JP2003299353A

JP2003299353A - インダクタの磁化状態検出制御装置

Info

Publication number: JP2003299353A
Application number: JP2002099184A
Authority: JP
Inventors: Masao Mihashi; 政雄三橋; Hiroshi Otsuka; 大塚　　博; Koichi Aoyama; 浩一青山; Yasuhisa Oshima; 靖久大嶋; Shigeru Suzuki; 鈴木　　茂; Satoru Shimada; 悟島田; Junko Seki; 純子関; Takahiko Ito; 孝彦伊東
Original assignee: YUKIGAYA SEIGYO KENKYUSHO KK; Tamura Electric Works Ltd; Yukigaya Institute Co Ltd
Current assignee: YUKIGAYA SEIGYO KENKYUSHO KK; Tamura Electric Works Ltd; Yukigaya Institute Co Ltd
Priority date: 2002-04-01
Filing date: 2002-04-01
Publication date: 2003-10-17
Anticipated expiration: 2022-04-01
Also published as: JP3965316B2

Abstract

(57)【要約】【課題】電源回路の不連続動作時にインダクタの蓄積
磁気エネルギーを負荷に供給する場合、その供給完了時
点を的確に検出し効率の良い同期整流を可能にする。【解決手段】電源回路は、不連続動作時に、トランジ
スタＱ１をオンして電源部１からの電力をインダクタＬ
に磁気エネルギーとして蓄積した後、トランジスタＱ
１，Ｑ２をそれぞれオフ、オンしてインダクタＬの蓄積
磁気エネルギーを負荷２に供給する場合、インダクタＬ
が発生する磁束の変化率をコイル１１により検出して電
圧Ｖ２として出力させる一方、積分回路１２がその電圧
Ｖ２を積分し、さらにコンパレータ１３がこの積分電圧
を所定値と比較する。そして、所定値以下になるとＦＥ
Ｔ制御回路１４によりトランジスタＱ２をオフさせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電源部の電力をイ
ンダクタに磁気エネルギーとして蓄積するとともに、イ
ンダクタに蓄積された磁気エネルギーを負荷に供給する
電源回路におけるインダクタの磁化状態検出制御装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】図６は従来の電源回路の構成を示すブロ
ック図である。この電源回路は、図６に示すように、ト
ランスＴの１次側に接続された電源部１と、トランスＴ
の２次巻線の一端とインダクタＬとの間に直列に接続さ
れ整流素子であるダイオードＤ１と、ダイオードＤ１と
インダクタＬの接続点とトランスＴの２次巻線の他端と
の間に接続された整流素子であるダイオードＤ２と、電
源部１とトランスＴの１次側との間に設けられ導通・非
導通に応じて電源部１から負荷側への電源の供給・非供
給を切り替えるスイッチ素子５と、負荷２の電圧を監視
する電圧監視部３と、スイッチ素子５の導通・非導通を
制御するスイッチ制御部４とから構成される。

【０００３】このような電源回路において、スイッチ素
子５が導通すると、電源部１よりトランスＴ及びダイオ
ードＤ１を介してインダクタＬに磁気エネルギーが蓄積
され、スイッチ素子５が非導通になると、インダクタ
Ｌ、負荷２、ダイオードＤ２により構成される回路に電
流が流れ、インダクタＬに蓄積されている磁気エネルギ
ーが負荷２に供給される。

【０００４】従来の電源回路の動作について図７を参照
して説明する。まず、スイッチ制御部４が図７（ｇ）の
時点ｔ１でスイッチ素子５をオン（ＯＮ）する（図７
（ａ））。すると、トランスＴの二次側電圧Ｖ１が正電
圧となり（図７（ｂ））、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれ
ぞれ導通状態、非導通状態となる。これにより、ダイオ
ードＤ１を介してインダクタＬに電流Ｉ1が流れて（図
７（ｃ））、電源部１の電力がトランスＴ及びダイオー
ドＤ１を介してインダクタＬに磁気エネルギーとして蓄
積開始される。また、この電流Ｉ1はコンデンサＣ１を
充電するとともに、負荷２にも供給される。一方、ダイ
オードＤ１を介して流れる電流Ｉ１によりインダクタＬ
から発生する磁束が増大する（図７（ｅ））。

【０００５】つぎに、図７（ｇ）の時点ｔ２でスイッチ
制御部４はスイッチ素子５をオフ（ＯＦＦ）する（図７
（ａ））。すると、トランスＴの二次側電圧Ｖ１はスイ
ッチ素子５のオン時の電圧の逆電圧（負電圧）となる
（図７（ｂ））。これにより、ダイオードＤ１，Ｄ２
は、それぞれ非導通状態、導通状態となりダイオードＤ
２に電流Ｉ２が流れる（図７（ｄ））。この結果、イン
ダクタＬ、負荷２、ダイオードＤ２が直列に接続された
回路が形成され、電流がインダクタＬから負荷２に流れ
続けることによって、今度はインダクタＬの蓄積磁気エ
ネルギーが負荷２側に供給され、インダクタＬの蓄積磁
気エネルギーが次第に低減し、これにより負荷２への供
給電流も低減する。

