JP2003258760A - デジタル放送受信装置の同期復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 この発明は、直交周波数分割多重方式で伝送
される信号の同期復調に対して行われていた等化処理の
精度を高めることができるデジタル放送受信装置の同期
復調回路を提供することを目的とする。 【解決手段】 第２の伝送路応答算出手段は、第１の
伝送路応答に基づいて受信データ信号に対応する第２の
伝送路応答を算出する第１の等化処理手段、第１の伝送
路応答に基づいて受信データ信号に対応する第２の伝送
路応答を算出するものであって、第１の等化処理手段と
は異なる方式の第２の等化処理手段、ならびに第１の等
化処理手段の出力信号および第２の等化処理手段の出力
信号のうちから１つの出力信号を選択して出力する選択
手段を備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、地上波デジタル
放送などで用いられるＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）
方式で変調された信号を受信して復調するデジタル放送
受信装置の同期復調回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、映像信号または音声信号を伝送す
るシステムにおいて、高品質な伝送や周波数利用効率の
向上に優れた変調方式として、ＯＦＤＭ（直交周波数分
割多重、Orthogonal Frequency Multiplexing)方式が提
案されている。

【０００３】ＯＦＤＭ方式は、１チャンネルの帯域内に
多数のサブキャリアを立てる変調方式である。このため
ゴーストに強く、かつ、誤り訂正のためのデータ構成に
工夫をすることで選択性フェージングにも耐性を持たせ
ることができるため、地上波デジタルテレビジョン放送
等において有効な変調方式である。

【０００４】送信側では、以下の処理が行われる。ま
ず、例えばテレビジョン信号等のアナログ信号をデジタ
ル信号に変換し、ＭＰＥＧ(Moving Picture Experts Gr
oup)方式で圧縮する。続いて、このデータ信号に、ノイ
ズ等の伝送路におけるエラーの発生原因を分散させるた
めに、バイトインタリーブおよびビットインタリーブの
処理を施し、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keyin
g) 、１６ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation)
、６４ＱＡＭ等の変調方式に応じたマッピングを行
う。

【０００５】さらに、フェージング、信号の欠落等の伝
送路におけるエラー発生原因を分散させるために、時間
インタリーブおよび周波数インタリーブの処理を施し、
ＩＦＦＴ（高速フーリエ変換）を行って、直交変調後、
ＲＦ周波数に周波数変換して送出する。

【０００６】図１は、地上波デジタル放送受信機で受信
するＯＦＤＭ方式のデータの構造を示している。

【０００７】１つのＯＦＤＭフレームは、Ｎｏ．０〜Ｎ
ｏ．２０３の２０４個のＯＦＤＭシンボルで構成され
る。ＯＦＤＭシンボルは、有効データ区間と、無効デー
タ区間（ガードインターバル、ヌルキャリア）で構成さ
れている。

【０００８】図２は、図１に示した１個のＯＦＤＭシン
ボル内の有効データ区間の構成を示している。

【０００９】１つのＯＦＤＭシンボル内の有効データ区
間は、Ｎｏ．０〜Ｎｏ．１２の１３個のＯＦＤＭセグメ
ントから構成されている。１つのＯＦＤＭセグメント
は、データのグループ（データセグメント）にパイロッ
ト信号が付加されたものである。

【００１０】地上波デジタル放送の仕様では、Ｎｏ．０
〜Ｎｏ．１２の１３個のＯＦＤＭセグメントを最大３つ
の階層に分割し、階層毎に変調方式を指定することが可
能である。

【００１１】図３は、図２に示した１個のＯＦＤＭセグ
メントの構成を示している。

【００１２】１個のＯＦＤＭセグメントは、Ｎｏ．０〜
Ｎｏ．（ｎ−１）のｎ個のキャリアからなる。

【００１３】図４は、１個のＯＦＤＭセグメントの構成
のモード依存性を示している。

【００１４】１個のＯＦＤＭセグメントを構成する、デ
ータ信号のキャリア数、パイロット信号のキャリア数等
は、モード毎に決まっており、このキャリア数の合計が
ｎ個となるように設定されている。

