JP2003242726A - オーディオ信号伝送装置、マイクロフォン装置、オーディオ再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ΣΔ変調を用いて伝送（記録再生）を行う。 【構成】入力端子１からの入力音声信号が加算器２を通
じて積分器３に供給される。この積分器３からの信号が
比較器４に供給され、例えば入力音声信号の中点電位と
比較されて１サンプル期間ごとに１ビット量子化され
る。この量子化信号が遅延器５に供給されて１サンプル
期間分遅延される。この遅延信号が１ビットＤＡ変換器
６を通じて加算器２に供給されて、入力端子１からの入
力音声信号に加算される。これによって比較器４から
は、入力音声信号がΣΔ変調された量子化信号が出力さ
れる。この比較器４から出力される量子化信号が同期信
号と誤り訂正符号（ＥＣＣ）の付加回路７に供給され、
所定数のサンプルごとの量子化信号に同期信号と誤り訂
正符号が付加される。この同期信号と誤り訂正符号の付
加された量子化信号が記録ヘッド８に供給され、記録媒
体９に記録される。一体の装置で画像を含む情報の作成
と送受信を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、オーディオ信号をデジ
タル化して伝送（記録・再生）する場合等に適用される
オーディオ信号伝送装置、マイクロフォン装置、オーデ
ィオ再生装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ信号をデジタル化して伝送
（記録・再生）する方法として、従来からコンパクトデ
ィスク（以下ＣＤと称する）や、デジタルオーディオテ
ープ（以下ＤＡＴと称する）等の記録再生装置や、衛星
放送等のデジタル音声放送が実施されている。このよう
なデジタル音声伝送装置において、従来はそのデジタル
化に際しては、サンプリング周波数として４８ｋＨｚ、
４４．１ｋＨｚ等、また量子化ビット数として１６ビッ
ト等のフォーマットが規定されていた。

【０００３】ところがこのような従来のデジタル音声伝
送装置において、デジタル音声信号の量子化ビット数と
サンプル期間の周波数（サンプリング周波数）は一般的
に復調される音声信号のダイナミックレンジを規定す
る。このため例えばより高音質のデータを伝送するため
には、量子化ビット数を現行の１６ビットから２０ある
いは２４ビット等に拡大したり、サンプリング周波数を
上げて周波数特性を改善することが必要である。しかし
ながら、一度フォーマットを規定してしまうと、量子化
ビット数やサンプリング周波数の拡大を容易に行うこと
ができないため、これらの装置からより高音質の音声信
号を取り出すことはできなかった。

【０００４】そこで規定のフォーマットの範囲内で改善
を行うために、サンプリング周波数を拡大したオーバー
サンプリングＡＤコンバータを使用し、デジタルフィル
タと所望の処理を施す手段を介して規定のフォーマット
に変換することが行われている。しかしながらリアルタ
イムで規定のフォーマットに変換して伝送する必要があ
るために、リアルタイム処理を行う信号処理を分割した
り、量子化ビット数を制限する再量子化過程が多くなっ
たりして微小信号成分が失われ、音質改善にも限界があ
った。

【０００５】ところで音声信号をデジタル化する方法と
して、ΣΔ変調と呼ばれる方法が提案されている（日本
音響学会誌４６巻３号（１９９０）第２５１〜２５７頁
「ＡＤ／ＤＡ変換器とディジタルフィルタ（山崎芳
男）」等参照）。なおサンプリング周波数は、従来の４
８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚに対して、例えばその６４倍
あるいは１２８倍の周波数が用いられる。

【０００６】すなわち図１７は、例えば１ビットのΣΔ
変調を利用した一例としての構成を示す。この図１７に
おいて、入力端子９１からの入力音声信号が加算器９２
を通じて積分器９３に供給される。この積分器９３から
の信号が比較器９４に供給され、例えば入力音声信号の
中点電位と比較されて１サンプル期間ごとに１ビット量
子化される。なおサンプル期間の周波数（サンプリング
周波数）は、従来の４８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚに対し
て、その６４倍あるいは１２８倍の周波数が用いられ
る。

【０００７】この量子化信号が遅延器９５に供給されて
１サンプル期間分遅延される。この遅延信号が１ビット
ＤＡ変換器９６を通じて加算器９２に供給されて、入力
端子９１からの入力音声信号に加算される。そして比較
器９４から出力される量子化信号が出力端子９７に取り
出される。従ってこのΣΔ変調によれば、上記文献にも
示されるように、サンプル期間の周波数（サンプリング
周波数）を充分高くすることによって、１ビットでも広
いダイナミックレンジのデジタル音声信号を得ることが
できる。

【０００８】ところがこのΣΔ変調において、変調（量
子化）信号を伝送（記録・再生）する場合には、例えば
量子化信号の“＋１”は“１”に“−１”は“０”に変
換される。その場合に、仮に伝送系で異常が発生して信
号が失われると、信号は“１”または“０”に固定され
てしまう。ここでΣΔ変調においては、連続した“１”
と“０”はそれぞれ復調信号の正の最大値と負の最大値
に相当する。このため仮に伝送系で信号路が断線したよ
うな場合には、その瞬間に最大レベルのノイズが発生す
ることになり、モニタ用のアンプやスピーカーを破壊す
る恐れがあった。

【０００９】なお従来のＣＤやＤＡＴ等においては、連
続した“１”と“０”が、それぞれ復調信号の中間値に
なるように信号フォーマットが定められており、上述の
ような最大レベルのノイズが発生することはない。そこ
で上述のΣΔ変調によって得られたデータをデジタルフ
ィルタと所望の処理を施す手段を用いて、ＣＤやＤＡＴ
等の信号フォーマットに変換してから伝送すれば、上述
のような最大レベルのノイズの発生は防止できる。

