JP2003249896A - 変調信号の符号化による処理利得向上方式 - Google Patents
変調信号の符号化による処理利得向上方式Info
- Publication number
- JP2003249896A JP2003249896A JP2002048999A JP2002048999A JP2003249896A JP 2003249896 A JP2003249896 A JP 2003249896A JP 2002048999 A JP2002048999 A JP 2002048999A JP 2002048999 A JP2002048999 A JP 2002048999A JP 2003249896 A JP2003249896 A JP 2003249896A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- replica
- modulated
- encoding
- processing gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 20
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 19
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 34
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 16
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 claims description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 22
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 13
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 11
- 230000002596 correlated effect Effects 0.000 description 4
- 239000000835 fiber Substances 0.000 description 4
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 4
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000003672 processing method Methods 0.000 description 2
- 230000003362 replicative effect Effects 0.000 description 2
- 102100033007 Carbonic anhydrase 14 Human genes 0.000 description 1
- 102100032566 Carbonic anhydrase-related protein 10 Human genes 0.000 description 1
- 101000867862 Homo sapiens Carbonic anhydrase 14 Proteins 0.000 description 1
- 101000867836 Homo sapiens Carbonic anhydrase-related protein 10 Proteins 0.000 description 1
- 238000003491 array Methods 0.000 description 1
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 1
- 108090000623 proteins and genes Proteins 0.000 description 1
- 230000002123 temporal effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Optical Communication System (AREA)
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
- Geophysics And Detection Of Objects (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＰＧＣ変調信号を位相変調あるいは周波数変
調して２値化して符号化を行い、戻り光の同期検波を送
信したレプリカ符号列で行うことにより、信号処理利得
を向上することができる変調信号の符号化による処理利
得向上方式を提供する。 【解決手段】 ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムに
おいて、変調信号に対し位相変調して２値化し、符号化
を行い、レプリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号
で同期検波を行う。
調して２値化して符号化を行い、戻り光の同期検波を送
信したレプリカ符号列で行うことにより、信号処理利得
を向上することができる変調信号の符号化による処理利
得向上方式を提供する。 【解決手段】 ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムに
おいて、変調信号に対し位相変調して２値化し、符号化
を行い、レプリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号
で同期検波を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、海底地震観測網
や、河川観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測
する光ファイバセンサシステムを構築する際の変復調処
理方式に係り、特に、変調信号の符号化による処理利得
向上方式に関するものである。
や、河川観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測
する光ファイバセンサシステムを構築する際の変復調処
理方式に係り、特に、変調信号の符号化による処理利得
向上方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、この分野の技術としては、文献
名：新藤 雄吾他、「光ファイバ速度センサによる海底
地震観測」、平成１２年度海洋音響学会研究発表会講演
論文集、ＰＰ．１０７−１１０，２０００がある。
名：新藤 雄吾他、「光ファイバ速度センサによる海底
地震観測」、平成１２年度海洋音響学会研究発表会講演
論文集、ＰＰ．１０７−１１０，２０００がある。
