JP2003257739A - High-frequency device - Google Patents

High-frequency device

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JP2003257739A
JP2003257739A JP2002054150A JP2002054150A JP2003257739A JP 2003257739 A JP2003257739 A JP 2003257739A JP 2002054150 A JP2002054150 A JP 2002054150A JP 2002054150 A JP2002054150 A JP 2002054150A JP 2003257739 A JP2003257739 A JP 2003257739A
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Hiroyoshi Karasawa
Toshiyuki Sakuma
Toshiro Sato
Kiyoto Yamazawa
敏幸 佐久間
敏郎 佐藤
弘喜 唐澤
清人 山沢
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Koa Corp
Toshiro Sato
Kiyoto Yamazawa
コーア株式会社
敏郎 佐藤
清人 山沢
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a high-frequency device, such as the high-frequency inductor, high-frequency transformer, transmission-line device, etc., usable in such a high-frequency band (GHz band) that has been considered to be difficult to be used for the device. <P>SOLUTION: When a microstrip line type transmission line, etc., is constituted by using a laminated film of a ferromagnetic metallic film and an antiferromagnetic thin oxide film, action of the antiferromagnetic thin oxide film as dielectrics can be utilized. At the same time, ferromagnetic resonance frequency of the ferromagnetic metallic film can be raised to a significantly high frequency by inducing large one-directional magnetic anisotropy through ferromagnetic/antiferromagnetic exchange bonding, and an extremely effective means for widening the band of the transmission line can be obtained. <P>COPYRIGHT: (C)2003,JPO

Description

【発明の詳細な説明】 【0001】 【発明の属する技術分野】この発明は、情報通信機器等に利用される高周波インダクタや高周波トランス、各種の伝送線路及びその伝送路を用いたデバイス、ならびに高周波磁気記録用薄膜磁気ヘッドに関するものである。 BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] TECHNICAL FIELD The present invention relates to a high-frequency inductors and high-frequency transformer used in the information communication apparatus or the like, various transmission lines and devices using the transmission line, and radio frequency it relates a magnetic recording thin film magnetic head. 【0002】 【従来の技術】現在、パーソナルコンピュータにおいては、CPUチップのクロック周波数の高周波化と相まって処理速度が劇的に向上している。 [0002] Currently, in the personal computer, coupled processing speed and frequency of the CPU chip clock frequency is dramatically improved. 今や、1GHzを越えるクロック周波数を有するCPUチップが開発されるに及んでいる。 Now also affecting CPU chip having a clock frequency exceeding 1GHz is developed. 一方、携帯電話やPHS、PDA、Bl On the other hand, mobile phones and PHS, PDA, Bl
uetooth、無線LAN、ITS機器などに代表されるように、マイクロ波帯を利用する無線情報通信システムが高度情報化社会を支える重要なインフラストラクチュアとして、これらの重要性は益々高まってきている。 Uetooth, a wireless LAN, as typified by ITS equipment, as an important infrastructure of the wireless telecommunications system utilizing microwave band supporting the advanced information society, these importance has been increasing. これら多くの情報通信機器に共通して言えるのは、 Say it is common to many of these information communication equipment,
信号周波数が数100MHzから10GHz近くにも達して、今後さらに高周波化される可能性がある。 The signal frequency reaches to near 10GHz several 100 MHz, it might be further high frequency in the future. 【0003】これらの無線情報通信システムの高周波回路には、インダクタやキャパシタ、抵抗器などの多くの受動部品が使用されている。 [0003] high-frequency circuit of the wireless telecommunications system, inductors and capacitors, many passive components, such as resistors are used. 図36は、PHS用RFアンプのMMICモジュールの構成例を示すものであり、 Figure 36 is shows a configuration example of a MMIC module for PHS RF amplifier,
FETの入出力整合回路に加えて、FETのバイアス回路にもインダクタやキャパシタが多く用いられている。 In addition to the input and output matching circuits FET, it has been used to be inductor or many capacitor bias circuit of the FET.
図37は、図36で示したRFモジュールのチップ写真である。 Figure 37 is a chip photograph of the RF module shown in FIG. 36. 図から明らかなように、チップ全体に占める空心スパイラルインダクタの占有面積が大きく、チップサイズの縮小を阻害する大きな要因になっている。 As can be seen, the area occupied by the air-core spiral inductor in the entire chip is large, it has become a major obstacle to reduction of the chip size. 【0004】最近、携帯電話やPHSなどの携帯通信端末のMMIC高周波回路用インダクタとして、従来の空心スパイラルインダクタに磁性材料を付加することでインダクタサイズを縮小し、コストの削減を図ろうとする試みが盛んになっている(例えば、山口正洋、荒井賢一;日本応用磁気学会誌、25巻2号,59,2001)。 [0004] Recently, as MMIC high frequency circuit inductor of mobile communication terminals such as mobile phones and PHS, to reduce the inductor size by adding a magnetic material to a conventional air-core spiral inductor, an attempt is made to the attempt is made to reduce the cost It has become popular (for example, Masahiro Yamaguchi, Kenichi Arai; Journal of the Magnetics Society of Japan, Vol. 25 No. 2, 59,2001). 図3 Figure 3
8は、RF磁性薄膜インダクタの例を示すもので、絶縁膜を介して磁性膜でスパイラルコイル174の上下を挟持する構成となっている。 8 shows an example of a RF magnetic thin film inductor has a structure for holding the upper and lower spiral coil 174 in the magnetic film via an insulating film. この場合、上下の薄膜磁心1 In this case, the top and bottom of the thin-film magnetic core 1
71,176は、ZrNbアモルファス合金磁性膜をマイクロワイヤアレー状に微細加工して構成し、高周波での磁気特性を改善している。 71,176 is constructed by micromachining ZrNb amorphous alloy magnetic film microwire array shape, and improve the magnetic properties at high frequencies. 一般に、強磁性体の限界周波数は各種の磁気共鳴現象によって決定される。 In general, the limit frequency of the ferromagnetic material is determined by the various magnetic resonance phenomenon. 例えば、一軸磁気異方性を有する磁性膜の磁化困難軸に高周波磁界を印加して磁化回転モードを利用する場合の強磁性共鳴周波数f は(1)式で与えられる。 For example, the ferromagnetic resonance frequency f r when by applying a high frequency magnetic field to the magnetization hard axis of the magnetic film having a uniaxial magnetic anisotropy utilizing magnetization rotation mode is given by equation (1). 【0005】 【数1】 [0005] [number 1] ここで、γはジャイロ磁気定数、Ms は飽和磁化、Hkは異方性磁界である。 Here, gamma is the gyromagnetic constant, Ms is the saturation magnetization, Hk is the anisotropy field. 【0006】強磁性体の限界周波数はf で決定され、 [0006] The limit frequency of the ferromagnetic material is determined by the f r,
この周波数を高くするにはMs とHkの大きな磁性材料を使用しなければならない。 To increase this frequency must use large magnetic materials Ms and Hk. 図38で示される磁性薄膜インダクタに使用された磁性膜マイクロワイヤアレー17 Magnetic used in the magnetic thin film inductor shown in FIG. 38 film microwire array 17
7では、反磁界効果によってワイヤ内の磁化はワイヤ長手方向を向く。 In 7, the magnetization in the wire by the demagnetizing field effect directed wires longitudinally. このときの実効的な異方性磁界は(2) The effective anisotropic magnetic field at this time (2)
式のように表される. It is expressed as equation. 【0007】 【数2】 [0007] [number 2] ここで、N はマイクロワイヤの幅方向の反磁界係数である。 Here, N d is the demagnetizing factor in the widthwise direction of the microwire. このとき、反磁界効果によって実効的な異方性磁界が増大し、強磁性共鳴周波数f は、(3)式に示すように、高周波側にシフトする。 In this case, the effective anisotropy field is increased by the demagnetizing field effects, the ferromagnetic resonance frequency f r, as shown in equation (3) is shifted to the high frequency side. 【0008】 【数3】 [0008] [number 3] CoZrNb磁性膜のマイクロパターニング化によって、磁性膜の限界周波数が約1GHzから2GHz以上に高周波化され、これを用いた磁性薄膜インダクタは、 By micro-patterning of the CoZrNb magnetic film, the limit frequency of the magnetic film is high frequency of about 1GHz above 2 GHz, the magnetic thin film inductor using the same,
2GHzの周波数において、空心スパイラルインダクタに対してインダクタンスで+19%増、Q値で+23%増となり、磁性体付加による性能向上が明確に示されている。 At a frequency of 2 GHz, the air-core inductance at + 19% increase relative to the spiral inductor, becomes + 23% increase in Q value, the performance improvement by magnetic appendages are clearly shown. 【0009】一軸磁気異方性を有する磁性体の磁化困難軸方向の磁化率χは、(4)式のように与えられ、実効異方性磁界に反比例するので、異方性磁界の増大によって磁性膜の限界周波数を上げる手法は必然的に磁化率の低下が余儀なくされる。 [0009] magnetic susceptibility of the magnetization hard axis of the magnetic material having uniaxial magnetic anisotropy χ is given by equation (4), it is inversely proportional to the effective anisotropy field, the increase in anisotropy field method to increase the critical frequency of the magnetic film is inevitably reduced susceptibility is forced. 【数4】 [Number 4] 【0010】従って、高い磁化率χを維持しつつ、磁性膜の限界周波数を高くするには飽和磁化Msの大きな磁性材料が必須となる。 Accordingly, while maintaining χ high magnetic susceptibility, in order to increase the critical frequency of the magnetic film is essential large magnetic material saturation magnetization Ms. 一般に、高いMsと大きなHkを両立する磁性材料を作製するのは容易でなく、現在までに開発された多くの磁性薄膜材料においても、5GHzを越える限界周波数を有する材料の実例はほとんど無いのが実情である。 In general, not easy to produce a magnetic material having both a large Hk high Ms, also in a number of magnetic thin film materials developed to date, that almost no examples of a material having a limit frequency in excess of 5GHz it is a reality. マイクロ波帯用の高周波インダクタや高周波トランスが高周波回路素子として強く要望されているものの、磁性薄膜材料の限界周波数が数GHzにとどまっており、超高周波磁性薄膜材料の実現に大きな期待が寄せられている。 Although the high frequency inductor and the high frequency transformer for a microwave band is strongly desired as a high-frequency circuit device, which limits the frequency of the magnetic thin film material remained several GHz, with high expectations for the realization of ultra high-frequency magnetic thin film material is submitted there. 【0011】一方、数GHzから数10GHzのマイクロ波回路では、誘電体を用いた伝送線路デバイスがインピーダンス変換器やバランサ、高周波フィルタなどに多く用いられている。 Meanwhile, in the microwave circuit having 10GHz several GHz, a transmission line device using a dielectric impedance converter and the balancer are used, such as in many high-frequency filter. これらの線路は、それ単体でLC複合回路として機能するので、インダクタやキャパシタを組み合わせて構成する場合に比べて部品点数を大幅に削減できるメリットがある。 These lines are therefore serves by itself as an LC composite circuit, there is a merit of greatly reducing the number of components as compared with the case of constituting a combination of inductors and capacitors. 図39と図40に、代表的なマイクロストリップ線路とコプレーナ線路の概略構成を示す。 Figure 39 and Figure 40 shows a schematic configuration of a typical microstrip line and the coplanar line. 図41に、50GHz帯低雑音増幅器の回路構成例を示す。 Figure 41 shows a circuit configuration example of a 50GHz band low noise amplifier. その回路構成例が示すように、FETの入出力整合回路やバイアス回路などに1/4波長コプレーナ線路が多く使用されている。 As its circuit configuration example, quarter-wavelength coplanar waveguide such as the input-output matching circuit and the bias circuit of the FET is widely used. 【0012】図42は、伝送線路を分布定数回路で表現した場合の等価回路である。 [0012] Figure 42 is an equivalent circuit in the case of expressing the transmission line distributed constant circuit. 自由空間の電磁界波長λに対する線路波長λgの比(λg/λ)は、線路損失が小さい場合、(5)式のように近似できる。 The ratio of the line wavelength lambda] g for the electromagnetic field wavelength lambda of the free space (lambda] g / lambda), when the line loss is small, can be approximated as equation (5). 【数5】 [Number 5] 【0013】ここで、μoは真空の透磁率、εoは真空の誘電率である。 [0013] In this case, μo is the vacuum permeability, εo is the dielectric constant of a vacuum. L oとC oは図42における線路の単位長さ当たりのインダクタンスとキャパシタンスである。 L o and C o are the inductance and capacitance per unit length of the line in FIG. 42. 例えば、誘電体の透磁率をμ、誘電率をεとすると、これを用いたマイクロストリップ線路におけるL oとC oは、 For example, the permeability of the dielectric mu, when the dielectric constant epsilon, the L o and C o a microstrip line using the same,
(6)式のように表される。 (6) is expressed by the equation. 【数6】 [6] 【0014】結局、λg/λは、(7)式のように簡単になる。 [0014] After all, λg / λ, it becomes as simple as the equation (7). 【数7】 [Equation 7] ここで、μs とεs は誘電体の比透磁率と比誘電率である。 Here, .mu.s and εs is the relative permeability and relative permittivity of the dielectric. 【0015】現在、マイクロ波帯で実際に実用になっている伝送線路デバイスは、アルミナやポリイミドなどの非磁性低誘電率誘電体を用いる場合が多く、実質的に比透磁率μsは1であるので、この場合の線路波長は自由空間波長の1/(εs) 1/2倍となる。 [0015] Currently, the transmission line device that is actually practically in the microwave band, often using a non-magnetic low-k dielectric such as alumina, polyimide, is substantially relative permeability μs is 1 since the line wavelength in this case is 1 / (εs) 1/2 times the free space wavelength. 伝送線路デバイスは、定在波を利用する波動デバイスの一つであるので、線路の波長が短いほどデバイスを小型にできる利点があるが、ポリイミドやアルミナを用いた伝送線路デバイスでは波長短縮の効果が大きくないため、これらの利用がマイクロ波帯以上の周波数に制限されている。 Transmission line device, since it is a single wave device utilizing a standing wave, but an advantage of the device as the wavelength of the line is short in size, the effect of wavelength shortening the transmission line devices using polyimide or alumina because there is not large, their use is limited to frequencies above the microwave band. 例えば、比誘電率9程度のアルミナにおいて波長は自由空間の1/3程度、比誘電率4程度のポリイミドに至っては自由空間の1/2程度しか波長は短くならない。 For example, about one-third of the dielectric constant 9 of the wavelength in an alumina free space, only about 1/2 of the free space led to the dielectric constant about 4 polyimide wavelength not shorter. これらを数100MHzから数GHzの準マイクロ波帯に利用しようとすると、線路波長が長くなってしまい、実際の回路への適用は大きく制限されてしまう。 When you try to use these in quasi-microwave band of several GHz from several 100 MHz, the line wavelength becomes long, applied to the actual circuit would be greatly limited. 【0016】最近、数100MHzから数GHzの準マイクロ波帯を利用する様々な情報通信機器への応用を目的として、波長短縮効果の著しく大きい磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路デバイスが提案され、大きな期待が寄せられている(例えば、佐藤敏郎、池田慎治、山沢清人;日本応用磁気学会誌、 22巻3号、 133、 199 [0016] Recently, for the purpose of application to various information communication devices utilizing quasi-microwave band of several GHz from several 100 MHz, significantly larger magnetic wavelength shortening effect / dielectric hybrid transmission line device is proposed, a large expectations are asked (e.g., Toshiro Sato, Ikeda Shinji, Kiyoto Yamazawa; Journal of the Magnetics Society of Japan, Vol. 22 No. 3, 133, 199