【００１５】ＯＦＤＭ方式の変調の種類には、ＤＱＰＳ
Ｋ(Dofferential)、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭ
の４種類があり、それぞれマッピング方法が異なる。ま
た、ＤＱＰＳＫ方式は差動変調方式と呼ばれ、その他の
方式は同期変調方式と呼ばれる。差動変調方式と同期変
調方式では、１個のＯＦＤＭセグメント内に含まれるパ
イロット信号の種類や配置位置が異なるが、１個のＯＦ
ＤＭセグメント内に含まれるパイロット信号の合計数は
図４に示すように規定されている。同期変調方式のパイ
ロット信号を用いて、遅延マルチパスを等化し、歪みを
改善している。

【００１６】図５は、モードがモード１である場合の、
１個のＯＦＤＭシンボルの有効データ（図２に対応す
る）を示している。図５においては、パイロット信号の
うち、同期復調系のパイロット信号ＳＰのみを示してい
る。

【００１７】ＯＦＤＭ方式で変調されたデータ信号は、
送信と全く逆の手順の処理で復調される。

【００１８】図６は、従来のＯＦＤＭ方式の受信装置１
０００の構成を示している。

【００１９】チューナ１１には、アンテナ（図示略）で
とらえた高周波信号入力（ＲＦ信号入力）が与えられ
る。チューナ１１は、指定されたチャンネルの周波数に
対応するＲＦ信号をダウンコンバートして、ベースバン
ド信号とする。

【００２０】アナログ／デジタル変換回路１２は、アナ
ログ信号をデジタル信号に変換するとともにヒルベルト
変換等を用いて、実軸（以下、「Ｉ軸」という）成分の
信号（同相検波軸信号）と、虚軸（以下、「Ｑ軸」とい
う）成分の信号（直交検波軸信号）とを生成する。アナ
ログ／デジタル変換回路１２から出力されるＩ軸信号と
Ｑ軸信号とは、同期部１３によって同期処理が行われた
後、高速フーリエ変換部（以下、「ＦＦＴ部」という）
１４に出力される。

【００２１】ＦＦＴ部１４では、入力信号に対して高速
フーリエ変換を行い、時間軸データを周波数軸データに
変換する。復調部１５は、ＦＦＴ部１４から出力される
信号に対して復調処理を行って、得られた信号を周波数
デインタリーブ部１６に出力する。

【００２２】周波数デインタリーブ回路１６は、電波の
反射等による特定周波数信号の欠落を補うために行われ
た周波数インタリーブの逆処理を行う。周波数デインタ
リーブ回路１６の出力は、時間デインタリーブ回路１７
に送られる。時間デインタリーブ回路１７は、耐フェー
ジングのために行われた時間インタリーブの逆処理を行
う。

【００２３】時間デインタリーブが行われたＩ軸データ
およびＱ軸データはデマッピング回路１８に送られ、２
ビット（ＱＰＳＫ）、４ビット（１６ＱＡＭ）または６
ビット（６４ＱＡＭ）のデータに変換される。デマッピ
ングが行われた信号はビットデインタリーブ回路１９に
送られる。ビットデインタリーブ回路１９は、誤り耐性
を増す目的で行われたビットインタリーブの逆処理を行
う。ビットデインタリーブ回路１９の出力は、ビタビ復
号化回路２０に送られる。ビタビ復号化回路２０は、送
信側で行われた畳み込み符号を用いて誤り訂正を行う。

【００２４】ビタビ復号が行われた信号は、バイトデイ
ンタリーブ回路２１に送られる。バイトデインタリーブ
回路２１は、ビットインタリーブと同様に誤り耐性を増
す目的で行われたバイトインタリーブの逆処理を行う。
バイトデインタリーブ回路２１の出力は、エネルギー逆
拡散部２２に送られる。エネルギー逆拡散部２２は、逆
拡散処理を行う。エネルギー逆拡散部２２の出力は、Ｒ
Ｓ復号化回路２３に送られる。ＲＳ復号化回路２３は、
ＲＳ（リードソロモン）復号を行って、誤り訂正を行
う。