【０００３】図１３はかかる従来の光ファイバ加速度セ
ンサによる海底地震観測システムの構成図である。
ンサによる海底地震観測システムの構成図である。
【０００４】この図において、１０１はレーザ光源、１
０２は送信ゲート、１０３，１０７，１０９，１１５は
光カプラ、１０４はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１０５
は受信ゲート，１０６はＰＧＣ（Ｐｈａｓｅ Ｇｅｎｅ
ｒａｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ）ホモダイン復調器、１０
８はマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド、１１
０、１１１は２本の光ファイバ、１１２，１１３はミラ
ー、１１４，１１７は遅延ファイバ、１１６はセンサ
（図示なし）へ接続される光ファイバである。
０２は送信ゲート、１０３，１０７，１０９，１１５は
光カプラ、１０４はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１０５
は受信ゲート，１０６はＰＧＣ（Ｐｈａｓｅ Ｇｅｎｅ
ｒａｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ）ホモダイン復調器、１０
８はマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド、１１
０、１１１は２本の光ファイバ、１１２，１１３はミラ
ー、１１４，１１７は遅延ファイバ、１１６はセンサ
（図示なし）へ接続される光ファイバである。
【０００５】このシステムは、レーザ光源１０１、Ｏ／
Ｅ（光／電気）変換器１０４、ＰＧＣホモダイン復調器
１０６、多重化用の送信ゲート１０２、受信ゲート１０
５およびマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド１
０８からなる。マイケルソン干渉計は２本の光ファイバ
１１０，１１１を光カプラ１０９、ミラー１１２，１１
３を用いて結合したものであり、振動加速度による光フ
ァイバの長さおよび屈折率の変化をレーザ光の位相変化
として検出する。
Ｅ（光／電気）変換器１０４、ＰＧＣホモダイン復調器
１０６、多重化用の送信ゲート１０２、受信ゲート１０
５およびマイケルソン干渉計を利用したセンサヘッド１
０８からなる。マイケルソン干渉計は２本の光ファイバ
１１０，１１１を光カプラ１０９、ミラー１１２，１１
３を用いて結合したものであり、振動加速度による光フ
ァイバの長さおよび屈折率の変化をレーザ光の位相変化
として検出する。
【０００６】ここで、基本的な用語の詳細な説明を行
う。
う。
【０００７】ＴＤＭ方式（時分割多重化：Ｔｉｍｅ
Ｄｏｍａｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ方式）とは、図１４
に示すように、複数のセンサを多重化する方式の一つで
ある。レーザパルスと各センサ間に挿入した遅延ファイ
バを組み合わせたもので、各センサから戻ってくるレー
ザパルスを時間的に分離する方式である。
Ｄｏｍａｉｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ方式）とは、図１４
に示すように、複数のセンサを多重化する方式の一つで
ある。レーザパルスと各センサ間に挿入した遅延ファイ
バを組み合わせたもので、各センサから戻ってくるレー
ザパルスを時間的に分離する方式である。
【０００８】ＰＧＣ方式（Ｐｈａｓｅ Ｇｅｎｅｒａ
ｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ方式）は、上記した図１３に示
すように、干渉型光ファイバセンサで用いる、光信号の
変復調方式の一つである。ＦＭ変調を加えたレーザ光が
光路差をもつ干渉計に加えられると、その時のＯ／Ｅ信
号はＩ∝ｃｏｓ〔Ｃｃｏｓωｔ＋φ（ｔ）〕（ここで、
Ｃは変調度）で与えられる。この式中のＣｃｏｓωｔを
ＰＧＣとよぶ。
ｔｅｄ Ｃａｒｒｉｅｒ方式）は、上記した図１３に示
すように、干渉型光ファイバセンサで用いる、光信号の
変復調方式の一つである。ＦＭ変調を加えたレーザ光が
光路差をもつ干渉計に加えられると、その時のＯ／Ｅ信
号はＩ∝ｃｏｓ〔Ｃｃｏｓωｔ＋φ（ｔ）〕（ここで、
Ｃは変調度）で与えられる。この式中のＣｃｏｓωｔを
ＰＧＣとよぶ。
【０００９】ＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖ
ｅ）は、連続光であり、レーザ光源などから得られる。
ｅ）は、連続光であり、レーザ光源などから得られる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
たようなＴＤＭ多チャンネル構成では、各チャンネル毎
に送信光を分岐して観測システムを構成するため、各チ
ャンネルあたりのＣ／Ｎ（キャリアツウノイズレシオ）
が低下することになり、それによって、信号のＳＮＲが
低下することになる。そのため、多重化できるチャンネ
ル数が小さくなってしまう。
たようなＴＤＭ多チャンネル構成では、各チャンネル毎
に送信光を分岐して観測システムを構成するため、各チ
ャンネルあたりのＣ／Ｎ（キャリアツウノイズレシオ）
が低下することになり、それによって、信号のＳＮＲが
低下することになる。そのため、多重化できるチャンネ
ル数が小さくなってしまう。
【００１１】本発明は、上記状況に鑑みて、ＰＧＣ変調
信号を位相変調あるいは周波数変調して２値化して符号
化を行い、戻り光の同期検波を送信したレプリカ符号列
で行うことにより、信号処理利得を向上することができ
る変調信号の符号化による処理利得向上方式を提供する
ことを目的とする。
信号を位相変調あるいは周波数変調して２値化して符号
化を行い、戻り光の同期検波を送信したレプリカ符号列
で行うことにより、信号処理利得を向上することができ
る変調信号の符号化による処理利得向上方式を提供する
ことを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、 〔１〕変調信号の符号化による処理利得向上方式におい
て、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、変
調信号に対し位相変調して２値化し、符号化を行い、レ
プリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号で同期検波
を行うことを特徴とする。
成するために、 〔１〕変調信号の符号化による処理利得向上方式におい
て、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムにおいて、変
調信号に対し位相変調して２値化し、符号化を行い、レ
プリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号で同期検波