8)。 8). CoZrNbアモルファス合金磁性薄膜とポリイミド膜を用いた積層型マイクロストリップラインの試作結果によれば、2μm厚のポリイミドに対して1μm厚のCoZrNb膜を1層挿入するだけで、ポリイミドの場合の1/8に線路波長が短くなることが示されている(丸山靖之、池田慎治、佐藤敏郎、山沢清人;電気学会マグネティックス研究会、 MAG-01-121、 2001)。 According to CoZrNb amorphous alloy magnetic thin film and a polyimide film laminated microstrip line trial results using a 1μm thick CoZrNb film with respect to 2μm thickness of the polyimide by simply inserting one layer, in the case of polyimide 1/8 line wavelength has been shown to be short (Yasuyuki Maruyama, Ikeda Shinji, Toshiro Sato, Kiyoto Yamazawa; the Institute of electrical Engineers of Japan Magnetics Society, MAG-01-121, 2001). 周波数500MHzにおける自由空間波長600mmに対し、 To the free-space wavelength 600mm at a frequency of 500MHz,
ポリイミド線路の波長は約300mm、CoZrNb/ポリイミドハイブリッド線路の波長は約37.5mmとなる。 Wavelength polyimide line is a wavelength of approximately 300 mm, CoZrNb / polyimide hybrid lines is about 37.5 mm. 1/4波長線路は、それ自体でインピーダンス変換器や共振器、フィルタなどに応用でき、CoZrNb/ The 1/4 wavelength line can apply it impedance converter and resonator itself, like the filter, CoZrNb /
ポリイミドハイブリッド線路を用いることによって約9.4mmの短い線路長で1/4波長線路デバイスを構成できることになる。 A short line length of approximately 9.4mm by using the polyimide hybrid line would allow configuration of the 1/4 wavelength line device. このように、磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路は誘電体単独で構成される線路に比べて波長短縮効果が大きく、従来、適用例のほとんどない準マイクロ波帯以下の周波数においても、小型の伝送線路デバイスを実現できる可能性が拓かれた。 Thus, magnetic / dielectric hybrid transmission line has a large wavelength shortening effect compared to the constructed line in the dielectric alone, conventionally, even in the little quasi-microwave band frequencies below applications, transmission small possibility of realizing a line device is Takuka. 【0017】しかしながら、ここで用いられているCo [0017] However, Co which is used here
ZrNb磁性膜の限界周波数(強磁性共鳴周波数)は約900MHzであるため、GHz帯で同様の波長短縮の効果を利用することはできない。 For ZrNb magnetic film limit frequency (ferromagnetic resonance frequency) is about 900 MHz, it is not possible to use the effects of similar wavelength shortening in the GHz band. 従って、前述した高周波インダクタや高周波トランスと同様に、磁性体/誘電体ハイブリッド線路においても磁性体の限界周波数の問題は深刻であり、超高周波磁性薄膜材料の実現に大きな期待が寄せられている。 Thus, as with the high-frequency inductors and high-frequency transformer as described above, the limit frequency of the problem of the magnetic material even in magnetic / dielectric hybrid line is serious, great expectations to the realization of ultra high-frequency magnetic thin film material is submitted. 【0018】情報記録装置であるハードディスク装置においては、パソコン等との高速データ転送のために、高速書き込み・読み出しが求められており、現在では、記録周波数が数100MHzに達しており、近い内に1G [0018] In the hard disk drive is an information recording apparatus, for fast data transfer with the personal computer or the like, high-speed writing and reading has been required, in is currently recording frequency reach several 100 MHz, among the near 1G
Hzを越えるであろうと予測されている。 It is predicted that would exceed Hz. 図43は、記録再生一体型の薄膜磁気ヘッドの構造例を示すものである。 Figure 43 shows an example of the structure of the thin film magnetic head of the recording and reproducing integrated. 磁気記録媒体の高保磁力化による記録ビットサイズの縮小と、スピンバルブヘッド194による高感度読み出しにより、ハードディスクドライブの記録密度は一気に向上した。 And reduction in recording bit size by coercive force of the magnetic recording medium, the high sensitivity read by the spin valve head 194, the recording density of a hard disk drive was once increased. しかしながら、高保磁力磁気記録媒体への磁気記録のためには、高い飽和磁化を有する記録ヘッド用磁性材料が必要となり、加えて高周波記録のためにそれに対応した高周波磁気特性が求められる。 However, because of the magnetic recording on high coercivity magnetic recording medium is a magnetic material for the recording head is required to have a high saturation magnetization, high-frequency magnetic property is obtained that corresponds to it for high-frequency recording added. 磁気記録用薄膜磁気ヘッドにおいては、前述した高周波デバイスの抱える諸問題と同様な限界周波数の高周波化と高い飽和磁化を有する磁性薄膜材料の実現が待望されている。 In the magnetic recording thin film magnetic head is awaited to realize a magnetic thin film material having a high frequency and a high saturation magnetization of the same critical frequency and problems faced by high-frequency devices described above. 【0019】一方、最近、超高周波磁性薄膜材料の糸口を与える興味深い研究結果が報告された。 [0019] On the other hand, recently, interesting research results that give a clue of ultra-high-frequency magnetic thin film material has been reported. 米国アラバマ大学のJungらは、垂直磁気記録媒体下地層として、 Jung et al., U.S. University of Alabama, as a vertical magnetic recording medium underlayer,
FeTaN/IrMn交換結合積層膜を作製し、その諸特性を報告した(HS Jung, WD Doyle ; The 8th To prepare a FeTaN / IrMn exchange coupling multilayer films, reports its characteristics (HS Jung, WD Doyle; The 8th
MMM-Intermag Conference in San Antonio, USA, ES-0 MMM-Intermag Conference in San Antonio, USA, ES-0
5, Jan. 2001)。 5, Jan. 2001). 軟磁性層を記録媒体下地に裏打ちし、 The soft magnetic layer lined on the recording medium underlying,
単磁極ヘッドで書き込む垂直磁気記録方式においては、 In perpendicular magnetic recording method for writing a single pole head,
軟磁性下地層の磁壁移動を誘発する磁区の不安定性は媒体ノイズの重大な要因となることが指摘されており、媒体ノイズ低減と高周波記録の両方を満たすために、軟磁性下地層には磁区の強いピン留めと高速磁化反転が要求される。 Instability of the magnetic domain to induce domain wall motion of the soft magnetic underlayer has been pointed out to be a critical factor in the medium noise, in order to satisfy both the medium noise reduction and high-frequency recording, magnetic domains in the soft magnetic underlayer strong pinning and high-speed magnetization reversal is demanding. Jungらは、軟磁性下地層として、飽和磁化の高いFeTaN強磁性金属膜とIrMn反強磁性金属膜を交互に積層した交換結合積層膜を開発した。 Jung et al., As the soft magnetic underlayer was developed an exchange coupling multilayer film formed by laminating a saturation magnetization high FeTaN ferromagnetic metal film and IrMn antiferromagnetic metal layer alternately. 強磁性金属/反強磁性交換結合によって、強磁性層には強い交換結合バイアス磁界が加わり、これにより磁区は強くピン留めされる。 A ferromagnetic metal / antiferromagnetic exchange coupling, joined by strong exchange coupling bias field in the ferromagnetic layer, thereby the magnetic domain is strongly pinned. 【0020】図44は、FeTaN/IrMn交換結合積層膜の磁化曲線の一例であり、磁化容易軸方向に観測した(磁壁移動モード)磁化曲線は交換結合バイアスのため横方向にシフトし、外部磁界零の場合の磁化はほとんど飽和磁化Msに等しく、磁区が強くピン留めされている様子が分かる。 [0020] Figure 44 is an example of the magnetization curve of FeTaN / IrMn exchange coupling multilayer film, the observed (domain wall displacement mode) magnetization curve in the direction of the easy magnetization axis is shifted laterally for the exchange coupling bias, the external magnetic field the magnetization in the case of zero almost equal to the saturation magnetization Ms, is seen how the magnetic domains is strongly pinned. 磁化困難軸方向に観測した(磁化回転モード)磁化曲線は、ヒステリシスも小さく、また、見かけ上の実効異方性磁界Hk(eff.)は120Oe程度とFe Was observed direction of hard magnetization (magnetization rotation mode) magnetization curve, hysteresis is small, also the effective anisotropic magnetic field Hk of the apparent (eff.) Is 120Oe about and Fe
TaN膜単独の場合のHkに比し約8倍にエンハンスされる。 It is enhanced approximately 8-fold compared to Hk in the case of TaN film alone. FeTaN膜は1.8Tを越える高い飽和磁化Msを有し、IrMn膜との交換結合によってエンハンスされた大きな実効異方性Hk(eff.)と相まって、磁化回転の強磁性共鳴周波数frは4.2GHzにも達する。 FeTaN film has a high saturation magnetization Ms exceeding 1.8 T, IrMn film large effective anisotropy is enhanced by exchange coupling with Hk (eff.) Coupled with the ferromagnetic resonance frequency fr of the magnetization rotation 4. also reached to 2GHz. 図45 Figure 45
は、[FeTaN(20nm)/IrMn(10nm)]交換結合積層膜の複素透磁率の周波数特性を示すもので、2 It is intended to indicate the frequency characteristics of the complex permeability [FeTaN (20nm) / IrMn (10nm)] exchange coupling multilayer film, 2
GHzの周波数でも共鳴の兆候は現れていない。 Signs of resonance even at a frequency of GHz does not appear. 【0021】高い飽和磁化を有する強磁性層と反強磁性層を交互に積層する積層膜は、高飽和磁化と大異方性磁界の両方を得ることが極めて容易であり、今後、超高周波用の磁性薄膜材料として大きく期待されるところである。 The laminate film stacked alternately a ferromagnetic layer and an antiferromagnetic layer having a high saturation magnetization is extremely easy to obtain both a high saturation magnetization and a large anisotropy field, the future for ultra high frequency greater is about to be expected as the magnetic thin film material. しかしながら、これらの研究開発は、まだ緒についたばかりであり、さらに高い限界周波数を有する磁性膜材料については、今だ、報告例はない。 However, these research and development is just attached to the still cord, for the magnetic film material having a higher limit frequency, but now, reported cases is not. 【0022】 【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、携帯電話やPHS、Bluetooth、無線LAN、I [0022] As described above [0008], mobile phones and PHS, Bluetooth, wireless LAN, I
TSなどの情報通信機器における高周波回路用インダクタ、トランス、磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路デバイスの実用化が強く期待されているものの、現状の多くの磁性薄膜材料では強磁性共鳴による限界周波数が5 High frequency circuit inductor in information communication equipment such as TS, trans, although magnetic / dielectric hybrid transmission line practical devices has been expected strongly, the limit frequency by ferromagnetic resonance in many magnetic thin film material of the current 5
GHz以下にとどまっており、前述した各種高周波デバイスの実現を大きく阻害している。 GHz and remained below are greatly inhibited the realization of various high-frequency devices described above. さらに、高保磁力記録媒体にマイクロ波帯の周波数で記録できるハードディスクドライブ用薄膜磁気ヘッドの実現が強く要望されている。 Moreover, the realization of thin-film magnetic head for a hard disk drive that can be recorded by frequency in the microwave band to the high-coercivity recording medium has been demanded strongly. 【0023】本発明は、強磁性共鳴周波数と飽和磁化がともに高い、新しい磁性薄膜材料と、これらを用いた高周波デバイスに関するものである。 [0023] The present invention, saturation magnetization ferromagnetic resonance frequency are both high, a new magnetic thin film material, to a high-frequency device using the same. 本発明の目的は、情報通信機器用高周波インダクタや高周波トランス、磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路及びそれを用いた高周波デバイス、さらには高周波記録用薄膜磁気ヘッドを提供することにある。 An object of the present invention, information communication equipment RF inductors and high-frequency transformers, magnetic / dielectric hybrid transmission line and high-frequency device using the same, further to provide a high-frequency recording thin film magnetic head. 【0024】 【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するために、本発明の高周波デバイスは、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を有することを特徴とし、 前記強磁性金属薄膜は、Fe,Co,Niのうち少なくとも1種を含む材料あるいはこれらからなる合金を含む材料、あるいはこれらとその他の元素を含む多元系合金材料から形成して、前記反強磁性酸化物薄膜は、 [0024] In order to solve the above object, according to an aspect of the high frequency device of the present invention is characterized by having a laminated film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film, the ferromagnetic metal thin film, Fe, Co, and formed from a multicomponent alloy material containing other elements material, or these containing materials or an alloy consisting of at least one kind of Ni, the antiferromagnetic oxide thin film,
