャンセラが整数Ｍ個の合成フィルタを含
み、 前記Ｍ個の合成フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、合わせて全体の帯域幅Ｂに渡
っており、 前記合成フィルタの１つの−３ｄＢの帯域幅が、全体の帯域幅に渡ってＢ／Ｍ
の間隔で分散されているＭ個の周波数のそれぞれ１つを中心としており、 前記Ｍ個の合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、Ｂ／Ｍより広いこと
を特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項４】 前記合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、２Ｂ／Ｍ
未満であることを特徴とする請求項３に記載の通信装置。 - 【請求項５】 前記合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、正規化さ
れた周波数スケールで、Ｂ／Ｍより０．１２５から０．１３ラジアン広いことを
特徴とする請求項３に記載の通信装置。 - 【請求項６】 前記分析フィルタの第１のバンクの第１の分析フィルタの−
３ｄＢの帯域幅と、前記分析フィルタの第１のバンクの第２の分析フィルタの−
３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップし、前記分析フィルタの第２のバン
クの第１の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と、前記分析フィルタの第２のバン
クの第２の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップするこ
とを特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項７】 前記分析フィルタの第１のバンクの分析フィルタそれぞれの
−３ｄＢの帯域幅が、前記分析フィルタの第１のバンクの他の１つの分析フィル
タの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラップし、前記分析フィルタの第２の
バンクの分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、前記分析フィルタの第２
のバンクの他の１つの分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラッ
プすることを特徴とする請求項６に記載の通信装置。 - 【請求項８】 前記分析フィルタの第１及び第２のバンクそれぞれが、整数
Ｍ個の分析フィルタを含み、 分析フィルタの各バンクのＭ個の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、合わせ
て全体の帯域幅Ｂに渡っており、 分析フィルタの各バンクの１つの分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、全体の
帯域幅に渡ってＢ／Ｍの間隔で分散されているＭ個の周波数のそれぞれ１つを中
心としており、 分析フィルタの各バンクの前記Ｍ個の分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域
幅が、Ｂ／Ｍより広いことを特徴とする請求項１に記載の通信装置。 - 【請求項９】 前記分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、２Ｂ／Ｍ
未満であることを特徴とする請求項８に記載の通信装置。 - 【請求項１０】 前記分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、正規化
された周波数スケールで、Ｂ／Ｍより０．１２５から０．１３ラジアン広いこと
を特徴とする請求項８に記載の通信装置。 - 【請求項１１】 前記分析フィルタそれぞれによって出力されるサブバンド
信号が、ダウン・サンプルされていることを特徴とする請求項１に記載の通信装
置。 - 【請求項１２】 前記分析フィルタの第１及び第２のバンクそれぞれが整数
Ｍ個の分析フィルタを含み、分析フィルタによって出力される各サブバンド信号
が、Ｍ未満の係数Ｋでダウン・サンプルされていることを特徴とする請求項１１
に記載の通信装置。 - 【請求項１３】 エコーを含んでいる入力信号を適応フィルタリングしてエ
コーがキャンセルされた出力信号を提供する方法であって、エコーを含んでいる
入力信号が、エコー経路を通るエコーを生じさせる信号の送信によって生じるエ
コー成分を含んでおり、 エコーを含んでいる信号を分析フィルタの第１のバンクを通過させて、いくつ
かのサブバンドのエコーを含んでいる信号を提供するステップと、 エコーを生じさせる信号を分析フィルタの第２のバンクを通過させて、同数の
サブバンドのエコーを生じさせる信号を提供するステップと、 エコーを生じさせるサブバンド信号をサブバンド適応フィルタを通過させて、
サブバンドのエコー推定信号を提供するステップと、 サブバンドのエコーを含んでいる信号各１つから各サブバンドのエコー推定信
号を減算して、サブバンドのエコーがキャンセルされた信号を提供するステップ
と、 サブバンドのエコーがキャンセルされた信号を合成フィルタのバンクを通過さ
せて、フィルタされたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号を提供するス
テップであって、前記合成フィルタの第１の−３ｄＢの帯域幅と、前記合成フィ
ルタの第２の−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップしているステップと
、 フィルタされたサブバンドのエコーがキャンセルされた信号を組合せて、エコ
ーがキャンセルされた出力信号を提供するステップと、備えることを特徴とする
方法。 - 【請求項１４】 前記合成フィルタのそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、前記
合成フィルタの少なくとも他の１つの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラッ
プしていることを特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１５】 前記合成フィルタのバンクが整数Ｍ個の合成フィルタを含
み、 前記Ｍ個の合成フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、合わせて全体の帯域幅Ｂに渡