【００１０】しかしながらこの場合に、伝送される信号
では従来と同様に量子化ビット数やサンプリング周波数
の拡大による高音質データの抽出が困難になる。またΣ
Δ変調によって得られたデータからＣＤやＤＡＴ等の信
号フォーマットへ変換して伝送する場合には、その変換
をリアルタイムで行う必要があって、信号処理を分割し
たり量子化ビット数を制限しているために再量子化過程
が多くなり、高音質データの抽出はさらに困難であっ
た。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】この出願はこのような
点に鑑みて成されたものであって、解決しようとする問
題点は、従来の規定されたフォーマットでは量子化ビッ
ト数の拡大を容易に行うことができないこと。さらに、
オーバーサンプリングＡＤコンバータやΣΔ変調で量子
化した量子化信号にデジタルフィルタと所望の処理を施
す手段を介して規定のフォーマットの範囲内で改善を行
う場合でも、リアルタイムで規定のフォーマットに変換
して伝送する必要があるため、信号処理を分割したり量
子化ビット数を制限しているために再量子化過程が多く
なり音質改善に限界があったこと。またΣΔ変調を用い
た伝送では、例えば伝送（記録・再生）系で異常が発生
し信号が失われたような場合に、最大レベルのノイズが
発生してモニタ用のアンプやスピーカーを破壊する恐れ
があったというものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】このため本発明において
は、１ビットのΣΔ変調で量子化した量子化信号を所定
数のサンプルごとに分割し、この分割された量子化信号
に同期信号と誤り訂正符号を付加して伝送（記録）す
る。また一旦伝送（記録・再生）された量子化信号から
規定のフォーマットに変換することで処理時間の制約を
なくし、デジタルフィルタと所望の処理を施す手段にお
ける信号処理の分割と再量子化過程を排除する。さらに
量子化信号に異常が発生した場合に所定のアイドリング
信号に切り換えるようにしたものである。

【００１３】

【作用】これによれば、いわゆるΣΔ変調で変調した量
子化信号を伝送（記録・再生）することで、ダイナミッ
クレンジの拡大や任意のフォーマットへの変換等を容易
に行うことができる。また一旦伝送（記録・再生）され
た量子化信号から規定のフォーマットに変換することで
処理時間の制約をなくし、デジタルフィルタと所望の処
理を施す手段における信号処理の分割と再量子化過程を
排除することによって、高精度、高音質のデータ変換を
行うことができると共に、規定のフォーマットに変換す
る際に、その時点で最も優れたデジタルフィルタと所望
の処理を用いることで、同一の規定のフォーマットの範
囲内で何回でも音質改善を行うことができる。さらに伝
送系の異常時等に量子化信号を所定のアイドリング信号
に切り換えることによって、異常時等での最大レベルの
ノイズの発生を防止することができる。

【００１４】

【実施例】図１は、本発明のデジタル音声伝送装置を記
録再生装置に適用した場合の構成を示す。なおこの図１
は、例えば１ビットのΣΔ変調を利用した一例としての
構成を示す。

【００１５】この図１において、入力端子１からの入力
音声信号が加算器２を通じて積分器３に供給される。こ
の積分器３からの信号が比較器４に供給され、例えば入
力音声信号の中点電位と比較されて１サンプル期間ごと
に１ビット量子化される。なおサンプル期間の周波数
（サンプリング周波数）は、従来の４８ｋＨｚ、４４．
１ｋＨｚに対して、その６４倍あるいは１２８倍の周波
数が用いられる。

【００１６】この量子化信号が遅延器５に供給されて１
サンプル期間分遅延される。この遅延信号が１ビットＤ
Ａ変換器６を通じて加算器２に供給されて、入力端子１
からの入力音声信号に加算される。これによって比較器
４からは、上述の入力音声信号がΣΔ変調された量子化
信号が出力される。この比較器４から出力される量子化
信号が同期信号と誤り訂正符号（ＥＣＣ）の付加回路７
に供給され、所定数のサンプルごとの量子化信号に同期
信号と誤り訂正符号が付加される。この同期信号と誤り
訂正符号の付加された量子化信号が記録ヘッド８に供給
され、記録媒体（磁気テープ）９に記録される。

【００１７】すなわち図２は記録媒体（磁気テープ）９
に記録される信号のフォーマットを示す。ここで量子化
信号は同図のＡに示すように元のデータＤ（ｔ−７）、
Ｄ（ｔ−６）・・・Ｄ（ｔ−１）、Ｄ（ｔ）、Ｄ（ｔ＋
１）・・・Ｄ（ｔ＋９）、Ｄ（ｔ＋１０）のまま記録し
てもよいが、同図のＢに示すように例えば１２個のデー
タＤ（０）〜Ｄ（１１）ごとに分割し、この分割ごとに
同期信号Ｓ（０）〜Ｓ（３）と誤り訂正符号Ｐ（０）〜
Ｐ（３）を付加することによって、伝送（記録・再生）
中に発生する伝送誤りを検出、訂正することができる。
さらに記録再生装置にあっては、記録媒体上で発生する
バーストエラーに対しても充分に対応できるように、デ
ータにインターリーブ等の処理を施すことも考えられ
る。

【００１８】さらに再生ヘッド１０によって上述の記録
媒体（磁気テープ）９に記録された信号が再生される。
この信号が同期分離及び誤り訂正回路１１に供給され、
上述の入力音声信号がΣΔ変調された量子化信号が取り
出される。そこでこの取り出されたΣΔ変調された量子
化信号は、簡単なアナログフィルタ１２を通すことによ
ってアナログ信号に戻すことができ、このアナログ音声
信号をモニタ端子１３から取り出すことができる。

【００１９】また、同期分離及び誤り訂正回路１１から
取り出されるΣΔ変調された量子化信号は、デジタル処
理によるデシメーション（間引き）フィルタ１４を用い
て、任意のＣＤやＤＡＴ等の信号フォーマットに変換す
ることができる。そこでこの任意のフォーマットに変換
された信号は、任意のフォーマットのデジタルレコーダ
ー１５や、ＣＤやＤＡＴ装置１６、あるいはミニディス
ク（ＭＤ）やデジタルコンパクトカセット（ＤＣＣ）装
置１７等で記録したり、これらの装置の再生系を通して
通常のＤＡ変換器１８に供給し、変換されたアナログ音
声信号を出力端子１９から取り出すことができる。