【０００６】ここで、図７（ｇ）の時点ｔ３において、
スイッチ制御部４は、スイッチ素子５を再びオンする
（図７（ａ））。すると、ダイオードＤ１，Ｄ２がそれ
ぞれ再び導通状態、非導通状態となり、電源部１の電力
が再びトランスＴ及びダイオードＤ１を介してインダク
タＬに磁気エネルギーとして蓄積開始されるとともに、
負荷２側にも供給される。これにより、インダクタＬか
ら発生する磁束が増加する（図７（ｅ））。そして、図
７（ｇ）の時点ｔ４で、スイッチ制御部４は同様にスイ
ッチ素子５をオフする（図７（ａ））。これにより、イ
ンダクタＬの蓄積磁気エネルギーが負荷２側に供給され
る。

【０００７】ここでスイッチ制御部４は電圧監視部３お
よびトランスＴの１次側電流の情報によりスイッチ素子
５のオン・オフを制御し、負荷２に供給する電圧を一定
に保つ動作を行っている。また、電源効率を最大とする
ため、スイッチ素子５のスイッチング動作として、連続
動作と不連続動作の２つの動作を行うことができる。こ
こで、連続動作とは、インダクタＬから負荷２に電力が
供給されたときにインダクタＬの蓄積磁気エネルギーが
「０」にならないか、または「０」になると同時にスイ
ッチ素子５が導通状態になる動作のことであり、不連続
動作とは、インダクタＬの蓄積磁気エネルギーが「０」
になった後に、スイッチ素子５が導通状態になる動作、
即ちインダクタＬの蓄積磁気エネルギーが一定時間
「０」となる動作のことである。図７ではインダクタＬ
の磁束は「０」となると同時に増加しており（図７
（ｅ））、連続動作の状態を表している。不連続動作の
状態を図８に示す。

【０００８】このように、連続動作状態ではダイオード
Ｄ１，Ｄ２が導通状態、或いは非導通状態へ変化するタ
イミングは全てスイッチ制御部４により制御されるスイ
ッチ素子５の動作に同期している。一方、不連続動作状
態においては、ダイオードＤ１の導通状態、或いは非導
通状態へ変化するタイミングおよびダイオードＤ２の導
通状態に変化するタイミングは、スイッチ素子５の動作
に同期しているものの、ダイオードＤ２の非導通状態に
変化するタイミングはインダクタＬの蓄積磁気エネルギ
ーが「０」になった時点であり、スイッチ素子５の動作
とは無関係である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来の電源回路は、整
流素子としてダイオードＤ１，Ｄ２を用いているため、
ダイオードの整流動作に伴って、例えば図８（ｃ）に示
すような、ノイズ（逆回復時間ｔｒｒを有するノイズ）
が発生する。ここで、スイッチ素子５のスイッチング周
波数を上げていくと前記ノイズの占める割合が次第に多
くなってくることから整流効率が次第に低下するという
問題がある。また、整流素子としてダイオードを用いて
いるため、図８（ｆ）に示すように、ダイオードの順方
向電圧Ｖｆによる電力損失が生じる。このため、図６に
おいて、ダイオードＤ１の代わりに電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）Ｑ１、ダイオードＤ２の代わりに電界効果
トランジスタＱ２をそれぞれ整流素子として用い、イン
ダクタＬの蓄積磁気エネルギーを負荷２に供給すること
が検討されている。

【００１０】しかしながら、整流素子として前述のよう
なスイッチング素子を用いた場合、連続動作状態では電
界効果トランジスタＱ１，Ｑ２のオン・オフのタイミン
グはスイッチ素子５の動作と全て同期しているため、ス
イッチ素子５を制御するスイッチ制御部４からの情報に
より制御可能であるが、不連続動作状態においては電界
効果トランジスタＱ２のオフタイミングを示すインダク
タＬの蓄積磁気エネルギーが「０」となる時点を検出で
きず、従って電界効果トランジスタＱ２をオフすること
ができない。

【００１１】ここでインダクタＬに流れる電流からイン
ダクタＬの蓄積磁気エネルギーが「０」になる時点を検
出する方法が考えられる。この場合、インダクタＬに流
れる電流を求める手段としてインダクタＬと負荷２の間
に直列にセンス抵抗を接続しその両端に発生する電圧を
同相除去し増幅した値より電流値を算出する方法が考え
られる。しかしながらこのセンス抵抗の値が大きければ
電力の損失を招く。そのため通常数十ｍΩ程度の値のセ
ンス抵抗を使用し増幅率を大きくするが、ノイズによる
誤動作が発生しやすく実用には問題があった。