【００２５】ＲＳ復号化回路２３の出力は、ＭＰＥＧデ
コード回路２４に送られる。ＭＰＥＧデコード回路２４
は、誤り訂正された信号（圧縮信号）を伸長して、デジ
タル／アナログ変換回路２５に出力する。デジタル／ア
ナログ変換回路２５は、ＭＰＥＧデコード回路２４から
送られてきたデジタル信号をアナログ信号に変換する。
これにより、ＯＦＤＭ方式で変調される前の映像信号お
よび音声信号が生成される。

【００２６】ＯＦＤＭ方式は、同じ伝送レートで比較し
た場合、シングルキャリア方式よりも変調波のシンボル
周期を長くとることができるため、遅延波によるシンボ
ル間干渉の影響を受けにくいという特徴を有している。
しかしながら、マルチパス干渉により、伝送路において
変調波の振幅・位相の過大な歪みが生じた場合、受信側
ではその歪みを補正しなければ、データを正しく復調す
ることはできない。そこで、受信側では、同期変調方式
のパイロット信号の振幅と位相を基準として、データを
復調部１５で復調するようにしている。復調部１５で
は、受信されたパイロット信号から算出された伝送路特
性に対し、シンボル方向に等化するシンボルフィルタと
キャリア方向に等化するキャリアフィルタとを用いて２
次元のフィルタリング処理を施すといった、雑音耐性を
改善した等化方式が採用されている。

【００２７】図７は、復調部１５の構成を示している。

【００２８】フレーム抽出部３０は、ＦＦＴ部１４によ
って得られた信号に含まれているＴＭＣＣ信号（伝送多
重制御信号）のうちのフレーム同期信号を抽出する。Ｔ
ＭＣＣ復号部３１はＴＭＣＣ信号からＴＭＣＣ情報を抽
出し、変調方式の切り替えタイミングの制御等を行うた
めの各種制御信号を作成する。

【００２９】ＴＭＣＣ情報に応じて、差動復調部（差動
復調回路）３２はＤＱＰＳＫ用に差動復調を行い、同期
復調部（同期復調回路）３３はＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、
６４ＱＡＭ用にパイロット信号（スキャッタードパイロ
ット、ＳＰ）を用いた同期復調を行う。合成部３４は、
差動復調部３２の出力と同期復調部３３の出力とを合成
することにより、復調データを生成する。

【００３０】図８は、同期復調部３３の構成を示してい
る。

【００３１】ＦＦＴ部１４で周波数軸の信号に変換され
たＯＦＤＭ信号をY(l,k)で表すことにする。ここで、ｌ
はシンボル番号（図５参照）を表し、ｋはキャリア番号
（図５参照）を表している。

【００３２】ＯＦＤＭ信号Y(l,k)のうちパイロット信号
Y(l,kp) は既知の複素振幅を持つため、次式(1) で示す
ように、複素除算部４２で受信パイロット信号Y(l,kp)
をパイロット発生部４１によって発生した正規のパイロ
ット信号（複素振幅）X(l,kp) で除算することによっ
て、受信信号を伝送するキャリアの伝送路応答H(l,kp)
＝を求めることができる。

【００３３】H(l,kp) ＝Y(l,kp) ／X(l,kp) …(1)

【００３４】この伝送路応答H(l,kp) は、時間軸方向
（シンボル方向）に伝送路応答を平滑化するシンボルフ
ィルタ部４３を介してキャリアフィルタ部４４に送られ
る。キャリアフィルタ部４４では、シンボルフィルタ部
４３によって得られた伝送路応答に基づいて、各受信デ
ータ信号Y(l,k)に対応する伝送路応答H(l,kd) を推定す
る。シンボルフィルタ部４３によって得られた各受信デ
ータ信号Y(l,k)に対応する伝送路応答H(l,kd) は、複素
除算部４５に送られる。

【００３５】複素除算部４５は、次式(2) に示すよう
に、受信データ信号Y(l,k)を、キャリアフィルタ部４４
によって得られたその受信データ信号Y(l,k)に対応する
伝送路応答H(l,kd) で除算することにより、等化後の復
調データを算出する。

【００３６】X(l,kd) ＝Y(l,kd) ／H(l,kd) …(2)

