JP2003204287A

JP2003204287A - Ｃｄｍａ通信方法および拡散系列生成方法

Info

Publication number: JP2003204287A
Application number: JP2003011599A
Authority: JP
Inventors: Fumiyuki Adachi; 文幸安達
Original assignee: NTT Docomo Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc
Priority date: 1996-06-19
Filing date: 2003-01-20
Publication date: 2003-07-18

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチレートのユーザの場合でも高い伝送品
質を実現すること。【解決手段】例えば、Ｑ＝２としてＣ_１６（１）系列
を用いることにする。このとき、図３の階層構造で示さ
れたＣ_１６（１）系列より階層が低い系列、｛Ｃ
_３２（１），Ｃ_３２（２）｝と｛Ｃ_６４（１），Ｃ_６４
（２），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４（４）｝はＣ_１６（１）
系列またはその反転された系列／Ｃ_１６（１）を含む。
そこで、２^２倍のピークの伝送のときに用いる拡散系
列は、Ｃ_１６（１）系列より階層が低い系列、｛Ｃ_３２
（１），Ｃ_３２（２）｝と｛Ｃ_６４（１），Ｃ
_６４（２），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４（４）｝のいずれか
が既に用いられているときには、このＣ_１６（１）系列
を用いることはできない。このようにすると、拡散系列
の生成の規則性から全ての伝送速度のユーザの拡散系列
も互いに直交化させることができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信において
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple
Access ）通信方法および拡散系列生成方法に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】従来、同じ長さの拡散系列、例えばＫチ
ップ（Ｋはマトリックス表示では次元数に相当）が用い
られていた。あるいは、短周期（例えばＫチップ）と長
周期（例えば２^３２チップ）の乗積したものが使われて
いた。複数のユーザが通信するときには下りリンク（基
地局送信）では互いに直交した短周期の拡散系列の組が
用いられる。長周期拡散系列は全てのユーザに対して同
じである。この理由は、ＣＤＭＡでは全てのユーザが同
一無線帯域を共有するので互いの干渉を最小にするため
である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
場合、全てのユーザは最大伝送速度が同じになってしま
う。例えば、帯域幅は約１ＭＨｚ程度でＫ＝１０２４チ
ップの拡散系列を用いるときはピーク９．６ｋｂｐｓの
伝送速度となる。しかし、一般には、例えば、音声通信
では８ｋｂｐｓ程度であるが、画像伝送では６４ｋｂｐ
ｓ以上、モデムデータ伝送では２８．８ｋｂｐｓという
ようにピーク伝送速度が異なる場合が多い。このように
複数ユーザが異なる伝送速度で同一無線帯域を用いて通
信する場合に、互いに直交していない周期の異なる拡散
系列を用いると干渉が生じ、伝送品質が劣化するという
問題があった。

【０００４】そこで、本発明の目的は、干渉を生じない
で異なる伝送速度（マルチレート）のＣＤＭＡ通信を実
現するための、拡散系列生成と選択法が得られるＣＤＭ
Ａ通信方法および拡散系列生成方法を提供することにあ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１にかかる発明は、送信データをデータ変調
して狭帯域変調信号を生成し、該狭帯域変調信号を拡散
系列で広帯域信号へ拡散変調して送信するＣＤＭＡ通信
方法において、拡散系列の選択に際して、伝送速度のピ
ークの大きさに対応する次元数の小さいマトリックスの
１つから生成され、行ベクトルが互いに直交している次
数の大きい（２^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリッ
クスを逐次的に生成し、各ユーザへの送信データの伝送
速度のピークの大きさに応じて、ユーザ毎に次元数の異
なるマトリックスの中の行ベクトルの１つを拡散系列と
して選択することを特徴とする。

【０００６】請求項２に記載の発明は、送信データをデ
ータ変調して狭帯域変調信号を生成し、該狭帯域変調信
号を拡散系列で広帯域信号へ拡散変調して送信する送信
装置において、伝送速度のピークの大きさに対応する次
元数の小さいマトリックスの１つから生成され、行ベク
トルが互いに直交している次数の大きい（２^Ｎ×２
^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリックスを逐次的に生成す
る短周期拡散系列生成回路と、各ユーザへの送信データ
の伝送速度のピークの大きさに応じて、前記短周期拡散
系列生成回路で生成されたマトリックスの中から、ユー
ザ毎に次元数の異なるマトリックスの中の行ベクトルの
１つを拡散系列として選択する制御回路とを備えたこと
を特徴とする。

【０００７】請求項３に記載の発明は、拡散系列を用い
て拡散された送信信号を受信して、逆拡散する受信装置
において、拡散系列の選択に際して、伝送速度のピーク
の大きさに対応する次元数の小さいマトリックスの１つ
から生成され、行ベクトルが互いに直交している次数の
大きい（２^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリックス
を逐次的に生成し、各ユーザへの送信データの伝送速度
のピークの大きさに応じて、ユーザ毎に次元数の異なる
マトリックスの中の行ベクトルの１つを拡散系列として
選択された送信信号に対して、前記選択の条件に基づい
て所定のチップ毎に送信データの判定を行うデータ判定
回路と、該データ判定回路の出力に基づいて、前記拡散
系列を選択する制御回路とを備えたことを特徴とする。

【０００８】請求項４にかかる発明は、送信データをデ
ータ変調して狭帯域変調信号を生成し、該狭帯域変調信
号を広帯域信号へ拡散変調するための拡散系列を生成す
る拡散系列生成方法において、伝送速度のピークの大き
さに対応する次元数の小さいマトリックスの１つから生
成され、行ベクトルが互いに直交している次数の大きい
（２^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリックスを逐次
的に生成することを特徴とする。

【０００９】

【発明の実施の形態】図１は送信側のブロック図、図
２，図３は本発明の拡散系列生成法と割当方法を図式化
したものである。図１に示すように、各ユーザの送信デ
ータは、データ変調器１で変調して狭帯域変調信号を得
る。これを短周期拡散系列生成回路２で後述のようにし
て選択した短周期拡散系列で広帯域信号に拡散変調し、
加算器３で加算後、長周期拡散系列生成回路４で生成し
た前記短周期拡散系列より長い周期の長周期拡散系列で
拡散し、出力する。５は制御部であって、データ変調器
１、短周期拡散系列生成回路２、長周期拡散系列生成回
路４を制御する。

【００１０】拡散系列は図２のように一定の規則の基で
生成される。図２において、行列Ｃ _２はＣ_２（１）＝
（１，１）、Ｃ_２（２）＝（１，０）で構成されてい
る。／Ｃ _２（１）、／Ｃ_２（２）は１と０とを逆にした
／Ｃ_２（１）＝（０，０），／Ｃ _２（２）＝（１，０）
を意味している。このようにして、Ｃ_２ｎは、図２に図
示したように定義される。ここに示した例で生成される
マトリックスの行ベクトルはウオルシュ関数になる。

【００１１】これを階層構造で記述したのが図３であ
る。記号Ｃの添字は行列の次数である。最大次数が６４
の場合で示してある。このことは、短周期拡散系列のチ
ップ長は６４チップであることを示す。従って、Ｎ＝６
であり、図の右欄には各階層に対応するＱの値が示して
ある。さて、最低のランクのピーク伝送速度のとき６４
個の行ベクトル｛Ｃ_６４（１），…，Ｃ_６４（６４）｝
の中の１つを拡散系列として割り当てる。最低ランクの
ピーク伝送速度を９．６ｋｂｐｓとする。この２倍の速
度では３２個の行ベクトル｛Ｃ_３２（１），…，Ｃ_３２
（３２）｝の中の１つを拡散系列として割り当てる。２
^Ｑ倍のピークのときには２^６−Ｑ個の行ベクトル

【００１２】

【数１】

【００１３】の中の１つを拡散系列として割り当てる。

【００１４】例えば、Ｑ＝２としてＣ_１６（１）系列を
用いることにする。このとき、図３の階層構造で示され
たＣ_１６（１）系列より階層が低い行ベクトル（以下で
は系列と呼ぶ）、｛Ｃ_３２（１），Ｃ_３２（２）｝と
｛Ｃ_６４（１），Ｃ_６４（２），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４
（４）｝はＣ_１６（１）系列またはその反転された系列
／Ｃ_１６（１）（／は反転を意味する）を含む。そこ
で、２^２倍のピークの伝送のときに用いる拡散系列は、
Ｃ_１６（１）系列より階層が低い系列、｛Ｃ
_３２（１），Ｃ_３２（２）｝と｛Ｃ_６４（１），Ｃ_６４
（２），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４（４）｝のいずれかが既
に用いられているときには、このＣ_１６（１）系列を用
いることはできない。このように、異なるピーク伝送速
度に対して、それに対応する拡散系列より階層が低い系
列のいずれもが使われないように、拡散系列を選択す
る。このようにすると、拡散系列の生成の規則性から全
ての伝送速度のユーザの拡散系列も互いに直交化させる
ことができる。

【００１５】図４は受信側のブロック図である。受信信
号は、長周期拡散系列生成回路１１で選択された長周期
拡散系列で逆拡散され、短周期拡散系列生成回路１２で
選択された短周期拡散系列で逆拡散され、積分放電フィ
ルタ１３を通った後、データ判定回路１４でデータ判定
され受信データとして出力される。１５は制御部であっ
て、データ判定回路１４の出力に基づいて、長周期拡散
系列生成回路１１、短周期拡散系列生成回路１２に対し
て拡散系列選択のために必要なデータを供給し、クロッ
ク発生器１７の出力をＱ分周器１６に入力し、積分放電
フィルタ１３の積分放電タイミングを供給する。

【００１６】さて、最低のピーク速度の２^Ｑ倍をデータ
伝送速度のピークとするときには、２^Ｎ−Ｑ×２^Ｎ−Ｑ
元のマトリックスの中の行ベクトルの１つから生成され
る、最大次元数の２^Ｎ×２^Ｎ元のマトリックスの中の２
^Ｑ個の行ベクトルの中の１つを拡散系列として選択する
の場合の受信側の逆拡散法を説明する。

【００１７】上記の一例として、最低ピーク速度の２^Ｑ
＝４倍（Ｑ＝２）の速度のときの受信側の逆拡散法を説
明する。送信側の拡散系列はＣ_１６（１）ではなく、そ
れを部分系列として含む｛Ｃ_６４（１），Ｃ
_６４（２），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４（４）｝の中のいず
れか１つ、例えばＣ_６４（２）を用いる。従って、系列
周期は６４チップであるが、送信データ１ビット当りの
チップ数は１６チップである。このとき、他のユーザに
対して｛Ｃ_６４（１），Ｃ_６４（３），Ｃ_６４（４）｝
を用いることはできない。受信側では拡散系列Ｃ
_６４（２）を用いて逆拡散するが、１６チップ毎に受信
データを判定する。Ｃ_６４（２）は１６チップ毎に規則
的にＣ_１６（１）とその反転された系列／Ｃ_１６（１）
を繰り返すので、送信データをまちがいなく判定でき
る。このようにすれば、伝送速度が異なっても、拡散系
列はあたかも最低ピーク伝送時のままであるかのごとく
使うことができる。ただし、図３で示した階層図におい
て、割り当てる拡散系列Ｃ_６４（２）を第２階層（Ｑ＝
２）まで上り、到達した系列に属する最下層の拡散系列
｛Ｃ_６４｝のいずれも他のユーザに用いることはできな
い。

【００１８】ＣＤＭＡの通信の途中で、データ伝送速度
が最低のピーク速度の２^Ｑ倍より低くとなったとき、伝
送速度に応じて送信時間に空きを作ることを説明する。
この１例である基地局と移動局の無線送信データ系列を
図５に示す。送信するデータを一定時間（１フレーム時
間という）毎にまとめ、現在のデータ伝送速度にかかわ
らず、データ伝送速度のピークに相当するＲビット／秒
のフレームデータに変換して、拡散系列と乗積する（す
なわち拡散する）。Ｒは最低のピーク速度の２ ^Ｑ倍（Ｑ
はＮ以下の任意の整数）であり、現在の伝送速度がＲ×
Ｃ（Ｃ≦１）のときは、１フレーム内の送信データ数が
ピーク時のＣ倍となるので、送信時間率をＣとする。こ
のように、送信時間率を調整することによって、通信の
途中でデータ伝送速度が変化しても常に、無線伝送速度
を一定のまま（すなわちピーク速度Ｒのまま）とする。
Ｑ＝２の場合について拡散系列の割当法について、図３
を用いて説明する。データ伝送速度のピークが最低ピー
クの２^Ｑ＝４倍であるので、Ｃ_１６（１）が割り当てら
れたものとする。通信の途中でデータ伝送速度が変化し
ても、拡散系列は変えずに、常に１６チップ毎に送信デ
ータを判定する。このように、一旦データ伝送速度のピ
ークが決定されると、通信の途中でデータ伝送速度が変
化しても同一の拡散系列を用い続けることになるので、
送信時間率Ｃがゼロに近くなる場合がある。

【００１９】一方、データ伝送速度が低下したときに
は、それに応じて拡散系列をピーク時の拡散系列の下の
階層の拡散系列を再割り当てすることも可能である。デ
ータ伝送速度が最低のピーク速度の２^Ｐ−１倍から２^Ｐ
倍（ＰはＱ以下の任意の整数）の範囲にあるときの送信
時間率Ｃは最低でも５０％である。Ｑ＝２の場合につい
て拡散系列の割当法を説明する。まず、図３に示したよ
うに、Ｃ_１６（１）が割り当てられているものとする。
通信の途中で伝送速度が変化し、ピークの１／２以下に
なるとＣ_１６（１）の１つ下層に位置する｛Ｃ
_３２（１），Ｃ_３２（２）｝の中の１つを再割り当てす
る。ピークの１／４以下になるとさらに１つ下層に位置
する｛Ｃ_６４（１），Ｃ_６４（２），Ｃ_６４（３），Ｃ
_６４（４）｝の中の１つを再割り当てする。

【００２０】一方、拡散系列を割り当てるときには、最
初から最下層の｛Ｃ_６４（１），Ｃ _６４（２），Ｃ_６４
（３），Ｃ_６４（４）｝の中の１つを割り当てる。この
場合、通信の途中で伝送速度が変化しても、ピークの１
／２以下にならないときは、送信時間率を調整して伝送
する。この場合は、送信時間に空きができることにな
る。受信側でこの系列を用いて逆拡散するときには、ピ
ークの１／２以下になると３２チップ毎に送信データを
判定し、ピークの１／４以下になると６４チップ毎に送
信データを判定するように、送信データの判定周期を変
える。

【００２１】上記で説明した木構造の拡散符号生成と１
対１に対応したグループ拡散変調器の構成を以下で説明
する。

【００２２】図６は、グループ拡散変調器の基本構成単
位である３入力、１出力の基本変調素子を示す。図６に
示す基本変調素子の構成において、２つの入力端子６１
および６２には変調信号、１つの入力端子６３は拡散用
の信号を入力し、２つの変調信号入力のうちの一方（端
子６２からの信号）は、乗算素子６５において拡散用信
号で乗算される構成になっている。端子６１からの変調
信号と乗算された端子６２からの信号は、加算素子６４
により加算されて出力端子６６から出力される。

【００２３】図７は、図６に示した基本変調素子６０を
用いて、階層的にＮ段接続したグループ拡散変調器を示
す。図７の構成において、チャネル数は２のＮ乗個であ
る。さて、図７に示すグループ変調器の第１段には２の
（Ｎ−１）乗個の素子が置かれ、段が１段上がるにつれ
て素子数は１／２になる。各段の拡散用信号入力は周期
的矩形信号であり、第１段目はクロック周波数ｆｃの２
のＮ乗分の１の周波数、第２段目は２の（Ｎ−１）乗分
の１の周波数というように、段数が１段上がる毎に周波
数は２倍になる。なお、クロック周波数ｆｃはチップレ
ートに等しい。最上位段（第Ｎ段）の基本変調素子に入
力される拡散用信号周波数はｆｃの１／２である。図８
には、各段における周期的矩形信号の関係を示してい
る。

【００２４】図７の構成においては、上述の全てのチャ
ネルのデータレートが同一の場合の変調を行うことがで
きる。この場合、拡散系列の速度（チップレートｆｃ）
と狭帯域変調信号の変調速度（シンボルレート）との比
は２のＮ乗である。例えば、チップレートがｆｃ＝４．
０９６Ｍｃｐｓで、Ｎ＝６のときは、シンボルレートは
４．０９６Ｍｃｐｓ／６４＝６４ｋシンボル／秒にな
る。このときのチャネル数は２のＮ乗＝６４チャネルと
なる。

【００２５】図９は、上述の図３に示した木構造の拡散
符号によるマルチレートに対応した変調が行える変調器
の構成を示している。

【００２６】図９に示した変調器は、図７の構成に加え
て、上位段の素子の入力端子に直接、狭帯域変調信号を
入力できる構成としている。このため、各基本変調素子
２つの入力の両方にそれぞれ入力を切り替えるためのス
イッチが設けられている。シンボルレートが２倍のチャ
ネルの変調信号の場合は、２段目の素子の２つの入力の
うちでそのチャネルを含む入力端子に直接、入力するこ
とができる。４倍なら３段目の素子の２つの入力のうち
でそのチャネルを含む入力端子に直接、入力する。２の
ｐ乗倍のシンボルレートの変調信号の場合には、ｐ＋１
段目の素子の２つの入力のうちでそのチャネルを含む入
力端子に直接、入力する。

【００２７】これは、上述の図３に示した木構造の拡散
符号系列の生成と、厳密に１対１に対応した拡散変調に
なっている。

【００２８】図１０は、図７より少ない基本変調素子を
用いて構成したグループ変調器を示す。図１０におい
て、基本変調素子をＲ段接続する（Ｒ＜Ｎ）。そして、
最上位段の素子出力に２の（Ｎ−Ｒ）乗チップ周期の直
交符号系列を乗積する構成をグループ変調器の単位とし
ている。最終的に、合計で２の（Ｎ−Ｒ）乗個のグルー
プ変調器の出力を加算する構成を示している。図１０に
示した構成は、Ｎ＝６、Ｒ＝３の場合である。

【００２９】図１０の構成において、図７に示すような
各素子を階層的にＮ段接続する代わりに、Ｒ段接続して
いる（Ｒ＜Ｎ）しており、最上位段の素子出力に２の
（Ｎ−Ｒ）乗チップの周期の直交拡散符号系列を、乗算
器１０３により乗積している。これをグループ変調器単
位１０２として、合計で２の（Ｎ−Ｒ）乗個のグループ
変調器を用い、これらの出力を加算器１０１により加算
して、最終的に２のＮ乗個のチャネルを拡散変調した信
号を得ている。

【００３０】このようにして、チャネル数の少ないグル
ープ拡散変調器を複数個並列に用いて、よりチャネル数
の多いグループ拡散変調器に拡張することができる。

【００３１】また、図１０に示した構成においても、上
述の図３に示したマルチレートに対応した木構造の拡散
符号による変調が行える変調器の構成とすることができ
る。このため、上位段の素子の入力端子に直接、狭帯域
変調信号を入力できる構成とすることができるように、
図９に示したように、各基本変調素子の入力端子にスイ
ッチを設ける必要がある。この構成により、マルチレー
トに対応した木構造の拡散符号による変調が行える変調
器の構成とすることができる。

【００３２】図１１は、図１０の点線部に相当する２^Ｒ
チャネル・グループ変調器の別の構成を示している。図
１１において、２^Ｒチャネルのユーザ・データは、各デ
ータ変調器１１２に入力し、狭帯域変調信号を得る。デ
ータ変調器１１２からの２^Ｒのデータ変調信号出力は、
それぞれ直交周期拡散系列生成回路１１４からの各拡散
系列と乗算器１１６により乗算された後、加算器１１７
により合成される。その後、図１０と同様にの２
^{（Ｎ−Ｒ）}チップ周期の拡散符号を乗算される。このと
き、各変調信号の出力に乗算される拡散系列について、
以下に詳しく説明する。

【００３３】図１１に示した拡散変調は、直交符号を２
段階で乗算している。低速直交周期拡散系列生成回路１
１４で生成される拡散符号は、拡散チップレートの１／
（２ ^{（Ｎ−Ｒ）}）の速度であり、Ｗａｌｓｈ関数とな
る。

【００３４】低速直交周期拡散系列生成回路１４４で生
成される拡散系列を図１２および図１３を用いて説明す
る。

【００３５】図１２において、行列Ｄ_１＝１であり、隣
接する行列Ｄ間の関係については、図示されている通り
である。この様に関係づけられている行列の行ベクトル
から、低速直交周期拡散系列が生成される。

【００３６】この行ベクトルと拡散系列との時間関係の
１例が、図１３に示されている。図１３に示されている
例は、Ｎ＝６、Ｒ＝３の場合である。これで分かるよう
に、この低速直交周期拡散系列は、よく知られているＷ
ａｌｓｈ関数である。

【００３７】また、２^{（Ｎ−Ｒ）}チップ周期の直交符号
は、図２，図３で説明した次元数の小さいマトリックス
から次元数の大きいマトリクスを生成して得られる。そ
のマトリックスの行ベクトルの１つか他の直交系列の組
み（例えば直交ゴールド系列の組）の中の１つである。
このようにして、拡散変調のための拡散系列を得ること
ができる。

【００３８】低速の直交周期信号生成において、これで
生成される拡散系列は、図３のような階層構造を有して
いることは明らかである。この階層構造において、上述
のように、下位階層があるユーザに使用されていると、
その階層を用いることができないことは同様である。

【００３９】また、図５で説明したように、データ伝送
の最低のピーク速度が変化しても、低速の直交周期信号
生成において、拡散系列を変えずに送信時間に空きを作
るように制御することもできる。

【００４０】また、データ伝送速度が１／２以上低下し
たとき、それに応じて、低速の直交周期信号生成におけ
る拡散系列を再割り当てするように制御することも可能
である。

【００４１】図１１〜図１３で説明した拡散変調は、上
述の図面図６〜図１０で説明したグループ変調器を用い
て変調することが可能である。

【００４２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明は、マルチ
レートのユーザの場合であっても互いに直交化させるこ
とができるので、高い伝送品質を実現することができ
る。

【００４３】また、木構造の直交拡散符号による変調器
を、単純な構成の素子を階層的に多段接続することで構
成でき、ＬＳＩ化に適した構成である。そして、木構造
の直交拡散符号生成と１対１に対応した変調器であるの
で、マルチレートの場合の拡散変調制御を簡単に行うこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の送信側のブロック図である。

【図２】拡散系列の生成規則を示す図である。

【図３】拡散系列の階層構造を示す図である。

【図４】受信側のブロック図である。

【図５】基地局と移動局の無線送信データ系列を示す図
である。

【図６】基本変調素子の構成を示すブロック図である。

【図７】２のＮ乗個のチャネルを拡散する拡散変調器の
構成を示すブロック図である。

【図８】各段の基本変調素子に入力される拡散用信号を
示す波形図である。

【図９】伝送レートが異なるチャネルを拡散する拡散変
調器の構成を示すブロック図である。

【図１０】２のＮ乗個のチャネルを拡散する拡散変調器
の他の構成を示すブロック図である。

【図１１】本発明の送信側の他の構成のブロック図であ
る。

【図１２】拡散系列の生成規則を示す図である。

【図１３】行ベクトルと拡散符号系列との時間関係を示
す図である。

【符号の説明】

１データ変調器２短周期拡散系列生成回路３加算器４長周期拡散系列生成回路５制御部６０基本変調素子６１，６２変調信号入力端子６３拡散用信号入力端子６４加算器６５乗算器６６出力端子１０１加算器１０２グループ拡散変調器単位１０３乗算器１１２データ変調器１１４低速直交周期拡散系列生成回路１１５２^Ｎ−Ｑ周期の直交拡散符号生成回路１１６乗算器１１７加算器１１８乗算器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】送信データをデータ変調して狭帯域変調
信号を生成し、該狭帯域変調信号を拡散系列で広帯域信
号へ拡散変調して送信するＣＤＭＡ通信方法において、拡散系列の選択に際して、伝送速度のピークの大きさに
対応する次元数の小さいマトリックスの１つから生成さ
れ、行ベクトルが互いに直交している次数の大きい（２
^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリックスを逐次的に
生成し、各ユーザへの送信データの伝送速度のピークの大きさに
応じて、ユーザ毎に次元数の異なるマトリックスの中の
行ベクトルの１つを拡散系列として選択することを特徴
とするＣＤＭＡ通信方法。
【請求項２】送信データをデータ変調して狭帯域変調
信号を生成し、該狭帯域変調信号を拡散系列で広帯域信
号へ拡散変調して送信する送信装置において、伝送速度のピークの大きさに対応する次元数の小さいマ
トリックスの１つから生成され、行ベクトルが互いに直
交している次数の大きい（２^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧
１）マトリックスを逐次的に生成する短周期拡散系列生
成回路と、各ユーザへの送信データの伝送速度のピークの大きさに
応じて、前記短周期拡散系列生成回路で生成されたマト
リックスの中から、ユーザ毎に次元数の異なるマトリッ
クスの中の行ベクトルの１つを拡散系列として選択する
制御回路とを備えたことを特徴とする送信装置。
【請求項３】拡散系列を用いて拡散された送信信号を
受信して、逆拡散する受信装置において、拡散系列の選択に際して、伝送速度のピークの大きさに
対応する次元数の小さいマトリックスの１つから生成さ
れ、行ベクトルが互いに直交している次数の大きい（２
^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧１）マトリックスを逐次的に
生成し、各ユーザへの送信データの伝送速度のピークの
大きさに応じて、ユーザ毎に次元数の異なるマトリック
スの中の行ベクトルの１つを拡散系列として選択された
送信信号に対して、前記選択の条件に基づいて所定のチ
ップ毎に送信データの判定を行うデータ判定回路と、該データ判定回路の出力に基づいて、前記拡散系列を選
択する制御回路とを備えたことを特徴とする受信装置。
【請求項４】送信データをデータ変調して狭帯域変調
信号を生成し、該狭帯域変調信号を広帯域信号へ拡散変
調するための拡散系列を生成する拡散系列生成方法にお
いて、伝送速度のピークの大きさに対応する次元数の小さいマ
トリックスの１つから生成され、行ベクトルが互いに直
交している次数の大きい（２^Ｎ×２^Ｎ元、Ｎは整数で≧
１）マトリックスを逐次的に生成することを特徴とする
拡散系列生成方法。