【００２０】このようにして、入力音声信号がΣΔ変調
されて記録され、さらに記録された信号が任意の信号フ
ォーマットで再生される。さらにこのようなΣΔ変調さ
れた信号は、図３のＡに示すようなスペクトラムを有し
ており、同図のＢに示すような従来のＣＤやＤＡＴ等の
信号フォーマットに比べて、例えば可聴範囲の２０ｋＨ
ｚ以下で、斜線を付して示す量子化ノイズが低くされ、
広いダイナミックレンジが得られる。

【００２１】また、図３のＣにおいて、現行のΣΔ変調
回路による信号のスペクトラムが例えば曲線ａで示すよ
うであった場合に、将来的に例えば図中に曲線ｂで示す
ようなスペクトラムの信号の得られるΣΔ変調回路が開
発される可能性がある。その場合に上述の装置であれ
ば、ΣΔ変調回路を変えるのみで、記録フォーマットや
その他の構成は上述の装置のままで性能を向上させるこ
とができる。

【００２２】さらに上述のように、サンプリング周波数
を、従来の４８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚの６４倍あるい
は１２８倍といった極めて高い周波数に設定することが
できるために、従来は２０ｋＨｚまでであった記録され
る音声信号の周波数帯域を飛躍的に伸ばすことができ
る。

【００２３】こうして上述のデジタル音声伝送装置によ
れば、入力音声信号（入力端子１）を１ビットのΣΔ変
調で量子化（加算器２、積分器３、比較器４、遅延器
５）し、その量子化された出力信号を伝送するようにし
たデジタル音声伝送装置において、比較器から出力され
る量子化信号を所定数のサンプルごとに分割し、この分
割された所定数のサンプルごとの量子化信号に同期信号
と誤り訂正符号を付加（回路７）して伝送することによ
り、いわゆるΣΔ変調で量子化した量子化信号の伝送
（記録・再生）を行うことができ、ダイナミックレンジ
の拡大や任意のフォーマットへの変換等を容易に行うこ
とができるものである。

【００２４】さらに上述の装置において、入力音声信号
がデジタル信号で供給される場合には、１サンプル期間
分遅延された信号の帰還路でのＤＡ変換は不要になる。
そこで図４に示すように、アナログ入力端子１からの信
号は上述の回路に供給されると共に、デジタル入力端子
２１が設けられる。なおこの図４は、例えば１ビットの
ΣΔ変調を利用した一例としての構成を示す。

【００２５】そしてこのデジタル入力端子２１からの信
号は、図示のように上述のアナログ入力端子１からの回
路と同様の動作のデジタル回路で構成された加算器２
２、積分器２３、比較器２４、及び、遅延器２５の回路
に供給される。なおこの回路で上述のＤＡ変換器６に相
当する回路は不要になる。さらにこの比較器２４からの
信号と上述の比較器４からの信号がスイッチ２６で選択
されて、同期信号と誤り訂正符号の付加回路７に供給さ
れるようにする。

【００２６】これによって、アナログ入力及びデジタル
入力のいずれにも対応できるデジタル音声記録再生装置
を形成することができる。あるいはデジタル入力だけの
装置を形成してもよい。

【００２７】また図５は、本発明のデジタル音声伝送装
置をマイクロフォン装置に適用した場合の構成を示す。
なおこの図５は、例えば１ビットのΣΔ変調を利用した
一例としての構成を示す。

【００２８】この図５において、マイクロフォンカプセ
ル３１からの音声信号が、アンプ３２を通じて加算器３
３に供給される。この加算器３３からの信号が積分器３
４に供給され、この積分器３４からの信号が比較器３５
に供給される。そして例えば入力音声信号の中点電位と
比較されて１サンプル期間ごとに１ビット量子化され
る。なおサンプル期間の周波数（サンプリング周波数）
は、従来の４８ｋＨｚ、４４．１ｋＨｚに対して、その
６４倍あるいは１２８倍の周波数が用いられる。

【００２９】この量子化信号が遅延器３６に供給されて
１サンプル期間分遅延される。この遅延信号が１ビット
ＤＡ変換器３７を通じて加算器３３に供給されて、アン
プ３２からの音声信号に加算される。これによって比較
器３５からは、上述のマイクロフォンカプセル３１から
の音声信号がΣΔ変調された量子化信号が出力される。
さらにこの比較器３５から出力される量子化信号が同期
信号と誤り訂正符号の付加回路３８に供給され、所定数
のサンプルごとの量子化信号に同期信号と誤り訂正符号
が付加される。

【００３０】この同期信号と誤り訂正符号が付加された
量子化信号が、伝送線３９を通じて伝送される。さらに
伝送された信号は同期分離及び誤り訂正回路４１に供給
され、上述のマイクロフォンカプセル３１からの音声信
号がΣΔ変調された量子化信号が取り出される。この取
り出されたΣΔ変調された量子化信号は、簡単なアナロ
グフィルタ４２に供給されてアナログ信号に戻され、こ
のアナログ音声信号が出力端子４３に取り出される。

【００３１】あるいは同期分離及び誤り訂正回路４１か
ら取り出されるΣΔ変調された量子化信号は、デジタル
処理によるデシメーション（間引き）フィルタ４４を用
いて、任意のＣＤやＤＡＴ等の信号フォーマットに変換
される。そしてこの任意のフォーマットに変換された信
号は、ＤＡＴ等の任意のフォーマットのデジタルレコー
ダー４５で記録される。さらに同期分離及び誤り訂正回
路４１から取り出されるΣΔ変調された量子化信号が、
そのままデジタルレコーダー４６で記録されるようにし
てもよい。

【００３２】従ってこの装置において、ΣΔ変調が用い
られることによって、伝送線３９を長くしても音質が劣
化することがなく、極めて良好な伝送を行うことができ
る。またマイクロフォン本体にはΣΔ変調のための回路
を設けるだけで、複雑なＡＤ変換器等を設ける必要がな
く、簡単な構成で小型且つ軽量に実現することができ
る。

