JP2003501914A - 補聴器用デジタル・フィルタ - Google Patents

補聴器用デジタル・フィルタ

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JP2003501914A JP2001500606A JP2001500606A JP2003501914A JP 2003501914 A JP2003501914 A JP 2003501914A JP 2001500606 A JP2001500606 A JP 2001500606A JP 2001500606 A JP2001500606 A JP 2001500606A JP 2003501914 A JP2003501914 A JP 2003501914A
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サーノフ コーポレイション
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    • H04R2460/03—Aspects of the reduction of energy consumption in hearing devices

Abstract

(57)【要約】 デジタル聴器はデジタル・フィルタを使用する。このディジタル・フィルタは、係数乗算器を使用し、集積回路内に含めることができる最小数の特別仕様回路で実行可能なデジタル信号処理アルゴリズムを有する。デジタル補聴器の電力消費は単一の汎用乗算器を使用し、複合乗算器を無くし、複数の汎用乗算器を無くすることによって最小に維持される。好ましくは、デジタル・フィルタに２のべき乗に制限したフィルタ係数を使用することにより、係数乗算器がシフタとして動作する。シフトハードウェアは乗算器に比較して簡単で、経済的である。２のべき乗の乗算は補聴器内の回路により実行されるが、これにはバッテリからのパワーを必要としない。ディジタル・フィルタは非再帰有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタ、または無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタル・フィルタとすることができる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】
本発明は一般に補聴器用デジタル・フィルタに関するものであり、特に低減した
パワー消費と損失を持つ補聴器用デジタル・フィルタに関する。
【０００２】 従来の補聴器システムで使用されて既知のディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ
）は、速度と性能が強調されてきており、従来から、大きいパワーを必要とする
設計のものであった。ＤＳＰにおける大きいパワー消費は、基本的には、構成部
品とその相互接続方法に原因している。
【０００３】 本発明は補聴器用のＤＳＰに対し、性能を犠牲にすることなく、経済性とサイ
ズの利点を持ちつつパワー消費を最小化するものである。
【０００４】 従来の補聴器では、マイクロホンで入射音波をアナログ電気信号に変換し、次
にその信号を処理し、不要なノイズ等をフィルタで除去し、増幅して電気信号を
音波に変換するレシーバまたはスピーカに接続する。電気信号プロセッサは、電
気アナログ信号で直接動作するアナログ・プロセッサであってもよい。代替方法
では、アナログ信号をディジタル信号に変換し、デジタル信号プロセッサ（ＤＳ
Ｐ）で処理してもよい。
【０００５】 今日の大部分の補聴器はアナログ信号処理を使用している。信号処理手法には
、周波数に依存しない線形増幅、周波数補正線形増幅（一般に高周波数を強調す
る）、周波数に依存しない自動利得制御（ＡＧＣ）システム、および最新のもの
は、信号レベル依存の周波数補正システムを含む。前記の最新クラスの補聴器は
、補聴器業界が２−チャネル・システム、３−チャネル・システムおよび多重−
チャネルシステムと呼んでいる信号処理アルゴリズムを含む。これらシステムで
は、オーディオ周波数帯域を２またはそれ以上のセクションに分割し、各セクシ
ョンのゲインを相互に独自に制御できる。Etymotic Research製のＫ-Ａｍｐ（登
録商標）回路およびGennum Corporation製のＤｙｎａｍＥＱ−１（登録商標）回
路は、従来の２−チャネル・システムの例である。
【０００６】 ＤｙｎａｍＥＱ−１（登録商標）は、２つの増幅器セクション（１つは低周波
数を処理し、他方は高周波数を処理する）を有する。従来の認識では、これは２
−チャネル・システムである。Ｋ−Ａｍｐは増幅器を１つだけ含み、入力レベル
の関数として周波数応答特性を形成する。これら両回路は、方法は異なるが、１
次アナログ・フィルタを実現している。したがって、用語「２−チャネル・シス
テム」を使用するときには注意しなければならない。複素周波数伝達関数で説明
（Ｓ−領域で記述）するのが、アナログ・フィルタを説明するのにより適切であ
る。
【０００７】 アナログ・フィルタの精度と再現性は物理的部品（例えば、抵抗、キャパシタ
）の許容差に依存する。これらの部品は、温度で変化する初期の許容差を持ち、
また湿度、電圧、使用年数により変化する可能性がある。環境条件の範囲全体に
渡り作動させるとき、アナログ・フィルタを意図する要求条件に一致するように
設計するのは極めて難しい。
【０００８】 一方、デジタル・フィルタは数値を操作するデジタル電子回路を用いて実現さ