を行うことを特徴とする。
【００１３】〔２〕変調信号の符号化による処理利得向
上方式において、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システム
において、変調信号に対し、２周波を用いて符号化を行
い、レプリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号で同
期検波を行うことを特徴とする。
上方式において、ＦＭ変調光を用いた干渉処理システム
において、変調信号に対し、２周波を用いて符号化を行
い、レプリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号で同
期検波を行うことを特徴とする。
【００１４】〔３〕上記〔２〕記載の変調信号の符号化
による処理利得向上方式において、前記レプリカ生成
は、レプリカの各ビットを＋１、−１に符号化するため
に、正レプリカ相関、負レプリカ相関を行い、この負レ
プリカ相関出力に−１を乗じて相関列を出力することを
特徴とする。
による処理利得向上方式において、前記レプリカ生成
は、レプリカの各ビットを＋１、−１に符号化するため
に、正レプリカ相関、負レプリカ相関を行い、この負レ
プリカ相関出力に−１を乗じて相関列を出力することを
特徴とする。
【００１５】〔４〕上記〔２〕記載の変調信号の符号化
による処理利得向上方式において、伝送アレイ構成にお
いて不要反射を軽減するために、近くのチャンネル戻り
光がカプラに届くまでの距離を離すようにすることを特
徴とする。
による処理利得向上方式において、伝送アレイ構成にお
いて不要反射を軽減するために、近くのチャンネル戻り
光がカプラに届くまでの距離を離すようにすることを特
徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図を参照しながら詳細に説明する。
て図を参照しながら詳細に説明する。
【００１７】まず、本発明を説明するにあたり、従来行
われているＰＧＣの処理方式について簡単に説明する。
われているＰＧＣの処理方式について簡単に説明する。
【００１８】図１は基本的なＰＧＣの処理方式における
伝送アレイの模式図である。
伝送アレイの模式図である。
【００１９】この図において、１，２，３，…，Ｎはチ
ャンネルのセンサ、１１は光源部、１２は光カプラ、１
３はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１４は復調器、１５，
１６は光ファイバ、１７は遅延ファイバである。
ャンネルのセンサ、１１は光源部、１２は光カプラ、１
３はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、１４は復調器、１５，
１６は光ファイバ、１７は遅延ファイバである。
【００２０】図１に示すように、各チャンネル１，２，
３，…，Ｎ（センサ）からの戻り光はＯ／Ｅ変換器１３
でＯ／Ｅ変換されて、式（１）で示される信号強度Ｉ
（ｔ）なる干渉信号となる。
３，…，Ｎ（センサ）からの戻り光はＯ／Ｅ変換器１３
でＯ／Ｅ変換されて、式（１）で示される信号強度Ｉ
（ｔ）なる干渉信号となる。
【００２１】
【数１】
【００２２】ここで、Ａ，Ｂは電界パワー強度、Ｃは変
調度、ωは変調周波数、φｉｊは信号位相（ｉはセンサ
番号、ｊはセンサアームの別）である。
調度、ωは変調周波数、φｉｊは信号位相（ｉはセンサ
番号、ｊはセンサアームの別）である。
【００２３】点線で囲った部分は異なるセンサでの干渉
信号を表すが、それ以外の所は設定した時間遅延を持っ
て帰ってくる戻り光である。
信号を表すが、それ以外の所は設定した時間遅延を持っ
て帰ってくる戻り光である。
【００２４】このように、Ｏ／Ｅ変換後の干渉強度に関
しては、各アーム間での線形加算が成り立つ。
しては、各アーム間での線形加算が成り立つ。
【００２５】上記（１）式を１つのセンサについて、ベ
ッセル関数で展開すると、以下のように表される。
ッセル関数で展開すると、以下のように表される。
【００２６】
Ｉ（ｔ）＝Ａ＋Ｂｃｏｓ〔Ｃｃｏｓωｔ＋φ（ｔ）〕
＝Ａ＋Ｂ｛〔Ｊ0 （Ｃ）＋２（−１）k ・Ｊ2k（Ｃ）・ｃｏｓ２ｋωｔ
〕ｃｏｓφ（ｔ）−〔２（−１）k ・Ｊ2k+1（Ｃ）・ｃｏｓ（２ｋ＋１）ωｔ〕
ｓｉｎφ（ｔ）｝ …（２）
上記（２）式より１次の成分と２次の成分を抽出する。
【００２７】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓωｔ …（３）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ２ωｔ …（４）
抽出は同期検波を行い、それぞれ
１次信号：Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ） …（５）
２次信号：Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ） …（６）
なる値を得る。上記（６）式を上記（５）式で割って、
Ｊ1 （Ｃ）／Ｊ2 （Ｃ）をかけてｔａｎ-1（アークｔａ
ｎ）をとることによって信号位相φを抽出する（ｔａｎ
-1処理の場合）。
Ｊ1 （Ｃ）／Ｊ2 （Ｃ）をかけてｔａｎ-1（アークｔａ
ｎ）をとることによって信号位相φを抽出する（ｔａｎ
-1処理の場合）。
【００２８】ここで、本発明の第１実施例の変調信号の
符号化による処理利得向上方式について説明を行う。
符号化による処理利得向上方式について説明を行う。
【００２９】前述のＰＧＣ変調では、送信波形として周
波数変調を行っているが、変調信号を位相変調して２値
化し、符号化することで同期検波を行い、相関処理を行
う。
波数変調を行っているが、変調信号を位相変調して２値
化し、符号化することで同期検波を行い、相関処理を行
う。
【００３０】すると、前述の式は以下のように展開され
る。
る。
【００３１】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓ（ωｔ＋ｐπ） …（７）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ（２ωｔ＋ｐπ）…（８）
（ｐは符号により０もしくは１）
同期検波を行う信号の周波数も同様に変調し、レプリカ
化することで同期検波での出力をシグナルビットとして
考えることが可能となる。
化することで同期検波での出力をシグナルビットとして
考えることが可能となる。
【００３２】
Ｈｎ＝ｃｏｓ（ωｔ） …（９）
Ｌｎ＝ｃｏｓ（ωｔ＋π） …（１０）
（ｎは信号次数）
ここで、「レプリカ」とは、上記のＰＧＣを発展させた
もので、ＦＭ変調周波数ｆ1 とｆ2 をある時刻ごとに切
り替えていく。このｆ1 とｆ2 の時間的な並びがレプリ
カ信号となり、センサ出力とレプリカ信号との相関処理
により信号利得の向上を行う。