【００１２】したがって、本発明は、電源回路の不連続
動作時にインダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給
する場合、その蓄積磁気エネルギー供給の完了時点を的
確に検出可能にすることを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るために本発明は、磁気エネルギーを蓄積するインダク
タと、インダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給す
る第１のスイッチング素子と、インダクタの磁化状態を
検出する検出回路と、インダクタの蓄積磁気エネルギー
の前記負荷への供給開始後に検出回路により検出された
インダクタの磁化状態に応じて第１のスイッチング素子
のオン・オフを制御する制御回路とを設けたものであ
る。

【００１４】この場合、検出回路を、インダクタが発生
する磁束の変化率を検出し電圧信号として出力するコイ
ルと、コイルの検出電圧を積分する積分回路と、積分回
路の積分電圧と予め定めた所定値とを比較し、積分電圧
が所定値以下になると所定の信号を出力する比較器とか
ら構成し、制御回路は比較器による前記所定の信号の出
力に応じて第１のスイッチング素子のオン・オフを制御
するものである。

【００１５】また、制御回路は、比較器による前記所定
の信号の出力から所定時間経過後に第１のスイッチング
素子をオフするものである。また、インダクタへの磁気
エネルギーの蓄積前に積分回路を初期化するリセット回
路を設けたものである。また、電源部と、この電源部と
インダクタとの間に設けられ一定時間オンして電源部の
電力を磁気エネルギーとしてインダクタに蓄積する第２
のスイッチング素子とを設け、制御回路は、第２のスイ
ッチング素子のオフ後に第１のスイッチング素子をオン
してインダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給する
ものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明について図面を参照
して説明する。図１は本発明を適用した同期整流型電源
回路の構成を示すブロック図である。本電源回路は、図
１に示すように、トランスＴの１次側に接続された電源
部１と、トランスＴの２次巻線の一端とインダクタＬと
の間に直列にスイッチング素子として接続された電界効
果トランジスタ（以下、トランジスタ）Ｑ１と、トラン
ジスタＱ１とインダクタＬの接続点とトランスＴの２次
巻線の他端との間にスイッチング素子として接続された
トランジスタＱ２と、電源部１とトランスＴの１次側と
の間に設けられ導通・非導通に応じて電源部１から負荷
側への電源の供給・非供給を切り替えるスイッチ素子５
と、負荷２の電圧を監視する電圧監視部３と、スイッチ
素子５の導通・非導通を制御するスイッチ制御部４と、
インダクタＬが発生する磁束の変化率（単位時間当たり
の磁束の変化量）を検出し電圧Ｖ２として出力するコイ
ル１１と、コイル１１の発生電圧Ｖ２を入力して積分す
る積分回路１２と、積分回路１２の積分動作開始前（即
ちスイッチ素子５の導通（オン）と同時）に積分回路１
２のコンデンサの蓄積電荷を放電させ積分回路１２をリ
セットするリセット回路１２Ａと、積分回路１２の積分
電圧を入力して所定電圧と比較し比較結果を出力するコ
ンパレータ１３と、コンパレータ１３の出力とスイッチ
制御部４の出力とを受けてトランジスタＱ１，Ｑ２のオ
ン・オフを制御するＦＥＴ制御回路１４とから構成され
る。

【００１７】次に、本電源回路の連続動作について図２
のタイムチャートを参照して説明する。まず、スイッチ
制御部４が図２（ｈ）の時点ｔ１でスイッチ素子５をオ
ンする（図２（ａ））と同時に、リセット回路１２Ａに
より積分回路１２を初期化させ、かつＦＥＴ制御回路１
４に対してトランジスタＱ１のオン指示、及びトランジ
スタＱ２のオフ指示を行う。これにより、トランジスタ
Ｑ１がオン（導通）し、トランジスタＱ２がオフ（非導
通）となる（図２（ｅ）、図２（ｆ））。すると、トラ
ンスＴからインダクタＬに電流が流れて、電源部１の電
力がトランスＴ及びトランジスタＱ１を介してインダク
タＬに磁気エネルギーとして蓄積開始される。また、こ
の電流はコンデンサＣ１を充電するとともに、負荷２に
も供給される。一方、トランジスタＱ１を介して流れる
電流によりインダクタＬから発生する磁束が増加するこ
とにより、この発生磁束の変化率を検出するコイル１１
の端子間電圧Ｖ２が生じる（図２（ｃ））とともに、コ
イル１１の電圧Ｖ２を積分する積分回路１２の出力が上
昇する（図２（ｄ））。

【００１８】ここで、図２（ｈ）の時点ｔ２でスイッチ
制御部４はスイッチ素子５をオフする（図２（ａ））と
同時に、ＦＥＴ制御回路１４にトランジスタＱ１のオフ
指示、及びトランジスタＱ２のオン指示を行う。これに
より、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオ
ンする（図２（ｅ）、図２（ｆ））。スイッチ素子５の
オフにより、トランスＴの二次側電圧Ｖ１はスイッチ素
子５のオン時の電圧の逆電圧となる（図２（ｂ））。こ
のとき、トランジスタＱ１，Ｑ２はＦＥＴ制御回路１４
によりそれぞれ非導通状態、導通状態とされる。この結
果、インダクタＬ、負荷２、トランジスタＱ２が直列接
続された回路が形成され、電流がインダクタＬから負荷
２に流れ続けることによって、今度はインダクタＬの蓄
積磁気エネルギーが負荷２側に供給される。この場合、
インダクタＬの磁束の変化は前述した方向と逆向きに変
化することから、その発生磁束の変化率を検出するコイ
ル１１の端子間電圧Ｖ２も逆向きとなる（図２
（ｃ））。これにより、積分回路１２の積分電圧が次第
に低下する（図２（ｄ））とともに、インダクタＬの蓄
積磁気エネルギーが負荷２側に供給されて次第に低減す
る。

