CN1367977A - 在回波消除系统中用于改进子频带自适应滤波的方法和装置 - Google Patents

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Abstract

在利用子频带自适应滤波进行回波消除的方法和装置中,多个子频带分析滤波器的每个带宽,以及多个分析滤波器的每个带宽相比较传统系统的相应带宽增加。更具体地说,根据本发明的分析或合成滤波器组的相邻滤波器的－3dB带宽设计成彼此重叠。例如,在根据本发明的分析或合成滤波器组中M(整数)个子频带滤波器的每一个都可以包括所关心总带宽的1/M大－3dB带宽。带宽的增加倾向消除由于子频带下抽样得到的混叠影响,因此根据本发明的回波消除装置可以比传统装置提供更优质的输出信号重建。

Description

在回波消除系统中用于改进子频带自适应滤波的方法和装置
本发明的领域
本发明涉及通信系统，特别是涉及双向通信系统中的回波抑制。
本发明的背景
自适应滤波设备在如今的通信系统中很普及。这种设备通常用于减少或消除不想要的信号成分和/或控制或增强所关心的信号成分。
这种滤波设备的一个常见例子是免提电话机，其中传统电话机的内置耳机和麦克风分别被外部扬声器和外部麦克风替代，因此电话机用户可以不必手拿电话机通话。因为从外部扬声器发出的声音可以被外部麦克风采集，所以通常要执行自适应滤波来防止扬声器的输出反射回来和干扰在通话另一端的远端用户。这类自适应滤波或回波消除已经成为如今全双工免提通信装置的基本特征。
通常，使扬声器信号经过自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器来实现回波消除，该FIR滤波器近似或模仿免提扬声器和免提麦克风之间的回声路径(例如自动免提电话机应用的客舱)。因此FIR滤波器提供可从麦克风输出信号传输到远端用户之前去除的回波估计。要根据扬声器的输入和消除回波的麦克风输出来动态和连续的调整自适应FIR滤波器的滤波特性(即，一组FIR系数)，来近似回波路径和跟踪回波路径的变化(例如，当自动免提电话机的近端用户在客舱中移动位置)。
滤波特性的调整通常利用Widrow和Hoff于1960年研发的著名的最小均方值(LMS)自适应算法形式来实现。LMS算法是一种最小平方随机梯度级方法，它既有效又强壮，经常用于许多实时应用中。但是，LMS算法及其著名的变型(例如，归一化LMS或NLMS算法)有一定的缺点。例如，LMS算法和其它熟知的算法有时收敛(即，接近目标滤波特性，例如免提电话应用中的声回波路径)慢，特别是在根据非白或彩色输入信号，例如人类语音信号来适应或训练该算法时。而且，在声回波消除的环境下，FIR滤波器的阶数(即滤波器的抽头数)很高，因此实现自适应滤波算法的计算很复杂。
因此，近来的工作主要集中在对子频带进行自适应滤波。换句话说，滤波器组用于将麦克风信号和扬声器信号分成多个子频带。然后每个子频带信号被抽取或下抽样，在每个子频带进行自适应滤波以提供多个消除回波的子频带输出信号。然后得到的子频带输出信号被扩展或上抽样，并组合以重建全部消除回波的麦克风信号而传输到远端用户。有利的是，相比较全频带处理方案，子抽样会产生更高的计算效率，因为输入信号的频谱内容在每个子频带内变化不那么剧烈，所以还可以改进整个收敛速度。
但是，已知的子频带自适应滤波系统也遇到一定的缺陷。例如，子频带之间的信号混叠会导致全部收敛慢和/或重建麦克风信号的误差。结果，需要一种改进的方法和装置，用于在回波抑制系统中进行子频带自适应滤波。
本发明综述
本发明通过提供子频带自适应滤波技术完成上述和其他的需要。其中多个子频带分析滤波器(用于将包含回波的信号和/或引起回波的信号分成多个相邻子频带的带通滤波器)的每个带宽，以及多个分析滤波器(用于从消除回波的多个子频带信号中重建全频带消除回波信号的带通滤波器)的每个带宽相比较传统系统的相应带宽增加。更具体地说，在根据本发明的分析或合成滤波器组的相邻滤波器的-3dB带宽设计成彼此重叠。例如，虽然某传统分析和合成滤波器组的M个子频带滤波器的每一个都包括所关心总频带1/M的-3dB带宽(M整数)，在根据本发明的分析或合成滤波器组中M个子频带滤波器的每一个都可以包括所关心总带宽的1/M大-3dB带宽。有利的是，带宽的增加倾向消除由于子频带下抽样得到的混叠影响，因此根据本发明的子频带自适应滤波装置可以比传统子频带自适应滤波装置提供更优质的输出信号重建。