もので、ＦＭ変調周波数ｆ1 とｆ2 をある時刻ごとに切
り替えていく。このｆ1 とｆ2 の時間的な並びがレプリ
カ信号となり、センサ出力とレプリカ信号との相関処理
により信号利得の向上を行う。
【００３３】図２はそのレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の
場合）を示す図である。
場合）を示す図である。
【００３４】レプリカ信号列で同期検波を行うと、ＨＮ
は−１となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅（＋１）とな
る。Ｍ系列のような相関性の高い信号で符号化した場
合、各次数の相関後の信号は図３に示すようになる。
は−１となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅（＋１）とな
る。Ｍ系列のような相関性の高い信号で符号化した場
合、各次数の相関後の信号は図３に示すようになる。
【００３５】変調周期に対して信号周波はずっと低いの
で、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次数倍の信
号となる（ここで、信号振幅はＪｎｃｏｓφ、もしくは
Ｊｎｓｉｎφと定義する）。
で、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次数倍の信
号となる（ここで、信号振幅はＪｎｃｏｓφ、もしくは
Ｊｎｓｉｎφと定義する）。
【００３６】（送信形態）通常時分割送信する送信空き
スロットに、信号変調信号のＣＷ信号を送信する、つま
り、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価で
ある。
スロットに、信号変調信号のＣＷ信号を送信する、つま
り、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価で
ある。
【００３７】図４はＯ／Ｅ変換後信号と送信パルス列の
関係を示す図である。
関係を示す図である。
【００３８】（戻り光）ここで、全てのチャンネルの戻
り光が、１チャンネル送信分の信号長より短ければ、送
り光は連続的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけ
るだけでよく、パルスジェネレータ（ＰＧ）が不要とな
る。つまり、基本形にＰＧが不要であり、変調信号をフ
ァンクションジェネレータで入力するのみでたりる。
り光が、１チャンネル送信分の信号長より短ければ、送
り光は連続的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけ
るだけでよく、パルスジェネレータ（ＰＧ）が不要とな
る。つまり、基本形にＰＧが不要であり、変調信号をフ
ァンクションジェネレータで入力するのみでたりる。
【００３９】図５はその戻り光ＲＳＡ列のタイミングを
示す図である。
示す図である。
【００４０】本発明の方式では、従来、受信側で戻り光
（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャン
ネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジ
ット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングと
なり、デジット数はチャンネル数相当となる。
（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャン
ネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジ
ット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングと
なり、デジット数はチャンネル数相当となる。
【００４１】以上のように、符号化を施した同期検波を
行うことにより、信号処理利得が稼げる結果となる。そ
のため、キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばす
ことが可能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデ
ジット数倍され、それ以外の無相関雑音がデジット数の
１／２乗されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の
１／２乗増加する結果となる。
行うことにより、信号処理利得が稼げる結果となる。そ
のため、キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばす
ことが可能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデ
ジット数倍され、それ以外の無相関雑音がデジット数の
１／２乗されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の
１／２乗増加する結果となる。
【００４２】１００チャンネルの多重化を考えた場合、
空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増
加し、その結果、同一チャンネル数で考えると、伝送距
離を１０倍相当延ばせることになる。
空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増
加し、その結果、同一チャンネル数で考えると、伝送距
離を１０倍相当延ばせることになる。
【００４３】次に、本発明の第２実施例の変調信号の符
号化による処理利得向上方式について説明する。
号化による処理利得向上方式について説明する。
【００４４】従来のＰＧＣ変調では、送信波形として周
波数変調を行っているが、変調周波数２周波を用いて符
号化することで同期検波を行い、相関処理を行う。
波数変調を行っているが、変調周波数２周波を用いて符
号化することで同期検波を行い、相関処理を行う。
【００４５】すると、前述の式は以下のように展開され
る。
る。
【００４６】
１次信号：２Ｊ1 （Ｃ）・ｃｏｓφ（ｔ）・ｃｏｓ（ωp ｔ） …（１１）
２次信号：２Ｊ2 （Ｃ）・ｓｉｎφ（ｔ）・ｃｏｓ（２ωp ｔ） …（１２）
（ｐは符号により０もしくは１）
同期検波を行う信号の周波数も同様に変調しレプリカ化
することで、同期検波での出力をシグナルビットとして
考えることが可能となる。
することで、同期検波での出力をシグナルビットとして
考えることが可能となる。
【００４７】
Ｈｎ＝ｃｏｓ（ω1 ｔ） …（１３）
Ｌｎ＝ｃｏｓ（ω2 ｔ＋π） …（１４）
（ｎは信号次数）
図６はその場合のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場合）
を示す図である。
を示す図である。