【００１９】ここで、図２（ｈ）の時点ｔ３においてス
イッチ制御部４は、スイッチ素子５を再びオンする（図
２（ａ））と同時に、リセット回路１２Ａにより積分回
路１２を初期化させ、かつＦＥＴ制御回路１４に対して
トランジスタＱ１のオン指示、及びトランジスタＱ２の
オフ指示を行い、トランジスタＱ１をオン、トランジス
タＱ２をオフさせる（図２（ｅ）、図２（ｆ））。する
と、電源部１の電力が再びトランスＴ及びトランジスタ
Ｑ１を介してインダクタＬに磁気エネルギーとして蓄積
開始されるとともに、負荷２側にも供給される。これに
より、インダクタＬから磁束が発生しこの発生磁束の変
化率を検出するコイル１１の端子間電圧Ｖ２が生じる
（図２（ｃ））とともに、コイル１１の電圧Ｖ２を積分
する積分回路１２の出力が上昇する（図２（ｄ））。そ
して、図２（ｈ）の時点ｔ４で、スイッチ制御部４は同
様にスイッチ素子５をオフする（図２（ａ））と同時
に、ＦＥＴ制御回路１４にトランジスタＱ１のオフ指
示、及びトランジスタＱ２のオン指示を行い、トランジ
スタＱ１をオフ、トランジスタＱ２をオンさせる（図２
（ｅ）、図２（ｆ））。これにより、インダクタＬの蓄
積磁気エネルギーが負荷２側に供給される。即ち、連
続動作状態ではトランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフ制
御はスイッチ素子５の動作と同期するため、ＦＥＴ制御
回路１４はスイッチ制御部４からのスイッチ素子５の制
御情報に従い、トランジスタＱ１、Ｑ２のオン・オフ制
御を行う。

【００２０】次に図１の電源回路の不連続動作について
図３を参照して説明する。この不連続動作時において
も、スイッチ制御部４は連続動作時と同様、スイッチ素
子５のオン・オフ制御を行う。また、トランジスタＱ１
のオン・オフ制御についてもスイッチ素子５のオン・オ
フと連動した制御を行う。なお、トランジスタＱ２につ
いてはスイッチ素子５のオフに連動してトランジスタＱ
２のオンを制御する。

【００２１】即ち、図３に示すように、まず、スイッチ
制御部４が図３（ｈ）の時点ｔ１でスイッチ素子５をオ
ンする（図３（ａ））と同時に、リセット回路１２Ａに
より積分回路１２を初期化させ、かつＦＥＴ制御回路１
４に対してトランジスタＱ１のオン指示、及びトランジ
スタＱ２のオフ指示を行う。これにより、トランジスタ
Ｑ１がオン、トランジスタＱ２がオフする（図３
（ｅ）、図３（ｆ））。すると、トランスＴからインダ
クタＬに電流が流れて、電源部１の電力がトランスＴ及
びトランジスタＱ１を介してインダクタＬに磁気エネル
ギーとして蓄積開始される。また、この電流はコンデン
サＣ１を充電するとともに、負荷２にも供給される。一
方、トランジスタＱ１を介して流れる電流によりインダ
クタＬから発生する磁束が増加することにより、この発
生磁束の変化率を検出するコイル１１の端子間電圧Ｖ２
が生じる（図３（ｃ））とともに、コイル１１の電圧Ｖ
２を積分する積分回路１２の出力が上昇する（図３
（ｄ））。

【００２２】ここで、図３（ｈ）の時点ｔ２でスイッチ
制御部４はスイッチ素子５をオフする（図３（ａ））と
同時に、ＦＥＴ制御回路１４にトランジスタＱ１のオフ
指示、及びトランジスタＱ２のオン指示を行う。これに
より、トランジスタＱ１がオフ、トランジスタＱ２がオ
ンする（図３（ｅ）、図３（ｆ））。スイッチ素子５の
オフにより、トランスＴの二次側電圧Ｖ１はスイッチ素
子５のオン時の電圧の逆電圧となる。このとき、トラン
ジスタＱ１，Ｑ２はＦＥＴ制御回路１４によりそれぞれ
非導通状態、導通状態とされる。この結果、インダクタ
Ｌ、負荷２、トランジスタＱ２が直列接続された回路が
形成され、電流がインダクタＬから負荷２に流れ続ける
ことによって、今度はインダクタＬの蓄積磁気エネルギ
ーが負荷２側に供給される。この場合、インダクタＬの
磁束の変化は前述した蓄積方向と逆向きに変化すること
から、その発生磁束の変化率を検出するコイル１１の端
子間電圧Ｖ２も逆向きとなる（図３（ｃ））。これによ
り、積分回路１２の積分電圧が次第に低下する（図３
（ｄ））とともに、インダクタＬの蓄積磁気エネルギー
が負荷２側に供給されて次第に低減する。