根据本发明的示范性通信装置包括自适应回波消除器，用于接收近端音频信号和远端音频信号并提供消除回波的近端音频信号，用于经通信信道传输到远端用户。该自适应回波消除器包括用于滤波近端音频信号的第一组分析滤波器；用于滤波远端音频信号的第二组分析滤波器和用于滤波自适应回波消除器内产生的子频带消除回波的信号的一组合成滤波器。
根据本发明，第一合成滤波器的-3dB带宽和第二合成滤波器的-3dB带宽频率上重叠。例如，自适应回波消除器可以包括整数M个合成滤波器，其中M个合成滤波器的-3dB带宽共同跨越整个带宽B，其中合成滤波器其中一个的-3dB带宽集中在M频率的每一个(M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B)，其中每个合成滤波器的-3dB带宽大于B/M，小于2B/M。
另外，第一组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与第一组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠，第二组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与第二组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上也重叠。例如，第一和第二组分析滤波器的每一个都包括整数M个分析滤波器，其中每组分析滤波器的M个分析滤波器的-3dB带宽跨越整个带宽B，其中每组分析滤波器的其中一个分析滤波器的-3dB带宽集中在M频率的每一个(M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B)，其中每个分析滤波器的-3dB带宽大于B/M，小于2B/M。
以下将参照附图所示的实例详细解释本发明上述和其他的特征和优点。本领域技术人员应当明白所述的实施例是为了说明和理解的目的提供的，其中考虑到各种等同的实施例。
附图的简短描述
图1是一种示范性免提电话机系统的方框图，其中可以实现本发明的自适应滤波技术。
图2是根据本发明的示范性子频带自适应滤波设备的方框图。
图3A是描述传统子频带自适应滤波滤波器组频率响应的频谱曲线，图3B是描述根据本发明子频带自适应滤波滤波器组频率响应的频谱曲线。
图4A是描述利用传统子频带自适应滤波技术获得的重建消除回波信号的频谱曲线，图4B是描述利用本发明子频带自适应滤波技术获得的重建消除回波信号的频谱曲线。
本发明的详细描述
图1描述一种示范性免提电话系统100。如图所示，示范性系统100包括麦克风110、加法装置120、自适应滤波器130、滤波器计算处理器140、语音编码器150、语音解码器160和扬声器170。本领域普通技术人员应当明白可以利用各种已知的硬件结构实现图1组件下述的功能，这些硬件结构包括通用数字计算机、标准的数字信号处理组件和/或一个或多个专用集成电路(ASIC)。本领域普通技术人员也应当明白实际上，示范性系统100包括从图1中省略的组件(例如，在麦克风110输出的模数转换器和在扬声器170输入的数模转换器)，因为它们对本发明的理解不重要。
图1中，麦克风110的音频输出耦合到加法装置120的加法输入，加法装置120的输出耦合到语音解码器150的输入和滤波器计算处理器140。另外，语音解码器160的输出耦合到滤波器计算处理器140的第二输入、每个自适应滤波器130和扬声器170的输入。滤波器计算处理器140的输出耦合到自适应滤波器130的控制输入，自适应滤波器130的输出耦合到加法装置120的减法输入。
工作中，包括远端用户(未示出)语音的编码远端音频信号经解码器160解码并输入到扬声器170以提供给近端用户(也未示出)。然后扬声器输出经一未知的且不时变化的回波路径反回麦克风110，正如图1中的变量传递函数H(z)所示。因此，麦克风110的音频输出包括扬声器回波，以及近端用户语音和近端背景噪声。