れる。デジタル・フィルタはアルゴリズムにより記述され、またＺ−領域で数学
的に表される。回路毎のデジタル・フィルタの再現性は、サンプリング周波数の
精度だけに依存する。このサンプリング周波数は通常、一般に０．０１％の精度
の水晶制御発振器から導かれる。発振周波数の精度は、一般に、アナログ・フィ
ルタで使用される抵抗およびキャパシタの１％、５％、１０％の許容差よりはる
かに高精度である。デジタル・フィルタの精度、ひずみ、ノイズ特性は、信号と
フィルタ係数を表現する精度に依存する。
【０００９】 補聴器技術に関する従来技術の米国特許がいくつか存在する。Diltonの米国特
許４，８０３，７３２、発明の名称「補聴器の増幅方法と装置」では、異なるオ
ーディオ周波数帯域を認識し、それらを個別に処理する。異なる周波数帯域は個
々に増幅し、ユーザの聴覚の喪失パターンと必要度に一致させる。増幅前に、マ
イクロホン信号を任意選択のフィルタを通す。これにより、ユーザに対する信号
識別が強調される。
【００１０】 Nunleyらの米国特許４，７９１，６７２は、リアルタイムでアナログ信号のデ
ジタル・サンプルを処理するための耐久性のある、プログラム可能なデジタル信
号プロセッサを含む補聴器を記載している。信号プロセッサ内に格納された補聴
器プログラムは連続的に実行され、ノイズ抑制を行う。
【００１１】 従来技術は米国特許に豊富に存在する。それらは、異なる装置または技法を使
用して、程度の差はあるがノイズ抑制を記載している。このような従来技術の例
には、Franklinらの米国特許５，７９４，１８７、Lindemannらの５，６５１，
０７１、Graupeらの４，１８５，１６８、Arcosらの５，３０６，５６０、Goodi
ngsらの５，２５９，０３３、Engebretsonらの５，４１２，７３５がある。一般
に前述の特許は、増幅器と関連回路におけるパワー消費に一切言及せずに、ユー
ザの聴覚または強化された聴覚の明瞭性を達成することを記載している。
【００１２】 デジタル信号に関するデジタル・フィルタの動作を説明するための一般的方法
は、Ｚ変換方法である。
【００１３】 Ｚ変換 この際のＺ変換の簡単な説明は、本発明の理解を深めるのに役立つと思われる
。Ｘ（ｋ）を、ｋ＜０に対しゼロであるデジタル信号とする。Ｘ*（ｚ）で表す
それのｚ変換を、ｚの関数であると定義する。
【００１４】
【数１】
【００１５】 目的とするシフト乗算特性が原因で、ｚはフェーザ法（phasor approach）で
の解釈と同一の意味を持つ。つまり、ｚが複素ｚ平面内の単位円上にあるとき、
その角度は周波数変数と解釈される。しかし問題とするのは、ｚをどのように解
釈するかではなく、ｚをどのように定義するかである。その回答は、独立複素変
数である。それはサンプル数であるｋとほぼ同一の意味を持つ。信号はｋの関数
であると定義される、一方、そのｚ変換はｚの関数と定義される。したがって、
ｚは信号のｚ変換の領域である。実際、ｚ変換は時間領域から周波数領域への変
換と見ることができる。ｚ変換に対し以下の表記法を使用できる。
【００１６】
【数２】
【００１７】 矢印の上の表記は変換の名称を示す。この点で、デジタル・フィルタはｚ変換
と同一方法での変換と考えることができる。例えば、ＸがフィルタＨへの入力で
あり、Ｙが出力である場合、関係式は以下のように表される。
【００１８】
【数３】 したがってフィルタは、ｋの１つの関数をｋの別の関数に変換する一種の変換で
あり、一方、ｚ変換はｋの１つの関数をｚの別の関数に変換する。
【００１９】 ｚ変換はある特性を有し、その特性により、フェーザ法で扱う方法と同様に、
乗算による移動平均フィルタと他の線形の時間不変フィルタを表すことができる
。一方側のデジタル入力信号に対し、出力信号のｚ変換は、入力信号のｚ変換に
伝達関数Ｈ（ｚ）を乗算して得られる。
【００２０】 z変換は時間領域から周波数領域に容易に、自由に変換できる特性を持つ。時
間領域でのフィルタ処理は、ｚ変換領域での乗算に相当すると考えることができ
る。前記のさらに完全な理解は、John Wiley & Sons, Inc.出版の、プリンスト
ン大学、Kenneth Steglitzによる「ディスクリート・システム入門」（1974）か
ら得ることができる。
【００２１】 フィルタ係数 デジタル・フィルタは実数の組、すなわちその係数により特徴付けされる。こ
れらの数の変更により、フィルタ特性が変化する。所定のフィルタ特性の係数値
のすべての変化の影響（例えば周波数応答特性）を予測するために、その係数に
関し｜Ｈ（ｅjwt）｜を変化させ、周波数応答特性の感度の指標として導関数の
値を使用して特定係数を変更できる。フィルタ特性に関する係数の選択の詳細な
解析は、「ディジタル・フィルタの設計」の２章、Abraham PeledとBede Luiに
よるデジタル信号処理のp.45に見ることができる。
【００２２】 ディジタル・フィルタＨ（ｆ）はフーリェ級数で表すことができる。
【００２３】
【数４】 ここで、ｈ（ｎ）はフィルタ係数である。フィルタ係数ｈ（ｎ）の選択により影
響されるときの、対称有限インパルス応答（ＦＩＲ）の位相シフトの詳細な解析
は、R, Higginsによる「ＶＬＳＩにおけるデジタル信号処理」,1990,pp.182-191
, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJに記載されている。
【００２４】 周波数領域と時間領域におけるＨ（ｚ）のｚ変換である、フィルタ係数ｈ（ｎ
