JP2003204675A - 可搬型電源装置 - Google Patents

可搬型電源装置

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JP2003204675A JP2002367948A JP2002367948A JP2003204675A JP 2003204675 A JP2003204675 A JP 2003204675A JP 2002367948 A JP2002367948 A JP 2002367948A JP 2002367948 A JP2002367948 A JP 2002367948A JP 2003204675 A JP2003204675 A JP 2003204675A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、サイクロコンバータが自己消弧で
きずに制御不能になることを防止し、低力率負荷時にも
サイクロコンバータを構成するサイリスタが確実に転流
動作を継続して安定な動作を維持することができる可搬
型電源装置を提供する。 【解決手段】 本可搬型電源装置では、電源装置の位相
の遅れに相当する固定時間Xだけ遅らせた目標波を目標
披2として、検出彼の出力値から目標波2の出力値を減
算し(図5(c),(d))、この減算された出力値を
示した減算波と目棲披2の出力値とを同一時刻で比較し
て力率に応じた信号を検出し、力率検出回路19がこの
検出された信号に基づいて近似実効値演算回路8の近似
実行値を調整し、特に低力率負荷の場合には近似実効値
演算回路8の近似実行値を低下させて、出力電圧を下げ
るように調整する。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用周波数等の単
相交流電源として使用される可搬型電源装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、非常用電源や屋外作業、レジャー
等に使用される可搬型電源装置として、たとえば小型エ
ンジンと同期発電機とを組み合わせたエンジン発電機が
多く使用されている。
【0003】このような従来のエンジン発電機では、出
力周波数がエンジン回転数に依存するので、たとえば2
極機の場合には50Hz(または60Hz)の交流出力
を得るためにエンジン回転数を3000rpm(または
3600rpm)に保持することが必要であり、エンジ
ン回転数が比較的低くて運転効率があまりよくなく、し
かも発電機を大きくせざるを得ないため、全体重量も大
変大きくなってしまうという問題があった。
【0004】これに対して近年では、エンジン回転数が
比較的高い回転数のところで運転して発電機から高出力
の交流電力を得、この交流電力を一旦直流に変換した後
に、インバータ装置によって商用周波数の交流に変換し
て出力する、いわゆるインバータ式発電機も普及し始め
ている(この関連出願として、たとえば、本出願人によ
る特許文献1や特許文献2記載のものがある)。
【0005】ところで、上記インバータ式発電機におい
ては、交流電力を一旦直流に変換するための直流変換部
と、この直流電力を再び所定周波数の交流に変換するた
めの交流変換部との2つの電力変換部が必要になるこ
と、さらには直流電力を一旦蓄えておく回路部が必要に
なることから、高価な電力用回路部品を多数使わざるを
得ず、これにより、発電機の更なる小型軽量化は困難で
あるとともに製造コストが高くなるという問題があっ
た。
【0006】このような問題に対して、本出願人はさら
に特許文献3等において、インバータ式発電機のインバ
ータ装置をサイクロコンバータ装置に変えて、発電機で
発電される高周波の交流電力から商用周波数等の所定周
波数の交流電力に直接変換することを提案し、上記問題
を解決している。
【0007】
【特許文献1】特公平7−67229号公報
【特許文献2】特開平4−355672号公報
【特許文献3】特開平10−052046号公報(特願
平8−218141号)
【0008】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ式発電機のインバータ装置をサイクロコンバータ装
置に変えても以下の問題がある。
【0009】すなわち、低力率負荷では負荷に蓄えられ
たエネルギーが電源に戻ってくるが、サイクロコンバー
タ装置ではこのエネルギーが直接発電機のメインコイル
に回生されるので、サイクロコンバータ装置の入力に発
電機の能力を超える電流が戻ってきた場合、即ち発電電
圧よりも高い電圧が戻ってきた場合には、サイクロコン
バータ装置が自己消弧不能で制御不能になるという問題
がある。
【0010】本発明の目的は、上記問題を解消すべく、
サイクロコンバータが自己消弧できずに制御不能になる
ことを防止し、低力率負荷時にもサイクロコンバータを
構成するサイリスタが確実に転流動作を継続して安定な
動作を維持することができる可搬型電源装置を提供する
ことにある。
【0011】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項1記載の可搬型電源装置は、3相の出力巻線
を備えた磁石発電機と、この発電機の出力周波数に同期
する信号を形成する同期信号形成回路と、前記3相の出
力巻線に接続され、互いに逆並列接続されて、単相交流
電流を出力するサイクロコンバータを構成するサイリス
タブリッジ回路から成る1組の可変制御ブリッジ回路
と、前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路
を、前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷
に給電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に
切り換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力
するブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置におい
て、前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波
形信号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率
と検出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電
圧を下げる力率検出手段を備えることにより低力率負荷
で前記サイクロコンバータが自己消弧不能にならないよ
うに制御することを特徴とする。
【0012】この構成によれば、目標周波数の波形信号
と単相交流出力の検出波形信号とが比較されて力率に応
じた信号が検出され、低力率と検出されたときに可変制
御ブリッジ回路の出力電圧が下げられる。
【0013】請求項2記載の可搬型電源装置は、請求項
1記載の可搬型電源装置において、前記力率検出手段
は、前記目標周波数の波形信号と前記単相交流出力の検
出波形信号とを比較して差分の波形信号を算出し、この
算出された差分の波形信号と前記目標周波数の波形信号
とが異符号の場合は、前記差分の波形信号を0とする一
方、同符号の場合はそのまま前記差分の波形信号の絶対
値を算出することにより力率に応じた信号を検出するこ
とを特徴とする。
【0014】この構成によれば、目標周波数の波形信号
と単相交流出力の検出波形信号とが比較され差分の波形
信号が算出され、この算出された差分の波形信号と目標
周波数の波形信号とが異符号の場合は、差分の波形信号
が0とされる一方、同符号の場合はそのまま差分の波形
信号の絶対値が算出されることにより力率に応じた信号
が検出される。
【0015】請求項3記載の可搬型電源装置は、請求項
1又は2記載の可搬型電源装置において、前記目標周波
数の波形信号が前記可搬型電源装置で生じる位相ズレを
補正した波形信号であることを特徴とする。
【0016】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて詳細に説明する。
【0017】図1は、本発明の実施の一形態に係る可搬
型電源装置の概略構成を示すブロック図である。
【0018】図1において、1および2はそれぞれ交流
発電機の固定子に独立して巻装された出力巻線であり、
1は3相主出力巻線(以下、「3相メインコイル」とい
う)であり、2は3相副出力巻線(以下、「3相サブコ
イル」という)である。
【0019】図2は、上記交流発電機の断面図であり、
同図において、3相メインコイル1は、領域A1内の2
1極のコイルで構成され、3相サブコイル2は、領域A
2内の3極のコイルで構成されている。そして、回転子
Rには、8対の永久磁石の磁極が形成されており、内燃
エンジン(図示せず)によって回転駆動されるように構
成されている。なお、回転子Rは、エンジンのフライホ
イールを兼用している。
【0020】図1に戻り、3相メインコイル1の3つの
出力端U,V,Wは、サイクロコンバータ(Cyclo
converter)CCの入力端U,V,Wに接続さ
れている。
【0021】図3は、図1のサイクロコンバータCC部
分のみを取り出した電気回路図であり、同図に示すよう
に、サイクロコンバータCCは、12個のサイリスタS
CRk±(k=1,…,6)により構成されている。1
2個のサイリスタSCRk±のうち6個のサイリスタS
CRk+で構成されるブリッジ回路(以下、「正コンバ
ータ」という。)BC1は、主として正の電流を出力
し、残りの6個のサイリスタSCRk−で構成されるブ
リッジ回路(以下、「負コンバータ」という。)BC2
は、主として負の電流を出力する。
【0022】前述のように、24極(このうち3極は、
サイリスタSCRk±の各ゲートを制御する同期信号を
生成するために用いられる)の3相発電機の3相交流出
力がサイクロコンバータCCに入力された場合には、ク
ランク軸1回転につき8サイクルの交流が得られる。そ
して、エンジン回転数の範囲を、たとえば1200rp
m〜4500rpm(すなわち、20Hz〜75Hz)
に設定した場合には、上記3相交流出力の周波数は、エ
ンジン回転数の8倍の160Hz〜600Hzになる。
【0023】図1に戻り、3相メインコイル1の3つの
出力端U,V,Wは、それぞれ正および負コンバータB
C1,BC2の入力端U,V,Wに接続され、サイクロ
コンバータCCの出力側は、その出力電流の高調波成分
を除去するためのLCフィルタ3に接続され、LCフィ
ルタ3の出力側は、この出力である高調波成分が除去さ
れた電流に応じた電圧を検出するための出力電圧検出回
路5に接続されている。そして、出力電圧検出回路5の
負側入力端は、本制御系のグランドGNDに接続され、
出力電圧検出回路5の正側および負側の両入力端から単
相出力を得るように構成されている。
【0024】出力電圧検出回路5の出力側は、この出力
電圧の近似実効値を演算して出力する近似実効値演算回
路8に接続され、近似実効値演算回路8の出力側は、比
較器9の負側入力端子に接続されている。比較器9の正
側入力端子には、本電源装置の基準電圧値を出力する基
準電圧出力回路10が接続され、比較器9の出力側は、
この比較結果に応じた制御関数(たとえば比例関数等)
を演算して出力する制御関数演算回路11が接続されて
いる。
【0025】そして、制御関数演算回路11の出力側
は、正弦波発振器13から出力される、たとえば商用周
波数50Hzまたは60Hzの正弦波の振幅を制御する
振幅制御回路12に接続され、振幅制御回路12には正
弦波発振器13の出力側も接続されている。振幅制御回
路12は、制御関数演算回路11から出力された制御関
数に応じて、正弦波発振器13から出力される正弦波の
振幅を制御する振幅制御信号を出力する。
【0026】振幅制御回路12の出力側は、この出力信
号(振幅制御信号)に応じて目標波を出力する目標波出
力回路14に接続され、目標波出力回路14の出力側
は、サイクロコンバータCCを構成するサイリスタSC
Rk±の各ゲートの導通角を制御する導通角制御部15
および比較器16の正側入力端子に接続されている。
【0027】また、出力電圧検出回路5の出力側及び目
標波出力回路14の出力側は、出力電圧検出回路5から
出力された単相交流出力の検出波と目標波出力回路14
から出力された目標波とを比較して力率を検出する力率
検出回路19に接続され、力率検出回路19の出力側は
近似実効値演算回路8に接続されている。
【0028】図4は出力電圧検出回路5から出力された
単相交流出力の検出波の一例と目標波出力回路14から
出力された目標波の一例とを示す図であり、(a)は力
率が1の場合の検出波と目標波とを示し、(b)は力率
が1より小さく、負荷が遅相の場合の検出波と目標波と
を示し、(c)は力率が1より小さく、負荷が進相の場
合の検出波と目標波とを示す。
【0029】力率が1の場合は、図4(a)に示すよう
に、検出波は目標波に比べて本実施の形態の電源装置で
生ずる位相遅れに相当する固定時間xだけ遅れる。力率
が1より小さく、負荷が遅相の場合には、検出波は上記
固定時間xの遅れはあるが目標波に比べて力率に応じた
分の位相が進む一方、力率が1より小さく、負荷が進相
の場合には、検出波は上記固定時間xの遅れがあり、さ
らに目標波に比べて力率に応じた分の位相が遅れる。
【0030】図5は、力率検出回路19が検出波と目標
波とから力率に応じた信号を検出する方法を説明する図
であり、(a)は図4(a)の目標波を固定時間xだけ
遅らせた時の検出波と目標波とを示し、(b)は図4
(b)の目標波を固定時間xだけ遅らせた時の検出波と
目標波とを示す。この固定時間xだけ遅らせた目標波を
目標波2とする。
【0031】まず、図5(a),(b)において、検出
波の出力値から目標波2の出力値を減算し(図5
(c),(d))、この減算された出力値を示した減算
波と目標波2の出力値とを同一時刻で比較し、減算波の
出力値と目標波2の出力値とが同符号の場合には減算波
の出力値を算出し(図5(f))、さらにこの算出され
た減算波の出力値の絶対値をとる(図5(h))。この
絶対値のとられた減算波の出力値には本実施の形態の電
源装置で生ずるノイズが含まれるため、該減算波の出力
値からこのノイズに相当するオフセット値を減じて、そ
の結果が負の値になった場合にはその値を0に置き換え
て、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出し、さ
らにこの面積の移動平均を算出する。これにより力率に
応じた信号を検出することができる。
【0032】一方、減算波の出力値と目標波2の出力値
とが異符号の場合には減算波の出力値を0とし(図5
(e))、さらに減算波の出力値の絶対値をとり(図5
(g))、この絶対値のとられた減算波の出力値からノ
イズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の
値になった場合にはその値を0に置き換えて、所定区間
の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積
の移動平均を算出することより力率に応じた信号を検出
することができるが、この場合、力率が1であり減算波
の出力値と目標波2の出力値とが常に異符号であるため
力率に応じた信号は生じない。
【0033】このようにして力率検出回路19は力率に
応じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近
似実効値演算回路8の近似実行値を調整する。低力率負
荷の場合には近似実効値演算回路8の近似実行値を低下
させて、出力電圧を下げるように調整する。
【0034】図1に戻り、導通角制御部15は、正コン
バータBC1の各サイリスタSCRk+のゲート(以
下、「正ゲート」という)の導通角を制御する正ゲート
制御部15aと、負コンバータBC2の各サイリスタS
CRk−のゲート(以下、「負ゲート」という)の導通
角を制御する負ゲート制御部15bとにより構成されて
いる。
【0035】各ゲート制御部15a,15bは、それぞ
れ6個の比較器(図示せず)を有し、各比較器は上記目
標波と後述する同期信号(基準ノコギリ波)とを比較
し、両者が一致した時点で当該ゲートを点弧する。
【0036】比較器16の負側入力端子には、前記出力
電圧検出回路5の出力側が接続され、比較器16の出力
側は、正ゲート制御部15aおよび負ゲート制御部15
bに接続されている。比較器16は、出力電圧検出回路
5から出力される電圧と上記目標波とを比較し、その比
較結果に応じて高(H)レベル信号または低(L)レベ
ル信号を出力する。
【0037】比較器16からHレベル信号が出力される
と、正ゲート制御部15aが作動する一方、負ゲート制
御部15bは停止し、Lレベル信号が出力されると、こ
れとは逆に、正ゲート制御部15aが停止する一方、負
ゲート制御部15bは作動するように構成されている。
【0038】前記3相サブコイル2の出力側は、同期信
号形成回路18に接続されている。
【0039】図6は、同期信号形成回路18の一例を示
す電気回路図であり、同図に示すように、同期信号形成
回路18は、6個のフォトカプラPCk(k=1,…,
6)と6個のダイオードDk(k=1,…,6)とによ
り構成されている。
【0040】3相サブコイル2から得られる3相電流
(U相、V相およびW相の各電流)は、フォトカプラP
Ckの各1次側発光ダイオード(LED)とダイオード
Dkとにより構成されるブリッジ型の3相全波整流回路
FRに供給される。この3相全波整流回路FRによって
全波整流された3相電流は、一次側LEDにより光に変
換され、この光出力は、フォトカプラPCkの各2次側
光センサ(図示せず)により電流に変換される。すなわ
ち、3相全波整流回路FRにより全波整流された3相電
流に応じた電流が2次側光センサにより取り出される。
そして、この取り出された電流は、後述するように、各
サイリスタSCRk±のゲートの導通角を制御する同期
信号(たとえばノコギリ波)を生成するためにいられ
る。
【0041】図7は、図3または6のU相、V相および
W相間に印加される電圧の推移、およびフォトカプラP
Ckがオンするタイミングを示す図である。
【0042】各線間電圧(U−V,U−W,V−W,V
−U,W−U,W−V)が、図7のように変化したとき
に、3相全波整流回路FRにより全波整流された出力波
形は、メインコイルから得られる各線間電圧波形の周期
の1/6となる。たとえば、位相角が60°〜120°
であるとき、すなわちU−V間電圧が他の線間電圧に比
べて最も高いとき、フォトカプラPC1およびPC5は
ペアでオン(他のフォトカプラはオフ)されるため、3
相全波整流回路FRからは、U−V間電圧に応じた電圧
が出力される。すなわち、3相全波整流回路FRから
は、各線間電圧の最大値に応じた電圧が出力されるの
で、この電圧の周期は60°となり、メインコイルの電
圧の周期360°に対して、1/6となる。
【0043】また、図7には、サイリスタSCRk±の
各ゲートを点弧(turn on)させるタイミングも
示され、同図には、各ゲートの導通角を120°〜0°
の範囲で点弧させるときのタイミングが示されている。
【0044】このタイミングに従って、サイクロコンバ
ータCCから電流を出力するときには、正コンバータB
C1の各ゲートを点弧する一方、サイクロコンバータC
Cへ電流を吸収(供給)するときには、負コンバータB
C2の各ゲートを点弧する。
【0045】なお、点弧は、同図に示す範囲に亘って継
続して行う必要はなく、同図の斜線で示すパルスをゲー
トに印加しても、同様の動作が得られる。
【0046】図8は、導通角α=120°,60°で正
または負コンバータBC1,BC2の各サイリスタSC
Rk±を点弧したときにサイクロコンバータCCから出
力される波形を示す図である。
【0047】同図において、(a)は、導通角α=12
0°で正コンバータBC1の各サイリスタSCRk+を
点弧したときにサイクロコンバータCCから出力される
波形を示し、(b)は、導通角α=120°で負コンバ
ータBC2の各サイリスタSCRk−を点弧したときに
サイクロコンバータCCから出力される波形を示し、
(c)は、導通角α=60°で正コンバータBC1の各
サイリスタSCRk+を点弧したときにサイクロコンバ
ータCCから出力される波形を示し、(d)は、導通角
α=60°で負コンバータBC2の各サイリスタSCR
k−を点弧したときにサイクロコンバータCCから出力
される波形を示している。
【0048】たとえば、導通角α=120°で正コンバ
ータBC1の各サイリスタSCRk+を点弧したとき
に、サイクロコンバータCCから出力される波形は、図
8(a)に示すように、全波整流波形となる。また、導
通角α=60°で正コンバータBC1の各サイリスタS
CRk+を点弧したときに、サイクロコンバータCCか
ら出力される波形は、図8(c)に示すように、多量の
高調波成分を含む波形となるが、サイクロコンバータC
Cの出力側にハイカットフィルタを接続すると、この高
調波成分は除去されて、その平均電圧が出力される。前
述のように、入力発電機を24極の3相発電機とし、エ
ンジン回転数を3600rpmとすると、高調波の基本
波の周波数は、次のようになる。
【0049】60Hz(=3600rpm)×8倍波×
3相×2(全波)=2.88kHz そして、正コンバータBC1の導通角αを0°〜120
°の範囲で変化させることにより、サイクロコンバータ
CCは、平均電圧が0V〜全波整流電圧の範囲内の任意
の正の電圧を出力することができる。また、負コンバー
タBC2の導通角αも、同様に変化させることで、サイ
クロコンバータCCは、平均電圧が0V〜−全波整流電
圧の範囲内の任意の負電圧を出力することができる。
【0050】次に、導通角αの制御方法を説明する。
【0051】図9は、導通角αを制御するために生成さ
れた基準ノコギリ波を示す図であり、同図の基準ノコギ
リ波は、上述した図6のフォトカプラPCkの2次側光
センサで検出された電流に基づいて生成される。
【0052】正コンバータBC1のサイリスタSCR1
+に対応する基準ノコギリ波は、導通角αが120°〜
−60°の範囲で、α=0°のときに0Vになるノコギ
リ波が対応する。そして、60°ずつ位相差を有するノ
コギリ波が、それぞれサイリスタSCR1+,6+,2
+,4+,3+,5+の順に各サイリスタSCRk+に
対応する。
【0053】一方、負コンバータBC2のサイリスタS
CR1−に対しては、上記サイリスタSCR1+と上下
対称で位相が180°ずれたノコギリ波を生成する。そ
して、正コンバータBC1と同様に、60°ずつ位相差
を有するノコギリ波が、それぞれサイリスタSCR1
−,6−,2−,4−,3−,5−の順に各サイリスタ
SCRk−に対応する。
【0054】このように、基準波形は、正および負コン
バータBC1,BC2の各サイリスタSCRk±に対応
した12個のノコギリ波によって構成される。これらの
ノコギリ波は、目標波形rと12系統の比較器(図示せ
ず)により、それぞれ比較され、その交点が各サイリス
タSCRk±の導通角となる。
【0055】そして、目標波として正弦波を採り、導通
角αを正弦波状に変化させることにより、サイクロコン
バータCCから、正弦波出力を得ることができる。
【0056】図9では、導通角αの制御範囲を、図7で
説明した120°〜0°から120°〜−60°に拡大
している。以下、導通角αの制御範囲を拡大した理由を
説明する。
【0057】導通角αが120°〜0°の範囲で制御さ
れる場合に、サイクロコンバータCCの出力端子に容量
性の負荷が接続され、負荷側に正の電位があるときに、
出力電圧を下げるという制御を行うと、各サイリスタS
CRk±の導通角と出力電圧との関係に不連続点が発生
し、出力電圧を安定に維持できないことがあった。すな
わち、負荷側に正の電位があるときに出力電圧を下げる
には、負荷の正電荷を吸収する必要があり、このとき、
導通角αは120°〜0°の範囲に限定されているた
め、正コンバータBC1では負荷の正電荷を吸収でき
ず、したがって負コンバータBC2で吸収しなければな
らなかった。そして、負コンバータBC2によってこの
正電荷を吸収した場合には、前述のように、負コンバー
タBC2からの出力電流は−全波整流電圧〜0Vである
ため、負荷の正電位は0Vまで急激に下がることにな
り、出力電圧に不連続点が発生する。このとき、導通角
を120°〜−60°に拡大すれば、負コンバータBC
2で正の電圧まで負荷の電荷を吸収することができるた
め、出力電圧に不連続点が発生せず、制御の安定性を保
つことができる。
【0058】しかし、このように導通角を負側まで拡大
すると、図10に示すように、正および負コンバータB
C1,BC2の出力範囲がオーバーラップするため、目
標波rと当該ノコギリ波との交点がTO1およびTO2
の2点となり、正または負コンバータBC1,BC2の
いずれを選択し、これに対応するサイリスタSCRk±
のゲートを点弧すればよいか判断できなかった。このた
め、本実施の形態では、上述のように、比較器16の比
較結果に応じて正または負コンバータBC1,BC2の
うちいずれか一方を選択している。
【0059】図1に戻り、同期信号形成回路18の出力
側は、正ゲート制御部15aおよび負ゲート制御部15
bに接続されている。ここで、同期信号形成回路18と
各ゲート制御部15aおよび15bとを接続する各接続
ラインは、それぞれ6本の信号線で構成され、その各信
号線は、それぞれ前記ゲート制御部15aおよび15b
の各比較器に接続され、各比較器には、図7で説明した
タイミングのノコギリ波が供給される。
【0060】正ゲート制御部15aの6個の比較器の出
力側は、それぞれ正コンバータBC1の各サイリスタS
CRk+のゲートに接続され、負ゲート制御部15bの
6個の比較器の出力側は、それぞれ負コンバータBC2
の各サイリスタSCRk−のゲートに接続されている。
【0061】なお、本実施の形態では、同期信号形成回
路18は、3相サブコイル2からの3相出力に応じて同
期信号(基準ノコギリ波)を形成するように構成した
が、これに限らず、3相サブコイル2に代えて単相サブ
コイルを用い、この単相出力に応じて同期信号を形成す
るようにしてもよい。
【0062】以下、以上のように構成された可搬型電源
装置の動作を説明する。
【0063】前記回転子Rがエンジンにより回転駆動さ
れると、3相メインコイル1の各相間には、前述したよ
うに電圧が印加される。そして、導通角制御部15によ
りサイリスタSCRk±の各ゲートが点弧されると、こ
れに応じてサイクロコンバータCCから電流が出力さ
れ、この電流はフィルタ3によりその高調波成分が除去
され、出力電圧検出回路5により電圧が検出される。こ
のようにして検出された各電圧は、近似実効値演算回路
8により、その近似実効値電圧が演算されて出力され
る。
【0064】この近似実効値電圧は、比較器9により、
基準電圧出力回路10から出力された基準電圧値と比較
され、その比較結果に応じて制御関数演算回路11によ
り制御関数(比例関数)が演算されて出力される。具体
的には、制御関数演算回路11は、比較器9からの出力
値が増大するに従って、すなわち基準電圧出力回路10
からの基準電圧出力と近似実効値演算回路8からの近似
実効値との差が増大するに従って、比例係数が増大する
ような比例関数を演算して出力する。
【0065】この演算され出力された制御関数に応じ
て、振幅制御回路12は、正弦波発振器13から出力さ
れた、50Hzまたは60Hzの正弦波の振幅を制御す
るための制御信号を生成し、目標波出力回路14は、こ
の制御信号に応じて目標波を出力する。
【0066】ここで、力率検出回路19は出力電圧検出
回路5から出力された単相交流出力の検出波と目標波出
力回路14から出力された目標波とを比較して力率に応
じた信号を検出し、この検出された信号に基づいて近似
実効値演算回路8の近似実行値を調整する。低力率負荷
の場合には近似実効値演算回路8の近似実行値を低下さ
せて、出力電圧を下げるように調整する。
【0067】目標波出力回路14からの出力値には上下
限値が設けられ、目標波出力回路14は、所定上限値よ
りも大きい値または所定下限値より小さい値を出力する
ことができないように構成されている。すなわち、比較
器9からの出力値が増大し、制御関数演算回路11から
出力される比例関数の比例係数が増大するに従って、目
標波出力回路14から出力される目標波の形状は、正弦
波から矩形波に変形される。
【0068】目標波出力回路14から出力された目標波
は、比較器16により、出力電圧検出回路5から出力さ
れた検出電圧と比較され、目標波の電圧が検出電圧より
高い場合には、比較器16からHレベル信号が出力され
て、正ゲート制御部15aが作動するように選択される
一方、目標波の電圧が検出電圧より低い場合には、比較
器16からLレベル信号が出力されて、負ゲート制御部
15bが作動するように選択される。
【0069】正ゲート制御部15aまたは負ゲート制御
部15bのうち、選択されたゲート制御部の各比較器に
おいて、目標波出力回路14からの目標波と同期信号形
成回路18からのノコギリ波とが比較され、両者が一致
した時点で、当該サイリスタSCRk±のゲートに対し
て、所定幅を有するワンショットパルスが出力され、導
通角制御がなされる。
【0070】図11は、本実施の形態の電源装置により
生成された50Hzの出力波形の一例を示す図であり、
(a)は、無負荷時の出力波形を示し、(b)は、定格
負荷時の出力波形を示し、(c)は、過負荷時の出力波
形を示している。
【0071】同図に示すように、たとえば一時的な過負
荷が生じると、その過負荷の状態に応じて、すなわち前
記基準電圧出力回路10からの基準電圧出力と近似実効
値演算回路8からの近似実効値との差に応じて、出力波
形は、正弦波から矩形波に変形される。
【0072】なお、本実施の形態では、負荷の状態に応
じて目標波の形状を正弦波から矩形波に変形するように
したが、これに限らず、出力電圧が最大振幅で制限され
るように電源装置を構成した場合には、負荷の状態に応
じて目標波の振幅を増加させるようにすればよい。
【0073】上述したように本実施の形態では、力率検
出回路19が力率に応じた信号を検出し、この検出され
た信号に基づいて近似実効値演算回路8の近似実行値を
調整し、特に低力率負荷の場合には近似実効値演算回路
8の近似実行値を低下させて、出力電圧を下げるように
調整するので、低力率負荷時にも安定な動作を維持する
ことができる。
【0074】また、本実施の形態では、本実施の形態の
電源装置で生ずる位相の遅れに相当する固定時間xだけ
遅らせた目標波を目標波2として、検出波の出力値から
目標波2の出力値を減算し(図5(c),(d))、こ
の減算された出力値を示した減算波と目標波2の出力値
とを同一時刻で比較し、減算波の出力値と目標波2の出
力値とが同符号の場合には減算波の出力値を算出し(図
5(f))、さらにこの算出された減算波の出力値の絶
対値をとり(図5(h))、この絶対値のとられた減算
波の出力値からノイズに相当するオフセット値を減じ
て、その結果が負の値になった場合にはその値を0に置
き換えて、所定区間の正の出力値の減算波の面積を算出
し、さらにこの面積の移動平均を算出することにより力
率に応じた信号を検出する。
【0075】一方、減算波の出力値と目標波2の出力値
とが異符号の場合には減算波の出力値を0とし(図5
(e))、さらに減算波の出力値の絶対値をとり(図5
(g))、この絶対値のとられた減算波の出力値からノ
イズに相当するオフセット値を減じて、その結果が負の
値になった場合にはその値を0に置き換えて、所定区間
の正の出力値の減算波の面積を算出し、さらにこの面積
の移動平均を算出することより力率に応じた信号を検出
するので、本実施の形態の電源装置で生ずる位相の遅れ
に相当する固定時間xに関わらずに力率を検出でき、さ
らに電流検出を行わずに力率を検出することができる。
【0076】なお、本実施の形態では、力率検出回路1
9をハードウェアで構成したが、これに限らず、力率検
出回路19が実行する制御処理を、例えばマイクロコン
ピュータ及びソフトウェアによって行うようにしてもよ
い。
【0077】また、本実施の形態の力率検出方法は、サ
イクロコンバータを適用した電源装置のみで有効ではな
く、目標波に基づいて出力電圧を制御する電源装置であ
って、この出力電圧を検出する検出手段を備えたもので
あれば、有効である。
【0078】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、請求項1記
載の可搬型電源装置によれば、目標周波数の波形信号と
単相交流出力の検出波形信号とが比較されて力率に応じ
た信号が検出され、低力率と検出されたときに可変制御
ブリッジ回路の出力電圧が下げられることにより低力率
負荷でサイクロコンバータが自己消弧不能にならないよ
うに制御されるので、サイクロコンバータが自己消弧で
きずに制御不能になることを防止し、低力率負荷時にも
サイクロコンバータを構成するサイリスタが確実に転流
動作を継続して安定な動作を維持することができる。
【0079】請求項2記載の可搬型電源装置によれば、
目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信号と
が比較され差分の波形信号が算出され、この算出された
差分の波形信号と目標周波数の波形信号とが異符号の場
合は、差分の波形信号が0とされる一方、同符号の場合
はそのまま差分の波形信号の絶対値が算出されることに
より力率に応じた信号が検出されるので、電流検出を行
わずに力率を検出することができる。
【0080】請求項3記載の可搬型電源装置によれば、
目標周波数の波形信号が可搬型電源装置で生じる位相ズ
レを補正した波形信号であるので、可搬型電源装置で生
じる位相ズレに関わらず力率に応じた信号を精度よく検
出することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の一形態に係る可搬型電源装置の
概略構成を示すブロック図である。
【図2】図1の交流発電機の断面図である。
【図3】図1のサイクロコンバータ部分のみを取り出し
た電気回路図である。
【図4】出力電圧検出回路5から出力された単相交流出
力の検出波と目標波出力回路14から出力された目標波
とを示す図である。
【図5】検出波と目標波とから力率に応じた信号を検出
する方法を示す図である。
【図6】同期信号形成回路18の一例を示す電気回路図
である。
【図7】図3または図6のU相、V相およびW相間に印
加される電圧の推移、フォトカプラがオンするタイミン
グ、およびサイリスタの各ゲートを点弧させるタイミン
グを示す図である。
【図8】導通角α=120°,60°で正または負コン
バータの各サイリスタを点弧したときにサイクロコンバ
ータから出力される波形を示す図である。
【図9】導通角を制御するために生成された基準ノコギ
リ波を示す図である。
【図10】導通角を120°〜−60°にしたときに生
ずる問題を説明するための図である。
【図11】図1の可搬型電源装置により生成された50
Hzの出力波形の一例を示す図である。
【符号の説明】
1 3相メインコイル(3相出力巻線) 5 出力電圧検出回路 14 目標波出力回路(出力電圧調整回路) 15 導通角制御部(ブリッジ駆動回路) 16 比較器 18 同期信号形成回路 19 力率検出回路 BC1 正コンバータ(可変制御ブリッジ) BC2 負コンバータ(可変制御ブリッジ) CC サイクロコンバータ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5H590 AA03 AA04 AB02 CA07 CA24 CC02 CD05 CE02 EA13 EB02 EB14 FA08 FB05 FC11 HA02 HA08 JA11 JB06 JB08 JB12 5H750 AA04 BA01 BB12 CC03 DD01 FF05 FF10

Claims (3)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 3相の出力巻線を備えた磁石発電機と、 この発電機の出力周波数に同期する信号を形成する同期
    信号形成回路と、 前記3相の出力巻線に接続され、互いに逆並列接続され
    て、単相交流電流を出力するサイクロコンバータを構成
    するサイリスタブリッジ回路から成る1組の可変制御ブ
    リッジ回路と、 前記互いに逆並列接続された可変制御ブリッジ回路を、
    前記同期信号形成回路からの信号に基づいて、負荷に給
    電される目標周波数の交流電流の半周期毎に交互に切り
    換え動作させて所定周波数の単相の交流電流を出力する
    ブリッジ駆動回路とを有する可搬型電源装置において、 前記目標周波数の波形信号と単相交流出力の検出波形信
    号とを比較して力率に応じた信号を検出し、低力率と検
    出されたときに前記可変制御ブリッジ回路の出力電圧を
    下げる力率検出手段を備えることにより低力率負荷で前
    記サイクロコンバータが自己消弧不能にならないように
    制御することを特徴とする可搬型電源装置。
  2. 【請求項2】 前記力率検出手段は、前記目標周波数の
    波形信号と前記単相交流出力の検出波形信号とを比較し
    て差分の波形信号を算出し、前記差分の波形信号と前記
    目標周波数の波形信号とが異符号の場合は、前記差分の
    波形信号を0とする一方、同符号の場合はそのまま前記
    差分の波形信号の絶対値を算出することにより力率に応
    じた信号を検出することを特徴とする請求項1記載の可
    搬型電源装置。
  3. 【請求項3】 前記目標周波数の波形信号が前記可搬型
    電源装置で生じる位相ズレを補正した波形信号であるこ
    とを特徴とする請求項1又は2記載の可搬型電源装置。
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