【００２３】即ち、磁気エネルギーを蓄積するインダク
タＬから発生する磁束Φの変化率をコイル１１により電
圧Ｖ２、Ｖ２＝ｄΦ／ｄｔ（１）として取り出し、さらに積分回路１２を通すことによ
り、インダクタＬの磁束Φ Φ＝∫Ｖ・ｄｔ＋Ｃ（２）を得る。

【００２４】ここで、式（２）中のＣは不定値であり、
積分回路１２のコンデンサの蓄積電荷に基づく値であ
る。このため、積分回路１２の積分動作が開始される前
の時点、即ちスイッチ素子５のオンと同時にリセット回
路１２Ａにより積分回路１２のコンデンサの電荷を放電
させることにより積分回路１２を初期化する。これによ
り、式（２）中のＣの値が「０」になり、この結果、積
分回路１２により、インダクタＬの磁束Φを的確に検出
できる。このようにして得られた積分回路１２の電圧波
形は図３（ｄ）のような三角波（電圧Ｖと時間ｔとが互
いに比例または反比例の関係にある波形）となり、した
がって、電圧が或る設定値からＧＮＤレベル（０Ｖ）に
達するまでの時間が予測可能である。

【００２５】ところで、インダクタＬに蓄積磁気エネル
ギーが残っている状態でトランジスタＱ２が非導通にな
れば、ＦＥＴの構造上、ドレイン−ソース間に内蔵され
るダイオードの特性が現れ、Ｖｆによる電力損失および
ｔｒｒによるノイズにより整流効率の低下を招く。ま
た、インダクタＬの蓄積磁気エネルギーが「０」になっ
た時点以降もトランジスタＱ２が導通状態であればコン
デンサＣ１から電流の逆流が起こり整流動作とはならな
い。したがって、インダクタＬの蓄積磁気エネルギーが
「０」になると同時にトランジスタＱ２が非導通になる
ことが最良の制御となる。また、ＦＥＴ制御回路１４に
使用されるデバイスやトランジスタＱ１，Ｑ２には一般
に遅延時間が存在するため、インダクタＬの蓄積磁気エ
ネルギーが「０」であることを検出した後トランジスタ
Ｑ２を非導通にする制御を開始すると、遅延時間により
前述した電流の逆流が発生する。このため、ＦＥＴ制御
回路１４に使用されるデバイスやトランジスタＱ２の遅
延時間分だけ制御の開始を早める必要がある。そこで、
ＦＥＴ制御回路１４に使用されるデバイスやトランジス
タＱ２の遅延時間を考慮した値をコンパレータ１３に設
定することにより、インダクタＬの蓄積磁気エネルギー
が「０」（即ち、磁束が「０」）になると同時にトラン
ジスタＱ２を非導通とする。

【００２６】こうして積分回路１２の積分電圧が次第に
低下し予め定めた設定値になると、コンパレータ１３は
「Ｌ」レベルの信号をＦＥＴ制御回路１４に出力する。
すると、ＦＥＴ制御回路１４は、コンパレータ１３の前
記設定電圧値から予測可能な時間が経過した積分回路１
２の電圧が０Ｖになる時点、即ち図３（ｈ）の時点ｔ３
または時点ｔ４でトランジスタＱ２を非導通にする（図
３（ｆ））。

【００２７】このように、本電源回路は、不連続動作時
において、電源部１から供給され蓄積されたインダクタ
Ｌの蓄積磁気エネルギーを負荷２に供給した場合、その
蓄積磁気エネルギーが負荷２に供給されて「０」になる
時点を検出して、インダクタＬの蓄積磁気エネルギーを
負荷２に供給するためのトランジスタＱ２をオフできる
ようにしたものである。この結果、不連続動作時に確実
にトランジスタＱ２をオフできることから、トランジス
タを整流素子として用いた同期整流を実現可能とする。

【００２８】また、本電源回路は、スイッチング素子と
してトランジスタＱ１，Ｑ２を用いたことにより、例え
ば図８（ｃ）に示すような、従来回路のダイオードの整
流動作に伴って発生するノイズ（逆回復時間ｔｒｒを有
するノイズ）を阻止できる。この結果、整流効率を低下
させることなくスイッチ素子５のスイッチング周波数を
上げることができ、トランスＴやインダクタＬの小型化
が実現できる。また、本電源回路は、スイッチング素子
としてトランジスタＱ１，Ｑ２を用いたことにより、図
８（ｆ）に示すような、従来回路のダイオードの順方向
電圧Ｖｆによる電力損失を防止できる。この結果、素子
の小型化や放熱板の小型化を実現できる。また、磁束φ
の検出をＣＲローパスフィルタである積分回路を通し得
ることより、ノイズの影響を受けにくい実用的な電源回
路を実現できる。