っており、 前記合成フィルタの１つの−３ｄＢの帯域幅が、全体の帯域幅に渡ってＢ／Ｍ
の間隔で分散されているＭ個の周波数のそれぞれ１つを中心としており、 前記Ｍ個の合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、Ｂ／Ｍより広いこと
を特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１６】 前記合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、２Ｂ／
Ｍ未満であることを特徴とする請求項１５に記載の方法。 - 【請求項１７】 前記合成フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、正規化
された周波数スケールで、Ｂ／Ｍより０．１２５から０．１３ラジアン広いこと
を特徴とする請求項１５に記載の方法。 - 【請求項１８】 前記分析フィルタの第１のバンクの第１の分析フィルタの
−３ｄＢの帯域幅と、前記分析フィルタの第１のバンクの第２の分析フィルタの
−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップし、前記分析フィルタの第２のバ
ンクの第１の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と、前記分析フィルタの第２のバ
ンクの第２の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅とは周波数がオーバーラップする
ことを特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項１９】 前記分析フィルタの第１のバンクの分析フィルタそれぞれ
の−３ｄＢの帯域幅が、前記分析フィルタの第１のバンクの他の１つの分析フィ
ルタの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラップし、前記分析フィルタの第２
のバンクの分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、前記分析フィルタの第
２のバンクの他の１つの分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅と周波数がオーバーラ
ップすることを特徴とする請求項１８に記載の方法。 - 【請求項２０】 前記分析フィルタの第１及び第２のバンクそれぞれが、整
数Ｍ個の分析フィルタを含み、 分析フィルタの各バンクのＭ個の分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、合わせ
て全体の帯域幅Ｂに渡っており、 分析フィルタの各バンクの１つの分析フィルタの−３ｄＢの帯域幅が、全体の
帯域幅に渡ってＢ／Ｍの間隔で分散されているＭ個の周波数のそれぞれ１つを中
心としており、 分析フィルタの各バンクの前記Ｍ個の分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域
幅が、Ｂ／Ｍより広いことを特徴とする請求項１３に記載の方法。 - 【請求項２１】 前記分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、２Ｂ／
Ｍ未満であることを特徴とする請求項２０に記載の方法。 - 【請求項２２】 前記分析フィルタそれぞれの−３ｄＢの帯域幅が、正規化
された周波数スケールで、Ｂ／Ｍより０．１２５から０．１３ラジアン広いこと
を特徴とする請求項２０に記載の方法。 - 【請求項２３】 前記分析フィルタそれぞれによって出力されるサブバンド
信号を、ダウン・サンプルするステップと、各合成フィルタに入力されたサブバ
ンド信号をアップ・サンプルするステップとを更に備えることを特徴とする請求
項１３に記載の方法。 - 【請求項２４】 フィルタのバンクそれぞれが整数Ｍ個のフィルタを含み、
分析フィルタによって出力される各サブバンド信号が、Ｍ未満の係数Ｋでダウン
・サンプルされていることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/324,851 | 1999-06-03 | ||
| US09/324,851 US6628781B1 (en) | 1999-06-03 | 1999-06-03 | Methods and apparatus for improved sub-band adaptive filtering in echo cancellation systems |
| PCT/EP2000/004861 WO2000076081A2 (en) | 1999-06-03 | 2000-05-29 | Methods and apparatus for improved sub-band adaptive filtering in echo cancellation systems |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003501937A true JP2003501937A (ja) | 2003-01-14 |
Family
ID=23265381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001502243A Pending JP2003501937A (ja) | 1999-06-03 | 2000-05-29 | エコー・キャンセル・システムにおける改善したサブバンド適応フィルタリングのための方法及び装置 |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6628781B1 (ja) |
| EP (1) | EP1186158B1 (ja) |
| JP (1) | JP2003501937A (ja) |
| CN (1) | CN1223166C (ja) |
| AT (1) | ATE421836T1 (ja) |
| AU (1) | AU6687600A (ja) |
| DE (1) | DE60041445D1 (ja) |
| HK (1) | HK1049081B (ja) |
| IL (1) | IL146689A0 (ja) |
| MX (1) | MXPA01012349A (ja) |
| TR (1) | TR200103470T2 (ja) |
| WO (1) | WO2000076081A2 (ja) |