为了防止扬声器回波到达和干扰远端用户，FIR滤波器130滤波扬声器信号来提供在麦克风110收到的扬声器回波的估计值。然后经加法装置120从麦克风输出中减去获得的回波估计值，加法装置120消除回波的输出被编码和传输到远端用户。同时，消除回波的输出反馈到滤波器计算处理器140，用于调整FIR滤波器130的滤波器系数或抽头，因此它们收敛和跟踪实际的回波路径H(z)。正如本领域所熟知的，滤波器系数的更新是根据消除回波的输出或误差信号和扬声器输入或基准信号(例如，利用LMS或NLMS算法)。正如本领域所熟知的，系数更新可以对以样值为基础的样值或以样值组为基础的样值组进行计算。
在传统系统中，实现全频带自适应滤波器处理，单个FIR脉冲响应用于模拟声回波路径H(z)。换句话说，这种系统中的FIR滤波器130实际是单个FIR滤波器，全频带麦克风和扬声器信号以及全频带误差信号直接用于自适应算法。但是，正如上面在本发明的背景所述的，这种全频带自适应处理会导致脉冲响应相对较慢的收敛，而且相对较高阶的单个全频带脉冲响应会导致明显的计算复杂性。因此，正如上面在本发明的背景所述的，自适应滤波处理有时划分多个子频带。
图2描述示范性的子频带自适应滤波设备200。设备200例如可用于提供图1加法装置120、自适应滤波器130和滤波器计算处理器140的功能。如图所示，子频带设备200包括第一组分析滤波器2100-210M-1、第一组抽取器2150-215M-1、一组子频带加法装置1200-120M-1、第二组分析滤波器2200-220M-1、第二组抽取器2250-225M-1、一组自适应FIR滤波器1300-130M-1、一组扩展器2300-230M-1、一组合成滤波器2350-235M-1和重建加法装置240。与图1相同，本领域普通技术人员应当明白利用各种已知的硬件结构可以实现图2的组件，这些硬件结构包括通用数字计算机、标准的数字信号处理组件和一个或多个专用集成电路。
图2中，基准信号(例如，图1的远端语音信号)经过回波路径205(例如，图1的近端环境)并输入到每个第二组分析滤波器2200-220M-1。另外，回波路径250的输出(图1的麦克风信号)输入到每个第一组分析滤波器2100-210M-1。每个第一组分析滤波器2100-210M-1的输出耦合到第一组抽取器2150-215M-1的对应一个输入，每个第二组分析滤波器2200-220M-1的输出耦合到第二组抽取器2250-225M-1对应一个输入。
每个第一组抽取器2150-215M-1的输出耦合到这组子频带加法装置1200-120M-1的对应一个加法输入，每个第二组抽取器2250-225M-1的输出耦合到子频带自适应滤波器1300-130M-1的对应一个输入。另外，每个子频带自适应滤波器1300-130M-1的输出耦合到子频带加法装置1200-120M-1对应一个的减法输入，每个子频带加法装置1200-120M-1的输出耦合到这组扩展器2300-230M-1对应一个的输入。
每个扩展器2300-230M-1的输出耦合到这组合成滤波器2350-235M-1的对应一个，每个合成滤波器2350-235M-1的输出耦合到重建加法装置240的对应一个输入。重建加法装置的输出提供经过重建的消除回波的全频带误差信号。
工作中，第一组分析滤波器2100-210M-1将包含回波的信号(例如，麦克风信号)分成M(整数)个相邻频带，第二组分析滤波器2200-220M-1将引起回波或基准信号(例如，远端语音信号)分成相同的M个相邻频带。按常规，所关心的总带宽分成M个相等的子频带，每个子频带具有总带宽1/M的带宽。因为相比较全频带信号限制每个子频带信号的频谱内容，可以抽取或下抽样每个子频带信号，而不损失信息。相应的，第一组抽取器2150-215M-1用因数K下抽样包含回波的子频带信号，第二组抽取器2250-225M-1用同一因数K下抽样引起回波的子频带信号，以降低计算复杂性。
此后，以类似于上述全频带方案的方式在每个子频带内实现自适应滤波器处理。具体来说，子频带自适应滤波器1300-130M-1滤波引起回波的子频带信号以提供M个子频带回波估计值，从包含回波的子频带信号中减去得到的子频带回波估计值(经子频带加法装置1200-120M-1)，以提供M个消除回波的输出信号。如上所述，利用消除回波的子频带输出信号，连同包含回波的子频带信号来更新子频带自适应滤波器1300-130M-1(例如利用LMS或NLMS算法)。