【００３３】なおこの装置において、伝送線３９の長さ
が短く信号の劣化の恐れがない場合には、同期信号と誤
り訂正符号の付加回路３８及び同期分離及び誤り訂正回
路４１は無くてもよい。また伝送線３９は有線に限ら
ず、送信機及び受信機を設けて無線で行うこともでき
る。

【００３４】さらに上述の装置において、ΣΔ変調され
た量子化信号を任意のＣＤやＤＡＴ等の信号フォーマッ
トに変換するためのデジタルフィルタ１４及び４４は、
具体的には例えば図６に示すようにして形成することが
できる。

【００３５】すなわち図６において、例えば図１の同期
分離及び誤り訂正回路１１から取り出されるΣΔ変調さ
れた量子化信号がデジタルフィルタ１４を構成する１段
構成のＦＩＲフィルタ７１に供給される。また同期分離
及び誤り訂正回路１１からの量子化信号のサンプリング
信号と、例えばＣＤ装置１６ｃからのＣＤフォーマット
のサンプリング信号が位相差検出回路７２に供給され、
これらのサンプリング信号の位相差が検出される。

【００３６】そしてこの検出された位相差がフィルタリ
ング係数の算出回路７３に供給され、位相差に応じたＦ
ＩＲフィルタ７１のフィルタリング係数が算出される。
従ってこの算出されたフィルタリング係数がＦＩＲフィ
ルタ７１に供給されることによって、このＦＩＲフィル
タ７１からは例えばＣＤフォーマットで定められたサン
プリング周波数で任意のビット数の信号が取り出され
る。

【００３７】さらにこのＦＩＲフィルタ７１からの信号
が、例えば量子化ノイズが所望の形状となるように処理
（ノイズシェーピング）を行う処理回路７４に供給され
て、例えばＣＤフォーマットで定められたビット数のデ
ジタル音声信号が取り出される。そしてこの取り出され
たデジタル音声信号が、例えばＣＤ装置１６ｃで記録さ
れたり、このＣＤ装置１６ｃの再生系を通して通常のＤ
Ａ変換器１８に供給され、変換されたアナログ音声信号
が出力端子１９から取り出される。

【００３８】従ってこの装置において、例えばＣＤフォ
ーマットのサンプリング信号の周波数を４４．１ｋＨｚ
とし、この周波数をｆｓとして同期分離及び誤り訂正回
路１１から取り出される量子化信号のサンプリング信号
の周波数が６４ｆｓだった場合に、位相差検出回路７２
でこれらの信号の位相差が検出される。そしてこの位相
差に応じて算出された例えば３２ビットのフィルタリン
グ係数が１段構成のＦＩＲフィルタ７１に供給されるこ
とによって、例えばサンプリング周波数が６４ｆｓで１
ビットの量子化信号が、サンプリング周波数がｆｓで３
２ビットのデジタル音声信号に変換される。

【００３９】さらにこのサンプリング周波数がｆｓで３
２ビットのデジタル音声信号が、途中で再量子化される
ことなく処理回路７４に供給されることによって、例え
ば量子化ノイズが可聴域外に集中するようにノイズシェ
ーピング処理が行われて、例えばＣＤフォーマットのサ
ンプリング周波数がｆｓで１６ビットのデジタル音声信
号が取り出される。このようにして例えばサンプリング
周波数が６４ｆｓで１ビットの量子化信号が、サンプリ
ング周波数がｆｓで１６ビットのＣＤフォーマットのデ
ジタル音声信号に変換される。

【００４０】こうして上述のデジタル音声伝送装置によ
れば、デジタルフィルタ１４には量子化信号のサンプリ
ング信号と取り出されるデジタル音声信号のサンプリン
グ信号との位相差を検出する手段（位相差検出回路７
２）を設け、この検出された位相差に基づいてフィルタ
リング（ＦＩＲフィルタ７１）の係数を変更（フィルタ
リング係数算出回路７３）してサンプリング周波数の変
換を行うと共に、このフィルタリングされた信号を途中
で再量子化することなく所望の処理を施す手段（処理回
路７４）を介して任意の形式のデジタル音声信号を取り
出すことにより、量子化信号を途中で再量子化すること
なくビット変換及び圧縮を行うことができ、高精度、高
音質のデータ変換を行うことができるものである。

【００４１】すなわち従来の装置では、デジタル信号の
演算処理を行う場合にリアルタイム処理が必要であった
ために回路内部で処理を分割して多段構成のフィルタを
使用したり、データ語長に制限を加えるために再量子化
が行われ、これが繰り返されることによって信号の劣化
が発生していた。このような信号の劣化は例えば再量子
化の前にディザを加算することによって疑似的に軽減す
ることはできるが、本質的な劣化は避けえないものであ
った。これに対して上述の装置によれば、一旦記録され
たΣΔ変調された量子化信号を使うので、リアルタイム
処理が不要なためデータ語長に制限のない１段構成の回
路を使って、量子化信号を途中で再量子化することなく
ビット変換及び圧縮を行うことができ、高精度、高音質
のデータ変換を行うことができるものである。

【００４２】なお上述の装置において、位相差に基づい
てフィルタリングを行うＦＩＲフィルタ７１は、フィル
タリング係数が可変のフィルタであれば任意の形式のも
のが使用できる。またフィルタリング係数算出回路７３
は、位相差から演算で求める方法に限らず、位相差の値
をアドレス入力とするＲＯＭテーブル等によって形成す
ることも可能である。さらに上述の例のように、量子化
信号のサンプリング周波数と取り出されるデジタル音声
信号のサンプリング周波数が整数比の場合には、位相差
が一定となるので１段構成のＦＩＲフィルタ７１の係数
を固定し、位相差検出回路７２とフィルタリング係数算
出回路７３を省略することもできる。

【００４３】さらに上述の装置において、例えばサンプ
リング周波数が６４ｆｓで１ビットの量子化信号を、サ
ンプリング周波数が４８ｋＨｚで１６ビットのＤＡＴフ
ォーマットのデジタル音声信号に変換する場合には、例
えば図７に示すように変換が行われる。