）の選択により、フィルタ特性は大きく影響される。
【００２５】 特に乗算器係数の選択の点からの、ディジタル・フィルタ設計での検討事項の
詳細な解析は、刊行物「回路とシステム−ＩＩ、アナログおよびデジタル信号処
理に関するＩＥＥＥＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎのA. G. DempsterとM. D. Macleod
による「最小の加算乗算器ブロックを使用するＩＩＲデジタル・フィルタの設計
」（1998.6）、vol 45、no.6、pp. 761-763で見ることができる。前記刊行物で
は、乗算器係数に対し選択された特定数値がフィルタ特性に与える影響を述べて
いる。また前記刊行物は、ディジタル・フィルタに必要な係数のワード長（すな
わち、ビット数）が係数感度にどのように影響を与えるかを説明し、また、必要
なフイルタ仕様に適合するためには、異なるフィルタ構成が一般に異なるワード
長を必要とする可能性があることを述べている。前記刊行物では、係数乗算器が
高価であると述べられている。
【００２６】 汎用のディジタル信号プロセッサが市販されている。Motorola、Texas Instru
ments Analog Devicesの３社が、これらのデバイスのメーカの例である。これら
のプロセッサの目的は高速で融通性が高く、それによりの多くの異なる方式の信
号処理が実行できることである。この高速性と融通性に対して、集積回路のパワ
ーとサイズが犠牲になる。また、これらのデバイスは、従来、＋５Ｖ電源で動作
していた。傾向としては低動作電圧に向かい、現在では、＋３．３Ｖで動作する
いくつかのデバイスが存在する。補聴器の電源は一般に、＋１．３Ｖを提供する
亜鉛−空気バッテリである。亜鉛−空気バッテリの寿命終端電圧は通常、メーカ
によって＋０．９Ｖ、＋１．０Ｖ、または＋１．１Ｖと指定されている。補聴器
の集積回路は一般に、＋１．１Ｖに低下するまで動作する仕様となっている。補
聴器内でデジタル信号処理を利用するには、ＤＳＰチップが最低限＋１．１Ｖ（
好ましくは＋１．０Ｖ）まで動作することが必要である。バッテリ寿命を最大に
するために、消費電流を少なくする必要がある。例えば、定格５５０ｍＡｈの６
７５セルを、連続３１日（２４時間／日）間使用可能にするには、バッテリの平
均消費電流が７４０μＡ（０．７４ｍＡ）以下である必要がある。この電流には
マイクロホン電流、アナログ／デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）、デジタル信号
処理回路（ＤＳＰ）、デジタル／アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）、オーディオ
・パワー・アンプ、レシーバ（スピーカ）に対する電流を含む。
【００２７】 バッテリ電流の節減のために、オーディオ・パワー・アンプをＤ級増幅器とし
て実現する。Knowles Electronics社は、内蔵Ｄ級増幅器を持つ数種のレシーバ
を提供している。Knowles社のマイクロホンは、約２０μＡの平均電流を消費す
る、一方、Ｄ級増幅器とレシーバは、信号レベルに依存して、約５５０μＡの平
均電流を消費する。これより、電子回路の残り部分（ＡＤＣ、ＤＳＰ、ＤＡＣ）
の利用できる電流は約１７０μＡとなる。パワー節減の別の試みは、デジタルか
らアナログに戻す変換を削除することであり、代わりにデジタル／デジタル・コ
ンバータ（例えば、ＷｉｄｅｘＳｅｎｓｏ（登録商標）デジタル補聴器における
のと同様）を使用する。このデジタル／デジタル・コンバータ（ＤＤＣ）はレシ
ーバをＤ級方式で駆動するが、デジタル・ワードを使用してレシーバに供給する
信号のデューティ・サイクル（duty-cycle）を直接制御する。
【００２８】 汎用ＤＳＰチップは融通性を持つアーキテクチャを備える。一般的ＤＳＰデバ
イスはアキュムレータ、加算器／減算器、乗算器、レジスタ、データ・メモリ、
プログラム・メモリを含む各種の機能ブロックから構成される。これらの機能ブ
ロックは複合化されて、必要なブロック数を最小化している。２つの数を乗算す
る必要があるとき、それらの数をメモリから取り出し、乗算器の入力レジスタに
ラッチする。乗算器の出力はその結果を含み、次に、前記結果を別のレジスタま
たはメモリに格納する。
【００２９】
【発明の概要】
本発明はデジタル・フィルタを使用し、性能を犠牲にすることなく低コスト化
および小型化の利点に加えて少ないパワー消費を達成する。
【００３０】 本発明の目的は、パワー消費を少なくし、その結果サイズとコスト節減の利点
を達成した、デジタル・フィルタを用いた補聴器を提供することである。一形態
において、本発明は、デジタル・フィルタ内で、信号レベル依存周波数補正シス
テムを用いる方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサに関する。このデジタル
信号プロセッサは、所定のパラメータ、例えば、入力信号レベルの関数として周
波数応答特性を制御するための汎用乗算器と、デジタル・フィルタとして用いら
れる無限インパルス応答デジタル・フィルタ（ＩＩＲ）とを備え、前記デジタル
・フィルタが２n（ｎは整数）に関連するフィルタ係数を有し、これによりデジ
タル信号プロセッサのパワー消費を少なくする。
【００３１】 第２形態において、本発明は、デジタル・フィルタ内で、信号レベル依存周波
数補正システムを用いる方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサを提供する。