【００２９】図４は、図１の電源回路の要部をさらに詳
細に示すブロック図である。図１の構成に対し、ＦＥＴ
制御回路１４を省略し、かつスイッチ制御部４内に時間
調整回路１５を設けるとともに、スイッチ制御部４とス
イッチ素子５間にフォトカプラ２０を設ける。さらに、
スイッチ制御部４の出力の立ち下がりを出発点とする時
間延長回路１７と、スイッチ制御部４の出力とコンパレ
ータ１３の反転出力との論理和をとるオア回路１６と、
時間延長回路１７の出力をセット入力端子Ｓに、かつオ
ア回路１６の出力をリセット入力端子Ｒにそれぞれ入力
し、出力結果をトランジスタＱ２に出力するＦ／Ｆ回路
１８と、コンパレータ１３の出力を反転させてオア回路
１６に与えるインバータ１９とを設ける。

【００３０】ここで、スイッチ制御部４内に設けた時間
調整回路１５は、トランジスタＱ２が非導通の状態で、
スイッチ素子５の導通と、トランジスタＱ１の導通と、
積分回路１２のリセットとを行う場合、スイッチ素子５
を導通させるまでのスイッチ素子５及びフォトカプラ２
０の各遅延時間と、トランジスタＱ１を導通させるまで
のトランジスタＱ１の遅延時間と、積分回路１２をリセ
ットするまでの積分回路１２及びリセット回路１２Ａの
遅延時間とをそれぞれ考慮した時間調整を行うものであ
り、スイッチ制御部４は、時間調整回路１５の調整結果
に基づき遅延時間の大きい順に整列させ、時間差をおい
て、積分回路１２をリセットするための信号、スイッチ
素子５を導通するための信号、トランジスタＱ１を導通
するための信号を順次出力する。これにより、スイッチ
素子５の導通と、トランジスタＱ１の導通と、積分回路
１２のリセットとを同時に行うことができる。

【００３１】また、時間調整回路１５は、スイッチ素子
５の非導通と、トランジスタＱ１の非導通と、トランジ
スタＱ２の導通とを行う場合、スイッチ素子５を非導通
させるまでのスイッチ素子５及びフォトカプラ２０の各
遅延時間と、トランジスタＱ１を非導通にさせるまでの
トランジスタＱ１の遅延時間と、トランジスタＱ２を導
通させるまでの時間延長回路１７，Ｆ／Ｆ回路１８及び
トランジスタＱ２の各遅延時間とをそれぞれ考慮した時
間調整を行い、スイッチ制御部４は、時間調整回路１５
の調整結果に基づき遅延時間の大きい順に整列させ、時
間差をおいて、トランジスタＱ２を導通するための信
号、スイッチ素子５を非導通にするための信号、トラン
ジスタＱ１を非導通するための信号を順次出力する。こ
れにより、スイッチ素子５の非導通と、トランジスタＱ
１の非導通と、トランジスタＱ２の導通とを同時に行う
ことができる。

【００３２】図５は、図４に示す電源回路の各部の動作
タイミングを示すタイムチャートであり、不連続動作の
場合の例を示すものである。図５のタイムチャートは、
時間調整回路１５による前述の時間調整の結果に基づく
タイミングを示している。図５をもとに本電源回路の要
部動作をさらに詳細に説明する。スイッチ制御部４は、
まず図５（ｉ）の時点ｔ１でフォトカプラ２０を介して
スイッチ素子５をオンする（図５（ａ））と同時に、リ
セット回路１２Ａに積分回路１２を初期化させ、かつト
ランジスタＱ１をオンする（図５（ｆ））。すると、ト
ランスＴからインダクタＬに電流が流れて、電源部１の
電力がトランスＴ及びトランジスタＱ１を介してインダ
クタＬに磁気エネルギーとして蓄積開始される。また、
この電流はコンデンサＣ１を充電するとともに、負荷２
にも供給される。一方、トランジスタＱ１を介して流れ
る電流によりインダクタＬから発生する磁束が増加する
ことにより、この発生磁束の変化率を検出するコイル１
１の端子間電圧Ｖ２が生じる（図５（ｃ））とともに、
コイル１１の電圧Ｖ２を積分する積分回路１２の出力が
上昇する（図５（ｄ））。

【００３３】ここで、積分回路１２の出力電圧が上昇
し、図５（ｉ）の時点ｔ２で設定値Ｖｒｅｆを上回ると
コンパレータ１３は「Ｈ」レベル信号を出力する（図５
（ｅ））。その後、図５（ｉ）の時点ｔ３でスイッチ制
御部４は今度はスイッチ素子５をオフし（図５
（ａ））、かつトランジスタＱ１をオフさせる（図５
（ｆ））。このスイッチ制御部４によるトランジスタＱ
１のオフタイミングで時間延長回路１７が起動され一定
時間の「Ｈ」レベルパルス信号を出力し（図５
（ｂ））、このパルス信号がＦ／Ｆ回路１８のセット入
力端子Ｓに出力されることから、Ｆ／Ｆ回路１８は出力
端子Ｑから「Ｈ」レベルの信号をトランジスタＱ２に出
力しトランジスタＱ２をオンさせる（図５（ｇ））。