【００４４】すなわち図７において、ＤＡＴ装置１６ｄ
から取り出されるＤＡＴフォーマットのサンプリング信
号の周波数は、ｆｓを用いると（４８／４４．１）ｆｓ
で表される。従ってこの図７において、同期分離及び誤
り訂正回路１１から取り出されるΣΔ変調された量子化
信号がデジタルフィルタ１４を構成する１段構成のＦＩ
Ｒフィルタ７１に供給される。また同期分離及び誤り訂
正回路１１からの６４ｆｓのサンプリング信号と、例え
ばＤＡＴ装置１６ｄからの（４８／４４．１）ｆｓのサ
ンプリング信号が位相差検出回路７２に供給され、これ
らのサンプリング信号の位相差が検出される。

【００４５】そしてこの検出された位相差がフィルタリ
ング係数の算出回路７３に供給され、算出されたフィル
タリング係数がＦＩＲフィルタ７１に供給されることに
よって、このＦＩＲフィルタ７１からは例えば（４８／
４４．１）ｆｓのサンプリング周波数で３２ビットのデ
ジタル音声信号が取り出される。さらにこのＦＩＲフィ
ルタ７１からの信号が処理回路７４に供給されて、例え
ばＤＡＴフォーマットで定められたビット数のデジタル
音声信号が取り出される。

【００４６】従ってこの変換されたデジタル音声信号を
例えばＤＡＴ装置１６ｄで記録したり、このＤＡＴ装置
１６ｄの再生系を通して通常のＤＡ変換器１８に供給し
て、変換されたアナログ音声信号を出力端子１９から取
り出すことができる。

【００４７】なお上述の装置において、デジタルフィル
タ１４を構成するＦＩＲフィルタ７１に供給されるΣΔ
変調された量子化信号は、同期分離及び誤り訂正回路１
１から取り出されるものに限らず、図１のΣΔ変調器の
出力、すなわち比較器４から出力される量子化信号が直
接供給されるようにしてもよい。またこの場合に、図１
の入力端子１〜１ビットＤＡ変換器６のΣΔ変調器と共
に、ＦＩＲフィルタ７１〜処理回路７４を一体にしたＡ
Ｄ変換器として形成することもできる。

【００４８】さらに図８は、この装置を用いて例えばサ
ンプリング周波数が２ｆｓで２４ビットのハイビット・
ハイサンプリングデジタルオーディオレコーダ８０に記
録を行う場合の構成を示す。

【００４９】この図８のＡにおいて、上述の入力端子１
〜１ビットＤＡ変換器６からなるΣΔ変調器７０から取
り出されるΣΔ変調された量子化信号がデジタルフィル
タ１４を構成する１段構成のＦＩＲフィルタ７１に供給
される。またΣΔ変調器７０からの量子化信号のサンプ
リング信号と、レコーダ８０からの周波数が２ｆｓのサ
ンプリング信号が位相差検出回路７２に供給され、検出
された位相差から算出回路７３でＦＩＲフィルタ７１の
フィルタリング係数が算出される。

【００５０】これによって、例えば係数が３２ビットの
フィルタリング係数が１段構成のＦＩＲフィルタ７１に
供給されることによって、サンプリング周波数が２ｆｓ
で３２ビットのデジタル音声信号が取り出される。そし
てこのＦＩＲフィルタ７１からの信号が途中で再量子化
されることなく処理回路７４に供給されて、例えばサン
プリング周波数が２ｆｓで２４ビットのデジタル音声信
号が取り出され、レコーダ８０に記録される。

【００５１】従ってこの装置において、入力端子１に供
給されるアナログ音声信号が例えばサンプリング周波数
が、２ｆｓで２４ビットのハイビット・ハイサンプリン
グデジタルオーディオレコーダ８０に記録される訳であ
るが、この場合に複雑な構成となる多ビットのＡＤ変換
器を設ける必要がなく、また量子化信号を再量子化する
ことがなく、簡単な構成で高精度、高音質のデジタル音
声信号の記録を行うことができる。

【００５２】さらにこのレコーダ８０に記録されたデジ
タル音声信号を再生して、例えばＣＤ装置１６ｃを通じ
て取り出す場合には、例えば図８のＢに示すようにして
行われる。

【００５３】すなわち図８のＢにおいて、レコーダ８０
から取り出されるデジタル音声信号がデジタルフィルタ
１４を構成するＦＩＲフィルタ７１に供給される。また
レコーダ８０からの２ｆｓのサンプリング信号と、例え
ばＣＤ装置１６ｃからのｆｓのサンプリング信号が位相
差検出回路７２に供給され、検出された算出回路７３で
ＦＩＲフィルタ７１のフィルタリング係数が算出され
る。

【００５４】これによって、例えば係数が３２ビットの
フィルタリング係数が１段構成のＦＩＲフィルタ７１に
供給されることによって、サンプリング周波数がｆｓで
５５ビットのデジタル音声信号が取り出される。そして
このＦＩＲフィルタ７１からの信号が途中で再量子化さ
れることなく処理回路７４に供給されて、例えばＣＤフ
ォーマットで定められたビット数のデジタル音声信号が
取り出される。従ってこの取り出されたデジタル音声信
号が、例えばＣＤ装置１６ｃで記録されたり、このＣＤ
装置１６ｃの再生系を通して取り出される。

【００５５】従ってこの装置において、例えばサンプリ
ング周波数が２ｆｓで２４ビットのハイビット・ハイサ
ンプリングデジタルオーディオレコーダ８０に記録され
たデジタル音声信号を、例えばＣＤフォーマットのデジ
タル音声信号に変換して取り出すことができると共に、
この変換に際して量子化信号を再量子化することがな
く、簡単な構成で高精度、高音質のデジタル音声信号の
記録を行うことができる。

【００５６】ところで上述のデジタル音声伝送装置にお
いて、ΣΔ変調されたデジタル音声信号を記録再生する
デジタル音声記録再生装置とその周辺機器は、従来より
も高ダイナミックレンジで、伝送（記録・再生）可能な
周波数帯域も広く、またこれから開発されるであろう様
々なデジタル音声のメディアに対応できる高いフレキシ
ビリティーを実現できるものである。