このデジタル信号プロセッサは、所定のパラメータ、例えば、入力信号レベルの
関数として周波数応答特性を制御するための汎用乗算器と、デジタル・フィルタ
として用いられる非再帰有限インパルス応答デジタル・フィルタ（ＦＩＲ）とを
備え、前記デジタル・フィルタが２n（ｎは整数）に関連するフィルタ係数を有
し、これによりデジタル信号プロセッサのパワー消費を少なくする。
【００３２】 本発明の主要点は、最小数の特殊仕様の回路で実行可能な信号処理アルゴリズ
ムを用いて、デジタル補聴器のＤＳＰアルゴリズムのパワー消費を少なくするこ
とである。この回路は一般に集積回路内に存在する。本発明の第１の好ましい実
施形態では、回路は３つの方法で最小数とされる。第１は単一の汎用乗算器のみ
を使用し、信号レベルの関数として周波数応答を変更する方法であり、第２はフ
ィルタ係数が２nで表される値とする方法であり、第３は非再帰（有限インパル
ス応答）フィルタを使用する方法である。
【００３３】 単一の汎用乗算器のみ（第１の方法） 本発明では、単一の汎用乗算器が使用され、また係数が固定されて２nに関連
する数値に制限される。この場合、係数が２nで表される値のときは、係数乗算
器はシフタになる。この発明では、係数乗算器は、乗算器としてでなくシフタと
して機能する。係数乗算器の場合と異なり、シフタ機能では追加のパワー消費を
必要としない。汎用乗算器は加算器のような別の機能ブロック以上の回路を必要
とするため、このような乗算器の数を最小にすることが望ましい。複数の汎用乗
算器が必要な場合、ＤＳＰ装置で使用されているような複合化乗算器を使用する
のが好ましい。しかし、単一の汎用乗算器だけが必要な場合、特別仕様の乗算器
を使用してもよく、それにより、複合化回路の必要がなくなる。したがって、本
発明では、単一の汎用乗算器を使用する。
【００３４】 ２n の値を持つフィルタ係数（第２の方法） 前述のように、デジタル・フィルタでは、フィルタ係数を選択して希望するフ
ィルタ特性を得る。これらの係数に遅延データ値を乗算する。通常、これは汎用
乗算器を用いて実行される。フィルタ係数を２のべき乗に制限することにより、
乗算器は単純なシフタになる。シフト・ハードウェアは乗算器よりも簡単に実現
できる。しかし、本発明は専用の信号処理機能のみを提供するため、係数は固定
され、乗算器は正確なビットをそれらの目的先にルーティングするだけで実行さ
れる。以下に、２のべき乗に制限された係数を用いて、必要な特性を持つフィル
タを得ることができることを示す。本発明の別の実施形態では、フィルタ係数は
それ自体２のべき乗でなく、それぞれが２のべき乗である２つの数の和である。
必要な乗算を実行するため、データ信号をシフトし、その後シフトされない信号
に加算（またはそれから減算）する。必要な乗算を得るためには、単一の加算器
だけが必要である。２のべき乗との乗算は、回路接続により実行され、この場合
バッテリからのパワーを使用しない。
【００３５】 非再帰フィルタの利用（第３の方法） 非再帰または有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタは、再帰または無限イン
パルス応答（ＩＩＲ）に比べていくつかの利点を有する。ＦＩＲフィルタは極を
持たず、したがって無条件に安定である。ＩＩＲフィルタは極を持ち、したがっ
て不安定で振動的になる。ＦＩＲフィルタでは、有限数の過去の入力サンプルだ
けを使用するため、誤差を蓄積しない。一方、ＩＩＲフィルタは有限数の過去の
入力サンプルと過去の出力サンプルを使用する。したがって誤差が蓄積され、リ
ミットサイクル（limit cycle）振動が問題となる。打ち切り誤差と丸め誤差を
処理するために、ＦＩＲフィルタでは１６ビットが適切であるのに対し、ＩＩＲ
フィルタでは２４ビットを必要とする。本発明の好ましい実施形態の説明ではＦ
ＩＲフィルタを使用するが、本発明はＩＩＲフィルタを用いても実現できる。
【００３６】
【好適な実施形態の説明】
本発明の前述およびその他の目的、形態、および利点は、添付図面に示す本発
明の好ましい実施形態の以下の詳細な説明で明らかになるであろう。図面では、
同一参照符号は異なる図面においても同一部品を指す。図面は必ずしも縮尺通り
でなく、本発明の原理を示すことに重点が置かれている。
【００３７】 本発明による、低電圧、低消費パワーの補聴器用途に使用するのに適した、一
般的なデジタル信号処理アルゴリズムをここに記載する。望まれる信号処理に依
存して、好ましい実施形態を構成できる。本発明のいくつかの実施形態を記載し
、また本発明の固有の形態を図示する。
【００３８】 デジタル信号処理アルゴリズム 先に概説した制約内で、本発明は、次のｚ領域内のシステム関数式により記述
される一般的デジタル信号処理アルゴリズムを提供する。
【００３９】
【数５】
【００４０】 ここで、
【００４１】
【数６】
【００４２】 であり、ｚ-1は単位遅延、ａ0 …ａn はフィルタ係数、Ｇ（ｚ）はＦＩＲフィル
タである。パラメータσは、実現する実際のフィルタに依存して、＋１または−
１のどちらかの定数値をとる。δは遅延ラインの出力タップを定義する。パラメ
ータγは低周波数応答を定義し、λは信号レベル依存の周波数応答を制御するパ
ラメータである。補聴器用途では、λはいくつかの信号、例えば（１）入力信号
、（２）出力信号、（３）λ乗算器の入力における信号もしくはλ乗算器の出力
における信号、のような信号の１つのレベルによって制御される。