【００４８】レプリカ信号列で同期検波を行うと、ＨＬ
はベースバンドで０となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅と
なる（後述の参考１参照）。Ｍ系列のような相関性の高
い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号は図７
のようになる。
はベースバンドで０となり、ＬＬ、ＨＨでは信号振幅と
なる（後述の参考１参照）。Ｍ系列のような相関性の高
い信号で符号化した場合、各次数の相関後の信号は図７
のようになる。
【００４９】なお、変調周期に対して信号周波数はずっ
と低いので、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次
数倍の信号となる（ここで、信号振幅はＪn ｃｏｓφ、
もしくはＪn ｓｉｎφと定義する）。
と低いので、各信号の同時性が満たされ、信号振幅の次
数倍の信号となる（ここで、信号振幅はＪn ｃｏｓφ、
もしくはＪn ｓｉｎφと定義する）。
【００５０】同様に、負論理レプリカ相関を行うと、Ｈ
Ｌで０となったビットが信号振幅となり、ＨＨ、ＬＬで
０となる。
Ｌで０となったビットが信号振幅となり、ＨＨ、ＬＬで
０となる。
【００５１】負論理の符号を反転してＭ系列出力を構成
する。これによって＋１、−１の符号化ができ、ビット
サムによる相関検出が可能となる。
する。これによって＋１、−１の符号化ができ、ビット
サムによる相関検出が可能となる。
【００５２】（送信形態）通常、時分割送信する送信空
きスロットに信号変調信号のＣＷ信号を送信する。つま
り、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価で
ある。
きスロットに信号変調信号のＣＷ信号を送信する。つま
り、パルス長を長くし、デューティを稼ぐことと等価で
ある。
【００５３】図８はその場合のＯ／Ｅ変換後信号と送信
パルス列の関係を示す図である。
パルス列の関係を示す図である。
【００５４】（戻り光）図９は本発明の第２実施例を示
す戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
す戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す図である。
【００５５】ここで、全てのチャンネルの戻り光が、１
チャンネル送信分の信号長より短ければ、送り光は連続
的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけるだけでよ
く、パルスジェネレータが不要となる。つまり、基本的
にＰＧが不要であり、変調信号をファンクションジェネ
レータで入力するのみでたりる。
チャンネル送信分の信号長より短ければ、送り光は連続
的にＣＷ（位相変調を加えた）を送りつづけるだけでよ
く、パルスジェネレータが不要となる。つまり、基本的
にＰＧが不要であり、変調信号をファンクションジェネ
レータで入力するのみでたりる。
【００５６】本発明の方式では、従来受信側で戻り光
（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャン
ネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジ
ット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングと
なり、デジット数はチャンネル数相当となる。
（変調周波数）に対するサンプリングにＴＤＭのチャン
ネル数倍のサンプリングが必要であったのに対し、デジ
ット数×戻り光（変調周波数）に対するサンプリングと
なり、デジット数はチャンネル数相当となる。
【００５７】（参考１）各デジットに対して変調周波数
を２値（ω1 ω2 ）用いて符号の異なったデジットに微
小周波数偏移が生じるようにしてフィルタで除去する。 レプリカ×戻り光ビット＝２信号振幅×ｃｏｓ（ω1 ｔ）×ｃｏｓ（ω2 ｔ） ＝信号振幅×｛ｃｏｓ（ω1 −ω2 ）ｔ＋ｃｏｓ（ω1 ＋ω2 ）ｔ｝（Ａ１） 図１０はその場合の信号振幅を示す図であり、この図に
おいて、２１は正ビット、２２は誤ビットであり、適当
なフィルタを設けて、誤ビット２２であるω′の信号成
分を取り除けば、ω′＝０の正ビット２１に対してのみ
信号振幅を返すことになる。
を２値（ω1 ω2 ）用いて符号の異なったデジットに微
小周波数偏移が生じるようにしてフィルタで除去する。 レプリカ×戻り光ビット＝２信号振幅×ｃｏｓ（ω1 ｔ）×ｃｏｓ（ω2 ｔ） ＝信号振幅×｛ｃｏｓ（ω1 −ω2 ）ｔ＋ｃｏｓ（ω1 ＋ω2 ）ｔ｝（Ａ１） 図１０はその場合の信号振幅を示す図であり、この図に
おいて、２１は正ビット、２２は誤ビットであり、適当
なフィルタを設けて、誤ビット２２であるω′の信号成
分を取り除けば、ω′＝０の正ビット２１に対してのみ
信号振幅を返すことになる。
【００５８】以上の符号化を施した同期検波を行うこと
により、信号処理利得が稼げる結果となる。そのため、
キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばすことが可
能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデジット数
倍され、それ以外の搬送波雑音がデジット数の１／２乗
されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の１／２乗
増加する結果となる。
により、信号処理利得が稼げる結果となる。そのため、
キャリアのゲインが得られ、伝送距離を延ばすことが可
能となる。すなわち、キャリアの相関信号がデジット数
倍され、それ以外の搬送波雑音がデジット数の１／２乗
されるため、結果としてＣ／Ｎはデジット数の１／２乗
増加する結果となる。
【００５９】１００チャンネルの多重化を考えた場合、
空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増
加し、その結果、同一チャンネル数で考えると伝送距離
を１０倍相当延ばせることになる。
空きスロットを利用することにより、Ｃ／Ｎが１０倍増
加し、その結果、同一チャンネル数で考えると伝送距離
を１０倍相当延ばせることになる。
【００６０】上記（１）式はマルチパスが到来したとき
も、線形加算として、不要反射による干渉光の線形和と
して表されるが、それぞれの戻り光が可干渉性であると
不要位相による雑音の影響を受けてしまうことになる。
も、線形加算として、不要反射による干渉光の線形和と
して表されるが、それぞれの戻り光が可干渉性であると
不要位相による雑音の影響を受けてしまうことになる。
【００６１】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。
る。
【００６２】従来文献に示されているような地震計等で