【００５７】その場合に、このようなΣΔ変調されたデ
ジタル音声信号を記録するデジタル音声記録再生装置と
その周辺機器を実現する上で、機器の故障や記録メディ
アのダメージ、あるいは信号伝送路の断線等による信号
途絶が起こった場合の雑音防止と後段に接続された機器
の保護の為のミュート機能は必要不可欠である。しかし
ながら従来は、ΣΔ変調信号を扱うデジタル信号処理系
でミュートを行う方法は知られていなかった。

【００５８】そこで本願発明者は、次に述べるような手
段を用いてΣΔ変調信号を扱うデジタル信号処理系で実
施可能なミュート機能を提案する。最初に、従来の問題
点を１ビットのΣΔ変調信号を例に使って説明する。

【００５９】１ビットのΣΔ変調の場合、例えば図９の
Ａに示すような負の最大値から正の最大値まで振れる音
声信号のΣΔ変調信号は、同図のＢに模式的に示すよう
な“＋１”と“−１”の２値のパルス密度変調信号に変
換される。この時、音声信号の基準となる中点（すなわ
ち０Ｖ）に相当するポイントは、同図のＣ、Ｄに模式的
に示すような“＋１”のパルスの密度と“−１”のパル
スの密度が同じパルス密度変調信号に変換される。この
ことを式で表わすと次のようになる。

【００６０】

【数１】

【００６１】そこで上述の１ビットのΣΔ変調信号を実
際にデジタル信号として記録、再生、伝送する際には、
上述し図９のＢに併記したように、例えば“＋１”は
“１”、“−１”は“０”に変換される。

【００６２】一方、記録、再生の過程で異常が起こった
り伝送路が断線したりして信号が失われた場合には、信
号は“１”か“０”に固定されるようにするのが一般的
である。その場合にΣΔ変調における連続した“１”と
“０”は、それぞれ正の最大値と負の最大値に相当す
る。

【００６３】このため記録、再生の過程で異常が起こっ
たり伝送路が断線したりした瞬間に、図１０のＡ（デジ
タル信号）及びＢ（アナログ信号）やＣ（デジタル信
号）及びＤ（アナログ信号）に示すような最大出力のノ
イズや過大なＤＣオフセットが発生する。そしてこのよ
うなノイズやＤＣオフセットによって、「バチッ」とい
う耳障りな雑音の発声や、モニタ用のアンプやスピーカ
ーを破壊する恐れがある。

【００６４】一方、従来のＰＣＭデータを扱うデジタル
音響機器の場合には、通常は２の補数形式のデジタルデ
ータで信号を扱っている。このため、記録、再生の過程
で異常が起こったり伝送路が断線したりして信号が失わ
れて、信号がオール“１”やオール“０”に固定されて
も、オール“１”やオール“０”は中点すなわちミュー
ト信号に相当して、モニタ用のアンプやスピーカーを破
壊する可能性はなかった。

【００６５】このことは、記録、再生の過程で異常が起
こったり伝送路が断線したりして信号が失われた際に、
中点に相当する信号が入力されるようにすればミュート
機能を実現できることを意味している。そこでΣΔ変換
信号に関しても、記録、再生の過程で異常が起こったり
伝送路が断線したりして信号が失われた際に、中点に相
当する信号が入力されるようにすればミュート機能を実
現できることになる。

【００６６】そこで以上の点を踏まえて発明されたΣΔ
変調信号のミュート機能の基本構成を図１１に示す。

【００６７】すなわち本機能は、入力端子５１に供給さ
れる入力信号を監視して、ある一定時間以上持続する連
続した固定値データを検出する連続固定値データ検出器
５２と、アナログ復調された際に中点電圧（通常は０
Ｖ）となるようなΣΔ変調信号を発生させるアイドリン
グ信号発生器５３と、遅延回路５４、スイッチ回路５
５、スイッチコントローラ５６、出力端子５７から構成
される。

【００６８】以下に１ビットのΣΔ変調信号の場合を例
に動作説明を行う。

【００６９】まず入力端子５１に接続された連続固定値
データ検出器５２は、ΣΔ変調された音声信号には存在
しない、ある一定時間以上接続する連続した固定値デー
タが入力信号（図１２のＡ）に入っているがどうかを検
出する。この固定値データ検出には一定時間信号を監視
する必要があり、この検出を行なっている間に固定値信
号が出力に出てしまわないようにするため、入力信号は
固定値データ検出とスイッチ切り換えに必要な時間だけ
信号を遅延させる遅延回路５４に入力される。

【００７０】連続固定値データ検出器５２で、一定時間
以上持続する連続した固定値データを検出すると、直ち
にスイッチコントローラ５５はスイッチ５４を遅延回路
５４からの信号（図１２のＣ）から、アイドリング信号
発生器５３からの信号（図１２のＤ）に切り換えるコン
トロール信号（図１２のＢ）を発生し、出力をアイドリ
ング信号側に切り換えミュート状態に入る。この切り換
えられた信号（図１２のＥ）が出力端子５７に取り出さ
れる。

【００７１】次に入力信号が連続した固定値データから
正常なΣΔ変調信号に復帰すると、連続固定値データ検
出器５２がデータの変化を検出するが、入力信号は固定
値データ検出とスイッチ切り換えに必要な時間だけ信号
を遅延させる遅延回路５４に入力されているので、デー
タ変化の検出後直ちにスイッチ５６を切り換えると、遅
延回路５４に残っていた連続固定値データが出力され、
過大なノイズとＤＣオフセットを発生する。

【００７２】そこでスイッチコントローラ５５から出す
ミュート解除のコントロール信号（図１２のＢ）を、デ
ータ変化の検出後から遅延回路５４の遅延時間分だけ遅
らせて発生させ、出力を入力信号側に切り換えてミュー
トを解除する。これによって正常なΣΔ変調信号に戻っ
たところでミュートが解除される。