【００４３】 図１は本発明の一般的信号処理ブロックである。図１は信号レベル依存の周波
数応答特性を有するデジタル・フィルタの概略回路を示し、ｘ（ｉ）は入力を示
し、ｙ（ｉ）はフィルタ通過後の信号を示す。Ｚ-1は単位遅延であり、ａ0，ａ1 ，ａ2，…ａnは、式（２）に示す、１単位遅延、２単位遅延等、最大ｎ単位遅延
Ｚ-nで乗算されるのに使用されるフィルタ係数である。図１では、λは信号レベ
ルに依存する周波数応答を制御するパラメータを示す。前述のように、λは入力
信号、またはλ乗算器の入力信号、またはλ乗算器の出力信号などのいくつかの
信号の１つのレベルにより制御できる。δは別のレベルの遅延を得るための、別
の選択可能なタップを示す。パラメータσは、式（１）に関連して述べたように
、実現する実際のフィルタに依存して、＋１または−１のどちらかの定数値をと
る。
【００４４】 低周波ゲインを持たない１次フィルタ 図２は、本発明の１次フィルタ実現のブロック図である。図２では、低周波数
ゲインを持たない（γ＝∞）。λ＝０では、周波数応答特性は平坦である。λが
増加するに伴ない、高周波数が強調される。高周波数強調の最大割合はオクター
ブ当り６ｄＢである。図３は、λ＝０〜３２の範囲に対する周波数応答特性を示
す。サンプリング速度は４０，０００サンプル／秒である。
【００４５】 低周波ゲインを持つ１次フィルタ 図４は、本発明の１次フィルタ実現のブロック図である。図４では、低周波数
ゲインはγパラメータにより制御される。λ＝０では、周波数応答特性は平坦で
ある。λが増加するに伴ない、高周波数と低周波数の両方が強調される。しかし
、低周波数は高周波数に比べて強調割合が少ない。低周波数強調量は、γとλパ
ラメータにより影響される。高周波数強調の最大割合はオクターブ当り６ｄＢで
ある。図５はγ＝４、λ＝０〜３２に対する周波数応答特性を示す。サンプリン
グ速度は４０，０００サンプル／秒である。
【００４６】 補聴器用途では、オクターブ当りの傾斜が６、１２、１８ｄＢのフィルタを必
要とすることが多い。これを達成するために、図６のフィルタ構成が容易に選択
可能な傾斜を提供する。図６のフィルタは、単一の汎用乗算器を使用し、２のべ
き乗のフィルタ係数を有する。このようなデータ（条件）を使用して、信号処理
は次のように表すことができる。
【００４７】
【数７】
【００４８】
【数８】
【００４９】 ここで、λはレベル依存ゲイン・パラメータであり、γは低周波数増幅量を制御
し、またｓ＝１、２、または３であり、オクターブ当り６、１２、１８の傾斜を
選択する。デジタル・フィルタＧ（ｚ）は、２のべき乗のフィルタ係数を使用し
て実現されることに注意する必要がある。しかし、Ｇ（ｚ）は次のように書き直
せる。
【００５０】
【数９】
【００５１】 式（５）の係数すべてが必ずしも２のべき乗でない場合でも、式（４）と（５
）は等価である。これは本発明の精神に違反するものでない。なぜなら、フィル
タは２のべき乗の係数を用いて実現されるからである（式（４））。フィルタＧ
（ｚ）は１に近いピーク・ゲイン（理想的には１）を持つようにも選択されてお
り、それによりＧ（ｚ）のピーク・ゲインはべきｓまで増加している（式（３）
）。またフィルタＧ（ｚ）は約１のピーク・ゲインを持つ。同一の最大ゲインを
維持しながら、６、１２、１８ｄＢ／オクターブの選択可能傾斜を用いて、ユー
ザがプログラム可能な補聴器を実現できる。
【００５２】 次に、本発明の実施形態に対するパワー消費の予測を、図６のブロック図に基
づいて行う。最初にゲート・カウントの予測を、各機能ブロック、遅延レジスタ
、加算器、乗算器に対し行う。データの幅は２０ビットと仮定する。ゲート・カ
ウントは、次のように同等のＣＤ４０００シリーズのＣＭＯＳロジック部品のゲ
ート・カウントに基づく。
【００５３】 遅延レジスタ ＣＤ４１７４の１６進タイプのＤフリップ−フロップに基づく。ＣＤ４１７４
は４３．５ゲートの等価ゲート・カウント、またはビット当り７．２５ゲートを
持つ。したがって２０ビット・レジスタは１４５ゲートを持つ。
【００５４】 加算器 ＣＤ４００８の４ビット全加算器に基づく。ＣＤ４００８は４０ゲートの等価
ゲート・カウントを持つ。したがって２０ビット加算器は２００ゲートを持つ。
【００５５】 乗算器 アレイ乗算器に基づく（A. PeledとB. Liu、デジタル信号処理、理論、設計、
および実施、John Wiley & Sons Inc., New York、1976；R. Higgins、ＶＬＳＩ
におけるデジタル信号処理、Prentice Hall、Englewood Clift, NJ、1990）。ｎ
×ｍ乗算器に対する等価ゲート数は、次のように予測できる。
【００５６】
【数１０】
【００５７】 ここでｎとｍは被乗数の各ビット数であり、ｎ＞ｍ、ｍ＞２である。式（６）か
ら、２０ビット×２０ビットの乗算器は４０２０等価ゲートを必要とする。
【００５８】 図６に示されるデジタル・フィルタのゲート・カウントの概略数は次のように
示すことができる。
【００５９】
【表１】
【００６０】 パワー消費を予測するには、ゲート当りの消費の予測が必要である。低電圧、
低消費パワーＣＭＯＳプロセスにより０．５ＶＭＴＣＭＯＳに対し、０．０５μ
Ｗ／ＭＨｚ／ゲートのパワー消費値を達成した（T. Douseki、S. Shigematsu、J
. Yamada、M. Harada、H.InokawaおよびT.Tsuchia、０．５ＶＭＴＣＭＯＳ／Ｓ
ＩＭＯＱロジックゲート、IEEE J.ソリッド・ステート回路、vol.32、no.10,pp.