は、図１１に示すように、伝送アレイＸＹＺ３成分を近
接して設置するので、戻り光が全てインコヒーレント光
とはみなせない。
は、図１１に示すように、伝送アレイＸＹＺ３成分を近
接して設置するので、戻り光が全てインコヒーレント光
とはみなせない。
【００６３】そこで、図１２に示すような、伝送アレイ
を構成して、センサ間の距離を充分に離し、互いに干渉
しないような配慮を行い、不要反射の影響を取り除く伝
送アレイ配置方式を提案する。
を構成して、センサ間の距離を充分に離し、互いに干渉
しないような配慮を行い、不要反射の影響を取り除く伝
送アレイ配置方式を提案する。
【００６４】この本発明の方式では、分岐損、伝送損に
関しても、従来方式に比べ有意差はなく、最小検出限界
（チャンネル数、伝送距離）を稼ぐことが可能である。
関しても、従来方式に比べ有意差はなく、最小検出限界
（チャンネル数、伝送距離）を稼ぐことが可能である。
【００６５】本発明の方式は、広範囲観測などの長距離
伝送時に用いられる方式なので、センサ間距離は数ｋｍ
以上としている。
伝送時に用いられる方式なので、センサ間距離は数ｋｍ
以上としている。
【００６６】現在使用しているレーザでのコヒーレンス
長は数１００ｍなので、数ｋｍのセンサ間距離が取れれ
ば、チャンネル間の可干渉性はなくなり、上記（１）式
の不要反射光は除去される。
長は数１００ｍなので、数ｋｍのセンサ間距離が取れれ
ば、チャンネル間の可干渉性はなくなり、上記（１）式
の不要反射光は除去される。
【００６７】１個所にいくつかのチャンネルを配置し、
多点で観測するような場合、本発明の方式を用いること
により、不要反射の雑音を低減することができる。これ
によって、Ｃ／Ｎが増加して、長距離伝送、多チャンネ
ル化が可能となる。
多点で観測するような場合、本発明の方式を用いること
により、不要反射の雑音を低減することができる。これ
によって、Ｃ／Ｎが増加して、長距離伝送、多チャンネ
ル化が可能となる。
【００６８】本発明の方式は、海底地震観測網や、河川
観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測する光フ
ァイバセンサシステムを構築する際、変復調処理として
好適である。
観測網、交通観測網など、広範囲を多点で観測する光フ
ァイバセンサシステムを構築する際、変復調処理として
好適である。
【００６９】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能
であり、これらを本発明の範囲から排除するものではな
い。
のではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変形が可能
であり、これらを本発明の範囲から排除するものではな
い。
【００７０】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、以下のような効果を奏することができる。
よれば、以下のような効果を奏することができる。
【００７１】（Ａ）ＰＧＣ変調信号を位相変調あるいは
周波数変調して２値化して符号化を行い、戻り光の同期
検波を送信したレプリカ符号列で行うことにより、符号
化ビット列に相当する数だけの利得が得られ、キャリア
レベルが増加することになり、伝送し得るチャンネル数
の増大化を図ることができる。
周波数変調して２値化して符号化を行い、戻り光の同期
検波を送信したレプリカ符号列で行うことにより、符号
化ビット列に相当する数だけの利得が得られ、キャリア
レベルが増加することになり、伝送し得るチャンネル数
の増大化を図ることができる。
【００７２】（Ｂ）これにより、これまで狭い範囲でし
か同時観測ができなかったシステムが一度に広範囲の観
測ができるようになる。あるいは一定の範囲内で、より
多くの点で詳細なデータを得ることが可能となる。
か同時観測ができなかったシステムが一度に広範囲の観
測ができるようになる。あるいは一定の範囲内で、より
多くの点で詳細なデータを得ることが可能となる。
【００７３】（Ｃ）海底地震観測網や、河川観測網、交
通観測網など、広範囲を多点で観測する光ファイバセン
サシステムを構築する際、変復調処理の利得向上に資す
ることができる。
通観測網など、広範囲を多点で観測する光ファイバセン
サシステムを構築する際、変復調処理の利得向上に資す
ることができる。
【図１】基本的なＰＧＣの処理方式における伝送アレイ
の模式図である。
の模式図である。
【図２】本発明の第１実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場
合）を示す図である。
処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場
合）を示す図である。
【図３】本発明の第１実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で
符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図であ
る。
処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で
符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図であ
る。
【図４】本発明の第１実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のＯ／Ｅ変換後信号と送信パルス列の
関係を示す図である。
処理利得向上方式のＯ／Ｅ変換後信号と送信パルス列の
関係を示す図である。
【図５】本発明の第１実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式の戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す
図である。
処理利得向上方式の戻り光ＲＳＡ列のタイミングを示す
図である。
【図６】本発明の第２実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場
合）を示す図である。
処理利得向上方式のレプリカ信号列ＲＳＡ（４次の場
合）を示す図である。
【図７】本発明の第２実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で
符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図であ
る。
処理利得向上方式のＭ系列のような相関性の高い信号で
符号化した場合、各次数の相関後の信号を示す図であ
る。
【図８】本発明の第２実施例の変調信号の符号化による
処理利得向上方式のＯ／Ｅ変換後信号と送信パルス列の
関係を示す図である。
処理利得向上方式のＯ／Ｅ変換後信号と送信パルス列の
関係を示す図である。
【図９】本発明の第２実施例を示す戻り光ＲＳＡ列のタ