【００７３】従ってこの装置において、出力端子５７に
は図１２のＥに示すような出力信号が取り出される。そ
してこの信号はアナログ信号に復調したときに図１２の
Ｆに示すような信号となり、過大なノイズやＤＣオフセ
ットの発生が防止される。すなわちこの信号によれば、
「プツッ」という小レベルの雑音は発声するものの、耳
障りな程ではなく、またこれによってモニタ用のアンプ
やスピーカーが破壊されるもない。

【００７４】このようにすることで、ΣΔ変調された音
声信号には存在しない、ある一定時間以上持続する連続
した固定値データが入力信号に入ってきた際のミュート
機能を実現できる。

【００７５】ところで上述の図９、図１０及び図１２で
は、ΣΔ変調信号を模式的に表わすために規則的な変調
パターンの波形として描いたが、実際のΣΔ変調信号に
は多少不規則性がある。従って入力信号からアイドリン
グ信号に切り換えの際、またはアイドリング信号から入
力信号に切り換えの際に、短い周期であれば入力信号と
アイドリング信号の信号パターンが一致するところを見
つけることが可能である。

【００７６】そこで、この入力信号とアイドリング信号
の信号パターンの一致を検出して信号切り換えを行うこ
とで、ミュート解除の際のショックノイズをさらに抑え
ることができる。この信号パターン一致検出器５８を追
加した構成を図１３に、一連の流れに対応した各部の信
号を図１４に示す。なお図はそれぞれ図１１、図１２に
対応し、相当する部分には同一符号を付す。

【００７７】すなわち図１３において、入力端子５１に
接続された連続固定値データ検出器５２は、ΣΔ変調さ
れた音声信号には存在しない、ある一定時間以上接続す
る連続した固定値データが入力信号（図１４のＡ）に入
っているがどうかを検出する。この固定値データ検出に
は一定時間信号を監視する必要があり、この検出を行な
っている間に固定値信号が出力に出てしまわないように
するため、入力信号は固定値データ検出とスイッチ切り
換えに必要な時間だけ信号を遅延させる遅延回路５４に
入力される。

【００７８】連続固定値データ検出器５２で、一定時間
以上持続する連続した固定値データを検出すると、直ち
にスイッチコントローラ５５はスイッチ５４を遅延回路
５４からの信号（図１４のＣ）から、アイドリング信号
発生器５３からの信号（図１４のＤ）に切り換えるコン
トロール信号（図１４のＢ）を発生し、出力をアイドリ
ング信号側に切り換えミュート状態に入る。この切り換
えられた信号（図１４のＥ）が出力端子５７に取り出さ
れる。

【００７９】次に入力信号が連続した固定値データから
正常なΣΔ変調信号に復帰すると、連続固定値データ検
出器５２がデータの変化を検出するが、入力信号は固定
値データ検出とスイッチ切り換えに必要な時間だけ信号
を遅延させる遅延回路５４に入力されているので、デー
タ変化の検出後直ちにスイッチ５６を切り換えると、遅
延回路５４に残っていた連続固定値データが出力され、
過大なノイズとＤＣオフセットを発生する。

【００８０】そこでスイッチコントローラ５５から出す
ミュート解除のコントロール信号（図１４のＢ）を、デ
ータ変化の検出後から遅延回路５４の遅延時間分だけ遅
らせて発生させる。それと共に、遅延回路５４からの信
号（図１４のＣ）とアイドリング信号発生器５３からの
信号（図１４のＤ）が信号パターン一致検出器５８に供
給される。そしてこれらの信号パターンが一致したとこ
ろで、出力を入力信号側に切り換えてミュートを解除す
る。

【００８１】これによって正常なΣΔ変調信号に戻り、
かつ信号パターンが一致されたところでミュートが解除
される。従ってΣΔ変調された音声信号には存在しな
い、ある一定時間以上持続する連続した固定値データが
入力信号に入ってきた際のミュート機能を実現できると
共に、入力信号とアイドリング信号の信号パターンの一
致を検出して信号切り換えを行うことで、ミュート解除
の際のショックノイズをさらに抑えることができる。

【００８２】さらに、アイドリング信号発生器５３につ
いては、入力信号と同じΣΔ変調方式で中点に相当する
信号を生成しても良いが、この場合音声帯域の信号は無
くなるものの、図１５のＡに示すようにΣΔ変調特有の
高周波寄りのノイズは残る。そこでΣΔ変調のサンプリ
ング周波数ｆｓの１／２の周期の信号をアイドリング信
号とすれば、その信号スペクトラムは図１５のＢに示す
ようにサンプリング周波数の１／２の成分だけとなっ
て、ノイズを抑えることができる。

【００８３】そこで例えば１ビットのΣΔ変調の場合に
は、図１６に示すように、１個のＤフリップフロップ６
１と１個のスイッチ６２だけでこれを実現でき、回路を
簡単に実現することができる。

【００８４】すなわち図１６において、入力信号のΣΔ
変調信号が、スイッチ６２を通じてＤフリップフロップ
６１のＤ端子に供給される。このＤフリップフロップ６
１のクロック端子にサンプリングクロック信号が供給さ
れる。さらにこのＤフリップフロップ６１の正転出力信
号が取り出されると共に、このＤフリップフロップ６１
の反転出力信号がスイッチ６２に供給される。そしてこ
のスイッチ６２が上述のコントロール信号で切り換えら
れる。

【００８５】従ってこの装置において、上述のコントロ
ール信号でスイッチ６２が切り換えられると、Ｄフリッ
プフロップ６１のＤ端子に反転出力信号が供給される。
これによってＤフリップフロップ６１からは、サンプリ
ングクロック信号ごとに反転される信号が取り出され、
サンプリング周波数ｆｓの１／２の周期の信号が取り出
される。このようにしてΣΔ変調のサンプリング周波数
ｆｓの１／２の周期の信号をアイドリング信号とするミ
ュート機能を、１個のＤフリップフロップ６１と１個の
スイッチ６２だけで実現することができる。