Families Citing this family (30)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6968064B1 (en) * | 2000-09-29 | 2005-11-22 | Forgent Networks, Inc. | Adaptive thresholds in acoustic echo canceller for use during double talk |
| SE0101175D0 (sv) | 2001-04-02 | 2001-04-02 | Coding Technologies Sweden Ab | Aliasing reduction using complex-exponential-modulated filterbanks |
| JP3571013B2 (ja) * | 2001-08-23 | 2004-09-29 | エルピーダメモリ株式会社 | 半導体装置、その駆動方法及びその設定方法 |
| FR2834563B1 (fr) * | 2002-01-08 | 2004-04-02 | Thales Sa | Procede de suppression de signaux radioelectriques pulses et dispositif de mise en oeuvre du procede |
| US7089371B2 (en) * | 2002-02-12 | 2006-08-08 | Ip-First, Llc | Microprocessor apparatus and method for prefetch, allocation, and initialization of a block of cache lines from memory |
| US6792057B2 (en) * | 2002-08-29 | 2004-09-14 | Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc | Partial band reconstruction of frequency channelized filters |
| CN1894851A (zh) * | 2003-12-12 | 2007-01-10 | 神经网路处理有限公司 | 数字滤波器的设计方法以及设计装置 |
| US8170879B2 (en) * | 2004-10-26 | 2012-05-01 | Qnx Software Systems Limited | Periodic signal enhancement system |
| US7949520B2 (en) | 2004-10-26 | 2011-05-24 | QNX Software Sytems Co. | Adaptive filter pitch extraction |
| US8543390B2 (en) | 2004-10-26 | 2013-09-24 | Qnx Software Systems Limited | Multi-channel periodic signal enhancement system |
| US8306821B2 (en) * | 2004-10-26 | 2012-11-06 | Qnx Software Systems Limited | Sub-band periodic signal enhancement system |
| US7532667B2 (en) * | 2004-11-05 | 2009-05-12 | Interdigital Technology Corporation | Pilot-directed and pilot/data-directed equalizers |
| US7453944B2 (en) * | 2004-12-21 | 2008-11-18 | Tyco Electronics Corporation | Multi-mode signal modification circuit with common mode bypass |
| US7346014B2 (en) * | 2005-10-28 | 2008-03-18 | Sasken Communication Technologies Ltd | System and method for echo cancellation |
| US7304597B1 (en) * | 2006-05-26 | 2007-12-04 | Lecroy Corporation | Adaptive interpolation for use in reducing signal spurs |
| US8155304B2 (en) | 2007-04-10 | 2012-04-10 | Microsoft Corporation | Filter bank optimization for acoustic echo cancellation |
| US8285554B2 (en) * | 2007-07-27 | 2012-10-09 | Dsp Group Limited | Method and system for dynamic aliasing suppression |
| US8850154B2 (en) | 2007-09-11 | 2014-09-30 | 2236008 Ontario Inc. | Processing system having memory partitioning |
| US8904400B2 (en) | 2007-09-11 | 2014-12-02 | 2236008 Ontario Inc. | Processing system having a partitioning component for resource partitioning |
| US8694310B2 (en) | 2007-09-17 | 2014-04-08 | Qnx Software Systems Limited | Remote control server protocol system |
| WO2009047858A1 (ja) * | 2007-10-12 | 2009-04-16 | Fujitsu Limited | エコー抑圧システム、エコー抑圧方法、エコー抑圧プログラム、エコー抑圧装置、音出力装置、オーディオシステム、ナビゲーションシステム及び移動体 |
| US8923509B2 (en) * | 2007-10-23 | 2014-12-30 | Cisco Technology, Inc. | Controlling echo in a wideband voice conference |