【００３４】スイッチ素子５のオフにより、トランスＴ
の二次側電圧Ｖ１はスイッチ素子５のオン時の電圧の逆
電圧となる。このとき、トランジスタＱ１，Ｑ２はそれ
ぞれ非導通状態、導通状態となっていることから、イン
ダクタＬ、負荷２、トランジスタＱ２が直列接続された
回路が形成され、電流がインダクタＬから負荷２に流れ
続けることによって、今度はインダクタＬの蓄積磁気エ
ネルギーが負荷２側に供給される。この場合、インダク
タＬの磁束の変化は前述した方向と逆向きに変化するこ
とから、その発生磁束の変化率を検出するコイル１１の
端子間電圧Ｖ２も逆向きとなる（図５（ｃ））。これに
より、積分回路１２の積分電圧が次第に低下する（図５
（ｄ））とともに、インダクタＬの蓄積磁気エネルギー
が負荷２側に供給されて次第に低減する。

【００３５】こうして積分回路１２の積分電圧が次第に
低下しその電圧が図５（ｉ）の時点ｔ４で設定値Ｖｒｅ
ｆになると、コンパレータ１３は「Ｌ」レベル信号を出
力する（図５（ｄ）、図５（ｅ））。このコンパレータ
１３からの「Ｌ」レベル信号は、インバータ１９により
反転されて「Ｈ」レベルとなり、オア回路１６を介して
Ｆ／Ｆ回路１８のリセット入力端子Ｒに出力されること
から、Ｆ／Ｆ回路１８はリセットされる。これにより、
Ｆ／Ｆ回路１８の出力端子Ｑから「Ｌ」レベル信号がト
ランジスタＱ２に出力され、トランジスタＱ２がオフさ
れる（図５（ｇ））。

【００３６】ここで、コンパレータ１３に設定されるＶ
ｒｅｆの値は、前述したように、インダクタＬの蓄積磁
気エネルギーが「０」となる時点よりΔｔ（コンパレー
タ１３、インバータ１９、オア回路１６、Ｆ／Ｆ回路１
８、及びトランジスタＱ２の各遅延時間の総和の時間）
前における積分電圧であり、これによりインダクタＬの
蓄積磁気エネルギーが「０」になると同時にトランジス
タＱ２をオフすることができる。なお、連続動作の場合
は、コンパレータ１３側からのリセット信号より先に、
スイッチ制御部４からトランジスタＱ１をオンするため
のＨレベル信号がオア回路１６の一方の入力端子に出力
されることにより、Ｆ／Ｆ回路１８がリセットされ、こ
れによりトランジスタＱ２がオフされる。この結果、本
電源回路は、連続動作状態及び不連続動作状態の何れの
動作状態であってもトランジスタＱ２をオフすることが
できる。なお、トランジスタＱ２をオフする場合、コン
パレータ１３を用いずに積分回路１２の積分電圧をＡ／
Ｄ変換してデジタル値として読み込み、このデジタル値
に基づいてトランジスタＱ２を前記磁気エネルギー供給
完了時点でオフすることも可能である。

【００３７】本実施の形態では、フォーワード方式の電
源回路の例を説明したが、インダクタに磁気エネルギー
を蓄え、その蓄えた磁気エネルギーを整流素子として使
用するトランジスタを制御することにより同期整流し、
負荷側に伝達する電源回路（フライバック方式電源回
路、ＤＣ／ＤＣコンバータ、チョークコンバータを含
む）の全てに利用することができる。

【００３８】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、磁
気エネルギーを蓄積するインダクタと、インダクタの蓄
積磁気エネルギーを負荷に供給する第１のスイッチング
素子と、インダクタの磁化状態を検出する検出回路とを
設け、インダクタの電力の前記負荷への供給開始後に検
出回路により検出されたインダクタの磁化状態に応じて
第１のスイッチング素子のオン・オフを制御するように
したので、インダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供
給した場合、その蓄積磁気エネルギーが負荷に供給され
て「０」になる時点を的確に検出して、第１のスイッチ
イング素子をオフできる。この結果、従来の電源回路に
見られたダイオードのＶｆによる電力損失やｔｒｒによ
るノイズのない高効率な同期整流を行うことができる。

【００３９】この場合、検出回路を、インダクタが発生
する磁束の変化率を検出し電圧信号として出力するコイ
ルと、コイルの検出電圧を積分するＣＲローパスフィル
タである積分回路と、積分回路の積分電圧と予め定めた
所定値とを比較し、積分電圧が所定値以下になると所定
の信号を出力する比較器とから構成し、比較器による所
定の信号の出力に応じて第１のスイッチング素子のオン
・オフを制御するようにしたので、インダクタの磁化状
態を検出する検出回路として、ノイズ対策の実施された
実用的な検出回路を提供できる。