【００８６】こうして上述のデジタル音声伝送装置によ
れば、量子化信号（入力端子５１）を監視する手段（連
続固定値データ検出器５２）と、量子化信号を所定期間
遅延する手段（遅延回路５４）と、入力音声信号の中点
電位に相当するアイドリング信号を発生する手段（アイ
ドリング信号発生器５３）とを設け、監視手段で量子化
信号が通常存在しない固定値となったことが検出された
ときに、遅延手段からの量子化信号を発生手段からのア
イドリング信号に切り換え（スイッチ回路５５、スイッ
チコントローラ５６）、監視手段で量子化信号が固定値
でなくなったことが検出されたときに、発生手段からの
アイドリング信号を遅延手段からの量子化信号に切り換
えて伝送（出力端子５７）することにより、異常時等で
の最大レベルのノイズの発生を防止することができるも
のである。

【００８７】なお上述の説明では、１ビットのΣΔ変調
を例に説明したが、多ビットのΣΔ変調についても同様
の構成でミュート機能が実現できることは自明である。

【００８８】また、この回路は、現在生産されている、
ΣΔ変調方式のフロントエンドを搭載したＡＤコンバー
タＬＳＩやＤＡコンバータＬＳＩにおいて、外付けのデ
ジタルミュート機能としても使用できる。

【００８９】

【発明の効果】この発明によれば、いわゆるΣΔ変調で
変調した量子化信号を伝送（記録・再生）することで、
ダイナミックレンジの拡大や任意のフォーマットへの変
換等を容易に行うことができるようになった。また一旦
伝送（記録・再生）された量子化信号から規定のフォー
マットに変換することで処理時間の制約をなくし、デジ
タルフィルタと所望の処理を施す手段における信号処理
の分割と再量子化過程を排除することによって、高精
度、高音質のデータ変換を行うことができると共に、規
定のフォーマットに変換する際に、その時点で最も優れ
たデジタルフィルタと所望の処理を用いることで、同一
の規定のフォーマットの範囲内で何回でも音質改善を行
うことができるようになった。さらに伝送系の異常時等
に量子化信号を所定のアイドリング信号に切り換えるこ
とによって、異常時等での最大レベルのノイズの発生を
防止することができるようになった。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるデジタル音声伝送装置の一例の構
成図である。

【図２】その説明のための図である。

【図３】その説明のための図である。

【図４】本発明によるデジタル音声伝送装置の他の例の
構成図である。

【図５】本発明によるデジタル音声伝送装置の他の例の
構成図である。

【図６】本発明によるデジタルフィルタの一例の構成図
である。

【図７】本発明によるデジタルフィルタの他の例の構成
図である。

【図８】本発明によるデジタルフィルタの他の例の構成
図である。

【図９】ΣΔ信号の説明のための図である。

【図１０】ΣΔ信号の説明のための図である。

【図１１】本発明によるデジタル音声伝送装置の一例の
要部の構成図である。

【図１２】その説明のための図である。

【図１３】本発明によるデジタル音声伝送装置の他の例
の要部の構成図である。

【図１４】その説明のための図である。

【図１５】その説明のための図である。

【図１６】本発明によるデジタル音声伝送装置の他の例
の要部の構成図である。

【図１７】従来のΣΔ変調の一例を示した構成図であ
る。

【符号の説明】

１…入力端子、２…加算器、３…積分器、４…比較器、
５…１サンプル遅延器、６…１ビットＤＡ変換器、７…
同期信号と誤り訂正符号（ＥＣＣ）の付加回路、８…記
録ヘッド、９…記録媒体（磁気テープ）、１０…再生ヘ
ッド、１１…同期分離及び誤り訂正回路、１２…アナロ
グフィルタ、１３…モニタ端子、１４…デシメーション
（間引き）フィルタ、１５…デジタルレコーダー、１６
…ＣＤやＤＡＴ装置、１７…ＭＤやＤＣＣ装置、１８…
ＤＡ変換器、１９…出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 阿久根 誠 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 (72)発明者 小倉 康弘 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソニ ー株式会社内 Ｆターム(参考） 5D020 BB10 5D044 AB05 EF01 GK14 5J064 AA01 BA03 BB01 BC07 BC08 BC11 BC15 BC23 BD02

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マイクロフォンと、 上記マイクロフォンから入力されるオーディオ信号をΣ
   Δ変調するΣΔ変調手段と、 上記ΣΔ変調手段から出力されるシグマデルタ変調され
   たオーディオ信号を伝送する伝送手段と、 上記伝送されたシグマデルタ変調されたオーディオ信号
   を受信しフィルタ処理するフィルタ手段とを備えてなる
   オーディオ信号伝送装置。
2. 【請求項２】 マイクロフォンユニットと、 上記マイクロフォンユニットから出力されたオーディオ
   信号増幅する増幅手段と、 上記増幅手段から出力される出力信号をΣΔ変調するΣ
   Δ変調手段と、 上記ΣΔ変調手段から出力されるシグマデルタ変調され
   たオーディオ信号を出力する出力端子とを筐体内に収納
   したことを特徴とするマイクロフォン装置。
3. 【請求項３】 記録媒体に記録されたΣΔ変調が施され
   たデジタル信号と同期信号とエラー訂正コードを再生す
   る再生手段と、 上記再生手段にて再生されたΣΔ変調が施されたデジタ
   ル信号に対して、上記エラー訂正コードに基づいてエラ
   ー訂正処理を行う信号処理手段と、 上記信号処理手段にてエラー訂正処理されたΣΔ変調が
   施されたデジタル信号に対してサンプリング周波数を変
   換するとともに量子化ビットを再量子化するＦＩＲフィ
   ルタ手段と、 上記ＦＩＲフィルタ手段にて再量子化されたデジタル信
   号の量子化ビットを更に低減する変換手段とを備えてな
   るオーディオ再生装置。
4. 【請求項４】 上記再生手段にて再生されたΣΔ変調が
   施されたデジタル信号のサンプリング周波数と上記変換
   手段でのサンプリング周波数との位相差を検出する位相
   差検出手段とを更に備え、 上記位相差検出手段にて検出した位相差に基づいて上記
   ＦＩＲフィルタ手段の係数が決定されることを特徴とす
   る請求項３記載のオーディオ再生装置。