α−Fe ,CoO,NiOのうちのいずれかを含み、あるいは これらのうちの2つ以上を組み合わせたものを含み、前記積層膜は、強磁性金属磁性薄膜層と反強磁性酸化物薄膜層を交互に多層に重ね積層することを特徴とする。 α-Fe 2 O 3, CoO , comprise any of NiO, or contains a combination of two or more of these, the laminated film, the ferromagnetic metal thin-film magnetic layer and an antiferromagnetic oxide characterized by laminating superposed multi thin film layers alternately. 【0025】請求項5に記載のように、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体コイルを有する高周波プレーナインダクタである。 [0025] As described in claim 5, a high-frequency planar inductor having a laminated film and a conductive coil formed of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【0026】請求項6に記載のように、積層膜磁心とスパイラルコイルを用いて構成される高周波プレーナインダクタである。 [0026] as described in claim 6, a high-frequency planar inductor formed by a laminated film magnetic core and the spiral coil. 【0027】また、請求項7に記載のように、積層膜磁心とつづら折れコイルを用いて構成される高周波プレーナインダクタである。 Further, as described in claim 7, a high-frequency planar inductor formed by a laminated film magnetic core and serpentine coil. 【0028】また、請求項8に記載のように、積層膜磁心と該磁心を取り囲んで巻回されるソレノイドコイルを用いて構成される高周波プレーナインダクタである。 Further, as described in claim 8, a high-frequency planar inductor formed by using a solenoid coil wound surrounding the laminated film magnetic core and the magnetic heart. 【0029】請求項9に記載のように、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体コイルを有することを特徴とする高周波プレーナトランスである。 [0029] as described in claim 9, a high-frequency planar transformer, characterized in that it comprises a laminated film and a conductive coil formed of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【0030】請求項10に記載のように、積層膜を磁心とし、該磁心と複数のスパイラルコイルとを用いて構成される高周波プレーナトランスである。 [0030] as described in claim 10, a multilayer film as a magnetic core, a high-frequency planar transformer constructed using the magnetic heart and a plurality of spiral coils. 【0031】また、請求項11に記載のように、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を磁心とし、該磁心と複数のつづら折れコイルを用いて構成される高周波プレーナトランスである。 Further, as described in claim 11, a multilayer film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film as a magnetic core, high frequency planar transformer constructed using magnetic heart and a plurality of serpentine coils it is. 【0032】また、請求項12に記載のように、前記積層膜を磁心とし、該磁心を取り囲んで巻回される複数のソレノイドコイルを用いて構成されるプレーナトランスである。 Further, as described in claim 12, wherein the multilayer film as a magnetic core, a planar transformer constructed using a plurality of solenoid coil wound surrounding the magnetic heart. 【0033】さらに、請求項13に記載のように、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体ラインを有することを特徴とする伝送線路である。 Furthermore, as described in claim 13, a transmission line, characterized in that it comprises a laminated film and a conductive line made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【0034】請求項14に記載のように、前記積層膜と、該積層膜の上部に位置するストリップライン、該積層膜の下部に接地電極を配置してマイクロストリップライン型伝送線路が構成される。 [0034] as described in claim 14, said multilayer film, strip line positioned on top of the laminated film, the micro-strip line type transmission line by arranging the ground electrode in the lower portion of the laminated film is formed . 【0035】また、請求項15に記載のように、前記積層膜と、該積層膜の上部と下部に一対の平行導体ラインを配置してパラレルライン型伝送線路が構成される。 Further, as described in claim 15, said multilayer film, a parallel line type transmission line is constructed by arranging a pair of parallel conductor lines on the top and bottom of the laminated film. 【0036】また、請求項16に記載のように、一対の前記積層膜と、導体ラインが上下の一対の該積層膜でサンドイッチされ、かつ、上部の該積層膜の上面と、下部の該積層膜の下面に接地電極を配置して内部導体ライン型伝送線路が構成される。 Further, as described in claim 16, and a pair of the laminated film, the conductive line is sandwiched by the pair of laminated films of upper and lower, and the upper surface of the upper portion of the laminated film, the lower portion of the laminate the inner conductor line type transmission line by placing the ground electrode on the lower surface of the membrane is formed. 【0037】また、請求項17に記載のように、前記積層膜と、該積層膜の上部に位置するストリップラインと、該ストリップラインの同一面上の周囲に位置する接地電極で高周波コプレーナ型伝送線路が構成される。 Further, as described in claim 17, said multilayer film, and the strip line positioned on top of the laminated film, the high-frequency coplanar transmission by the ground electrode located on the periphery of the same plane of the stripline line is configured. 【0038】また、請求項18に記載のように、該積層膜の下部に位置する接地電極を設けたことを特徴とする請求項17に記載の高周波コプレーナ型伝送線路が構成される。 Further, as described in claim 18, RF coplanar waveguide is constructed according to claim 17, characterized in that a ground electrode located below the laminated film. 【0039】また、請求項19に記載のように、請求項13乃至請求項18に記載の伝送線路の終端を短絡または開放したスタブを利用して高周波共振器ならびに高周波フィルタが構成される。 Further, as described in claim 19, high-frequency resonators and high-frequency filter is constructed by using the stub is shorted or open end of the transmission line of claim 13 to claim 18. 【0040】また、請求項20に記載のように、請求項13乃至請求項18に記載の伝送線路を利用して1/4 Further, as described in claim 20, 1/4 by using the transmission line according to claim 13 or claim 18
波長変成器が構成される。 Wavelength transformer is constructed. 【0041】また、請求項21に記載のように、積層膜の強磁性共鳴を用いた高周波伝送線路フィルタが構成される。 Further, as described in claim 21, the high-frequency transmission line filter is constructed using the ferromagnetic resonance of the laminated film. 【0042】また、請求項22に記載のように、伝送線路がマイクロストリップライン型伝送線路またはパラレルライン型伝送線路または内部導体ライン型伝送線路またはコプレーナ型伝送線路であって、前記積層膜と対の導体ラインを具備し、該対の導体ラインは幾何学的に平衡する位置にかつ導体ライン同士が電磁結合する位置に配置することを特徴とする結合型伝送線路である。 Further, as described in claim 22, the transmission line is a microstrip line type transmission line or a parallel line type transmission line or the internal conductor line type transmission line or a coplanar waveguide, the laminated film and the pair comprising a conductor line, conductor lines of the pair is coupled transmission line conductor lines each other and at positions geometrically equilibrium, characterized in that positioned to electromagnetic coupling. 【0043】また、請求項22に記載の結合型伝送線路を利用した分布定数型コモンモードフィルタが構成される。 [0043] Also, a distributed constant type common mode filter using coupled transmission line according to claim 22 is formed. 【0044】さらに、請求項24に記載のように、強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を有して、該積層膜を記録ヨークとして用いて記録用薄膜磁気ヘッドが構成される。 [0044] Further, as described in claim 24, having a laminated film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film, the recording thin film magnetic head using the laminated film as the recording yoke structure It is. 【0045】本発明の高周波デバイスによれば、飽和磁化Msの大きな強磁性金属膜と反強磁性酸化物薄膜の積層膜が用いられるので、強磁性/反強磁性交換結合により、強磁性金属膜の磁区に強いピン留め効果が作用し、 According to the high frequency device [0045] The present invention, since a large ferromagnetic metal film and the laminated film of an antiferromagnetic oxide thin film of the saturation magnetization Ms is used, a ferromagnetic / antiferromagnetic exchange coupling, the ferromagnetic metal film strong pinning effect is applied to the magnetic domain of,
そのために磁化困難軸方向の実効異方性磁界Hk(eff.)が大幅に増大し、高い飽和磁化Msと相まって、強磁性金属膜の強磁性共鳴周波数frは(3)式に従って大幅に高周波側にシフトする。 Its hard axis direction of the effective anisotropic magnetic field Hk for (eff.) Is greatly increased, coupled with high saturation magnetization Ms, the ferromagnetic resonance frequency fr of the ferromagnetic metal film (3) significantly higher frequency side in accordance with formula to shift to. これにより、磁性体の限界周波数を大幅に高くすることができ、デバイスの高周波化に極めて有効な手段を与える。 Thus, the limit frequency of the magnetic material can be greatly increased, giving a very effective means for high frequency devices. 加えて、記録用薄膜磁気ヘッドにあっては、高い飽和磁化Msを有する強磁性金属薄膜によって、高保磁力媒体への記録特性も改善される。 In addition, in the recording thin film magnetic head, a ferromagnetic metal thin film having a high saturation magnetization Ms, the recording characteristics of the high coercive force medium is also improved. 【0046】また、本発明の高周波デバイスによれば、 Further, according to the high frequency device of the present invention,
強磁性金属膜と絶縁性酸化物との積層膜が用いられるので、積層膜中の膜面内交流磁界によって発生する高周波うず電流が大幅に抑制されるので、デバイスの高周波損失の低減に極めて有効な手段を与える。 Since a laminated film of a ferromagnetic metal film and the insulating oxide is used, since the high-frequency eddy current can be greatly suppressed generated by in-plane AC magnetic field in the laminated film, very effective in reducing the high-frequency loss of the device give such means. 【0047】また、本発明の高周波デバイスによれば、 Further, according to the high frequency device of the present invention,
強磁性金属膜と反強磁性酸化物薄膜の積層膜が用いられるので、反強磁性酸化物薄膜の誘電体としての作用を利用して、磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路を構成することができ、強磁性/反強磁性交換結合によって強磁性共鳴周波数は大幅に高周波化されるので、伝送線路の高周波化に極めて有効な手段を与える。 Since the ferromagnetic metal film and the laminated film of an antiferromagnetic oxide film is used, by utilizing the action of a dielectric anti-ferromagnetic oxide thin film, it is possible to configure the magnetic / dielectric hybrid transmission line , ferromagnetic resonance frequency of a ferromagnetic / antiferromagnetic exchange coupling is so significantly is high frequency, providing a very effective means to high frequency transmission line. 【0048】以上述べた本発明によれば、GHz帯を動作周波数とする高周波インダクタ、高周波トランス、磁性体/誘電体ハイブリッド伝送線路および該伝送線路を用いた高周波デバイス、高周波記録用薄膜磁気ヘッドを実現できる。 [0048] According to the present invention described above, the high frequency inductor and the operating frequency of the GHz band, high-frequency transformers, magnetic / dielectric hybrid transmission line and the transmission line using a high-frequency devices, high-frequency recording thin film magnetic head realizable. これらの高周波デバイスは、携帯電話やP These high-frequency devices, mobile phones and P
HS、Bluetooth無線LAN、ITSなどの情報通信機器、ならびに超高密度ハードディスクドライブ装置などの多くのシステムに利用できる。 HS, available Bluetooth a wireless LAN, information communication equipment such as ITS, and in many systems, such as ultra-high density hard disk drive. 【0049】 【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態について図面を参照して説明する。 [0049] BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, will be explained with reference to the drawings showing preferred embodiments of the present invention. 【0050】図1は、本発明の第一実施例である高周波インダクタの基本構造を示すものである。 [0050] Figure 1 shows a basic structure of a high frequency inductor is the first embodiment of the present invention. スパイラルコイル1が上下の積層膜磁心2,3でサンドイッチされる構造を有し、スパイラルコイル型プレーナインダクタと呼ぶ。 It has a structure in which the spiral coil 1 is sandwiched by the upper and lower laminated film magnetic core 2, 3, referred to as a spiral coil type planar inductor. 図1に示した高周波インダクタは、適当な基板4 RF inductor shown in FIG. 1, a suitable substrate 4
を用いて、薄膜堆積プロセスやフォトリソグラフィ、ならびにエッチング加工などを経て作製されるものである。 Using a thin film deposition process and the photolithography, as well as to be produced through the etching or the like process. 本発明による高周波インダクタでは、強磁性金属磁性膜5と反強磁性酸化物薄膜6による交換結合積層膜磁心7を用いることで、強磁性共鳴周波数を高くでき、インダクタの限界周波数を大幅に高周波化することができる。 The high frequency inductor according to the present invention, by using an exchange coupling multilayer film core 7 and the ferromagnetic metal magnetic film 5 by the anti-ferromagnetic oxide thin film 6, can increase the ferromagnetic resonance frequency, significantly higher frequencies the critical frequency of the inductor can do. 図1に示す上下の磁心2、3は強磁性金属膜5と反強磁性酸化物薄膜6の積層膜7で構成され,交換結合による強磁性金属薄膜の一方向磁気異方性における磁化容易軸Yを図に示すように誘導する。 Upper and lower magnetic core 2 shown in FIG. 1 comprises a ferromagnetic metal film 5 in the laminated film 7 antiferromagnetic oxide film 6, the axis of easy magnetization in one direction magnetic anisotropy of the ferromagnetic metal thin film by exchange coupling the Y induces as shown in FIG. また、図1中の積層膜磁心の一部断面拡大図(c)に示されるように、磁心の最下層と最上層8が反強磁性酸化物薄膜となるように構成されている。 Further, as shown in partial cross-sectional enlarged view of a multilayer film magnetic core in FIG. 1 (c), the bottom and top layers 8 of the magnetic core is configured such that an antiferromagnetic oxide film. 磁心の最下層と最上層8の反強磁性酸化物薄膜を内側の反強磁性酸化物薄膜層よりも膜厚を厚くして構成することにより、コイル導体1と金属磁性膜の間の絶縁体としても利用でき、この部分の寄生容量も小さくすることができる。 By configuring the lowermost layer and an antiferromagnetic oxide film of the uppermost layer 8 of the magnetic core by the film thickness than the inner antiferromagnetic oxide film layer, an insulator between the coil conductor 1 and the metal magnetic film it can be used as can also be reduced parasitic capacitance in this portion. 【0051】図2は、図1で示したスパイラルコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れ9を模式的に示したものである。 [0051] Figure 2 is a coil current and the magnetic flux flow 9 of spiral coil type planar inductor shown in FIG. 1 shows schematically. 【0052】図3は、本発明の第二の実施例である高周波インダクタの基本構造を示すものである。 [0052] Figure 3 shows the basic structure of a high frequency inductor is a second embodiment of the present invention. コイルがつづら折れ状のパターン11を有する以外は、図1に示した高周波インダクタと共通の積層構造を有し、つづれ折れコイル型プレーナインダクタと呼ぶ。 Except with coil hairpin turn shaped pattern 11 has a high frequency inductor common laminated structure shown in FIG. 1, referred to as tapestries zigzag coil type planar inductor. 【0053】図4は、つづれ折れコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れ19を模式的に示したものである。 [0053] Figure 4 is a coil current and the magnetic flux flow 19 of the coil-type planar inductor broken tapestries shows schematically. 【0054】図5は、本発明の第三の実施例である高周波インダクタの基本構造を示すものである。 [0054] Figure 5 shows the basic structure of a high frequency inductor is the third embodiment of the present invention. 強磁性金属膜と反強磁性酸化物薄膜の積層膜で構成された磁心22 Core 22 made of a ferromagnetic metal film and the laminated film of an antiferromagnetic oxide film
の周囲を巻き回すように、ソレノイドコイル21が形成され、ソレノイドコイル型プレーナインダクタと呼ぶ。 As wound around the periphery of the solenoid coil 21 is formed is referred to as a solenoid coil type planar inductor.