イミングを示す図である。
イミングを示す図である。
【図１０】本発明の第２実施例にかかる信号振幅を示す
図である。
図である。
【図１１】従来の伝送アレイの配置構成図である。
【図１２】本発明の第３実施例を示す伝送アレイの配置
構成図である。
構成図である。
【図１３】従来の光ファイバ加速度センサによる海底地
震観測システムの構成図である。
震観測システムの構成図である。
【図１４】従来のＴＤＭ方式の説明図である。
１，２，３，…，Ｎ チャンネル（センサ）
１１ 光源部
１２ 光カプラ
１３ Ｏ／Ｅ（光／電気）変換器
１４ 復調器
１５，１６ 光ファイバ
１７ 遅延ファイバ
２１ 正ビット
２２ 誤ビット
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考）
Ｈ０４Ｂ 10/142
10/152
(72)発明者 吉川 隆
東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気
工業株式会社内
(72)発明者 新藤 雄吾
東京都港区虎ノ門１丁目７番12号 沖電気
工業株式会社内
Ｆターム(参考） 2F073 AA01 AA22 AB02 AB03 BB06
BC04 CC01 CD05 DD05 EF10
FH01 GG01
5K002 BA02 BA21 CA10 CA14 CA15
DA06 DA42 GA03
Claims (4)
- 【請求項１】 ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムに
おいて、変調信号に対し直交成分で位相変調して２値化
し、符号化を行い、レプリカ信号列を作成して、そのレ
プリカ信号で同期検波を行うことを特徴とする変調信号
の符号化による処理利得向上方式。 - 【請求項２】 ＦＭ変調光を用いた干渉処理システムに
おいて、変調信号に対し、２周波を用いて符号化を行
い、レプリカ信号列を作成して、そのレプリカ信号で同
期検波を行うことを特徴とする変調信号の符号化による
処理利得向上方式。 - 【請求項３】 請求項２記載の変調信号の符号化による
処理利得向上方式において、前記レプリカ生成は、レプ
リカの各ビットを＋１、−１に符号化するために、正レ
プリカ相関、負レプリカ相関を行い、該負レプリカ相関
出力に−１を乗じて相関列を出力することを特徴とする
変調信号の符号化による処理利得向上方式。 - 【請求項４】 請求項１又は２記載の変調信号の符号化
による処理利得向上方式において、伝送アレイ構成にお
いて不要反射を軽減するために、近くのチャンネル戻り
光がカプラに届くまでの距離を離すようにすることを特
徴とする変調信号の符号化による処理利得向上方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002048999A JP3953834B2 (ja) | 2002-02-26 | 2002-02-26 | 変調信号の符号化による処理利得向上方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002048999A JP3953834B2 (ja) | 2002-02-26 | 2002-02-26 | 変調信号の符号化による処理利得向上方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003249896A true JP2003249896A (ja) | 2003-09-05 |
| JP3953834B2 JP3953834B2 (ja) | 2007-08-08 |
Family
ID=28661626
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002048999A Expired - Fee Related JP3953834B2 (ja) | 2002-02-26 | 2002-02-26 | 変調信号の符号化による処理利得向上方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3953834B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102721983A (zh) * | 2012-06-26 | 2012-10-10 | 中国地质调查局水文地质环境地质调查中心 | 光纤阵列海底浅部地质结构探测系统 |
| JP2015502583A (ja) * | 2011-09-22 | 2015-01-22 | ノースロップ グルマン ガイダンス アンド エレクトロニクス カンパニー，インク． | 位相生成搬送波の感知データ搬送能力 |
| JP2020193858A (ja) * | 2019-05-28 | 2020-12-03 | 富士通株式会社 | 振動測定装置、振動測定方法、および振動測定プログラム |
| JP2021033335A (ja) * | 2019-08-13 | 2021-03-01 | 新日本無線株式会社 | 信号処理システム |
| JP2021033317A (ja) * | 2019-08-13 | 2021-03-01 | 新日本無線株式会社 | 信号処理方法および信号処理システム |
-
2002
- 2002-02-26 JP JP2002048999A patent/JP3953834B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2015502583A (ja) * | 2011-09-22 | 2015-01-22 | ノースロップ グルマン ガイダンス アンド エレクトロニクス カンパニー，インク． | 位相生成搬送波の感知データ搬送能力 |
| CN102721983A (zh) * | 2012-06-26 | 2012-10-10 | 中国地质调查局水文地质环境地质调查中心 | 光纤阵列海底浅部地质结构探测系统 |
| CN102721983B (zh) * | 2012-06-26 | 2014-06-04 | 中国地质调查局水文地质环境地质调查中心 | 光纤阵列海底浅部地质结构探测系统 |
| JP2020193858A (ja) * | 2019-05-28 | 2020-12-03 | 富士通株式会社 | 振動測定装置、振動測定方法、および振動測定プログラム |
| JP7339501B2 (ja) | 2019-05-28 | 2023-09-06 | 富士通株式会社 | 振動測定装置、振動測定方法、および振動測定プログラム |
| JP2021033335A (ja) * | 2019-08-13 | 2021-03-01 | 新日本無線株式会社 | 信号処理システム |
| JP2021033317A (ja) * | 2019-08-13 | 2021-03-01 | 新日本無線株式会社 | 信号処理方法および信号処理システム |