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】従来は、同期復調部３
３内のキャリアフィルタ部４４として、等化精度をあげ
るために、ＮタップのＦＩＲフィルタが用いられてい
た。ところで、図２のＯＦＤＭセグメントとしては、同
期変調方式のセグメント（同期セグメント）と、差動変
調方式のセグメント（差動セグメント）とがある。

【００３８】同期復調部３３内のキャリアフィルタ部４
４は同期セグメントのパイロット信号にのみ有効とな
る。しかしながら、同期セグメントと差動セグメントの
切り替わり付近では、同期セグメントデータとともに差
動セグメントデータが、ＮタップＦＩＲフィルタのタッ
プデータとして取り込まれるので、タップ数Ｎが大きく
なるほどキャリアフィルタ部４４の出力の精度が悪くな
る。

【００３９】この発明は、上記のような問題点を解決す
るためになされたものであって、直交周波数分割多重方
式で伝送される信号の同期復調に対して行われていた等
化処理の精度を高めることができるデジタル放送受信装
置の同期復調回路を提供することを目的とする。

【００４０】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、直交周波数分割多重方式で伝送される信号を受信す
るデジタル信号受信装置の同期復調回路であって、受信
パイロット信号を既知の複素振幅で除算することによ
り、受信パイロット信号それぞれ対応する第１の伝送路
応答を算出する第１の伝送路応答算出手段、第１の伝送
路応答算出手段によって算出される第１の伝送路応答に
基づいて、受信データ信号に対応する第２の伝送路応答
を算出する第２の伝送路応答算出手段、および受信デー
タ信号を、その受信データ信号に対応する第２の伝送路
応答で除算することにより、等化後のデータを算出する
手段を備えたデジタル信号受信装置の同期復調回路にお
いて、第２の伝送路応答算出手段は、第１の伝送路応答
に基づいて受信データ信号に対応する第２の伝送路応答
を算出する第１の等化処理手段、第１の伝送路応答に基
づいて受信データ信号に対応する第２の伝送路応答を算
出するものであって、第１の等化処理手段とは異なる方
式の第２の等化処理手段、ならびに第１の等化処理手段
の出力信号および第２の等化処理手段の出力信号のうち
から１つの出力信号を選択して出力する選択手段を備え
ていることを特徴とする。

【００４１】請求項２に記載の発明は、請求項１に記載
のデジタル信号受信装置の同期復調回路において、第１
の等化処理手段はＮタップＦＩＲフィルタであり、第２
の等化処理手段は、前後２個のパイロット信号に対応し
た第１の伝送路応答を直線的に等化する線形補間フィル
タであることを特徴とする。

【００４２】請求項３に記載の発明は、請求項１に記載
のデジタル信号受信装置の同期復調回路において、第１
の等化処理手段はＮタップＦＩＲフィルタであり、第２
の等化処理手段は、各パイロット信号に対応した第１の
伝送路応答をそのパイロット信号の前後のデータ信号に
対応する伝送路応答とするステップ補間フィルタである
ことを特徴とする。

【００４３】請求項４に記載の発明は、請求項１乃至３
に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路におい
て、選択手段は、差動変調系データと同期変調系データ
との境界付近で、第１の等化処理手段の出力信号と第２
の等化処理手段の出力信号との間で、選択すべき信号を
切り替える手段を備えていることを特徴とする。

【００４４】請求項５に記載の発明は、請求項１乃至４
に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路におい
て、選択手段は、１シンボル期間中の１３セグメントの
データ期間とそれ以外の期間の境界付近のセグメントデ
ータが同期変調系データである場合には、上記境界付近
において、第１の等化処理手段の出力信号と第２の等化
処理手段の出力信号との間で、選択すべき信号を切り替
える手段を備えていることを特徴とする。

【００４５】

【発明の実施の形態】以下、図５、図９〜図１３を参照
して、この発明の実施の形態について説明する。

【００４６】〔１〕第１の実施の形態の説明

【００４７】図９は、この発明の第１の実施の形態を示
し、デジタル放送受信装置のキャリアフィルタ部の構成
を示している。

【００４８】図５は、モード１の場合の１個のＯＦＤＭ
セグメント内の同期復調系のパイロット信号ＳＰの分布
を示している。

【００４９】図５に示すように、ＯＦＤＭセグメントに
は、パイロット信号ＳＰが、１２キャリアに１回、４シ
ンボル毎に同じキャリア位置に挿入されている。

【００５０】キャリアフィルタ部において、周波数軸
上、つまり、キャリア軸上の伝送路応答の補間を行う場
合、受信シンボルと同一シンボル内のパイロット信号Ｓ
Ｐから求まる伝送路応答のみを用いる方法と、受信シン
ボルから３シンボル前までのパイロット信号ＳＰの伝送
路応答を保持して補間する方法がある。前者の方法は、
受信シンボルごとに補間を行うため、伝送路応答が時間
的に変動する伝送路に適した方法である。後者の方法
は、時間的変動がゆるやかな伝送路に適した方法であ
る。以下においては、キャリア軸上の伝送路応答の補間
は、後者の方法を用いて行われるものとして説明を行
う。

【００５１】キャリアフィルタ部４４は、ＮタップＦＩ
Ｒフィルタ１０３と、ＮタップＦＩＲフィルタ１０３に
比べて等化処理精度の低い線形補間フィルタ１０２と、
両フィルタ１０２、１０３の出力のうちから一方を選択
して出力する選択器１０４とを備えている。

【００５２】ＮタップＦＩＲフィルタ１０３は、キャリ
アフィルタ部４４として従来から使用されているもので
ある。ＮタップＦＩＲフィルタ１０３のタップ数は、た
とえば、３１程度である。ＮタップＦＩＲフィルタ１０
３には、１キャリア毎に伝送路応答が入力される。キャ
リアがパイロット信号ＳＰである場合には、パイロット
信号ＳＰに対してシンボルフィルタ部４２（図８参照）
から送られてくる伝送路応答が入力される。キャリアが
データ信号である場合には、０または前回入力されたパ
イロット信号ＳＰに対する伝送路応答が入力される。

【００５３】線形補間フィルタ１０２は、図１０に示す
ように、隣り合った２つのパイロット信号ＳＰの伝送路
応答を用いて、これら２つのパイロット信号ＳＰ間のデ
ータ信号の伝送路応答を直線で補間する。

【００５４】隣り合った２つのパイロット信号ＳＰの伝
送路応答をH(l,kp) 、H( l−3 ，kp＋3)とすると、線形
補間フィルタ１０２は、次式(3) に基づいて、これら２
つのパイロット信号ＳＰ間のデータ信号Y(l,kp＋1), Y
(l,kp＋2)に対する伝送路応答H(l,kp＋1), H(l,kp＋2)
を算出する。

【００５５】 H(l,kd)＝H(l,kp)＋(kd−kp)×{H(l−3,kp＋3)−H(l,kp)}/3 kd＝kp＋1，kp＋2，kp＋3 …(3) l：受信シンボル番号，kp：パイロット信号ＳＰの番号

【００５６】図９において、シンボルフィルタ部４３
（図８参照）からの入力データは、同期セグメントのデ
ータだけでなく、差動セグメントのデータも入力され
る。選択器１０４は、原則的には、同期セグメントが入
力されている場合には、ＮタップＦＩＲフィルタ１０３
の出力を選択するように、差動セグメントが入力されて
いる場合には、線形補間フィルタ１０２の出力を選択す
るように制御される。そして、同期セグメントと差動セ
グメントとの切り替わり付近において、選択器１０４
は、次のように切り替え制御される。

【００５７】（ａ）差動セグメントから同期セグメント
に変化した場合 入力データが差動セグメントから同期セグメントに変化
した場合には、ＮタップＦＩＲフィルタ１０３のＮ／２
タップに同期セグメントの最初のパイロット信号ＳＰに
対応する信号が入力され、その結果がＮタップＦＩＲフ
ィルタ１０３から出力されるまでは、選択器１０４によ
って線形補間フィルタ１０２の出力を選択させ、上記結
果がＮタップＦＩＲフィルタ１０３から出力されるタイ
ミングでＮタップＦＩＲフィルタ１０３の出力を選択す
るように選択器１０４を制御する。