図1と図2の高周波インダクタと同様に、積層膜磁心2 Figure 1 As with the high-frequency inductor and 2, the laminated film magnetic core 2
2の最下層と最上層を膜厚の厚い反強磁性酸化物薄膜とし、コイル導体との絶縁性を保つと同時に、この部分の寄生容量を小さくする。 The bottom and top layers 2 and thick thickness antiferromagnetic oxide film, at the same time maintain the insulation between the coil conductor, to reduce the parasitic capacitance in this portion. 【0055】図6は、ソレノイドコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れ23を模式的に示したものである。 [0055] Figure 6 is a solenoid coil type planar inductor coil current and the magnetic flux flows 23 shows schematically. 【0056】図7は、本発明の第四の実施例である高周波トランスの基本構造を示すもので、2組のスパイラルコイル26、27が上下の積層膜磁心25、28でサンドイッチされる構造を有し、スパイラルコイル型プレーナトランスと呼ぶ。 [0056] Figure 7 shows a fourth basic structure of the high-frequency transformer according to the embodiment of the present invention, a structure in which two sets of spiral coils 26, 27 are sandwiched between the upper and lower laminated film magnetic core 25 and 28 a, referred to as a spiral coil type planar transformer. 2組のスパイラルコイルは、図7 The two pairs of spiral coils, 7
(a)のように積層して構成しても良いし、図7(b) May be formed by laminating as (a), FIG. 7 (b)
のように、2組のスパイラルコイル29,30を同一平面上に置いて構成しても良い。 The way, may be configured by placing two sets of spiral coils 29, 30 on the same plane. 【0057】図8は、本発明の第五の実施例である高周波トランスの基本構造を示すもので、2組のつづら折れコイル36,37が上下の積層膜磁心35,38でサンドイッチされる構造を有し、つづら折れコイル型プレーナトランスと呼ぶ。 [0057] Figure 8 shows a fifth basic structure of the high-frequency transformer according to the embodiment of the present invention, two sets of serpentine coils 36 and 37 are sandwiched between the upper and lower multilayer film core 35 and 38 structure has referred to as serpentine coil type planar transformer. 2組のつづら折れコイルは、図8 The two sets of zigzag coil, as shown in FIG. 8
(a)のように積層して構成しても良いし、図8(b)のように、2組のつづら折れコイル39,40を同一平面上に置いて構成しても良い。 May be formed by laminating as (a), as in FIG. 8 (b), may be configured two sets of serpentine coils 39 and 40 placed on the same plane. 【0058】図9は、本発明の第六の実施例である高周波トランスの基本構造を示すもので、積層膜磁心47の周囲を巻き回すように、2組のソレノイドコイル45, [0058] Figure 9 shows the basic structure of the high-frequency transformer is a sixth embodiment of the present invention, as wound around the periphery of the laminate film magnetic core 47, two pairs of solenoid coils 45,
46が形成され、ソレノイドコイル型プレーナトランスと呼ぶ。 46 is formed, it is referred to as a solenoid coil type planar transformer. 【0059】図1から図9に示した高周波インダクタならびに高周波トランスにおけるコイル寄生容量は、図1 [0059] coil parasitic capacitance in the high-frequency inductor and the high frequency transformer shown in FIGS. 1 to 9, Figure 1
0に示すように、隣接コイル導体51,52間の静電容量Cijと、コイル導体51,52と強磁性金属膜54間の静電容量Ciが含まれ、コイル導体51,52の単位長さ当たりの静電容量は、それぞれ次式のように表される。 As shown in 0, the capacitance Cij between adjacent coil conductors 51 and 52, includes the capacitance Ci between the coil conductors 51 and 52 ferromagnetic metal film 54, the unit length of the coil conductors 51 and 52 capacitance per are respectively expressed by the following equation. Cij = εtc/s (F/m) …(8) Ci = εw/td (F/m) …(9) εは絶縁膜の誘電率、tcとwはコイル導体の厚さと幅、s Cij = εtc / s (F / m) ... (8) Ci = εw / td (F / m) ... (9) ε is the dielectric constant of the insulating film, tc and w of the coil conductor thickness and width, s
は隣接コイル導体間のスペーシング、tdはコイル導体の直上部と直下部の絶縁膜の膜厚である。 The spacing between adjacent coil conductors, td is a thickness of the insulating film immediately below the straight upper portion of the coil conductor. 【0060】プレーナインダクタやプレーナトランスにおいては、一般に、tc≪s、w≫tdである場合が多い。 [0060] In the planar inductor or a planar transformer, generally, Tc«s, often a W»td. 従って、Ci≫Cijの関係から、コイル寄生容量はコイル導体と強磁性金属膜間の静電容量Ciが支配的になる。 Therefore, from the relationship of Ci»Cij, coil parasitic capacitance capacitance Ci between the coil conductor and the ferromagnetic metal film is dominant. 本発明では、コイル導体と接する面の反強磁性酸化物薄膜の膜厚tdを厚くして、この部分の寄生容量Ciを小さくし、 In the present invention, by increasing the thickness td of the antiferromagnetic oxide thin film surface in contact with the coil conductor, to reduce the parasitic capacitance Ci of this portion,
自己共振の影響を小さくする。 To reduce the influence of the self-resonant. 具体的には、コイル導体と最近接する反強磁性酸化物薄膜の膜厚tdは、信号周波数との兼ね合いで決定する必要がある。 Specifically, the thickness td of the antiferromagnetic oxide thin film closest the coil conductor, it is necessary to determine in view of the signal frequency. デバイスのインダクタンスと寄生容量Ciで決まる自己共振周波数は、積層膜磁心の限界周波数(強磁性共鳴周波数fr)に対して少なくとも2倍以上高い周波数になるようにコイル導体幅wとの兼ね合いで反強磁性酸化物薄膜の膜厚tdを決定することが望ましい。 Self-resonant frequency determined by the inductance and parasitic capacitance Ci of the device, an antiferroelectric in view of the coil conductor width w to be at least 2 times higher frequency for limiting frequency (the ferromagnetic resonance frequency fr) of the multilayer film core it is desirable to determine the thickness td of the magnetic oxide thin films. 【0061】なお、強磁性金属磁性膜と反強磁性酸化物薄膜による交換結合積層膜磁心を用いた高周波インダクタや高周波トランスは、本文で説明したデバイス構成に限定されるものではなく、種々の構造を有する場合に対しても同様にデバイスの限界周波数の高周波化に極めて有効であるのは言うまでもない。 [0061] Incidentally, the high frequency inductor and the high-frequency transformer using an exchange coupling multilayer film core according antiferromagnetic oxide thin film and a ferromagnetic metal magnetic film is not limited to the device configurations described in the text, various structures very effective it is of course the frequency of the device limits the frequency similarly for the case of having a. 【0062】以下に、交換結合積層膜磁心を用いて作製した高周波インダクタの実施例について、図11を参照して説明する。 [0062] Hereinafter, an embodiment of the high frequency inductor fabricated using the exchange coupling multilayer film magnetic core will be described with reference to FIG. 11. 厚さ10nmのNiFe合金膜65と厚さ60nmのNiO膜66から成る積層膜67を多元スパッタ装置を用いて作製し、これを用いてスパイラルコイル型プレーナインダクタを作製した。 A laminated film 67 of NiFe alloy film 65 and the thickness of 60 nm NiO film 66 having a thickness of 10nm was manufactured by using the multi-source sputtering apparatus, to produce a spiral coil type planar inductor with this. なお、インダクタの上下積層膜磁心62,63は、10層のNiFe合金膜65と9層のNiO中間膜66で構成される。 Incidentally, the upper and lower laminated film magnetic core 62, 63 of the inductor is composed of NiO intermediate film 66 of NiFe alloy film 65 and 9 layers of 10 layers. スパイラルコイル61は、厚さ3μm、幅20μm、スペーシング20μm、コイルターン数=4の銅導体パターンで構成され、フォトリソグラフィとイオンミーリングで加工して作製した。 Spiral coil 61 has a thickness of 3 [mu] m, width 20 [mu] m, spacing 20 [mu] m, is composed of a copper conductor pattern of the coil number of turns = 4, was fabricated by processing in the photolithography and ion milling. 下部積層膜磁心63とコイル導体61との絶縁膜として、1μm厚のNiO酸化膜68を用いた。 As the insulating film between the lower laminated film magnetic core 63 and the coil conductor 61, with NiO oxide film 68 of 1μm thickness.
また、コイル導体の段差を平坦にする目的でNiO酸化膜をバイアススパッタ法で成膜し、コイル導体上部のN Further, deposited by bias sputtering method NiO oxide film in order to flatten the level difference of the coil conductor, the coil conductor on an N
iO絶縁膜の厚さを1μmとした。 The thickness of the iO insulating film was 1 [mu] m. 試作したプレーナインダクタは500μm角の外形サイズを有する。 Prototype planar inductor having an outer size of 500μm square. 【0063】図12は、作製したNiFe/NiO交換結合積層膜と、NiFe膜のトータル厚さの等しい10 [0063] Figure 12 is a NiFe / NiO exchange coupling multilayer film produced equals the total thickness of the NiFe film 10
0nm厚のNiFe単層膜の磁化困難軸方向Yの静磁化曲線の測定結果を示すものである。 0nm shows the results of measurement of the static magnetization curve of the hard axis direction Y of the thickness of the NiFe single layer film. この図では、交換結合の効果を見るために、積層膜中の反強磁性膜の厚さをカウントせず、NiFe膜の総厚さで磁化を換算してある。 In this figure, in order to see the effect of the exchange coupling, without counting the thickness of the antiferromagnetic film in the laminated film, it is converted magnetization in total thickness of the NiFe film. 図から分かるように、単層膜の場合の飽和磁界が約640A/m(8Oe)程度であるのに対し、積層膜のそれは約18000A/m(225Oe)であり、NiO膜との交換結合によって見かけの異方性磁界が大きく増大されていることが分かる。 As can be seen, while the saturated magnetic field in the case of single-layer film is about 640A / m (8Oe), its multilayer film is about 18000A / m (225Oe), by exchange coupling with NiO film it is seen that the anisotropy field of the apparent is greatly increased. 【0064】図13は、作製したNiFe/NiO交換結合積層膜と100nm厚のNiFe単層膜について、磁化困難軸方向の透磁率の周波数特性を示すものである。 [0064] Figure 13, for the prepared NiFe / NiO exchange coupling multilayer film and 100nm thick NiFe single layer film shows the frequency characteristic of the permeability of the hard axis direction.
単層膜の磁気共鳴周波数が約800MHzであるのに対し、積層膜の場合は透磁率が低下するものの共鳴周波数は約4.2GHzとなった。 While magnetic resonance frequency of the single layer is about 800 MHz, the resonance frequency of which permeability is reduced in the case of laminated films was about 4.2 GHz. 【0065】図14は、作製したプレーナインダクタのインダクタンスの周波数特性を示すものである。 [0065] Figure 14 shows the inductance of the frequency characteristic of the planar inductor fabricated. コイルを磁性体でサンドイッチする構造にあっては、上下磁性体間の磁気的空隙効果のために、空心に対するインダクタンス増大効果は磁性体の透磁率には大きく依存しない。 In the structure sandwiching the coil of a magnetic material, for magnetic gap effect between the upper and lower magnetic inductance-increasing effect for the air core does not depend largely on the permeability of the magnetic material. 実際に、透磁率の高いNiFe単層膜を利用した場合と透磁率の低い積層膜を利用した場合とで低周波インダクタンスの値は2倍も違わない。 Indeed, the value of the low frequency inductance and when using lower laminated films when the permeability using a high NiFe monolayer permeability is not different even doubled. しかしながら、単層膜を用いた場合のインダクタンスのカットオフ周波数が1GHz近傍であるのに対し、積層膜を用いた場合のそれは4GHz程度にも達し、プレーナインダクタの広帯域化に対して交換結合積層膜の採用が極めて有効であることが分かる。 However, while a cut-off frequency is 1GHz vicinity of the inductance in the case of using a single layer, it in the case of using the laminated film reaches to about 4 GHz, exchange coupling multilayer film against the band of the planar inductor it can be seen that the use of it is very effective. 【0066】図15は、本発明の第七の実施例である高周波伝送線路の構造を示す。 [0066] Figure 15 shows the structure of a high-frequency transmission line is a seventh embodiment of the present invention. 強磁性金属膜と反強磁性酸化物薄膜を交互に積層した交換結合積層膜72と、該積層膜の上部に位置するストリップライン71、該積層膜の下部に位置する接地電極73でマイクロストリップライン型伝送線路が構成される。 A ferromagnetic metal film and the antiferromagnetic oxide exchange coupling multilayer film 72 thin alternately laminated strip line 71 positioned on top of the laminated film, the microstrip line by the ground electrode 73 located under the laminated film type transmission line is constituted. 図15で示したマイクロストリップライン型伝送線路は、適当な基板を用いて、 Microstrip line type transmission line shown in FIG. 15, using the appropriate substrate,
薄膜堆積プロセスやフォトリソグラフィ、ならびにエッチング加工などを経て作製される。 Thin film deposition process and the photolithography, and is manufactured through etching or the like process. 【0067】強磁性金属と誘電体を交互に積層した積層体を用いて伝送線路を構成することで、誘電体による分布容量Coと磁性体によって増大される分布インダクタンスLoとが相まって波長短縮効果が著しく増大し((5)式参照)、線路長の短縮によるデバイスの小型化に極めて有効である。 [0067] By configuring the transmission line by using a laminate obtained by alternately laminating ferromagnetic metal and dielectric, the distributed inductance Lo and are coupled wavelength shortening effect is increased by distributed capacitance Co and the magnetic material of a dielectric increased significantly (see (5) formula), it is extremely effective for miniaturization of the device by shortening the line length. さらに、本発明においては、強磁性酸化物薄膜を強磁性金属膜との交換結合に利用すると同時に誘電体としての作用も期待できるので、先に述べた強磁性共鳴周波数の高周波化によってマイクロストリップライン型伝送線路の適用周波数を大幅に高周波化できる。 Further, in the present invention, since the ferromagnetic oxide thin film can be expected action as at the same time the dielectric when used for exchange coupling with the ferromagnetic metal film, the microstrip line by the high frequency of the ferromagnetic resonance frequency mentioned above the application frequency type transmission line can be considerably higher frequency. なお、交換結合によって誘導される強磁性金属薄膜の一方向磁気異方性における磁化容易軸Yを図のようにストリップラインの長手方向とすることで、ライン電流と直交する高周波磁界に対して磁化困難軸励磁による磁化回転モードを利用することができる。 Incidentally, the axis of easy magnetization Y in one direction magnetic anisotropy of the ferromagnetic metal thin film to be induced by the exchange coupling by the longitudinal direction of the strip line as shown in the figure, the magnetization with respect to high-frequency magnetic field perpendicular to the line current it can be utilized magnetization rotation mode by a hard axis excitation. 【0068】図16は、本発明によるマイクロストリップライン型伝送線路の内部電磁界の様子を模式的に示したものである。 [0068] Figure 16 is a state of internal electromagnetic field of the microstrip line type transmission line according to the present invention is shown schematically. ストリップライン81と接地電極84間に加えられた入力電圧信号87によって発生する高周波電界88は、強磁性層が高い導電率を有するために反強磁性誘電体83に集中する。 High frequency electric field 88 generated by the input voltage signal 87 and the strip line 81 is applied between the ground electrode 84 is concentrated to the antiferromagnetic dielectric 83 to the ferromagnetic layer has a high conductivity. 一方、ストリップライン8 On the other hand, the strip line 8