1604-1609、1997）。したがって、１．３Ｖ動作に対しては、０．３４μＷ／Ｍ
Ｈｚ／ゲートと仮定できる。４０ＫＨｚのサンプリング速度におけるデジタル・
フィルタに対し、全パワー消費は次の式で得られる。
【００６１】
【数１１】
【００６２】 ＋１．３Ｖの電圧では、バッテリ電流は約９０μＡになる。追加パワーの節減
は、さらに高効率の乗算器を使用するか、または低いサンプリング速度を使用し
て得られる。例えば、３２ＫＨｚのサンプリング速度では、バッテリ電流は９０
μＡの代わりに７２μＡになる。２０×１０乗算器（２０ビット・データと１０
ビット・データ）を使用する場合、２１００等価ゲートの節減が得られる。１．
３Ｖと４０ＫＨｚサンプリング速度では、この結果は２９μＷ（２２μＡ）、ま
たは２４％の節減になる。２０×１０乗算器を使用すれば、電流は６８μＡ（４
０ＫＨｚサンプリングで）と５４μＡ（３２ＫＨｚサンプリングで）になる。前
述のように、このフィルタ構成では、バッテリからの消費パワー・レベルは極め
て小さい。
【００６３】 好ましい実施形態の周波数応答特性 式（３）で記述される、好ましいデジタル・フィルタの周波数応答特性はパラ
メータλ、γ、ｓに依存する。パラメータλはフィルタ・ゲインを制御する。パ
ラメータγは高周波数ゲインに対する低周波数ゲインを制御する。最後に、パラ
メータｓは最大公称傾斜６、１２．１８ｄＢ／オクターブを選択する。図７〜１
５は、異なるパラメータを変化させることにより得ることができる、典型的な周
波数応答特性を示す。
【００６４】 図７は異なる傾斜を選択する効果を示す。λ＝１６、γ＝１６、ｓ＝１、２、
３に対する一連の周波数応答特性曲線が示されている。ピーク・ゲインはλによ
り設定され、選択した傾斜に関係なく約２４ｄＢである。低周波数ゲインは０ｄ
Ｂ（すなわち、ゲインが１）であり、γを約１６またはそれ以上に設定すること
により、設定されている。７．５ＫＨｚ以上のゲインは減少し、補聴器用途にお
ける高周波数ノイズを最小にする。
【００６５】 図８はｓ＝１、γ＝１６、λ＝０〜１６に対する一連の周波数応答特性曲線で
ある。高レベル信号（すなわち、大音量）に対して、λはゼロに向かって減少し
、周波数応答特性は平坦になる。低レベル信号（すなわち、小音量）に対して、
λは１６に向かって増加し、高周波数ゲインも増加する。γが１６に設定される
ため、低周波数増幅はされない。
【００６６】 図９は、γ＝３であること以外は図８で使用されたのと同一フィルタを示す。
λが１６に向かって増加するのに伴ない低周波数でのゲインも増加するが、高周
波数でのゲインまで大きくならない。
【００６７】 図１０〜１３は、ｓ＝２、λ＝０〜１６を持つフィルタに対する周波数応答特
性曲線を示す。形状が異なるのは、γの変化の影響を表している。図１０ではγ
＝１６であり、低周波数ゲインは無い。図１１ではγ＝４である。図１２ではγ
＝３である。最後の図１３ではγ＝２である。図１１〜１３ではγが４から３、
２になると共に、６ｄＢステップで増加する最大低周波数ゲインを持つ低周波数
ゲインを有する。
【００６８】 図１４と１５は、ｓ＝３、λ＝０〜１６を持つフィルタに対する周波数応答特
性曲線を示す。図１４では、γ＝１６であり、また図１５では、γ＝３である。
【００６９】 本発明の範囲内で、別のフィルタ構成が可能である。これらのフィルタは、本
明細書で開示する好ましい実施形態に比べて、より複雑、またはより簡単にでき
る。この開示は、回路をできる限り少なくしてデジタル・フィルタを実現し、そ
れによりパワー消費とバッテリ電流を少なくするために使用される技術を述べて
いる。
【００７０】 図１６は、本発明の別の好ましい実施形態のブロック図を示しており、前の好
ましい実施形態に比べて使用回路が少なく、より好ましい実施形態である。図１
６で利用される信号処理は、次のようにｚ領域内で記述できる。
【００７１】
【数１２】
【００７２】 ここでは、使用されるパラメータは式１に関連して前に定義したものである。
【００７３】 次に、この好ましい実施形態でのパワー消費の予測を、図１６の回路に基づい
て行う。最初にゲート・カウントの予測を、各機能ブロック、遅延レジスタ、加
算器、乗算器に対して行う。図６の場合と同様に、データの幅は２０ビットと仮
定する。ゲート・カウントは、次のように同等のＣＤ４０００シリーズのＣＭＯ
Ｓロジック部品のゲート・カウントに基づく。
【００７４】 遅延レジスタ ＣＤ４１７４の１６進タイプのＤフリップ−フロップに基づく。ＣＤ４１７４
は４３．５ゲートの等価ゲート・カウント、またはビット当り７．２５ゲートを
持つ。したがって２０ビット・レジスタは１４５ゲートを持つ。
【００７５】 加算器 ＣＤ４００８の４ビット全加算器に基づく。ＣＤ４００８は４０ゲートの等価
ゲート・カウントを持つ。したがって２０ビット加算器は２００ゲートを持つ。
【００７６】 乗算器 アレイ乗算器に基づく（A. PeledとB. Liu、デジタル信号処理、理論、設計、
および実施、John Wiley & Sons Inc., New York、1976；R. Higgins、ＶＬＳＩ
におけるデジタル信号処理、Prentice Hall、Englewood Clift, NJ、1990）。ｎ
×ｍ乗算器に対する等価ゲート数は、次のように予測できる。
【００７７】
【数１３】
【００７８】 ここでｎとｍは被乗数の各ビット数であり、ｎ＞ｍ、ｍ＞２である。次に、式（
６）から、２０ビット×２０ビットの乗算器は４０２０等価ゲートを必要とする
。
【００７９】
【表２】
【００８０】 パワー消費を予測するには、ゲート当りの消費の予測が必要である。低電圧、
低消費パワーＣＭＯＳプロセスにより０．５ＶＭＴＣＭＯＳに対し、０．０５μ
Ｗ／ＭＨｚ／ゲートのパワー消費値を達成した（T. Douseki、S. Shigematsu、J
. Yamada、M. Harada、H.InokawaおよびT.Tsuchia、０．５ＶＭＴＣＭＯＳ／Ｓ
ＩＭＯＱロジックゲート、IEEE J.ソリッド・ステート回路、vol.32、no.10,pp.