【００４０】また、比較器による所定の信号の出力から
所定時間経過後に第１のスイッチング素子をオフするよ
うにしたので、インダクタの蓄積磁気エネルギーが
「０」になると同時に第１のスイッチング素子をオフし
負荷側への電力供給を終了させることができる。また、
インダクタへの電力の蓄積前に積分回路を初期化するリ
セット回路を設けるようにしたので、インダクタの磁化
状態を的確に検出できる。また、電源部と、一定時間オ
ンして電源部の電力をインダクタに磁気エネルギーとし
て蓄積する第２のスイッチング素子とを設け、第２のス
イッチング素子のオフ後に第１のスイッチング素子をオ
ンしてインダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給す
るようにしたので、インダクタに的確に磁気エネルギー
を蓄積できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した電源回路の構成を示すブロ
ック図である。

【図２】上記電源回路の連続動作時における各部の動
作タイミングを示すタイムチャートである。

【図３】上記電源回路の不連続動作時における各部の
動作タイミングを示すタイムチャートである。

【図４】図１の電源回路の要部詳細構成を示すブロッ
ク図である。

【図５】図４の電源回路の不連続動作時における各部
の動作タイミングを示すタイムチャートである。

【図６】従来の電源回路の構成を示すブロック図であ
る。

【図７】従来回路の連続動作時における各部の動作タ
イミングを示すタイムチャートである。

【図８】従来回路の不連続動作時における各部の動作
タイミングを示すタイムチャートである。

【符号の説明】１…電源部、２…負荷、３…電圧監視部、４…スイッチ
制御部、５…スイッチ素子、１１…コイル、１２…積分
回路、１２Ａ…リセット回路、１３…コンパレータ、１
４…ＦＥＴ制御回路、１６…オア回路、１７…時間延長
回路、１８…Ｆ／Ｆ回路、１９…インバータ、２０…フ
ォトカプラ、Ｑ１，Ｑ２…トランジスタ、Ｔ…トラン
ス、Ｌ…インダクタ、Ｃ１…コンデンサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大塚博東京都目黒区下目黒二丁目２番３号株式会社田村電機製作所内 (72)発明者青山浩一東京都目黒区下目黒二丁目２番３号株式会社田村電機製作所内 (72)発明者大嶋靖久東京都目黒区下目黒二丁目２番３号株式会社田村電機製作所内 (72)発明者鈴木茂東京都目黒区下目黒二丁目２番３号株式会社田村電機製作所内 (72)発明者島田悟東京都目黒区下目黒二丁目２番３号株式会社田村電機製作所内 (72)発明者関純子神奈川県横浜市港北区新横浜２丁目12番12 号新横浜ＩＫビル203号株式会社雪ケ谷制御研究所内 (72)発明者伊東孝彦神奈川県横浜市港北区新横浜２丁目12番12 号新横浜ＩＫビル203号株式会社雪ケ谷制御研究所内Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB23 DD01 EE08 EE12 FD01 FD28 FG01

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】磁気エネルギーを蓄積するインダクタ
と、前記インダクタの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給する
第１のスイッチング素子と、前記インダクタの磁化状態を検出する検出回路と、前記インダクタの磁気エネルギーの前記負荷への供給開
始後に前記検出回路により検出された前記インダクタの
磁化状態に応じて前記第１のスイッチング素子のオン・
オフを制御する制御回路とを備えたことを特徴とするイ
ンダクタの磁化状態検出制御装置。
【請求項２】請求項１において、前記検出回路は、前記インダクタが発生する磁束の変化率を検出し電圧信
号として出力するコイルと、前記コイルの検出電圧を積分する積分回路と、前記積分回路の積分電圧と予め定めた所定値とを比較
し、前記積分電圧が前記所定値以下になると所定の信号
を出力する比較器とからなり、前記制御回路は、前記比較器による前記所定の信号の出
力に応じて前記第１のスイッチング素子のオン・オフを
制御することを特徴とするインダクタの磁化状態検出制
御装置。
【請求項３】請求項２において、前記制御回路は、前記比較器による前記所定の信号の出
力から所定時間経過後に前記第１のスイッチング素子を
オフすることを特徴とするインダクタの磁化状態検出制
御装置。
【請求項４】請求項２において、前記インダクタへの磁気エネルギーの蓄積前に前記積分
回路を初期化するリセット回路を設けたことを特徴とす
るインダクタの磁化状態検出制御装置。
【請求項５】請求項１において、電源部と、この電源部と前記インダクタの間に設けられ、一定時間
オンして前記電源部の電力を前記インダクタに蓄積する
第２のスイッチング素子とを備え、前記制御回路は、前記第２のスイッチング素子のオフ後
に前記第１のスイッチング素子をオンして前記インダク
タの蓄積磁気エネルギーを負荷に供給することを特徴と
するインダクタの磁化状態検出制御装置。