| US8209514B2 (en) | 2008-02-04 | 2012-06-26 | Qnx Software Systems Limited | Media processing system having resource partitioning |
| US8170226B2 (en) * | 2008-06-20 | 2012-05-01 | Microsoft Corporation | Acoustic echo cancellation and adaptive filters |
| WO2013160945A1 (ja) | 2012-04-25 | 2013-10-31 | 三菱電機株式会社 | エコー消去装置 |
| GB201509209D0 (en) * | 2015-05-28 | 2015-07-15 | Micromass Ltd | Echo cancellation for time of flight analogue to digital converter |
| JP6564135B2 (ja) * | 2015-09-22 | 2019-08-21 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェＫｏｎｉｎｋｌｉｊｋｅ Ｐｈｉｌｉｐｓ Ｎ．Ｖ． | オーディオ信号処理 |
| US11081124B2 (en) * | 2016-12-30 | 2021-08-03 | Harman Becker Automotive Systems Gmbh | Acoustic echo canceling |
| CN111128218B (zh) * | 2019-12-31 | 2022-09-20 | 恒玄科技(上海)股份有限公司 | 一种回声消除方法及装置 |
| CN114488151B (zh) * | 2022-04-08 | 2022-06-24 | 中国科学院空天信息创新研究院 | 针对观测船只的主被动联合探测方法、装置及设备和介质 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08213940A (ja) * | 1994-10-31 | 1996-08-20 | At & T Corp | 信号処理装置および信号処理方法 |
| JPH08251085A (ja) * | 1995-01-04 | 1996-09-27 | At & T Corp | サブバンドエコーキャンセラ |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2628918B1 (fr) | 1988-03-15 | 1990-08-10 | France Etat | Dispositif annuleur d'echo a filtrage en sous-bandes de frequence |
| CA2036078C (en) | 1990-02-21 | 1994-07-26 | Fumio Amano | Sub-band acoustic echo canceller |
| US5436940A (en) | 1992-06-11 | 1995-07-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Quadrature mirror filter banks and method |
| FR2697704B1 (fr) | 1992-10-29 | 1995-01-06 | France Telecom | Procédé et dispositif de segmentation en sous-bandes et de reconstruction d'un signal numérique, et dispositif correspondant. |
| FR2731855B1 (fr) | 1995-03-16 | 1997-05-30 | Telediffusion Fse | Procede inversible de decomposition complexe en frequence d'un signal numerique et son application a un dispositif de reduction du flux d'informations de signaux audionumeriques |
-
1999
- 1999-06-03 US US09/324,851 patent/US6628781B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-05-29 AU AU66876/00A patent/AU6687600A/en not_active Abandoned
- 2000-05-29 CN CNB008111189A patent/CN1223166C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-29 IL IL14668900A patent/IL146689A0/xx unknown
- 2000-05-29 MX MXPA01012349A patent/MXPA01012349A/es active IP Right Grant
- 2000-05-29 JP JP2001502243A patent/JP2003501937A/ja active Pending
- 2000-05-29 DE DE60041445T patent/DE60041445D1/de not_active Expired - Fee Related
- 2000-05-29 WO PCT/EP2000/004861 patent/WO2000076081A2/en active Application Filing
- 2000-05-29 TR TR2001/03470T patent/TR200103470T2/xx unknown
- 2000-05-29 AT AT00954412T patent/ATE421836T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-05-29 EP EP00954412A patent/EP1186158B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2003
- 2003-02-17 HK HK03101126.2A patent/HK1049081B/zh not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08213940A (ja) * | 1994-10-31 | 1996-08-20 | At & T Corp | 信号処理装置および信号処理方法 |
| JPH08251085A (ja) * | 1995-01-04 | 1996-09-27 | At & T Corp | サブバンドエコーキャンセラ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1186158A2 (en) | 2002-03-13 |
| HK1049081B (zh) | 2006-07-07 |
| MXPA01012349A (es) | 2002-07-22 |
| CN1367977A (zh) | 2002-09-04 |
| IL146689A0 (en) | 2002-07-25 |
| CN1223166C (zh) | 2005-10-12 |
| TR200103470T2 (tr) | 2002-04-22 |
| US6628781B1 (en) | 2003-09-30 |
| AU6687600A (en) | 2000-12-28 |
| DE60041445D1 (de) | 2009-03-12 |
| WO2000076081A3 (en) | 2001-08-09 |
| WO2000076081A2 (en) | 2000-12-14 |
| ATE421836T1 (de) | 2009-02-15 |
| HK1049081A1 (en) | 2003-04-25 |
| EP1186158B1 (en) | 2009-01-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP2003501937A (ja) | エコー・キャンセル・システムにおける改善したサブバンド適応フィルタリングのための方法及び装置 | |
| JP2936101B2 (ja) | デジタルエコーキャンセラ | |
| US6473409B1 (en) | Adaptive filtering system and method for adaptively canceling echoes and reducing noise in digital signals | |
| EP1911258B1 (en) | Method and system for low delay echo cancelling | |
| AU704540B2 (en) | An acoustical echo canceller with sub-band filtering | |
| JP5221117B2 (ja) | 低複雑性のエコー補償 | |
| US6496795B1 (en) | Modulated complex lapped transform for integrated signal enhancement and coding | |
| US5272695A (en) | Subband echo canceller with adjustable coefficients using a series of step sizes | |
| CN106210368B (zh) | 消除多通道声回波的方法和装置 | |
| JPH08213940A (ja) | 信号処理装置および信号処理方法 | |
| US6108413A (en) | Echo cancellation method and echo canceller implementing such a process | |
| WO2006111370A1 (en) | A method and device for removing echo in a multi-channel audio signal | |
| JP2002528995A (ja) | 周波数ドメインの非線形プロセッシングを使用したエコー・サプレッションを提供するための方法および装置 | |
| JPH10164686A (ja) | 最適小波パケットおよび交差周波数帯消去を用いた副周波数帯反響消去装置 | |
| Liu et al. | Simple design of oversampled uniform DFT filter banks with applications to subband acoustic echo cancellation | |
| Naylor et al. | Subband adaptive filtering for acoustic echo control using allpass polyphase IIR filterbanks | |
| JP2003501963A (ja) | 対称サブバンド音響エコーキャンセレーション | |
| US8194850B2 (en) | Method and apparatus for voice communication | |
| JPWO2014184866A1 (ja) | エコー消去装置 | |
| US6661895B1 (en) | Zero-delay structure for sub-band echo cancellation | |
| US6134322A (en) | Echo suppressor for a speech input dialogue system | |
| WO2000051015A9 (en) | An adaptive filtering system and method for cancelling echoes and reducing noise in digital signals | |
| Eneroth | Joint filterbanks for echo cancellation and audio coding | |
| Huang et al. | Real-valued delayless subband affine projection algorithm for acoustic echo cancellation | |
| Tanrikulu et al. | Residual signal in sub-band acoustic echo cancellers |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20070522 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090916 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091002 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100409 |