1604-1609、1997）。したがって１．３Ｖ動作に対しては、０．３４μＷ／ＭＨ
ｚ／ゲートと仮定できる。３２ＫＨｚのサンプリング速度におけるデジタル・フ
ィルタに対し、全パワー消費は次の式で得られる。
【００８１】
【数１４】
【００８２】 ＋１．３Ｖの電圧では、バッテリ電流はわずか５３μＡになる。これは、前述
の図６の実施形態における８５６０のゲート・カウントおよび７２μＡのバッテ
リ電流と、対照をなす。追加パワーの節減は、２０×２０乗算器の代わりに２０
×１０乗算器（２０ビット・データと１０ビット制御信号）を使用することによ
り得られる。これにより、約２１００等価ゲートの節減が得られる。式（１１）
から、パワー消費を計算すると、４５．６μＡとなる。１．３Ｖでは、バッテリ
電流はわずかに３５μＡになる。前述のように、このフィルタ構成では、バッテ
リからの消費パワー・レベルは極めて小さい。
【００８３】 図１６の好ましい実施形態の周波数応答特性 式（３）〜（１０）で記述される、好ましいデジタル・フィルタの周波数応答
特性はパラメータα、β、ｎに依存する。パラメータαはフィルタの高周波数ゲ
インを制御する。パラメータβは高周波数ゲインに対する低周波数ゲインを制御
する。最後に、パラメータｎは最大公称傾斜６、１２．１８ｄＢ／オクターブを
選択する。図１７〜２３は、異なるパラメータを変化させることにより得ること
ができる、典型的な周波数応答特性を示す。
【００８４】 図１７は異なる傾斜を選択する効果を示す。α＝１７、β＝０、ｎ＝１に対す
る一連の周波数応答特性曲線が示されている。ピーク・ゲインはα＝１７により
設定され、選択した傾斜に関係なく約２４ｄＢである。低周波数ゲインは０ｄＢ
（すなわち、ゲインが１）であり、βによりゼロに設定されている。８ＫＨｚ以
上で、ゲインは２５ｄＢのピーク・ゲインから、１６ＫＨｚでは０ｄＢに減少し
、補聴器用途における高周波数ノイズを少なくする。
【００８５】 図１８はｎ＝１、β＝０、α＝０〜１６に対する一連の周波数応答特性曲線で
ある。高レベル信号（すなわち、大音量）に対しては、αはゼロに向かって減少
し、周波数応答特性は平坦になる。低レベル信号（すなわち、小音量）に対して
は、αは１６に向かって増加し、高周波数ゲインも増加する。βが０に設定され
るため、低周波数増幅はされない。
【００８６】 図１９は、β＝０．１２５であること以外は図１８で使用されたのと同一フィ
ルタを示す。αが１６に向かって増加するのに伴ない低周波数でのゲインも増加
するが、高周波数におけるゲインまでは大きくならない。
【００８７】 図２０〜２３はｎ＝２、３、β＝０．１２５、α＝０〜１６に対する周波数応
答特性を示す。
【００８８】
【均等物】
本発明を好ましい実施形態により詳細に図示し、説明してきたが、当業者には
、添付の特許請求項に限定された本発明の精神と範囲から逸脱することなく、形
態または細部の各種の変更が実行可能であることは理解されるであろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 デジタル信号プロセッサの一般的なブロック図である。
【図２】 低周波強調していない１次フィルタのブロック図である。
【図３】 種々のλSにおける図２のフィルタの周波数応答特性のプロット図である。
【図４】 低周波強調した１次フィルタのブロック図である。
【図５】 種々のλSにおける図４のフィルタの周波数応答特性のプロット図である。
【図６】 本発明の第１の好ましい実施形態のブロック図である。
【図７】 図６の実施形態に対し、スロープまたはｓパラメータが変化している、周波数
応答特性曲線セットである。
【図８】 ｓ＝１、γ＝１６、λ＝０〜１６の場合の、図７と同様の周波数応答特性曲線
のプロット図である。
【図９】 γ＝３の場合の、図８と同様のプロット図である。
【図１０】 ｓ＝２、γ＝１６、λ＝０〜１６の場合の、図８と同様のプロット図である。
【図１１】 ｓ＝２、γ＝４、λ＝０〜１６の場合の、図８と同様のプロット図である。
【図１２】 ｓ＝２、γ＝３、λ＝０〜１６の場合の、図８と同様のプロット図である。
【図１３】 ｓ＝２、γ＝２、λ＝０〜１６の場合の、図８と同様のプロット図である。
【図１４】 ｓ＝２、γ＝１６、λ＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線セットである。
【図１５】 ｓ＝３、γ＝３、λ＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線セットである。
【図１６】 本発明の最も好ましい実施形態のブロック図である。
【図１７】 α＝１７、β＝０、η＝１に対する周波数応答特性曲線の一連のプロット図で
ある。
【図１８】 η＝１、β＝０、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連のプロット
図である。
【図１９】 β＝０．１２５、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連のプロット
図である。
【図２０】 η＝２、β＝０、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連のプロット
図である。
【図２１】 η＝１、β＝０．１２５、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連の
プロット図である。
【図２２】 η＝３、β＝０、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連のプロット
図である。
【図２３】 η＝３、β＝０．１２５、α＝０〜１６に対する周波数応答特性曲線の一連の
プロット図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＭＺ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，Ｓ Ｄ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ， ＺＷ

Claims (26)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 デジタル・フィルタ内に信号レベル依存周波数補正システム
    を使用する方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサであって、 入力と出力とを有し、かつ所定のパラメータの関数として周波数応答特性を制
    御ために設けられた汎用乗算器と、 係数乗算器を使用し、かつ２n （ｎは整数）に関係するフィルタ係数を有して
    おり、前記係数乗算器が単にシフタになり、信号プロセッサのパワー消費が最小
    化されている、非再帰有限インパルス応答デジタル・フィルタ（ＦＩＲ）と、 を備えているデジタル信号プロセッサ。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記所定のパラメータが、 （１）デジタル信号プロセッサの入力信号、 （２）デジタル信号プロセッサの出力信号、 （３）前記汎用乗算器への入力信号、 （４）前記汎用乗算器の出力における信号、 から選択されているデジタル信号プロセッサ。