| JP7330812B2 (ja) | 2019-08-13 | 2023-08-22 | 日清紡マイクロデバイス株式会社 | 信号処理システム |
| JP7330811B2 (ja) | 2019-08-13 | 2023-08-22 | 日清紡マイクロデバイス株式会社 | 信号処理方法および信号処理システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3953834B2 (ja) | 2007-08-08 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20210033452A1 (en) | Frequency modulation demodulator based on fiber grating sensor array | |
| US7336365B2 (en) | Method and apparatus for suppression of crosstalk and noise in time-division multiplexed interferometric sensor systems | |
| US7030971B1 (en) | Natural fiber span reflectometer providing a virtual signal sensing array capability | |
| EP3460441B1 (en) | An optical channel monitoring system, and associated optical sensing system and optical sensing method | |
| US7271884B2 (en) | Natural fiber span reflectometer providing a virtual phase signal sensing array capability | |
| US7268863B2 (en) | Natural fiber span reflectometer providing a spread spectrum virtual sensing array capability | |
| CA2627099C (en) | A method and system of using odd harmonics for a phase generated carrier modulated optical signal | |
| CN106323441B (zh) | 外差干涉式光纤水听器同步电参考系统及噪声消除方法 | |
| CN101410696A (zh) | 干扰位置的估计 | |
| CN112697257B (zh) | 无衰落多波长分布式声波传感系统和差分旋转矢量叠加法 | |
| US20050271395A1 (en) | Multi-pulse heterodyne sub-carrier interrogation of interferometric sensors | |
| JP2003249896A (ja) | 変調信号の符号化による処理利得向上方式 | |
| EP1068491A1 (en) | Noise supression apparatus and method for time division multiplexed fiber optic sensor arrays | |
| US5877999A (en) | Method and apparatus of interrogating a distributed undersea optical surveillance system | |
| CN114485907B (zh) | 消除光纤光栅水听器阵列中寄生干涉信号的装置及方法 | |
| JP2003115823A (ja) | 低遅延時間の再構成可能なマルチユーザ光通信ネットワーク | |
| JP3107994B2 (ja) | 遠隔計測通信装置 | |
| WO2006017798A1 (en) | Virtual differential sensing array optical fiber system | |
| CN212721728U (zh) | 基于正交频分复用的高频率响应光纤水听器阵列探测系统 | |
| JP2010050735A (ja) | 差動位相シフトキーイング光伝送システムおよびその光伝送方法 | |
| JP3376957B2 (ja) | 光ファイバの波長分散測定装置およびその方法 | |
| Arbel et al. | Fiber-Optic Sensor Array for Distributed Underwater Ultrasound Sensing | |
| JP2000346748A (ja) | 波長分散測定装置 | |
| KR20120104076A (ko) | 상대위상검출기, 상대위상 검출방법 및 정보음독장치 | |
| Al-Raweshidy et al. | Hybrid optical spectral and time division multiplexing for passive interferometric fibre optic sensor networks |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A711 | Notification of change in applicant |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A712 Effective date: 20041201 |
|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050107 |
|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20050207 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20050207 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20061024 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20061031 |
|
| A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061219 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070424 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070425 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |