JP2003149002A - トランスデューサ用スケール・ループ - Google Patents
トランスデューサ用スケール・ループInfo
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Abstract
善し、かつ製造コストを減らすのに役立つ誘導電流型位
置トランスデューサ用スケール・ループを提供する。 【解決手段】 電気的導電性物質のループ・トレースで
形成されるスケール・ループは誘導電流型位置トランス
デューサで使用できる。スケール・ループは、連続であ
り、誘導電流型位置トランスデューサの構成に依存する
特定の形状を有する。スケール・ループは他の高導電性
物質と接触していない。導電トレースの断面の寸法は、
トランスデューサによるエネルギーの伝達効率を高める
ように選択される。
Description
用スケール・ループに関し、特に誘導電流型直線位置ト
ランスデューサや誘導電流型回転位置トランスデューサ
用スケール・ループに関する。
ーサが知られている。参照によってその全体が本明細書
に取り入れられる特許文献1は誘導電流型位置トランス
デューサを用いた電子ノギスを開示している。参照によ
ってその全体が本明細書に取り入れられる特許文献2
は、いろいろなオフセット低減高精度誘導電流型位置ト
ランスデューサと関連する信号処理技術とを開示してい
る。参照によってその全体が本明細書に取り入れられる
特許文献3は、いろいろなオフセット低減高精度誘導電
流型絶対位置トランスデューサと関連する信号処理技術
とを開示している。
置トランスデューサは、送信巻線、対応する受信巻線、
並びに信号発生及び処理回路を読取ヘッド上に含んでい
る。多くの場合、オフセット低減型の誘導電流型位置ト
ランスデューサは、送信巻線と対応する受信巻線とが読
取ヘッド上で別々の領域を占めるように読取ヘッド上に
構成されている。送信巻線及び対応する受信巻線は、位
置トランスデューサの測定軸に対して直角方向に間隔を
あけている。該トランスデューサはまた、少なくとも1
つのスケール・ループを有するスケールを含んでいる。
送信巻線はスケール・ループの第1の部分と誘導的に結
合され、スケール・ループの第2の部分の方は対応する
受信巻線と誘導的に結合されている。
変化する信号が送信巻線を通ると、1次磁場が生成され
る。この1次磁場によって送信巻線はスケール・ループ
の第1の部分と誘導的に結合される。スケール・ループ
の第2の部分は2次磁場を生成する。この2次磁場によ
って受信巻線はスケール・ループの第2の部分と誘導的
に結合される。
は、結合ループに対応する寸法を有する正弦パターンな
どの周期的パターンに形成されている。このようなデバ
イスにおける余分な誘導的結合を減らすためのいろいろ
な巻線構成は当業者に公知である。受信巻線は、読取ヘ
ッドに対するスケールの位置によって、スケール・ルー
プの第2のループ部分と異なる度合いで誘導的に結合す
る。
れられる特許文献4は、増分型の誘導電流型位置トラン
スデューサを開示している。参照によってその全体が本
明細書に取り入れられる特許文献5〜7は、他のいろい
ろなタイプの誘導電流型位置トランスデューサを開示し
ている。特許文献4〜7の特許は、いくつかの実施の形
態において、周期的に配置されたスケール要素が導電性
ループを含むスケール構成を含む。
明細書
7の特許は、該導電性スケール・ループを成す導体のサ
イズの管理については何も教示していない。
は、矛盾及び/又は図示プロセスの誤差がある。さら
に、上記特許の送信巻線及び受信巻線は、それぞれの誘
導電流型位置トランスデューサの測定軸に対して直角方
向に間隔があいていなかったり、その他の点でその根底
にある動作原理が本発明に関連するものと著しく異なっ
ていたりする。少なくともこれらの理由により、特許文
献4〜7の特許は本発明によるスケール・ループ設計に
関して教訓的ではない。
スデューサによって得られる位置測定の精度及び分解能
は、従来のデバイスによって可能な精度及び分解能に比
べて改善されることが望ましい。
置トランスデューサによって得られる測定の精度及び分
解能は、トランスデューサによって得られる信号強度
と、関連する位置トランスデューサの信号処理全体の信
号対雑音比(S/N比)とに関係する。信号強度の方
は、オフセット低減型の誘導電流型位置トランスデュー
サの送信巻線及び受信巻線とスケール・ループとの誘導
的結合の効率に関係する。したがって、スケール・ルー
プの結合効率はこのようなトランスデューサ設計におい
て重要な因子となる。
スデューサによって得られる測定の分解能は、スケール
・ループによって生成される空間周期、すなわち空間的
に変化する磁場の波長が短く、受信機によって測定され
る信号の信号対雑音比が高いほど改善される。しかし、
測定軸方向のスケール・ループの寸法を小さくしてスケ
ール・ループによって生成される空間周期、すなわち磁
場の波長を短くすると、スケール・ループから得られる
信号は、スケール・ループから離れたある与えられた動
作距離で一般に弱くなる。さらに、スケールを製造する
費用は、スケール・ループの寸法が小さくなるにつれて
一般に高くなる。
ーサの性能を改善し、かつ製造コストを減らすのに役立
つスケール・ループの設計改良が必要である。
デューサの性能を改善し、かつ製造コストを減らすのに
役立つ誘導電流型位置トランスデューサ用スケール・ル
ープを提供することにある。
電流型位置トランスデューサにおけるスケール・ループ
が生成する信号の信号対雑音比は、スケール・ループを
介するエネルギーの伝達効率に顕著に依存する。スケー
ル・ループを介するエネルギーの伝達効率は、一般に、
スケール・ループの抵抗を小さくし、その自己インダク
タンスを大きくすることによって改善される。これらの
因子は、スケール・ループのレイアウトと、スケール・
ループのそれぞれを個別に構成するスケール・トレース
の断面寸法とを変えることによって影響を受けうる。
ット低減型の誘導電流型位置トランスデューサのスケー
ル及び読取ヘッドの望ましい全体寸法などの諸因子がス
ケール・ループ設計を拘束する。特に、望ましい設計が
測定軸方向のスケール・ループが延伸する距離を拘束す
る場合、抵抗を表すスケール・トレースの幅と、自己イ
ンダクタンスを表すスケール・ループの内側エリアとの
間でバランスをとることを達成しなければならない。し
たがって、最適なスケール・ループ設計では、他の実際
の製造上の考慮事由と合わせて、これらのパラメータ間
の関係も考慮しなければならない。
プを構成するスケール・トレースの幾何形状に依存す
る。特に、スケール・ループの抵抗は、スケール・トレ
ースの厚さ及び幅、並びにその長さに依存する。さら
に、動作時のスケール・ループの実効抵抗はスケール・
トレースの表皮深さにも依存する。表皮深さはさらに、
スケール・トレースを形成している材料と、オフセット
低減型の誘導電流型位置トランスデューサの動作周波数
とに依存する。
は、主としてスケール・ループの内側エリアに依存す
る。特に、スケール・ループの内側エリアが減少するに
つれて、スケール・ループの自己インダクタンスも減少
する。前に述べたように、測定軸方向にスケール・ルー
プが延伸する距離が他の設計要件によって拘束される場
合、スケール・ループの内側エリア、ひいては自己イン
ダクタンスは、スケール・トレースの幅に応じて必然的
に減少する。このように、オフセット低減型の誘導電流
型位置トランスデューサにおいて関連するスケール・ル
ープの性能を改善するためには、スケール・ループを構
成するスケール・トレースの幅は、抵抗を最小にしたい
という要求と、これに反して高い自己インダクタンスを
維持したいという要求とをバランスさせるように選択さ
れなければならない。
の誘導電流型位置トランスデューサで用いられた場合
に、信号強度を高め、測定の分解能及び精度を改善する
効率的なスケール・ループを提供する。
ット低減型の誘導電流型位置トランスデューサのスケー
ル・ループを提供する。
る自己インダクタンスが改善されたオフセット低減型の
誘導電流型位置トランスデューサのスケール・ループを
提供する。
セット低減型の誘導電流型位置トランスデューサ用のス
ケール・ループが提供される。本発明に従って設計され
るスケール・ループは、連続なループとして配置される
電気的導電性物質から形成され、かつ隣接するスケール
・ループから電気的に隔離されたスケール・トレースを
含む。スケール・ループの形状は、制限されることはな
いが、むしろそのスケール・ループが用いられる予定の
オフセット低減型の誘導電流型位置トランスデューサの
特定の構成によって決定される。
本発明によるシステム及び方法のいろいろな例示的な実
施の形態についての以下の発明の実施の形態により記述
され明らかにされる。
の形態を、添付の図面を参照して説明する。
な実施の形態を示す。図1に示されているように、オフ
セット低減スケール210は、第1の複数の閉ループの
スケール・ループ212と、スケール・ループ212が
差し込まれている第2の複数の閉ループのスケール・ル
ープ216とを含む。
々は、第1のループ部213と、第2のループ部214
と、それらを結合している一対の連結導体215とを含
む。同様に、第2の複数のスケール・ループ216の各
々は、第1のループ部217と、第2のループ部21
8、それらを結合している一対の連結導体219とを含
む。
第1のループ部213は、スケール210の一方の側方
エッジ部に沿って配置され、測定軸114の方向に配列
されている。第2のループ部214は、スケール210
の中心に沿って配置され、測定軸114の方向に配列さ
れている。連結導体215は、測定軸114に直角に延
伸して、第1のループ部213を第2のループ部214
に結合している。
16で、第1のループ部217は、スケール210の第
2の側方エッジ部に沿って配置され、測定軸114の方
向に配列されている。第2のループ部218は、スケー
ル210の中心に沿って測定軸114の方向に配置さ
れ、スケール・ループ212の第2のループ部214が
差し込まれている。連結導体219は、測定軸114に
略直角に延伸して第1のループ部217を第2のループ
部218に結合している。
含む誘導電流型位置トランスデューサ200のある例示
的な実施の形態を示す。図2に示されているように、ト
ランスデューサ200の読取ヘッド220は、第1の送
信巻線部223Aと第2の送信巻線部223Bを有する
送信巻線222を含む。図2に示されているように、第
1の送信巻線部223Aは読取ヘッド220の第1の側
方エッジ部に設けられ、第2の送信巻線部223Bは読
取ヘッド220の他方の側方エッジ部に設けられてい
る。第1及び第2の送信巻線部223A,223Bの各
々は、長さが長くて同じ寸法で測定軸114の方向に延
伸している。さらに、第1及び第2の送信巻線部223
A,223Bの各々は、短い寸法が測定軸114と直角
の方向に距離d1だけ延伸している。
は送信機駆動信号発生器150に接続されている。送信
機駆動信号発生器150は、送信巻線端子222Aに時
間変化する駆動信号を出力する。すなわち、図2に示さ
れているように、時間変化する電流は、送信巻線端子2
22Aから送信機端子222Bまで、送信巻線222を
通って流れる。
Aは、第1の送信巻線部223Aの内側で図2の平面か
ら上昇し、第1の送信巻線部223Aが作るループの外
側で図2の平面に下降する1次磁場を発生する。これに
対して、第2の送信巻線部223Bは、第2の送信巻線
部223Bが作るループの外側で図2の平面から上昇
し、第2の送信巻線部223Bが作るループの内側で図
2の平面に下降する1次磁場を発生する。それに応答し
て、スケール・ループ212,216に磁場変化に対抗
するように働く電流が誘導される。
217の各々に誘導された電流は、送信機ループ223
A,223Bのそれぞれに隣接する部分に流れる電流と
反対の方向に流れる。図2に示されているように、スケ
ールの中心部の第2のループ部214,218の隣接す
る部分は、それらのループ電流が反対の極性を有する。
したがって、スケールの中心部に沿って反対の極性の磁
場部分が周期的に分布している2次磁場が生成される。
この周期的な2次磁場の波長λは、引き続く第2のルー
プ部214(又は218)間の距離に等しい。
受信巻線224,226を含む。第1及び第2の受信巻
線224,226は、各々、読取ヘッド220を構成し
ているプリント回路基板の絶縁層の反対側に形成された
複数の正弦波状ループ・セグメント228,229によ
って形成されている。ループ・セグメント228,22
9は、フィードスルー230によって連結されて、第1
及び第2の受信巻線224,226の各々で交互の正極
性ループ232と負極性ループ242とを形成する。受
信巻線224,226は、第1及び第2の送信巻線部2
23A,223B間の読取ヘッド220の中心に位置す
る。第1及び第2の受信巻線224,226の各々は測
定軸と直角の方向に距離d2だけ延伸している。第1及
び第2の受信巻線224,226は、第1及び第2の送
信巻線部223A,223Bの内側部分から等しい距離
d3だけ間隔があいている。
各々におけるループ232,234は、測定軸114の
方向にλ/2に等しい幅を有する。したがって、隣接す
るループ232,234の各対はλに等しい幅を有す
る。さらに、第1及び第2のループ・セグメント22
8,229は、隣接するループ232,234の各対に
おいて完全な正弦波の1サイクルを進む。したがって、
λは正弦波の波長に、すなわち第1及び第2の受信巻線
224,226の空間周期に対応する。さらに、受信巻
線226は、測定軸114に沿って第1の受信巻線22
4からλ/4だけオフセットされている。すなわち、第
1及び第2の受信巻線224,226は直角位相であ
る。
る駆動信号は、電流が、第1の端子222Aから送信巻
線222に、そして送信巻線222を通り、第2の端子
222Bを通って流れ出て行くように、送信巻線222
に印加される。すなわち、送信巻線222によって発生
される磁場は、送信巻線222の内部で図1の平面へと
下降し、送信巻線222の外側で図1の平面から上昇し
て出てくる。したがって、送信巻線222の内部の変化
する磁場は、受信巻線224,226で形成されている
ループ232,234の各々に誘導起電力(EMF)を
発生する。
対である。したがって、ループ232に誘導されるEM
Fは、ループ234に誘導されるEMFの極性と反対の
極性を有する。ループ232,234は、同じサイズの
面積、すなわち公称で同じ量の磁束を囲む。したがっ
て、ループ232,234の各々で発生するEMFの絶
対的な大きさは公称的に同じになる。
各々に、等しい数のループ232,234があることが
好ましい。理想的な場合、ループ232に誘導される正
極性のEMFは、ループ234に誘導される負極性のE
MFによって正確にオフセットされる。したがって、第
1及び第2の受信巻線224,226の各々で正味のE
MFは公称でゼロであり、送信巻線222を第1及び第
2の受信巻線224,226に直接結合しただけでは、
結果として受信巻線224,226から何も信号が出力
されないようになっている。
々は、第1及び第2の受信巻線224,226の波長λ
に等しいピッチで配置されている。さらに、第1のルー
プ部213の各々は、測定軸114の方向に波長λにで
きるだけ近い距離だけ延伸している一方で、第1のルー
プ部213の隣接する部分の間には、さらに絶縁スペー
ス201が設けられている。さらに、第1のループ部2
13は測定軸114と直角の方向に距離d1だけ延伸し
ている。
16の各々も、波長λに等しいピッチで配置されてい
る。第1のループ部217も、測定軸に沿って波長λに
できるだけ近く互いに対して延伸している一方で、第1
のループ部217の隣接する部分の間にはスペース20
1が設けられている。また、第1のループ部217は測
定軸114と直角の方向に距離d1だけ延伸している。
12,216の第2のループ部214,218も、波長
λに等しいピッチで配置されている。しかし、第2のル
ープ部214,218の各々は、測定軸に沿って波長λ
の半分にできるだけ近くしか延伸しない。図2に示され
ているように、第1及び第2の複数のスケール・ループ
212,216の第2のループ部214,218の各隣
接する対の間に絶縁スペース202が設けられている。
このように、第1及び第2の複数のスケール・ループ2
12,216の第2のループ部214,218は、スケ
ール210の長さに沿って互いに差し込まれる。さら
に、第2のループ部214,218は測定軸114と直
角の方向に距離d2だけ延伸している。
部214,218は、対応する第1のループ部213,
217から距離d3だけ間隔があいている。したがっ
て、図2に示されているように、読取ヘッド220がス
ケール210の近くに置かれたとき、第1の送信巻線部
223Aは、第1の複数のスケール・ループ212の第
1のループ部213と整列する。同様に、第2の送信巻
線部223Bは、第2の複数のスケール・ループ216
の第1のループ部217と整列する。さらに、第1及び
第2の受信巻線224,226は、第1及び第2のスケ
ール・ループ212,216の第2のループ部214,
218と整列する。
機駆動信号発生器150から送信巻線端子222Aに出
力される。その後、第1の送信巻線部223Aは第1の
方向を有する変化する第1の磁場を発生し、一方で第2
の送信巻線部223Bは、第1の方向と反対な第2の方
向に第2の磁場を発生する。この第2の磁場の磁場強度
は、第1の送信巻線部223Aによって発生される第1
の磁場の磁場強度に等しい。
々は、第1の送信巻線部223Aによって発生された第
1の磁場によって第1の送信巻線部223Aに誘導的に
結合される。その結果、誘導電流が第1の複数のスケー
ル・ループ212の各々を時計回りに流れる。同時に、
第2の複数のスケール・ループ216は、第2の送信巻
線部223Bによって発生された第2の磁場によって第
2の送信巻線部223Bに誘導的に結合される。これ
は、第2の複数のスケール・ループ216の各々を反時
計回りに流れる電流を誘導する。すなわち、スケール・
ループ212,216の第2の部分214,218を通
る電流は逆の方向に流れる。
分214の各々を時計回りに流れる電流は、第2の部分
214の内部で図2の平面へと下降する第三の磁場を発
生する。これに対して、第2のスケール・ループ216
の第2のループ部218を反時計回りに流れる電流は、
第2のスケール・ループ216の第2のループ部218
の内部で図2の平面から上昇する第4の磁場を発生す
る。こうして、正味の交番磁場が測定軸114に沿って
形成される。この正味の交番磁場は、第1及び第2の受
信巻線224,226の波長λに等しい波長を有する。
性ループ232が第2のループ部214又は218と整
列しているとき、第1の受信巻線224の負極性ループ
234は該第2のループ部214又は218の他方と整
列する。これは、第2の受信巻線226の正極性ループ
232と負極性ループ234とが第2のループ部214
及び218と整列する場合にもあてはまる。第2のルー
プ部214及び218によって発生される交番磁場は、
第1及び第2の受信巻線224,226の空間的変調と
同じ波長で空間的に変調されているので、正極性及び負
極性ループ232,234の各々に第2のループ部21
4と整列しているときに発生されるEMFは、第2のル
ープ部218と整列しているときに発生されるEMFと
大きさが等しく向きが反対である。
210に対して動くときの正極性ループ232の正味の
出力は、スケールに沿った読取ヘッドの位置“x”の正
弦関数であり、余分なスケールによる出力信号のオフセ
ット成分は公称ではゼロである。同様に、読取ヘッド2
20がスケール210に対して動くときの負極性ループ
234の正味の出力も、スケールに沿った読取ヘッドの
位置“x”の正弦関数であり、余分なスケールによる出
力信号のオフセット成分は公称ではゼロである。正極性
ループ232と負極性ループ234とからのEMFへの
寄与は位相が一致している。
226は直交位相である。すなわち、第1の受信巻線2
24によりxの関数として発生され、受信機信号処理回
路140に出力される出力信号は、第2の受信巻線22
6によりxの関数として受信機信号処理回路140に出
力される信号と90°位相がずれている。
2の受信巻線224,226からの出力信号を入力して
サンプリングし、これらの信号をディジタル値に変換し
て制御ユニット160に出力する。制御ユニット160
は、これらのディジタル出力信号を処理し、読取ヘッド
220とスケール210との間の相対位置xを波長λ以
内で決定する。
らの直交位相の出力の性質に基づいて、制御ユニット1
60は、読取ヘッド220とスケール210との間の相
対運動の方向を決定することができる。制御ユニット1
60は、当業者には周知、かつ本明細書及び取り入れら
れた特許文献に開示されている信号処理方法によって、
通過した部分的又は完全な“増分”波長λの数をカウン
トする。制御ユニット160は、その数と波長λ以内の
相対位置を用いて、読取ヘッド220とスケール210
との間で設定された原点からの相対位置を出力する。
信号発生器150に制御信号を出力して時間変化する送
信機駆動信号を発生させる。取り入れられた特許文献に
示されている信号発生及び処理回路のいずれかを用い
て、受信機信号処理回路140、送信機駆動信号発生器
150、及び制御ユニット160を実施できるというこ
とは理解されるであろう。したがって、これらの回路に
ついては、本明細書ではより詳細な説明を省略すること
とする。
あることが望ましい。これは、誘導電流型位置トランス
デューサのスケールによって生成される時間変化する磁
場の空間周期を短くし、信号対雑音比を高めることによ
って達成される。信号対雑音比は、スケール210に形
成されたスケール・ループ212によるエネルギーの伝
達効率に顕著に依存する。図3は、図2に示されている
ようなオフセット低減トランスデューサ200などの典
型的なオフセット低減型の誘導電流型位置トランスデュ
ーサの単純化された等価回路を示す。この回路は、送信
機ループ310と、いくつかのスケール・ループ320
と、受信機ループ330とを含む。
位置トランスデューサのスケール・ループ232,23
4などの典型的な誘導電流型位置トランスデューサに見
られる、波長λを有する周期的なパターンで間隔をあけ
たスケール・ループを近似している多数のスケール・ル
ープ320によって示されている。典型的な誘導電流型
位置トランスデューサでは、送信機ループ及び受信機ル
ープはどちらも複数のスケール・ループに同時に結合し
ていることは理解されるであろう。しかし、ある特定の
スケール・ループで信号を最大にするスケール・ループ
の配置は、その配置が繰り返される場合、一般に、多数
のスケール・ループからの合体した信号も最大になると
いうことも理解されよう。したがって、以下の議論は、
分かり易くするために、単一のスケール・ループから得
られる信号を改善することに焦点を合わせる。
310は、自己インダクタンスLTと抵抗RTとを有す
る。自己インダクタンスLTは、送信機ループ310の
うちスケール・ループ320と結合している部分のイン
ダクタンスを表す。典型的な誘導電流型位置トランスデ
ューサの送信機ループの場合、全インダクタンスは約1
0〜100nHであり、抵抗RTは普通ミリオームの領
域にある。しかし、一般に、これらの送信機パラメータ
を制御する因子は本発明の理解にとって重要ではないの
で、ここではこれ以上論じない。同様に、受信機ループ
330は、自己インダクタンスLRと抵抗RRとを有す
る。自己インダクタンスLRは、受信機ループ330の
うちスケール・ループ320と結合している部分のイン
ダクタンスを表す。典型的な誘導電流型位置トランスデ
ューサの受信機ループの場合、全インダクタンスは約1
0〜1000nHであり、抵抗RRは普通1〜100ミ
リオームの範囲にある。しかし、一般に、これらの受信
機パラメータを制御する因子は本発明には関係がないの
で、ここではこれ以上論じない。図には受信機負荷抵抗
RLが受信機ループ330の端子間に結合されて示され
ている。受信機負荷抵抗RLは、VOUTを測定する測定回
路の一部であり、普通、回路の他のインピーダンスより
も著しく大きい。いろいろな例示的な実施の形態では、
受信機負荷抵抗R Lは50〜500オームの範囲にあ
る。
ンダクタンスLS1,LS2と、抵抗R Sとを有する。実際
には、抵抗RSは製造の実際的な制約の下でできる限り
小さくする。例えば、RSは0.01〜1ミリオームの
範囲にある。自己インダクタンスLS1は、スケール・ル
ープ320のうち送信機ループ310と結合している部
分のインダクタンスであり、自己インダクタンスL
S2は、スケール・ループ320のうち受信機ループ33
0と結合している部分のインダクタンスである。実際に
は、送信機ループ310から受信機ループ330へのエ
ネルギー伝達を最大にするために、多くの場合、LS1,
LS2がほぼ等しいことが望ましい。
り入れられた特許文献3に記載されているような従来の
誘導電流型位置トランスデューサでは、複数の部分を有
するスケール・ループにおいて、各スケール・ループ部