【００５８】（ｂ）同期セグメントから差動セグメント
に変化した場合 入力データが同期セグメントから差動セグメントに変化
した場合には、ＮタップＦＩＲフィルタ１０３のＮ／２
タップに差動セグメントの最初の信号に対応する信号が
入力され、その結果がＮタップＦＩＲフィルタ１０３か
ら出力されるまでは、選択器１０４によってＦＩＲフィ
ルタ１０３の出力を選択させ、上記結果がＮタップＦＩ
Ｒフィルタ１０３から出力されるタイミングで線形補間
フィルタ１０２の出力を選択するように選択器１０４を
制御する。

【００５９】上記（ａ）、（ｂ）のような制御を行うこ
とにより、ＮタップＦＩＲフィルタ１０３の誤差が大き
くなる部分では、２つのパイロット信号ＳＰの伝送路応
答を補間に用いるため、その部分においてＮタップＦＩ
Ｒフィルタ１０３の誤差より誤差が小さいと考えられる
線形補間フィルタ１０２の出力が選択され、ＮタップＦ
ＩＲフィルタ１０３の誤差が小さくなる部分では、Ｎタ
ップＦＩＲフィルタ１０３の出力が選択されるようにな
る。

【００６０】図１１は、同期変調セグメント（同期変調
系データ）と差動変調セグメント（差動変調系データ）
とが存在する１ＯＦＤＭシンボル期間の例と、それに対
応した選択器１０４の制御例を示している。

【００６１】図１１に示すように、１ＯＦＤＭシンボル
期間中の１３セグメントのデータ期間とそれ以外の期間
の境界付近のセグメントデータが同期変調系データであ
る場合には、１ＯＦＤＭシンボル期間中の１３セグメン
トのデータ期間以外の期間を差動変調セグメント期間と
見做して、選択器１０４を切り替え制御することが好ま
しい。

【００６２】〔２〕第２の実施の形態の説明 図１２は、この発明の第２の実施の形態を示し、デジタ
ル放送受信装置のキャリアフィルタ部の構成を示してい
る。

【００６３】キャリアフィルタ部４４は、ステップ補間
フィルタ６０２と、ＮタップＦＩＲフィルタ６０３と、
両フィルタ６０２、６０３の出力のうちから一方を選択
して出力する選択器６０４とを備えている。つまり、第
２の実施の形態では、第１の実施の形態の線形補間フィ
ルタ１０２の代わりにステップ補間フィルタ６０２が用
いられている。

【００６４】ステップ補間フィルタ６０２は、図１３に
示すように、パイロット信号ＳＰに対する伝送路応答
を、そのパイロット信号ＳＰの左右両隣のデータ信号の
伝送路応答として与える。

【００６５】あるパイロット信号ＳＰの伝送路応答をH
(l,kp) とすると、ステップ補間フィルタ６０２は、次
式(4) に基づいて、当該パイロット信号ＳＰの左右両隣
のデータ信号Y(l,kp−1), Y(l,kp＋1)に対する伝送路応
答H(l,kp−1), H(l,kp＋1)を算出する。

【００６６】 H(l,kd)＝H(l,kp) kd＝kp−1，kp＋2 …(4) 1：受信シンボル番号，kp：パイロット信号ＳＰの番号

【００６７】第２の実施の形態と第１の実施の形態との
違いは、線形補間フィルタ１０２の代わりにステップ補
間フィルタ６０２が用いられていることのみであり、選
択器６０４の切り替え制御は、第１の実施の形態の選択
器１０４に対する制御と同様であるので、その説明を省
略する。

【００６８】上記第１または第２の実施の形態によれ
ば、ＦＩＲフィルタ補間の出力の誤差が大きくなる部
分、つまり、同期セグメントと差動セグメントとの切り
替わり付近で、線形補間フィルタまたはステップ補間フ
ィルタの出力をデータ信号に対する伝送路応答として用
いているので、等化処理の精度を向上させることが可能
となる。

【００６９】

【発明の効果】この発明によれば、直交周波数分割多重
方式で伝送される信号の同期復調に対して行われていた
等化処理の精度を高めることができるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】地上波デジタル放送受信機で受信するＯＦＤＭ
方式のデータの構造を説明するための模式図である。