1を流れる高周波電流86によって発生する高周波磁束89は強磁性層82を集中して通る。 RF magnetic flux 89 generated by the high-frequency current 86 flowing through the primary passes to concentrate ferromagnetic layer 82. 高周波電磁界の伝搬特性は、磁性体と誘電体の双方の相互作用によって大きく影響される。 Propagation characteristics of high-frequency electromagnetic field is greatly influenced by both the interaction of the magnetic material and the dielectric. 【0069】図17は、本発明の第八の実施例である高周波伝送線路の構造を示す。 [0069] Figure 17 shows the structure of a high-frequency transmission line is a eighth embodiment of the present invention. 該積層膜92の上部と下部に一対の平行な導体ライン91,93を配置してパラレルライン型伝送線路が構成される。 Parallel line type transmission line by arranging a pair of parallel conductor lines 91 and 93 at the top and bottom of the laminated film 92 is formed. 該積層膜の下部導体93が導体ライン状に加工される以外は、図15で示したマイクロストリップライン型伝送線路と同一の基本構造を有する。 Except that the bottom conductor 93 of the laminated film is processed into a conductor line shape has the same basic structure and the microstrip line type transmission line shown in FIG. 15. 【0070】図18は、本発明の第九の実施例である高周波伝送線路の構造を示す。 [0070] Figure 18 shows the structure of a high-frequency transmission line is a ninth embodiment of the present invention. 両側に絶縁膜102が配置された導体ライン101が上下の積層膜103,104 Laminated conductor line 101 to the insulating film 102 is disposed on both sides of the upper and lower films 103 and 104
でサンドイッチされ、かつ、上部の該積層膜の上面と、 In sandwiched, and an upper surface of the upper laminate film,
下部の該積層膜の下面に接地電極105、106を配置して内部導体ライン型伝送線路が構成される。 The inner conductor line type transmission line by arranging the ground electrode 105 and 106 on the lower surface of the lower portion of the laminated film is formed. 【0071】図19は、本発明による内部導体ライン型伝送線路の内部電磁界の様子を模式的に示したものである。 [0071] Figure 19 is a state of internal field of the internal conductor line type transmission line according to the present invention is shown schematically. この伝送線路においては、電界および磁界が導体ライン101の上下に積層膜103,104に形成される。 In this transmission line, electric and magnetic fields are formed in the laminated films 103 and 104 above and below the conductor line 101. 高周波電界は導体ライン101から上下の接地電極105,106方向に、上向きと下向きの両方向に発生し、導体ライン−接地電極間の分布容量Coは上部と下部の反強磁性誘電体による成分の並列接続で構成され、マイクロストリップラインやパラレルラインなどに比べて The high frequency electric field is a ground electrode 105, 106 upward, downward from the conductor line 101, generates upward and downward directions, the conductor line - distributed capacitance Co between the ground electrode parallel components by the upper and lower antiferromagnetic dielectric It consists of connection, than are the microstrip line or a parallel line
Coが大きくなる。 Co increases. 加えて、上下の交換結合積層膜10 In addition, the upper and lower exchange coupling multilayer film 10
3,104の構成により、高周波磁束密度も増大し、分布インダクタンスLoも大きくできる。 The construction of 3,104, the high-frequency magnetic flux density also increases, can be made larger distributed inductance Lo. 内部導体ライン型電送線路の最大の特徴は、大きなLoとCoによって、波長短縮効果を著しく増大できることである。 The biggest feature of the inner conductor line type transmission line is the large Lo and Co, is that it can significantly increase the wavelength shortening effect. 【0072】図20は、本発明の第十の実施例である高周波伝送線路の構造を示す。 [0072] Figure 20 shows the structure of a high-frequency transmission line is a tenth embodiment of the present invention. 交換結合積層膜113と、 And exchange coupling multilayer film 113,
該積層膜113の上部に位置するストリップライン11 Strip line 11 located on top of the laminate film 113
1とストリップライン111の同一面上の周囲に接地電極115,116を配置してコプレーナ型伝送線路が構成される。 1 and the coplanar waveguide is formed around on the same surface of the strip line 111 by placing the ground electrode 115 and 116. 【0073】図21は、本発明の第十一の実施例である高周波伝送線路の構造を示す。 [0073] Figure 21 shows the structure of a high-frequency transmission lines eleventh an embodiment of the present invention. 図20に示す高周波コプレーナ型伝送線路の交換結合積層膜123の下部にも接地電極117を配置してコプレーナ型伝送線路が構成される。 Coplanar waveguide is formed also disposed ground electrode 117 at the bottom of the exchange coupling multilayer film 123 of the high-frequency coplanar waveguide shown in FIG. 20. 【0074】以下に、交換結合積層膜を用いて構成される高周波伝送線路の幾つかの実施例について詳細に説明する。 [0074] The following describes in detail several embodiments of a composed high-frequency transmission line using an exchange coupling multilayer film. 図22は、本発明の第十二の実施例である高周波伝送線路を用いた終端開放スタブ(a)、あるいは終端短絡スタブ(b)を利用した高周波共振器の構成を示すものである。 Figure 22 shows a twelfth end open stub with high-frequency transmission line is an example of (a), or a high-frequency resonator configuration using a terminating short stub (b) of the present invention. 図22では、伝送線路を簡略化して図示してある。 In Figure 22, it is shown in a simplified transmission line. なお、スタブに用いる伝送線路の構造は種々の中から適宜選択する。 The structure of the transmission line used for the stub appropriately selected from various. 【0075】図23は、終端短絡スタブ、ならびに終端開放スタブの入力インピーダンスZと周波数fの関係を示すものである。 [0075] Figure 23 is terminated short stub and shows the relationship between the input impedance Z and frequency f of the open-ended stub. 図中のfoは線路長lが線路波長λgの1/ fo in the figure line length l of the line wavelength lambda] g 1 /
4に等しくなる周波数であり、ここでは共振器の基本周波数と呼ぶ。 An equal frequency 4, referred to herein as the fundamental frequency of the resonator. 終端短絡スタブの入力インピーダンスZ Input impedance Z of the end short-circuit stub
は、foの奇数倍の周波数で急峻な極大値をとり、foの偶数倍の周波数で極小値をとる。 Takes a sharp maximum at odd multiples of the frequency of fo, the minima at even multiples of the frequency of fo. 従って、終端短絡スタブは基本周波数foとそれの奇数倍の周波数においてインピーダンスが極大値となる共振器として利用できる。 Accordingly, the terminating short stub can be used as a resonator impedance is a maximum value at the fundamental frequency fo and its odd multiple of the frequency. 一方、終端開放スタブの入力インピーダンスZは、foの奇数倍の周波数で急峻な極小値を示し、foの偶数倍の周波数で極大値をとる。 On the other hand, the input impedance Z of the open-ended stub, showed a steep minima an odd multiple of a frequency of fo, it takes a maximum value at an even multiple of the frequency of fo. 従って、終端開放スタブは基本周波数foと奇数倍の周波数においてインピーダンスが極小となる共振器として利用できる。 Therefore, open termination stub can be used as a resonator impedance is minimized at the fundamental frequency fo and odd multiples of the frequency. 本発明による伝送線路スタブを用いて共振器を構成する場合は、積層膜の限界周波数frが共振器の基本周波数foよりも十分に高いことが必要であり、その場合でも利用可能なオーバートーン周波数はfrで制限されることに注意しなければならない。 If a resonator using a transmission line stub according to the present invention, the limit frequency fr of the laminated film is required to be sufficiently higher than the fundamental frequency fo of the resonator, available overtone frequencies Even then it must be noted to be restricted by the fr.
また、一般に、周波数が高くなるほど線路の損失は増大するので共振器の無負荷Qが低下し、これによっても利用可能なオーバートーン周波数は制限される。 In general, the loss of the more line frequency becomes higher unloaded Q of the resonator is decreased because the increase, this overtone frequencies available depending is limited. 【0076】図24は、図22に記載の終端短絡スタブならびに終端開放スタブを用いて構成した帯域通過フィルタ(a)ならびに帯域阻止フィルタ(b)の構成例を示す。 [0076] Figure 24 shows a configuration example of a band-pass filter constituted by using the termination short stub and terminating open stub according (a) and band-stop filter (b) in FIG. 22. これらスタブが無損失の場合、基本周波数foとそれの奇数倍の周波数で繰り返すフィルタ特性が得られるが、積層膜の限界周波数と高周波線路損失によるために、foよりも高い周波数では次第にフィルタ特性が劣化していく。 If these stubs lossless, but the filter characteristic repeated at the fundamental frequency fo and its odd multiple of the frequency is obtained, for by limiting the frequency and high-frequency line loss of the laminated film, gradually filter characteristic at a frequency higher than fo continue to deteriorate. しかしながら、信号帯域が基本周波数foの2 However, 2 signal band of the fundamental frequency fo
倍を越えない範囲であるならば、foを中心周波数とする帯域通過フィルタならびに帯域阻止フィルタとしてこれらスタブを利用することは十分に可能である。 If the range does not exceed twice, it is sufficiently possible to use these stubs as a band-pass filter and band-stop filter the center frequency of fo. 【0077】図25は、本発明の第十三の実施例である高周波伝送線路を用いた1/4波長変成器の構成を示すものである。 [0077] Figure 25 shows a quarter-wave transformer configuration using a high-frequency transmission line is a thirteenth embodiment of the present invention. 図25では、伝送線路を簡略化して図示してある。 In Figure 25, it is shown in a simplified transmission line. なお、1/4波長変成器に用いる伝送線路の構造は種々の中から適宜選択する。 The structure of the transmission line used in the 1/4-wave transformer is appropriately selected from various. 1/4波長変成器は、 Quarter-wavelength transformer,
高周波回路におけるインピーダンス整合回路として多用されており、信号源インピーダンスZsを有する信号源とインピーダンスZLを有する負荷との間に挿入して使用される。 It is widely used as an impedance matching circuit in the high-frequency circuit, inserted to be used between a load having a signal source and impedance ZL having a source impedance Zs. 伝送線路の特性インピーダンスをZo、伝搬定数をγとすると、負荷ZLで終端された伝送線路の入力インピーダンスZinは(10)式のように与えられ、 【0078】 【数8】 Zo the characteristic impedance of the transmission line, the propagation constant is gamma, the input impedance Zin of the transmission line that is terminated by a load ZL is given by equation (10), [0078] Equation 8] 【0079】特に、線路長lが線路波長λgの1/4に等しくなる周波数foにおけるZinは(11)式のように表される。 [0079] In particular, Zin in the frequency fo of line length l is equal to 1/4 of the line wavelength λg is expressed as (11). 【0080】 【数9】 [0080] [number 9] 【0081】伝送線路の1/4波長周波数foを信号周波数fsに一致させ、かつ、1/4波長変成器の入力インピーダンスZinを信号源インピーダンスZsに等しくなるように特性インピーダンスZoを設計すれば、信号源と負荷とのインピーダンス整合を図ることができる。 [0081] to match the quarter-wave frequency fo of the transmission line to the signal frequency fs, and by designing the characteristic impedance Zo to be equal to the input impedance Zin of 1/4-wave transformer to the signal source impedance Zs, it is possible to achieve impedance matching between the signal source and the load. また、信号源インピーダンスZsと負荷インピーダンスZLがともに複素インピーダンスで、次式のように表される場合、 Zs = Rs + j Xs …(12) ZL = RL + j XL …(13) 【0082】図26に示すように、1/4波長変成器の入力側と出力側に次式の関係を満たす直列リアクタンス Further, the signal source impedance Zs and a load impedance ZL is both complex impedance, as expressed by the following equation, Zs = Rs + j Xs ... (12) ZL = RL + j XL ... (13) [0082] FIG. as shown in 26, the series reactance satisfies the relationship following equation on the output side and the input side of the 1/4-wavelength transformer
X1,X2を接続すると、 【0083】X1 = −Xs …(14) X2 = −XL …(15) 【0084】1/4波長変成器から見た見かけ上の信号源インピーダンスZs'と負荷インピーダンスZL'は純抵抗RsとRLと見なせることになる。 X1, Connecting X2, [0083] X1 = -Xs ... (14) X2 = -XL ... (15) [0084] source impedance apparent as seen from the quarter-wave transformer Zs' and the load impedance ZL 'it will be regarded as a pure resistance Rs and RL. 【0085】 Zs'= Rs + j ( Xs +X1 ) ≒ Rs …(16) ZL'= RL + j ( XL+X2 ) ≒ RL …(17) 【0086】(11)式から、1/4波長変成器の特性インピーダンスZoを(18)式に従って設定すれば、共役整合を実現できる。 [0085] Zs '= Rs + j (Xs + X1) ≒ Rs ... (16) ZL' from = RL + j (XL + X2) ≒ RL ... (17) [0086] (11), 1/4-wavelength transformer by setting the characteristic impedance Zo according (18), it can be realized conjugate match. 【0087】 【数10】 [0087] [number 10] 【0088】以上述べたように、本発明による高周波伝送線路を用いた1/4波長変成器によって、高周波回路のインピーダンス整合回路への利用が可能であり、限界周波数の高い積層膜の採用によって、より高い周波数での適用が可能になる。 [0088] As described above, by the quarter-wave transformer using a high-frequency transmission line according to the present invention, is capable of application to the impedance matching circuit of the high-frequency circuit, the adoption of high limit frequencies laminated film, it is possible to apply at a higher frequency. また、共役整合のための直列リアクタンスX1,X2は、固定インダクタや固定コンデンサを用いて構成しても良いし、伝送線路を用いた終端短絡スタブならびに終端開放スタブを用いても良い。 Also, the series reactance X1, X2 for conjugate matching may be constituted by using a fixed inductor and a fixed capacitor may be used end short stub and terminating open stub with a transmission line. 伝送線路を用いた終端短絡スタブは基本周波数foよりも低い周波数では誘導性リアクタンス(X>0)として利用でき、終端開放スタブは容量性リアクタンス(X<0)として利用できる。 End short stub with a transmission line is at a lower frequency than the fundamental frequency fo can be used as the inductive reactance (X> 0), end open stub can be used as a capacitive reactance (X <0). 【0089】具体的には、図27に示すように、1/4 [0089] Specifically, as shown in FIG. 27, 1/4
波長変成器よりもスタブの線路長を短くすれば、1/4 The shorter the line length of the stub than the wavelength transformer, 1/4
波長変成器によってインピーダンス整合する信号周波数 Signal frequency to impedance matching by the wavelength transformer