然后扩展器2300-230M-1用因数K插入或上抽样消除回波的子频带信号以返回原始的抽样率，合成滤波器2350-235M-1滤波经过上抽样的消除回波的子频带信号来消除本领域熟知的由下抽样引入的混叠影响。合成滤波器的带宽传统上与分析滤波器的带宽匹配(即，所关心总带宽1/M的M个相等的带宽)。然后得到的子频带信号经加法装置240相加，以产生或重建消除回波的全频带信号(例如，用于传输到远端用户)。
本领域技术人员将会理解虽然每个滤波器组表示成在图2的时域中操作，但是一些或所有的滤波也可以在频域中进行(即，用频域中的矢量乘法过滤等同于用时域中的样值状态的卷积滤波)。因此，图2的设备200也可以包括适当的转换处理器(例如，快速傅里叶变换或FFT处理器或逆快速傅里叶变换IFFT处理器)。时域或频域滤波的选择是件设计选择的事情。
如上所述，子频带信号的下抽样改进计算效率。正如本领域所熟知的，可以使用严格的下抽样(即因数K等于子频带数M的下抽样)或非严格的下抽样(即K不等于M)。已经详尽的研究了严格抽样的系统。例如，参见Andre Gilloire和Martin Vetterli的在子频带中利用严格抽样的自适应滤波：分析、实验和应用到声回波消除，IEEE关于信号处理的事物，第40卷，第8期，1992年8月，第1862-1875页。虽然严格抽样系统的确提供超过传统的全频带自适应滤波方案的优点，但是它们需要子频带分支之间的自适应交叉滤波器来完全消除混叠影响。
因此，重心近来转移到非严格抽样的子频带处理系统。例如，附加抽样(K＜M)已经用于降低混叠影响而不诉诸于自适应交叉滤波器。但是，这种附加抽样会引入其他的问题，包括在子频带边沿附近会出现子频带误差信号的较大频谱峰值。例如，参见Phillip L.De Leon，II和Delores M.Etter的在附加抽样的子频带声回波消除器中增加带宽的分析滤波器的实验结果，IEEE信号处理信件，第2卷，第1期，1995年1月，第1-3页。在此文章中，分析滤波器的带宽相比较合成滤波器的带宽增加。结果，收敛慢的频谱峰值移出频带外，并被合成滤波器滤除。结果改进了整个自适应滤波器的收敛速度。
通过比较，本发明认识到在非严格抽样系统中的子频带边沿的混叠会在重建信号中明显下降，特别是在包含回波的输入信号带宽有限时(正如电话应用中的麦克风信号)。有利的是，本发明教导通过增加非严格抽样系统中分析滤波器和合成滤波器的带宽可以降低或消除这种下降。
换句话说，分析滤波器组中相邻滤波器的带宽和合成滤波器中相邻滤波器的带宽可以彼此重叠。例如，分析滤波器组中M(整数)个滤波器的每个滤波器的带宽和合成滤波器组中M个滤波器的每个滤波器的带宽可以大于所关心总带宽的BW的1/M。这在图3A和3B中示出。
在图3A中，传统分析或合成滤波器组的频率响应表示成包含M个带通域3100-310M-1，每个具有等于BW/M(其中BW是所关心的总带宽，例如用于电话应用的30Hz到3kHz)的-3dB带宽(从低-3dB截止带宽延伸到高-3dB截止带宽的通频带)。另一方面，在图3B中，根据本发明的分析或合成滤波器组的频率响应表示成包含M个带通域3200-320M-1，每个具有大于BW/M的-3dB带宽。因此，虽然图3A中相邻滤波器响应正好在滤波器响应交叉点的-3dB(即，在一半峰值)，而图3B中相邻滤波器响应在交叉点处高于-3dB。
实验已经表明0.125-0.13弧度的重叠(在用π归一化的频率刻度上)提供就输出信号重建的质量结果。这在图4A和4B中示出。在图4A中，利用传统子频带自适应滤波(即相邻滤波器带宽不重叠)得到的重建输出信号相比较原始输入信号(分别用长虚线和段虚线表示重建和原始信号)表示成包含明显的下降。另一方面，图4B中，利用根据本发明的子频带自适应滤波得到的重建输出信号(即，分析和合成滤波器组中相邻滤波器带宽重叠)表示成非常匹配相同的原始输入信号(如同图4A，分别用长虚线和段虚线表示重建和原始信号)。
本领域技术人员应当理解利用M个相等且重叠的-3dB带宽来跨越所关心的总频带只是示范性的，本发明覆盖相邻-3dB带宽重叠的任何结构。例如，总带宽可以更好的位于特定区域，即大多数信号功率期望或子频带带宽可以从总带宽的下限到上限成对数增长。
通常，本发明提供子频带自适应滤波技术，其中多个子频带分析滤波器以及多个分析滤波器的每一个带宽相比较传统系统中的相应带宽增加。具体来说，根据本发明的分析或合成滤波器的子频带滤波器的相邻-3dB带宽设计成彼此重叠。子频带带宽的增加倾向消除由于下抽样得到的混叠影响，因此根据本发明的回波消除装置可以比传统子频带自适应滤波装置提供更优质的输出信号重建。
本领域技术人员应当理解本发明并不局限于这里为了说明的目的描述的具体实施例。例如，尽管已经在免提电话机的环境中描述了关于声回波消除的实施例，但是所公开的技术同样可应用于网络回波消除(即，在数字装置和模拟网络之间的混和连接中阻抗失配产生的回波)或者需要或期望子频带自适应滤波的任何信号处理应用中。因此本发明的范围由所附的权利要求书限定，而不是前面的说明书，与权利要求书一致的所有等同物也意欲包含在其中。

Claims (24)

1.一种经双向通信信道在近端用户和远端用户之间提供双向音频通信的通信装置，包括
自适应回波消除器，接收近端音频信号和远端音频信号，和提供消除回波的近端音频信号用于经通信信道传输到远端用户，
所述自适应回波消除器包括用于滤波近端音频信号的第一组分析滤波器、用于滤波远端音频信号的第二组分析滤波器、和用于滤波在所述自适应回波消除器内产生的子频带消除回波信号的合成滤波器组，
其中所述合成滤波器的第一滤波器的-3dB带宽与所述合成滤波器的第二滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
2.根据权利要求1的通信装置，其中所述合成滤波器每一个的-3dB带宽与至少另一个所述合成滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
3.根据权利要求1的通信装置，
其中所述自适应回波消除器包括整数M个合成滤波器，
其中所述M个合成滤波器的-3dB带宽共同跨越整个带宽B，
其中所述合成滤波器其中一个的-3dB带宽集中在M频率的每一个，M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B，
其中每个所述合成滤波器的-3dB带宽大于B/M。
4.根据权利要求3的通信装置，其中每个所述合成滤波器的-3dB带宽小于2B/M。
5.根据权利要求3的通信装置，其中在归一化频率刻度上每个所述合成滤波器的-3dB带宽比B/M大0.125到0.3弧度。
6.根据权利要求1的通信装置，其中所述第一组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与所述第一组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠，其中所述第二组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与所述第二组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
7.根据权利要求6的通信装置，其中所述第一组分析滤波器的每个分析滤波器的-3dB带宽与所述第一组分析滤波器的至少另一个分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠，其中所述第二组分析滤波器的每个分析滤波器的-3dB带宽与所述第二组分析滤波器的至少另一个分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
8.根据权利要求1的通信装置，
其中所述第一和第二组分析滤波器的每一个都包括整数M个分析滤波器，
其中每组分析滤波器的M个分析滤波器的-3dB带宽跨越整个带宽B，
其中每组分析滤波器的其中一个分析滤波器的-3dB带宽集中在M频率的每一个，M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B，和
其中每组分析滤波器的每个所述M分析滤波器的-3dB带宽大于B/M。
9.根据权利要求8的通信装置，其中每个所述分析滤波器的-3dB带宽小于2B/M。
10.根据权利要求8的通信装置，其中在归一化频率刻度上每个所述分析滤波器的-3dB带宽比B/M大0.125到0.3弧度。
11.根据权利要求1的通信装置，其中下抽样每个所述分析滤波器输出的子频带信号。
12.根据权利要求11的通信装置，其中每个所述第一和第二组分析滤波器包括整数M个分析滤波器，其中用小于M的因数K下抽样分析滤波器输出的每个子频带信号。
13.一种自适应滤波包含回波的输入信号来提供消除回波的输出信号的方法，包含回波的输入信号包括通过回波路径传输引起回波的信号产生的回波分量，包括步骤：
通过第一组分析滤波器传送包含回波的信号，以提供多个包含回波的子频带信号，
通过第二组分析滤波器传送引起回波的信号，以提供同等数目的引起回波的子频带信号，
通过一组子频带自适应滤波器传送引起回波的子频带信号，以提供子频带回波估计值；
从各个包含回波的子频带信号中减去每个子频带回波估计值，以提供消除回波的子频带信号；
通过一组合成滤波器传送消除回波的子频带信号，以提供经过滤波的消除回波的子频带信号，所述合成滤波器的第一滤波器的-3dB带宽和所述合成滤波器的第二滤波器的-3dB带宽频率上重叠；和
合并经过滤波的消除回波的信号，以提供消除回波的输出信号。
14.根据权利要求13的方法，其中所述合成滤波器每一个的-3dB带宽与至少另一个所述合成滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
15.根据权利要求13的方法，
其中这组合成滤波器包括整数M个合成滤波器，
其中所述M个合成滤波器的-3dB带宽共同跨越整个带宽B，
其中所述合成滤波器其中一个的-3dB带宽集中在M频率的每一个，M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B，和
其中每个所述合成滤波器的-3dB带宽大于B/M。
16.根据权利要求15的方法，其中每个所述合成滤波器的-3dB带宽小于2B/M。
17.根据权利要求15的方法，其中在归一化频率刻度上每个所述合成滤波器的-3dB带宽比B/M大0.125到0.3弧度。
18.根据权利要求13的方法，其中所述第一组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与所述第一组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠，其中所述第二组分析滤波器的第一分析滤波器的-3dB带宽与所述第二组分析滤波器的第二分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
19.根据权利要求18的方法，其中所述第一组分析滤波器的每个分析滤波器的-3dB带宽与所述第一组分析滤波器的至少另一个分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠，其中所述第二组分析滤波器的每个分析滤波器的-3dB带宽与所述第二组分析滤波器的至少另一个分析滤波器的-3dB带宽频率上重叠。
20.根据权利要求13的方法，
其中所述第一和第二组分析滤波器的每一个都包括整数M个分析滤波器，
其中每组分析滤波器的M个分析滤波器的-3dB带宽跨越整个带宽B，
其中每组分析滤波器的其中一个分析滤波器的-3dB带宽集中在M频率的每一个，M频率以B/M为间隔分布在整个带宽B，和
其中每组分析滤波器的每个所述M分析滤波器的-3dB带宽大于B/M。
21.根据权利要求20的方法，其中每个所述分析滤波器的-3dB带宽小于2B/M。
22.根据权利要求20的方法，其中在归一化频率刻度上每个所述分析滤波器的-3dB带宽比B/M大0.125到0.3弧度。
23.根据权利要求13的方法，其中下抽样每个所述分析滤波器输出的子频带信号和上抽样输入到每个所述合成滤波器的子频带信号。
24.根据权利要求23的方法，其中每个所述第一和第二组分析滤波器包括整数M个分析滤波器，其中用小于M的因数K下抽样分析滤波器输出的每个子频带信号。
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