【図２】１ＯＦＤＭシンボルの構成を示す模式図であ
る。

【図３】１ＯＦＤＭセグメントの構成を示す模式図であ
る。

【図４】１つのＯＦＤＭセグメントの構成のモード依存
性を説明するための模式図である。

【図５】モード１の場合の１ＯＦＤＭセグメント内の同
期復調系のパイロット信号ＳＰの分布を示す図である。

【図６】従来のＯＦＤＭ方式の受信装置１０００の構成
を示すブロック図である。

【図７】復調部１５の構成を示すブロック図である。

【図８】同期復調部３３の構成を示すブロック図であ
る。

【図９】第１の実施の形態であるデジタル放送受信装置
のキャリアフィルタ部の構成を示すブロック図である。

【図１０】線形補間フィルタによる補間処理を説明する
ための模式図である。

【図１１】同期変調セグメントと差動変調セグメントと
が存在する１ＯＦＤＭシンボル期間の例と、それに対応
した選択器１０４の制御例を示す模式図である。

【図１２】第２の実施の形態であるデジタル放送受信装
置のキャリアフィルタ部の構成を示すブロック図であ
る。

【図１３】ステップ補間フィルタによる補間処理を説明
するための模式図である。

【符号の説明】

４４ キャリアフィルタ部 １０２ 線形補間フィルタ １０３ ＮタップＦＩＲフィルタ １０４ 選択器 ６０２ ステップ補間フィルタ ６０３ ＮタップＦＩＲフィルタ ６０４ 選択器

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Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直交周波数分割多重方式で伝送される信
   号を受信するデジタル信号受信装置の同期復調回路であ
   って、受信パイロット信号を既知の複素振幅で除算する
   ことにより、受信パイロット信号それぞれ対応する第１
   の伝送路応答を算出する第１の伝送路応答算出手段、第
   １の伝送路応答算出手段によって算出される第１の伝送
   路応答に基づいて、受信データ信号に対応する第２の伝
   送路応答を算出する第２の伝送路応答算出手段、および
   受信データ信号を、その受信データ信号に対応する第２
   の伝送路応答で除算することにより、等化後のデータを
   算出する手段を備えたデジタル信号受信装置の同期復調
   回路において、 第２の伝送路応答算出手段は、 第１の伝送路応答に基づいて受信データ信号に対応する
   第２の伝送路応答を算出する第１の等化処理手段、 第１の伝送路応答に基づいて受信データ信号に対応する
   第２の伝送路応答を算出するものであって、第１の等化
   処理手段とは異なる方式の第２の等化処理手段、ならび
   に第１の等化処理手段の出力信号および第２の等化処理
   手段の出力信号のうちから１つの出力信号を選択して出
   力する選択手段、 を備えていることを特徴とするデジタル信号受信装置の
   同期復調回路。
2. 【請求項２】 第１の等化処理手段はＮタップＦＩＲフ
   ィルタであり、第２の等化処理手段は、前後２個のパイ
   ロット信号に対応した第１の伝送路応答を直線的に等化
   する線形補間フィルタであることを特徴とする請求項１
   に記載のデジタル信号受信装置の同期復調回路。
3. 【請求項３】 第１の等化処理手段はＮタップＦＩＲフ
   ィルタであり、第２の等化処理手段は、各パイロット信
   号に対応した第１の伝送路応答をそのパイロット信号の
   前後のデータ信号に対応する伝送路応答とするステップ
   補間フィルタであることを特徴とする請求項１に記載の
   デジタル信号受信装置の同期復調回路。
4. 【請求項４】 選択手段は、差動変調系データと同期変
   調系データとの境界付近で、第１の等化処理手段の出力
   信号と第２の等化処理手段の出力信号との間で、選択す
   べき出力を切り替える手段を備えていることを特徴とす
   る請求項１、２および４のいずれかに記載のデジタル信
   号受信装置の同期復調回路。
5. 【請求項５】 選択手段は、１シンボル期間中の１３セ
   グメントのデータ期間とそれ以外の期間の境界付近のセ
   グメントデータが同期変調系データである場合には、上
   記境界付近において、第１の等化処理手段の出力信号と
   第２の等化処理手段の出力信号との間で、選択すべき信
   号を切り替える手段を備えていることを特徴とする請求
   項１、２、３および４のいずれかに記載のデジタル信号
   受信装置の同期復調回路。