fsにおいては、これらスタブをリアクタンス素子として利用することができる。 In fs, you can use these stubs as a reactance element. スタブと1/4波長変成器は同一の伝送線路作製プロセスで作製可能であるので、薄膜プロセスによれば、これらのデバイスを集積化したワンチップデバイスを実現することができる。 Since the stub and a quarter-wave transformer can be made of the same transmission line manufacturing process, according to the thin film process, it is possible to realize a one-chip device which integrates these devices. 【0090】図28は、本発明の第十四の実施例である強磁性共鳴現象を用いることを特徴とする高周波伝送線路型フィルタを示す。 [0090] Figure 28 shows a high frequency transmission line type filter, which comprises using a ferromagnetic resonance phenomenon eleventh a fourth embodiment of the present invention. そのフィルタは強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る交換結合積層膜の強磁性共鳴現象を用いる。 The filter used ferromagnetic resonance phenomenon of exchange coupling multilayer film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 図28では、マイクロストリップライン型を示しているが、他の伝送線路構造にも利用できる。 In Figure 28, there is shown a microstrip line type, can also be used for other transmission line structures. 本発明は、磁性体の強磁性共鳴周波数fr近傍で急増する磁気損失を利用して、急峻な減衰特性を有する低域通過フィルタを提供するものである。 The present invention utilizes a magnetic loss increases rapidly at the ferromagnetic resonance frequency fr vicinity of the magnetic body, there is provided a low-pass filter having a steep attenuation characteristic. NiFe/NiO交換結合積層膜を用いたマイクロストリップライン型伝送線路の試作例を参考に、強磁性共鳴現象を利用した高周波フィルタの動作を説明する。 Reference prototype of the micro-strip line type transmission line using the NiFe / NiO exchange coupling multilayer film, for explaining the operation of the high-frequency filter utilizing ferromagnetic resonance phenomenon. なお、NiFe/NiO 交換結合積層膜は、図11から図14で示したものと同一である。 Incidentally, NiFe / NiO exchange coupling multilayer film are the same as those shown in FIGS. 11 to 14. 【0091】図29は、NiFe/NiO 交換結合積層膜の複素比透磁率μs*の実部μs'と虚部μs”の周波数依存性を示したものである。なお、μs*は(19)式で定義される。 μs* = μs'− j μs” …(19) 【0092】図29から明らかなように、強磁性共鳴周波数frは約4.2GHzであり、この周波数を境にμs'は正の値から負の値に反転し、磁気損失に相当するμs” [0091] Figure 29 is a graph showing the frequency dependence of the imaginary part .mu.s "the real part of the complex relative permeability .mu.s * of NiFe / NiO exchange coupling multilayer film .mu.s'. Incidentally, .mu.s * is (19) is defined by the formula. μs * = μs'- j μs "... (19) [0092] as Figures 29 clear, ferromagnetic resonance frequency fr is about 4.2 GHz, .mu.s this frequency as a boundary ' μs is reversed from a positive value to a negative value, corresponding to the magnetic loss "
は共鳴点で急増する。 It increases rapidly at the resonance point. 【0093】図30は、NiFe/NiO 交換結合積層膜を用いたマイクロストリップライン型伝送線路のSパラメータの内、透過係数S21と反射係数S11の測定結果を示すものである。 [0093] Figure 30, of the S-parameters of the microstrip line type transmission line using the NiFe / NiO exchange coupling multilayer film, in which the transmission coefficient S21 showing the measurement results of the reflection coefficient S11. なお、マイクロストリップライン型伝送線路は、周波数frより低い低域通過帯域で特性インピーダンスが50Ωとなるように設計されており、Sパラメータの測定も50Ω系で測定されている。 Incidentally, the microstrip line type transmission line, the characteristic impedance at a lower frequency fr low pass band have been designed to be 50 [Omega, it is measured by the measurement even 50 [Omega system of S parameters. 図30から明らかなように、透過係数S21は4GHz程度の周波数まではほぼ0dBであり、また、反射係数S11も十分に小さい。 As apparent from FIG. 30, the transmission coefficient S21 is substantially 0dB until a frequency of about 4 GHz, also, the reflection coefficient S11 even small enough. 従って、周波数frより低い低域では、入力信号に対する挿入損失が小さく、かつ、入力端の反射もほぼ無視できる。 Thus, the lower than the frequency fr low frequency, low insertion loss for the input signal, and reflections of the input end can be substantially neglected. また、周波数frを境に挿入損失が急増し、線路の単位長さ当たりの高域減衰特性は10dB/mm/dec.に達することが分かる。 Moreover, rapidly increasing the insertion loss in boundary frequency fr, high-frequency attenuation characteristics per unit length of the line is found to reach 10dB / mm / dec.. 詳細な分析によれば、周波数frを境にした急峻な高域減衰特性は強磁性共鳴による磁気損失の急増が原因であることが明らかになっている。 According to detailed analysis, sharp high-frequency attenuation characteristics in which the frequency fr as a boundary is found to be caused by rapid increase in magnetic loss due to ferromagnetic resonance. 【0094】本発明によれば、単純な伝送線路構造によって急峻な高域減衰特性を有する高周波フィルタを実現できる。 According to [0094] the present invention, a high frequency filter can be realized having a steep high-frequency attenuation characteristic by a simple transmission line structure. さらには、後述するように、交換結合積層膜の強磁性共鳴周波数frは、強磁性金属と反強磁性酸化物の材料の組み合わせによっても、あるいは、両者の膜厚比によっても変えることができるので、様々なカットオフ周波数を有する高周波フィルタを実現できる。 Further, as described later, the ferromagnetic resonance frequency fr of the exchange coupling film stack, by a combination of ferromagnetic metal and the antiferromagnetic oxide materials, or, it is possible to vary by both thickness ratio , it can be realized a high frequency filter with different cutoff frequency. ここでは、詳述しないが、交換結合積層膜に直流バイアス磁界を加えることで共鳴周波数frを変えることができるので、チューナブル高周波フィルタも実現可能である。 Although not described in detail, it is possible to change the resonance frequency fr by adding a DC bias magnetic field to the exchange coupling multilayer film, tunable RF filter can also be realized. 【0095】図31は、本発明の第十五の実施例である複数の導体ライン141,142を具備し、該導体ライン同士が結合する位置に配置することを特徴とする結合型伝送線路の概略を示したものである。 [0095] Figure 31 comprises a plurality of conductor lines 141 and 142 Tenth a fifth embodiment of the present invention, the coupling transmission line, wherein the conductor line with each other is disposed in a position to bind It shows the outline. 強磁性金属膜/ Ferromagnetic metal film /
反強磁性酸化物膜による交換結合積層膜143が下部接地電極144と上記導体ライン141,142間に配置されたマイクロストリップライン型伝送線路を示している。 Antiferromagnetic oxide film exchange coupling multilayer film 143 according to indicates a microstrip line type transmission line arranged between the lower ground electrode 144 and the conductor lines 141 and 142. ここでは、詳述しないが、他の構造の伝送線路を用いて結合線路141,142を構成しても良い。 Although not described in detail, it may be configured to coupled lines 141 and 142 by using a transmission line having another structure. 最近の高周波回路では、電磁干渉問題の抑制の観点から、平衡モードで信号伝送される例が増えている。 Recent high-frequency circuit, from the viewpoint of the suppression of electromagnetic interference problems, examples being the signal transmitted in balanced mode is increasing. 本発明による結合型伝送線路によれば、磁性体/誘電体ハイブリッドによる線路長短縮と、交換結合積層膜による限界周波数の高周波化によって、小型で広帯域の平衡モード伝送線路を構成できる。 According to the coupling transmission line according to the present invention, it can be constructed and the line length reduced by the magnetic material / dielectric hybrid, the frequency of the limit frequency by exchange coupling multilayer film, the balanced mode transmission line broadband small. 【0096】図32は、本発明の第十六の実施例である分布定数型コモンモードフィルタの概略を示すものであり、基本構成は図18で示された内部導体ライン型伝送線路と同一であり、一対の導体ライン151,152を設けた点においてのみ相違する。 [0096] Figure 32 is shows a sixteenth schematic of a distributed constant type common mode filter which is an embodiment of the present invention, the basic configuration the same as the inner conductor line type transmission line shown in FIG. 18 There, differs only at a point a pair of conductor lines 151 and 152. ここでは、詳述しないが、他の構造の伝送線路を用いて分布定数型コモンモードフィルタを構成しても良い。 Although not described in detail, it may be configured distributed constant type common mode filter using a transmission line having another structure. 最近、ディジタル機器間の信号インターフェースとして、USBやIEEE 1394インターフェースなどの平衡モードディジタル信号伝送が普及し始めている。 Recently, as the signal interface between digital devices, balanced mode digital signal transmission such as USB and IEEE 1394 interface is becoming popular. 平衡モード信号伝送は、一対の線路15 Balanced mode signal transmission, a pair of lines 15
1,152を流れる高周波電流が逆位相であるため、外界への電磁雑音が少なく、また、外界からの電磁雑音に対する耐性も高い特徴を有する。 Since the high-frequency current flowing through the 1,152 are opposite phases, less electromagnetic noise to the outside world, also has a high tolerance to electromagnetic noise from the outside world features. しかしながら、信号源の平衡度を完全にすることは困難であり、不平衡信号成分(同相電流成分)が線路を伝搬すると、大きな電磁雑音を放射する。 However, to complete the balance of the signal sources is difficult and unbalanced signal component (in-phase current component) when propagating through the line, it emits large electromagnetic noise. コモンモードフィルタは、平衡モード信号を通過させ、不平衡モード成分を遮断する機能を有するもので、典型的なデバイスとしては磁性体を用いたコモンモードチョークが利用される。 Common mode filter passes balanced mode signal, has a function of blocking the unbalanced mode component, as a typical device common mode choke using the magnetic body is utilized. しかしながら、従来の磁性体利用のコモンモードチョークでは、GHzを越えるような高い周波数ではその機能を発揮することはできない。 However, the common mode choke of a conventional magnetic utilized at higher frequencies, such as exceeding GHz can not exert its function. 本発明による分布定数型コモンモードフィルタは、磁性体/誘電体ハイブリッドによる線路長短縮と、 A distributed constant type common mode filter according to the present invention, the line length reduced by the magnetic material / dielectric hybrid,
交換結合積層膜による限界周波数の高周波化によって、 By the high frequency of the limit frequency by exchange coupling multilayer film,
小型で広帯域のコモンモードフィルタを構成できる。 Small in size and can be configured broadband common mode filter. 【0097】図33は、分布定数型コモンモードフィルタの等価回路を結合型分布定数回路として表現したものである。 [0097] Figure 33 is a representation of an equivalent circuit of a distributed constant type common mode filter as coupled distributed constant circuit. 詳細な説明は省略するが、2組の導体ラインの磁気結合を密にする(結合係数k≒1)ことが重要であり、この点で、伝送線路構造は内部導体ライン型が適している。 Although detailed explanation is omitted, two sets are in close magnetic coupling of the conductor lines (coupling coefficient k ≒ 1) it is important, in this respect, the transmission line structure is suitable internal conductor line type. 【0098】図34は、本発明の第十七の実施例である高周波記録用薄膜磁気ヘッドの概略図を示すものである。 [0098] Figure 34 shows a schematic view of a tenth of a seventh embodiment the high-frequency recording thin film magnetic head of the present invention. 現在のハードディスクドライブ用薄膜磁気ヘッドでは、スピンバルブやトンネルMRを利用する読み出しヘッドと記録ヘッドが一体化して構成されるのが一般的であるが、図34では、簡単のために、読み出しヘッドを省略してある。 The current thin-film magnetic head for a hard disk drive, although the read head and the recording head utilizing a spin valve or a tunnel MR is constituted by integrating it is common, in FIG. 34, for simplicity, the read head It is omitted. この構造は、記録ヨーク用交換結合積層膜161,162,164とコイル163とを図示するように配置したものである。 This structure is arranged as shown and the recording yoke replacement coupling laminate films 161,162,164 coil 163. 飽和磁化Msの高い強磁性金属薄膜166と反強磁性酸化物薄膜165,167を積層して交換結合積層膜164を形成している(図35を参照)。 Laminated with a high ferromagnetic metal thin film 166 saturation magnetization Ms of the antiferromagnetic oxide film 165 and 167 to form an exchange coupling multilayer film 164 (see Figure 35). その交換結合積層膜161,162を記録ヘッドに採用することで、ヘッド発生磁界の増大、強磁性金属薄膜の限界周波数の高周波化とうず電流の抑制が期待でき、高保磁力記録媒体への高周波記録が可能になる。 By adopting the exchange coupling multilayer films 161 and 162 to the recording head, increase of the head magnetic field generated, it can be expected to suppress the high frequency and eddy current limit frequency of the ferromagnetic metal thin film, a high-frequency recording to high-coercivity recording medium It becomes possible. 【0099】本発明の種々の高周波デバイスに用いられる交換結合積層膜にあっては、強磁性金属磁性薄膜は、 [0099] In the various exchange coupling multilayer film used in the high frequency device of the present invention, ferromagnetic metal thin film,
Fe,Co,Niのうちのいずれか、あるいはこれらの合金、あるいはこれらとその他の元素を含む多元系合金材料を用いて形成し、反強磁性酸化物薄膜はα−Fe Fe, Co, one of Ni, or formed using these alloy or multicomponent alloy materials containing these and other elements, anti-ferromagnetic oxide thin film alpha-Fe 2
O ,CoO,NiOのいずれか、あるいはこれらのうちの2つ以上を含むものとして、強磁性金属磁性薄膜と反強磁性酸化物薄膜を交互に積層して交換結合積層膜が構成される。 O 3, CoO, either NiO, or as including two or more of these exchange coupling multilayer film is formed and the ferromagnetic metal thin film antiferromagnetic oxide film are laminated alternately. 以下に、交換結合積層膜の具体的な構成について説明する。 Hereinafter, a description will be given of a specific configuration of the exchange coupling multilayer film. 【0100】図35で示されるように、交換結合積層膜の強磁性層166は反強磁性層165,67でサンドイッチされる構成となるので、磁性層の上部界面と下部界面の2箇所で交換結合が生じ、このとき磁性層に働く交換結合磁界Hex(単位;A/m)は(20)式のように表される。 [0100] As shown in Figure 35, since the ferromagnetic layer 166 of the exchange coupling multilayer film is configured to be sandwiched between the antiferromagnetic layer 165,67, exchanged at two points of the upper interface and the lower interface of the magnetic layer binding occurs, this time the exchange coupling magnetic field Hex (unit; a / m) acting on the magnetic layer is expressed by the equation (20). 【0101】 【数11】 [0101] [number 11] ここで、Jexは界面の単位面積当たりの交換結合エネルギー(単位;J / m2)、MFは強磁性層の飽和磁化(単位;T)、tFは強磁性層の膜厚(単位;m)である。 Here, Jex exchange coupling energy per unit surface area of ​​the interface (unit; J / m2), MF is the saturation magnetization of the ferromagnetic layer (unit; T), tF is the thickness of the ferromagnetic layer (unit; m) with is there. 本発明による交換結合積層膜では、外部磁界に対する磁化反転は強磁性層においてのみ起こるようにする必要があり、そのためには、反強磁性層の磁気異方性エネルギーが交換結合エネルギーよりも大きいことが必要となる。 The exchange coupling multilayer film according to the present invention, the magnetization reversal with respect to the external magnetic field must be to occur only in the ferromagnetic layer, the It anisotropy energy of the antiferromagnetic layer is larger than the exchange coupling energy therefor Is required.
具体的には、反強磁性層の2つの界面で交換結合エネルギーが生じるので、その合計の上記式における2Jexよりも磁気異方性エネルギーが大きいことが条件となる。 Specifically, since the exchange coupling energy of two interfaces of the antiferromagnetic layer is produced, it anisotropy energy is larger than the 2Jex in the formula of the sum is a condition.
すなわち、 KAF×tAF >2Jex …(21) の条件が課される。 In other words, the conditions of KAF × tAF> 2Jex ... (21) is imposed. ここで、KAFは反強磁性層の磁気異方性定数(単位;J / m3)、tAFは反強磁性層の膜厚(単位;m)である。 Here, KAF the magnetic anisotropy constant of the antiferromagnetic layer (unit; J / m3), tAF the thickness of the antiferromagnetic layer (unit; m) is. 【0102】交換結合磁界Hexは、強磁性層の実効異方性磁界Hk(eff.)の目安を与えるものであるから、(20) [0102] exchange coupling magnetic field Hex is, since it is intended to give an indication of the effective anisotropic magnetic field Hk of the ferromagnetic layer (eff.), (20)
式において、HexをHk(eff.)に置き換えて変形すれば、 In the formula, if modified by replacing Hex to Hk (eff.),
強磁性層の膜厚tFは(22)式で与えられることになる。 Thickness tF of the ferromagnetic layers will be given by (22). 【数12】 [Number 12] 【0103】また、(21)式の条件を満足するための反強磁性層の臨界膜厚tAF0は、(23)式で表されることになる。 [0103] Further, (21) the critical thickness tAF0 antiferromagnetic layer for satisfying the condition of, will be represented by the equation (23). 【数13】 [Number 13] すなわち、外部磁界に対して強磁性層にのみ磁化反転を生じさせるには、反強磁性層の膜厚tAFを臨界膜厚tAF0 That is, to cause only the magnetization reversal in the ferromagnetic layer to an external magnetic field, an antiferromagnetic layer critical thickness the film thickness tAF of tAF0
よりも大きくする必要がある。 There needs to be greater than. 【0104】1.9GHz帯無線LAN機器の高周波回路に適用することを目的に、マイクロストリップライン型1/4波長変成器を試作した場合の交換結合積層膜の構成例について説明する。 [0104] the purpose of applying the high-frequency circuit of 1.9GHz band wireless LAN device, a configuration example of the exchange coupling multilayer film when the prototype micro-strip line type quarter-wave transformer. 交換結合積層膜は、強磁性金属薄膜としてNi80Fe20、反強磁性酸化物薄膜としてN Exchange coupling film stack, Ni80 Fe20 as ferromagnetic metal thin film, N antiferromagnetic oxide film
iOを用いた。 iO was used. Ni80Fe20/NiOの交換結合エネルギーJexは約9×10 −5 (J/m )と見積もられ、また、 Ni80 Fe20 / exchange coupling energy Jex of NiO is estimated to be about 9 × 10 -5 (J / m 2), also,
Ni80Fe20膜の飽和磁化MFは約1Tであった。 Ni80Fe20 saturation magnetization MF membrane was about 1T. 交換結合によって一方向磁気異方性が誘導されたNi80Fe20 Unidirectional magnetic anisotropy is induced by exchange coupling Ni80Fe20
に対して、磁化回転の強磁性共鳴周波数frを信号周波数の2倍以上の4GHzとするためには、交換結合バイアスによるNi80Fe20の実効異方性磁界Hk(eff.)の値を1 Respect, in order to at least twice the 4GHz ferromagnetic resonance frequency fr of the signal frequency of the magnetization rotation, the value of the effective anisotropic magnetic field Hk of Ni80Fe20 by exchange coupling bias (eff.) 1
6000A/m(200Oe)程度にする必要がある。 It is necessary to 6000A / m (200Oe) degree. これらの数値と(22)式を用いてNi80Fe20の膜厚tFを算出すると約11nmとなった。 When calculating the thickness tF of Ni80Fe20 using these numbers and the formula (22) was about 11 nm. また、交換結合が発現する反強磁性NiO膜の臨界膜厚tAF0は約60nmであった。 Furthermore, the critical thickness tAF0 antiferromagnetic NiO film exchange coupling expressing was about 60 nm. 【0105】[Ni80Fe20(11nm)/NiO(60n [0105] [Ni80Fe20 (11nm) / NiO (60n
m)]を単位として30層を積層し、積層膜の最上層と最下層をNiO(60nm)として交換結合積層膜を構成した。 m)] The 30 layers are laminated as a unit, to constitute a exchange coupling multilayer film uppermost layer and the lowermost layer of the laminated film as NiO (60 nm). マイクロストリップラインの接地電極として1μm 1μm as a ground electrode of the microstrip line
厚のAl導体、ストリップラインとして厚さ1μm、幅5 The thickness of the Al conductor, the thickness of 1μm as a strip line, width 5
0μmのAl導体ラインを用いた。 With Al conductor lines 0 .mu.m. デバイス幅は500μm Device width of 500μm
とした。 And the. 誘電体として利用するNiO膜の比誘電率は約10であり、これにより得られる線路の単位長さ当たりの分布容量Coは約18nF/mであった。 Relative dielectric constant of the NiO film used as dielectric is about 10, distributed capacitance Co per unit length of the resulting line by which was approximately 18nF / m. また、強磁性Ni In addition, the ferromagnetic Ni
80Fe20膜によってエンハンスされる線路の単位長さ当たりの分布インダクタンスLoは320nH/mであった。 Distributed inductance Lo per unit length of the line to be enhanced by 80Fe20 film was 320nH / m. L L
o,Coの値から、自由空間波長に対する波長短縮率は約1/23となり、1.9GHz帯の信号に対する1/4波長変成器を構成するために、線路長を1.72mmとした。 o, the value of Co, wavelength shortening rate for the free-space wavelength is approximately 1/23, and the order to constitute a quarter-wave transformer for 1.9GHz band signal, and the line length and 1.72 mm. 前段回路の信号源インピーダンス1.8Ω、後段回路の入力インピーダンス10Ωの間に整合回路を配置して、その整合回路にこれを適用した結果、インピーダンス変換器として正常な動作を確認した。 Source impedance 1.8Ω previous stage circuit, by arranging a matching circuit between the input impedance 10Ω of the subsequent circuit, the result of applying this to the matching circuit, and verify a successful operation as an impedance converter. 【0106】ここに、Ni80Fe20/NiO交換結合積層膜を用いた1.9GHz帯マイクロストリップライン型伝送線路の例を説明したが、さらに信号周波数の高い用途に利用するためには、高い飽和磁化を有する強磁性金属膜と、大きな交換結合バイアス磁界を発現できる強磁性/反強磁性交換結合の組み合わせを利用すれば良い。 [0106] Here, a description has been given of an example of a 1.9GHz band microstrip line type transmission line using Ni80 Fe20 / NiO exchange coupling multilayer film, in order to utilize the higher the signal frequency applications, the high saturation magnetization a ferromagnetic metal film having, may be utilized combinations of ferromagnetic / antiferromagnetic exchange coupling that can express a large exchange coupling bias field.
例えば、強磁性金属膜として飽和磁化Msの大きいFeやCo単独の金属材料やこれらの合金材料、あるいはこれらとNi、その他添加元素を含む種々の合金材料の適用が考えられる。 For example, a large Fe and Co single metal material or an alloy thereof saturation magnetization Ms as the ferromagnetic metal film or these and Ni,, applications of the various alloy material containing other additive elements are contemplated. これらの技術によって従来では例のほとんどない、5GHzを越える強磁性共鳴周波数を実現できる。 Little example conventional These techniques can achieve ferromagnetic resonance frequencies above 5 GHz. いずれの場合においても、強磁性金属膜、反強磁性酸化物膜の種類によって、交換結合エネルギー、強磁性金属膜の飽和磁化、反強磁性膜の磁気異方性エネルギーなどが異なってくるので、前述した指針に基づいて交換結合積層膜の設計を行う必要があるのは言うまでもない。 In either case, the ferromagnetic metal film, the type of antiferromagnetic oxide film, the exchange coupling energy, the saturation magnetization of the ferromagnetic metal film, since such magnetic anisotropy energy of the antiferromagnetic film becomes different, It is of course necessary to design the exchange coupling multilayer film based on the guidelines mentioned above. 【0107】 【発明の効果】以上、詳述したように、この発明によれば、携帯電話やPHS、PDA、Bluetooth、 [0107] [Effect of the Invention] As described above in detail, according to the present invention, a mobile phone or PHS, PDA, Bluetooth,
無線LAN、ITS機器などに代表される情報通信システムにおける各種高周波回路用の高周波デバイスの小型化・広帯域化に大きく貢献できる。 A wireless LAN, can greatly contribute to the miniaturization and broadband of radio frequency devices for various high-frequency circuits in the information communication system typified by ITS equipment.

【図面の簡単な説明】 【図1】本発明の第一の実施例であるスパイラルコイル型プレーナインダクタの基本構造を示す図であり、 Is a diagram showing a basic structure of a spiral coil type planar inductor first is an embodiment of the BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS [Figure 1] The present invention,
(a)は、上面図であり、(b)は、A−A断面図であり、(c)は、一部断面拡大図である。 (A) is a top view, (b) is a A-A cross-sectional view, (c) is a partially enlarged cross-sectional view. 【図2】スパイラルコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れの模式図である。 2 is a schematic diagram of the coil current and the magnetic flux flow of the spiral coil type planar inductor. 【図3】本発明の第二の実施例である、つづれ折れコイル型プレーナインダクタの基本構造を示す図であり、 3 is a second embodiment of the present invention, is a diagram showing a basic structure of a tapestry zigzag coil type planar inductor,
(a)は、上面図であり、(b)は、A−A断面図であり、(c)は、一部断面拡大図である。 (A) is a top view, (b) is a A-A cross-sectional view, (c) is a partially enlarged cross-sectional view. 【図4】つづれ折れコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れの模式図である。 Is a schematic diagram of FIG. 4 tapestries coil current of zigzag coil type planar inductor and the flow of magnetic flux. 【図5】本発明の第三の実施例であるソレノイドコイル型プレーナインダクタの基本構造を示す図である。 5 is a diagram showing a basic structure of a solenoid coil type planar inductor is the third embodiment of the present invention. 【図6】ソレノイドコイル型プレーナインダクタのコイル電流と磁束の流れを模式図である。 [6] The flow of coil current and the magnetic flux of the solenoid coil type planar inductor is a schematic diagram. 【図7】本発明の第四の実施例であるスパイラルコイル型プレーナトランスの基本構造を示す図であり、(a) [Figure 7] is a diagram showing a basic structure of a spiral coil type planar transformer according to a fourth embodiment of the present invention, (a)
は、積層スパイラルコイル型であり、(b)は、多重スパイラルコイル型である。 Is a stacked spiral coil type, (b) are multiple spiral coil type. 【図8】本発明の第五の実施例であるつづら折れコイル型プレーナトランスの基本構造を示す図であり、(a) 8 is a diagram showing a basic structure of a fifth which is Example serpentine coil type planar transformer of the present invention, (a)
は、積層つづら折れコイル型であり、(b)は、多重つづら折れコイル型である。 It is stacked zigzag coil type, (b) are coiled break multiplex spelled. 【図9】本発明の第六の実施例であるソレノイドコイル型プレーナトランスの基本構造を示す図である。 9 is a diagram showing a basic structure of a solenoid coil type planar transformer is a sixth embodiment of the present invention. 【図10】本発明の第一から第六の実施例の高周波デバイスにおける、隣接コイル導体間の静電容量と、コイル導体と強磁性金属膜間の静電容量の模式図である。 In a high-frequency device from the first of the sixth embodiment [FIG. 10] The present invention, the capacitance between the adjacent coil conductors is a schematic view of an electrostatic capacitance between the coil conductors and the ferromagnetic metal film. 【図11】本発明の第一の実施例であるNiFe合金膜とNiO膜から成るNiFe/NiO交換結合積層膜を利用したスパイラルコイル型プレーナインダクタの構成を示す図である。 11 is a diagram showing the configuration of a spiral coil type planar inductor utilizing the first is an example NiFe alloy film and made of NiO film NiFe / NiO exchange coupling multilayer film of the present invention. 【図12】NiFe/NiO交換結合積層膜と、NiF [12] and the NiFe / NiO exchange-coupled laminated film, NiF
e膜のトータル厚さの等しいNiFe単層膜の磁化困難軸方向の静磁化曲線を示す図である。 It is a diagram illustrating a static magnetization curve of the hard axis direction equal NiFe single layer film of the total thickness of e film. 【図13】NiFe/NiO交換結合積層膜とNiFe [13] NiFe / NiO exchange-coupled multilayer film and NiFe
単層膜についての磁化困難軸方向の透磁率の周波数特性を示す図である。 Is a diagram showing the frequency characteristic of the magnetization hard axis of the magnetic permeability of the monolayer film. 【図14】スパイラルコイル型プレーナインダクタのインダクタンスの周波数特性を示す図である。 14 is a diagram showing the inductance of the frequency characteristics of the spiral coil type planar inductor. 【図15】本発明の第七の実施例であるマイクロストリップライン型伝送線路の基本構造を示す図である。 15 is a diagram showing a basic structure of a microstrip line type transmission line is the seventh embodiment of the present invention. 【図16】マイクロストリップライン型伝送線路の内部電磁界の模式図である。 16 is a schematic diagram of the internal electromagnetic field of the microstrip line type transmission line. 【図17】本発明の第八の実施例であるパラレルライン型伝送線路の基本構造を示す図である。 17 is a diagram showing the basic structure of the parallel line type transmission line is the eighth embodiment of the present invention. 【図18】本発明の第九の実施例である内部導体ライン型伝送線路の基本構造を示す図である。 18 is a diagram showing the basic structure of the internal conductor line type transmission line is the ninth embodiment of the present invention. 【図19】内部導体ライン型伝送線路の内部電磁界の模式図である。 19 is a schematic diagram of an internal field of the internal conductor line type transmission line. 【図20】本発明の第十の実施例であるコプレーナ型伝送線路の基本構造を示す図である。 20 is a diagram showing a basic structure of a coplanar waveguide is a tenth embodiment of the present invention. 【図21】本発明の第十一実施例であるコプレーナ型伝送線路の基本構造を示す図である。 21 is a diagram showing a basic structure of the eleventh an embodiment coplanar waveguide of the present invention. 【図22】本発明の第十二の実施例である高周波共振器に使用される伝送線路を用いた終端短絡スタブ、あるいは終端開放スタブの基本構成を示す図であり、(a) [Figure 22] is a diagram showing a basic configuration of a twelfth embodiment in which a high-frequency resonator end short stub with a transmission line to be used or open-ended stub, the present invention, (a)
は、終端開放スタブの基本構成であり、(b)は、終端短絡スタブである。 Is the basic structure of the open-ended stub, (b) it is end short stub. 【図23】終端短絡スタブ、ならびに終端開放スタブの入力インピーダンスZと周波数fの関係を示す図である。 [Figure 23] end short stub, and a diagram showing the relationship between the input impedance Z and frequency f of the open-ended stub. 【図24】終端短絡スタブならびに終端開放スタブを用いて構成した帯域通過フィルタならびに帯域阻止フィルタの構成例を示す図であり、(a)は、帯域通過フィルタの構成例であり、(b)は、帯域阻止フィルタの構成例である。 [Figure 24] is a diagram showing a configuration example of a band-pass filter and band-stop filter constructed using the end short stub and terminating open stub, (a) is an example of the configuration of the band-pass filter, (b) is an example of the configuration of the band-stop filter. 【図25】本発明の第十三の実施例である伝送線路を用いた1/4波長変成器の基本構成を示す図である。 25 is a diagram showing a basic configuration of a thirteenth quarter wave transformer using a transmission line according to an embodiment of the present invention. 【図26】図25に共役インピーダンス整合を適用した場合の構成例である。 FIG. 26 is a configuration example in the case of applying the conjugate impedance matching in FIG. 【図27】終端短絡スタブならびに終端開放スタブを用いて共役インピーダンス整合を適用した具体的構成例である。 27 is a specific configuration example of applying the conjugate impedance matching with the end short stub and terminating open stub. 【図28】本発明の第十四の実施例であるマイクロストリップライン型伝送線路フィルタの基本構成を示す図である。 28 is a diagram showing a basic configuration of a microstrip line type transmission line filter Article a fourth embodiment of the present invention. 【図29】マイクロストリップライン型伝送線路フィルタに用いるNiFe/NiO交換結合積層膜の複素比透磁率の周波数特性を示す図である。 29 is a diagram showing the frequency characteristics of the complex relative permeability of NiFe / NiO exchange coupling multilayer film used for the micro-strip line type transmission line filter. 【図30】NiFe/NiO交換結合積層膜を用いたマイクロストリップライン型伝送線路フィルタのSパラメータの測定データを示す図である。 30 is a diagram showing measurement data of the S-parameters of the microstrip line type transmission line filter using NiFe / NiO exchange coupling multilayer film. 【図31】本発明の第十五の実施例である一対の導体ラインを具備する結合型伝送線路の構造を示す図である。 31 is a diagram showing a structure of a coupling transmission line having a pair of conductor lines is the fifteenth embodiment of the present invention. 【図32】本発明の第十六の実施例である分布定数型コモンモードフィルタの構造を示す図である。 32 is a diagram showing a structure of a distributed constant type common mode filter Article a sixth embodiment of the present invention. 