  3. 【請求項３】 請求項１において、前記ディジタル・フィルタが、２の整数
    べき乗のフィルタ係数を有する、デジタル信号プロセッサ。
  4. 【請求項４】 請求項１において、前記ディジタル・フィルタが、その両方
    が２のべき数である２つの数の和のフィルタ係数を含むデジタル信号プロセッサ
    。
  5. 【請求項５】 請求項１において、前記ＦＩＲフィルタが１６ビットである
    、デジタル信号プロセッサ。
  6. 【請求項６】 請求項５において、前記ＦＩＲフィルタに対する傾斜を、複
    数の所定の傾斜の１つから選択する手段を含むデジタル信号プロセッサ。
  7. 【請求項７】 請求項６において、前記所定の傾斜が、オクターブ当り６、
    １２、１８ｄＢの傾斜を含むデジタル信号プロセッサ。
  8. 【請求項８】 デジタル・フィルタ内に信号レベル依存周波数補正システム
    を使用する方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサであって、 入力と出力とを有し、かつ所定のパラメータの関数として周波数応答特性を制
    御ために設けられた汎用乗算器と、 係数乗算器を使用し、かつ２n （ｎは整数）に関係するフィルタ係数を有して
    おり、前記係数乗算器が単にシフタになり、信号プロセッサのパワー消費が最小
    化されている、無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタル・フィルタと、 を備えているデジタル信号プロセッサ。
  9. 【請求項９】 請求項８において、前記所定のパラメータが、 （１）デジタル信号プロセッサ入力信号、 （２）デジタル信号プロセッサ出力信号、 （３）前記汎用乗算器への入力信号、 （４）前記汎用乗算器の出力における信号、 から選択されているデジタル信号プロセッサ。
  10. 【請求項１０】 請求項８において、前記ディジタル・フィルタが、２のべ
    き乗のフィルタ係数を有する、デジタル信号プロセッサ。
  11. 【請求項１１】 請求項８において、前記ディジタル・フィルタが、その両
    方が２のべき数である２つの数の和のフィルタ係数を含むデジタル信号プロセッ
    サ。
  12. 【請求項１２】 請求項８において、前記ＩＩＲフィルタが１６ビットであ
    るデジタル信号プロセッサ。
  13. 【請求項１３】 請求項８において、前記デジタル・フィルタに対する傾斜
    を、複数の所定の傾斜の１つから選択する手段を含むデジタル信号プロセッサ。
  14. 【請求項１４】 請求項１３において、前記所定の傾斜が、オクターブ当り
    ６、１２、１８ｄＢの傾斜を含むデジタル信号プロセッサ。
  15. 【請求項１５】 デジタル・フィルタ内に信号レベル依存周波数補正システ
    ムを使用する方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサにおけるデジタル信号を
    処理する方法であって、 汎用乗算器を用いてデジタル信号を乗算し、所定のパラメータの関数としてデ
    ジタル信号の周波数応答特性を制御するステップと、 係数乗算器を使用し、かつ２n （ｎは整数）に関係するフィルタ係数を有して
    いる、非再帰有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタにより信号をフ
    ィルタ処理し、それにより前記係数乗算器が単にシフタになり、信号プロセッサ
    のパワー消費が最小化されるステップと、 を含むデジタル信号の処理方法。
  16. 【請求項１６】 請求項１５において、前記デジタル・フィルタに対する傾
    斜を、複数の所定の傾斜の１つから選択するステップを含むデジタル信号の処理
    方法。
  17. 【請求項１７】 請求項１５において、前記所定の傾斜が、オクターブ当り
    ６、１２、１８ｄＢの傾斜を含むデジタル信号の処理方法。
  18. 【請求項１８】 請求項１５において、前記ＦＩＲフィルタが１６ビットを有
    するデジタル信号の処理方法。
  19. 【請求項１９】 デジタル・フィルタ内に信号レベル依存周波数補正システ
    ムを使用する方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサにおけるデジタル信号を
    処理する方法であって、 汎用乗算器を用いてデジタル信号を乗算し、所定のパラメータの関数としてデ
    ジタル信号の周波数応答特性を制御するステップと、 係数乗算器を使用し、かつ２n （ｎは整数）に関係するフィルタ係数を有して
    いる、無限インパルス応答（ＩＩＲ）デジタル・フィルタにより信号をフィルタ
    処理し、それにより前記係数乗算器が単にシフタになり、信号プロセッサのパワ
    ー消費が最小化されるステップと、を含むデジタル信号の処理方法。
  20. 【請求項２０】 請求項１９において、前記所定の傾斜が、オクターブ当り
    ６、１２、１８ｄＢの傾斜を含むデジタル信号の処理方法。
  21. 【請求項２１】 請求項１９において、前記ＩＩＲフィルタが１６ビットを
    有するデジタル信号の処理方法。
  22. 【請求項２２】 請求項１のデジタル信号プロセッサを組み込んでいる補聴
    器であって、所定のパラメーターが入力信号レベルである補聴器。
  23. 【請求項２３】 請求項８のデジタル信号プロセッサを含む補聴器であって
    、所定のパラメーターが入力信号レベルである補聴器。
  24. 【請求項２４】 デジタル・フィルタ内に信号レベル依存周波数補正システ
    ムを使用する方式の補聴器用のデジタル信号プロセッサにおけるデジタル信号を
    処理する方法であって、 汎用乗算器を用いてデジタル信号を乗算し、所定のパラメータの関数としてデ
    ジタル信号の周波数応答特性を制御するステップであり、前記所定のパラメータ
    が入力信号、出力信号、前記汎用乗算器への入力信号、前記汎用乗算器からの出
    力信号から選択される、ステップと、 係数乗算器を使用し、かつ２n （ｎは整数）に関係するフィルタ係数を有して
    いる、非再帰有限インパルス応答（ＦＩＲ）デジタル・フィルタにより信号をフ
    ィルタ処理するステップと、 前記デジタル・フィルタの傾斜を所定の傾斜の１つから選択するステップであ
    り、それにより前記係数乗算器が単にシフタになり、かつデジタル信号プロセッ
    サのパワー消費が最小化されるステップと、 を含むデジタル信号の処理方法。
  25. 【請求項２５】 請求項２４において、前記所定の傾斜がオクターブ当り６
    、１２、１８ｄＢの傾斜を含むデジタル信号の処理方法。
  26. 【請求項２６】 請求項２４において、前記ＦＩＲフィルタが１６ビットを
    有するデジタル信号の処理方法。
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