【図33】分布定数型コモンモードフィルタの等価回路を示す図である。 33 is a diagram showing an equivalent circuit of a distributed constant type common mode filter. 【図34】本発明の第十七の実施例である高周波記録用薄膜磁気ヘッドの構造を示す図である。 34 is a diagram showing the structure of a tenth of a seventh embodiment the high-frequency recording thin film magnetic head of the present invention. 【図35】本発明の実施の第一から第十七の実施例に係わる、高周波デバイスに用いられる交換結合積層膜の基本構造を示す図である。 [Figure 35] according to a seventeenth embodiment from the first embodiment of the present invention, showing the basic structure of the exchange coupling multilayer film used in the high-frequency device. 【図36】従来のPHS用RFアンプMMICモジュールの回路構成例を示す図である。 36 is a diagram showing a circuit configuration example of a conventional PHS for RF amplifier MMIC module. 【図37】従来のPHS用RFアンプMMICモジュールのチップ写真である。 37 is a chip photograph of the conventional PHS for RF amplifier MMIC module. 【図38】従来の携帯電話用RF磁性薄膜インダクタの構造例を示す図である。 38 is a diagram showing a structural example of a conventional mobile phone RF magnetic thin film inductor. 【図39】従来のマイクロストリップライン型伝送線路の基本構造を示す図である。 39 is a diagram showing a basic structure of a conventional microstrip line type transmission line. 【図40】従来のコプレーナ型伝送線路の基本構造を示す図である。 40 is a diagram showing a basic structure of a conventional coplanar waveguide. 【図41】従来の50GHz帯低雑音増幅器の回路構成例を示す図である。 41 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional 50GHz band low noise amplifier. 【図42】伝送線路の分布定数型等価回路を示す図である。 42 is a diagram showing a distributed constant type equivalent circuit of the transmission line. 【図43】従来の磁気記録用薄膜磁気ヘッドの構成例を示す図である。 43 is a diagram showing a configuration example of a conventional magnetic recording thin film magnetic head. 【図44】[FeTaN(20nm)/IrMn(10nm)]交換結合積層膜の磁化曲線を示す図である。 44 is a diagram showing a magnetization curve of [FeTaN (20nm) / IrMn (10nm)] exchange coupling multilayer film. 【図45】[FeTaN(20nm)/IrMn(10nm)]交換結合積層膜の複素透磁率の周波数特性を示す図である。 45 is a diagram showing a [FeTaN (20nm) / IrMn (10nm)] Frequency characteristics of the complex permeability of the exchange coupling multilayer film. 【符号の説明】 1 スパイラルコイル2、12 上部積層膜、上部交換結合積層膜磁心3、13 上部積層膜、下部交換結合積層膜磁心4、14 基板5、15 強磁性金属膜6、16 反強磁性酸化物膜7、17 交換結合積層膜8、18 磁心の最上層9、19 磁界11 つづら折れコイル21 ソレノイドコイル22 交換結合積層膜磁心23 磁界24 基板25、31 上部交換結合積層膜磁心26、29 1次スパイラルコイル27、30 2次スパイラルコイル28、32 下部交換結合積層膜磁心33,34 磁界35,41 上部交換結合積層膜磁心36,39 1次つづら折れコイル37,40 2次つづら折れコイル38,42 下部交換結合積層膜磁心45 1次ソレノイドコイル46 2次ソレノイドコイル47 交換結合積層膜磁心51,52 コ [EXPLANATION OF SYMBOLS] 1 spiral coil 2, 12 the upper laminated film, the upper exchange coupling multilayer film core 3,13 upper laminated film, the lower exchange coupling multilayer film magnetic core 4, 14 substrate 5 and 15 ferromagnetic metal film 6 and 16 ANTIFERROELECTRIC magnetic oxide film 7 and 17 exchange coupling multilayer films 8 and 18 uppermost core 9 and 19 a magnetic field 11 serpentine coil 21 solenoid coil 22 exchange coupling multilayer film magnetic core 23 a magnetic field 24 substrate 25, 31 an upper exchange coupling multilayer film magnetic core 26, 29 primary spiral coil 27, 30 secondary spiral coil 28, 32 lower exchange coupling multilayer film magnetic core 33 and the magnetic field 35, 41 upper exchange coupling multilayer film magnetic core 36 and 39 primary serpentine coil 37 and 40 secondary serpentine coil 38, 42 lower exchange coupling multilayer film magnetic core 45 primary solenoid coil 46 secondary solenoid coil 47 exchange coupling multilayer film magnetic core 51 and 52 co イル導体53 交換結合積層膜磁心54 強磁性金属膜61 スパイラルコイル62 上部交換結合積層膜磁心63 下部交換結合積層膜磁心64 基板(ガラス基板) 65 交換結合積層膜磁心(NiFe合金膜) 66 反強磁性酸化物膜(NiO膜) 67 交換結合積層膜68 磁心の最上層(NiO膜) 71 ストリップライン72 交換結合積層膜73 接地電極74 基板81 ストリップライン82 強磁性金属膜83 反強磁性酸化物膜84 接地電極85 基板86 電流87 信号源88 電界ベクトル89 磁束密度ベクトル91 上部導体ライン92 交換結合積層膜93 下部導体ライン94 基板101 導体ライン102 絶縁膜103 交換結合積層膜104 交換結合積層膜105 上部接地電極106 下部接地電極107 基板111 導体ライン1 Yl conductor 53 exchange coupling multilayer film magnetic core 54 ferromagnetic metal film 61 spiral coils 62 upper exchange coupling multilayer film magnetic core 63 lower exchange coupling multilayer film magnetic core 64 the substrate (glass substrate) 65 exchange coupling multilayer film core (NiFe alloy film) 66 ANTIFERROELECTRIC magnetic oxide film (NiO film) 67 exchange coupling multilayer film 68 core uppermost (NiO film) 71 stripline 72 exchange coupling multilayer film 73 ground electrode 74 substrate 81 strip line 82 ferromagnetic metal film 83 antiferromagnetic oxide film 84 ground electrode 85 substrate 86 current 87 source 88 electric field vector 89 magnetic flux density vector 91 upper conductor line 92 exchange coupling multilayer film 93 lower conductor line 94 substrate 101 conductor line 102 insulating film 103 exchange coupling multilayer film 104 exchange coupling multilayer film 105 upper ground electrode 106 lower ground electrode 107 substrate 111 conductor line 1 3 交換結合積層膜115 接地電極116 接地電極118 基板121 導体ライン123 交換結合積層膜125 接地電極126 接地電極127 下部接地電極128 基板131 ストリップライン132 交換結合積層膜134 接地電極135 基板141,142 導体ライン143 交換結合積層膜144 下部接地電極145 基板151,152 導体ライン153 上部接地電極154,155 交換結合積層膜156 下部接地電極157 基板161,162,164 記録ヨーク用交換結合積層膜163 コイル165,167 反強磁性酸化物層166 強磁性金属層171,176 磁性膜172 下地層173 ポリイミド174 スパイラルコイル175 SiO 3 exchange coupling multilayer film 115 a ground electrode 116 ground electrode 118 substrate 121 conductor line 123 exchange coupling multilayer film 125 a ground electrode 126 ground electrode 127 lower ground electrode 128 substrate 131 stripline 132 exchange coupling multilayer film 134 a ground electrode 135 substrate 141 conductors line 143 exchange coupling multilayer film 144 lower ground electrode 145 substrate 151, 152 conductor line 153 upper ground electrode 154, 155 exchange coupling multilayer film 156 lower ground electrode 157 substrate 161,162,164 recording yoke exchange coupling multilayer film 163 coils 165, 167 antiferromagnetic oxide layer 166 ferromagnetic metal layers 171,176 magnetic film 172 underlying layer 173 polyimide 174 spiral coil 175 SiO 2 177 Si 181、184 導体ライン182 誘電体183 接地導体185 誘電体186,187 接地導体191,192 記録用磁性膜193 コイル194 スピンバルブ読み出しヘッド195 シールド層 177 Si 181 and 184 conductive line 182 dielectric 183 a ground conductor 185 dielectric 186 a ground conductor 191, 192 a recording magnetic film 193 coil 194 spin valve read head 195 shield layer

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 佐藤 敏郎 長野県長野市若里1−16−48−305 (72)発明者 山沢 清人 長野県長野市松代町城東90 (72)発明者 佐久間 敏幸 長野県上伊那郡箕輪町大字中箕輪14016 コーア株式会社内(72)発明者 唐澤 弘喜 長野県上伊那郡箕輪町大字中箕輪14016 コーア株式会社内Fターム(参考) 5E070 AA05 AB01 BA12 BB01 CB02 CB13 CB14 CB15 EB01 5J014 CA05 ────────────────────────────────────────────────── ─── of the front page continued (72) inventor Toshiro Sato Nagano, Nagano Prefecture Wakasato 1-16-48-305 (72) inventor Kiyoto Yamazawa Nagano, Nagano Prefecture Matsushiromachijoto 90 (72) inventor Toshiyuki Sakuma Nagano prefecture kamiina district Minowa-cho Oaza Nakaminowa 14016 Koa within Co., Ltd. (72) inventor Karasawa Hiroki, Nagano Prefecture kamiina district Minowa-cho Oaza Nakaminowa 14016 KOA Corporation in the F-term (reference) 5E070 AA05 AB01 BA12 BB01 CB02 CB13 CB14 CB15 EB01 5J014 CA05

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 【請求項1】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を有することを特徴とする高周波デバイス。 Claims We claim: 1. A high-frequency device characterized by having a laminate film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【請求項2】 前記強磁性金属薄膜は、Fe,Co,N Wherein said ferromagnetic metal thin film, Fe, Co, N
    iのうちの少なくとも1種を含む材料、あるいはこれらからなる合金を含む材料、あるいはこれらとその他の元素を含む多元系合金材料から形成されることを特徴とする請求項1に記載の高周波デバイス。 Material containing at least one of i or material comprising an alloy consisting of these or high frequency device according to claim 1, characterized in that it is formed from a multicomponent alloy materials containing these and other elements,,. 【請求項3】 前記反強磁性酸化物薄膜は、α−Fe Wherein the antiferromagnetic oxide thin film, α-Fe 2
    ,CoO,NiOのうち少なくとも1種を含む、あるいはこれらのうちの2種以上を組み合わせたものを含むことを特徴とする請求項1に記載の高周波デバイス。 O 3, CoO or high frequency device according to claim 1, characterized in that it comprises a combination of two or more of these, comprises at least one of NiO. 【請求項4】 前記積層膜は、強磁性金属磁性薄膜層と反強磁性酸化物薄膜層を多層に積層したことを特徴とする請求項1に記載の高周波デバイス。 Wherein said multilayer film has high frequency device according to claim 1, characterized in that the ferromagnetic metal thin film layer and an antiferromagnetic oxide film layer was laminated in a multilayer. 【請求項5】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体コイルを有することを特徴とする高周波用プレーナインダクタ。 5. A high frequency planar inductors, characterized in that it comprises a laminated film and a conductive coil formed of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【請求項6】 前記導体コイルがスパイラルコイルであることを特徴とする請求項5に記載の高周波用プレーナインダクタ。 6. The high-frequency planar inductor according to claim 5, wherein the conductor coil is a spiral coil. 【請求項7】 前記導体コイルがつづら折れコイルであることを特徴とする請求項5に記載の高周波用プレーナインダクタ。 7. A high-frequency planar inductor according to claim 5, wherein the conductor coil is serpentine coil. 【請求項8】 前記導体コイルが前記積層膜を取り囲んで巻回されるソレノイドコイルであることを特徴とする請求項5に記載の高周波用プレーナインダクタ。 8. The high-frequency planar inductor according to claim 5, wherein the conductor coil is a solenoid coil wound surrounding the laminated film. 【請求項9】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体コイルを有することを特徴とする高周波用プレーナトランス。 9. ferromagnetic metal thin film and the high-frequency planar transformer, characterized in that it comprises a laminated film and a conductor coil formed of an antiferromagnetic oxide film. 【請求項10】 前記導体コイルが複数のスパイラルコイルであることを特徴とする請求項9に記載の高周波用プレーナトランス。 10. A high-frequency planar transformer according to claim 9, wherein the conductor coil is a plurality of spiral coils. 【請求項11】 前記導体コイルが複数のつづら折れコイルであることを特徴とする請求項9に記載の高周波用プレーナトランス。 11. high-frequency planar transformer according to claim 9, wherein the conductor coil is a plurality of serpentine coil. 【請求項12】 前記導体コイルが、磁心を取り囲んで巻回される複数のソレノイドコイルであることを特徴とする請求項9に記載の高周波用プレーナトランス。 12. The method of claim 11, wherein the conductor coil, high-frequency planar transformer according to claim 9, characterized in that a plurality of solenoid coil wound surrounding the core. 【請求項13】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と導体ラインを有することを特徴とする伝送線路。 13. transmission line, characterized in that it has a laminated film and a conductive line made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 【請求項14】 前記導体ラインがストリップラインであり、前記積層膜の上部に位置するストリップラインと該積層膜の下部に位置する接地電極とで構成されることを特徴とする請求項13に記載の伝送線路。 14. The method of claim 13, wherein the conductor line is a strip line, according to claim 13, characterized in that it is composed of a ground electrode located below the strip line and the laminated film positioned on top of the multilayer film transmission line. 【請求項15】 前記導体ラインが一対の平行導体ラインであり、該一対の平行導体ラインを前記積層膜の上部と下部に配置して構成されることを特徴とする請求項1 15. A the conductor lines of the pair parallel conductor lines, claim 1, characterized in that it is constituted by arranging the pair of parallel conductor lines on the top and bottom of the laminated film
    3に記載の伝送線路。 Transmission line according to 3. 【請求項16】 前記積層膜が一対の前記積層膜であり、該一対の前記積層膜で導体ラインを上下からサンドイッチして、かつ、上部の該積層膜の上面と、下部の該積層膜の下面に接地電極を設けて構成されることを特徴とする請求項13に記載の伝送線路。 16. The multilayer film is a pair of the laminated film, and sandwiched conductor line from above and below the pair of the laminated film, and an upper surface of the upper of the laminated film, the lower portion of the laminated film transmission line according to claim 13, characterized in that it is formed by providing a ground electrode on the lower surface. 【請求項17】 前記積層膜と、該積層膜の上部に位置するストリップラインとストリップラインの同一面上の周囲に位置する接地電極で構成されることを特徴とする請求項13に記載の伝送線路。 17. A the laminated film, the transmission according to claim 13, characterized in that it is composed of a ground electrode located on the periphery of the same surface of the strip line and the strip line positioned on top of the laminated film line. 【請求項18】 前記積層膜の下部にも接地電極を構成することを特徴とする請求項17に記載の伝送線路。 18. The transmission line according to claim 17, characterized in that it constitutes a ground electrode in the lower portion of the multilayer film. 【請求項19】 請求項13から18に記載の伝送線路を用いた終端短絡スタブおよびあるいは終端開放スタブを有することを特徴とする高周波共振器ならびに高周波フィルタ。 19. The high-frequency resonators and high frequency filters and having an end short-circuit stubs and or end open stub with a transmission line according to claims 13 18. 【請求項20】 請求項13から18に記載の伝送線路を用いることを特徴とする1/4波長変成器。 20. quarter-wave transformer, which comprises using a transmission line according to claims 13 18. 【請求項21】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を有し. 21. has a laminated film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film. 該積層膜の強磁性共鳴を用いることを特徴とする高周波フィルタ。 High-frequency filter, which comprises using the ferromagnetic resonance of the laminated film. 【請求項22】 伝送線路がマイクロストリップライン型伝送線路またはパラレルライン型伝送線路または内部導体ライン型伝送線路またはコプレーナ型伝送線路であって、 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜と対の導体ラインを具備し、該対の導体ラインは幾何学的に平衡する位置にかつ導体ライン同士が電磁結合する位置に配置したことを特徴とする結合型伝送線路。 22. The transmission line is a microstrip line type transmission line or a parallel line type transmission line or the internal conductor line type transmission line or a coplanar waveguide, laminate made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film comprising a conductor line of the film and the pair coupled transmission line conductor lines of said pair of conductor lines each other and at positions geometrically equilibrium is characterized by being arranged at a position electromagnetically coupled. 【請求項23】 請求項22に記載の結合型伝送線路を用いたことを特徴とする分布定数型コモンモードフィルタ。 23. The distributed constant type common mode filter which is characterized by using the coupled transmission line of claim 22. 【請求項24】 強磁性金属薄膜と反強磁性酸化物薄膜から成る積層膜を有し、該積層膜を記録ヨークとして用いることを特徴とする磁気記録用薄膜磁気ヘッド。 24. has a laminated film made of a ferromagnetic metal thin film and an antiferromagnetic oxide film, magnetic recording thin film magnetic head, which comprises using the laminated film as the recording yoke.
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