を動作時のいろいろな時点で送信巻線又は受信巻線と結
合させて、同じスケール・トラックから2つの異なる空
間周期を有する2つの信号を生成することができる。す
なわち、このような誘導型位置トランスデューサ形態の
動作には、ほぼ対称なスケール・ループが適当である。
したがって、送信機ループ及び受信機ループで非対称な
インダクタンスを有するスケール・ループも本発明に含
まれているけれども、以下の記述はLS1,LS2が等し
く、LSがLS1又はLS2と等しいと仮定することによっ
て単純化される。
ータkTは送信巻線と、あるスケール・ループとの間の
誘導的結合の強度を示す因子であり、スケール・ループ
が送信巻線に対して動作的に位置しているときには、位
置と無関係で一定と考えることができる。第2のパラメ
ータkRは、受信巻線と、あるスケール・ループとの間
の誘導的結合の強度を示す因子であり、スケール・ルー
プが周期的な受信巻線に対して動作的に位置していると
きには、位置の周期関数であると考えることができる。
きく、抵抗RTが他のインピーダンスに比べて小さいと
仮定すると、図3の一般的回路の信号利得(ゲイン)は
次式(1)によって与えられる。
圧、VOUTは、受信機で検出される電圧、kTは、送信巻
線とあるスケール・ループとの間の誘導的結合の強度を
示す因子、kRは、受信巻線とあるスケール・ループと
の間の誘導的結合の強度を示す因子、LRは、受信機ル
ープのうちあるスケール・ループと結合している部分の
インダクタンス、LTは、送信機ループのうちあるスケ
ール・ループと結合している部分のインダクタンス、R
Sは、スケール・ループの抵抗、ωは、誘導電流型位置
トランスデューサの動作周波数、LS1は、スケール・ル
ープのうち送信機と結合している部分の自己インダクタ
ンス、LS2は、スケール・ループのうち受信機と結合し
ている部分の自己インダクタンスである。LS1,LS2は
等しく、互換的にLSで表されると仮定すると、図3の
一般的回路の信号利得は次式(2)によって与えられ
る。
利得とスケール・インピーダンス(RS 2/(ωLS)2)
との間の関係を示すグラフである。式(2)を検討して
図4を見ると、他の因子を一定に保った場合、信号利得
VOUT/VINは、量(RS 2/(ωLS)2)が減少するに
つれて増加するということが理解されるであろう。した
がって、誘導電流型位置トランスデューサにおいて信号
利得を高めるために、本発明によるスケール・ループの
いろいろな例示的な実施の形態では、スケール・ループ
のインダクタンスを減少させることなくスケール・ルー
プの抵抗を小さくする必要があるか、又は、少なくとも
抵抗をスケール・ループのインダクタンスの減少よりも
大幅に減少させる必要がある。
めにはRS 2を(ωLS)2未満にすることが非常に有効で
あることを示している。図4はまた、RS 2が0.1*
(ωL S)2未満になると、信号利得はそれ以上ほとんど
改善されないということを示している。さらに一般的
に、図4の情報は、ある特定の動作周波数ωにおいて抵
抗RSとインダクタンスLSとの間の特定の関係を選択す
るのに役立つ。
置トランスデューサの測定軸の方向にスケール・ループ
が延伸する距離がいろいろな設計上の理由によって拘束
される場合において、抵抗を減らすためにスケール・ト
レースの幅が増加するときに、スケール・ループの内側
エリア、ひいては自己インダクタンスを減少させなけれ
ればならない。したがって、いろいろな例示的実施の形
態において、誘導型位置トランスデューサの設計上のい
ろいろな拘束を十分考慮して、スケール・トレースの幅
は、誘導電流型位置トランスデューサのスケール・ルー
プの抵抗RSとインダクタンスLSの関係の改善を達成す
るように選択される。
比較的平面的な導電性スケール・トレースが用いられ
る。より高い周波数で動作する誘導電流型位置トランス
デューサにおける比較的平面的なスケール・トレースの
場合、一般に、電流密度はスケール・トレースの表面で
最大になり、導体内部の電磁波の大きさはスケール・ト
レースの表面からの距離が増加するにつれて指数関数的
に減少するということが知られているか、又はそのよう
に考えられている。したがって、導体内部の所定の場所
で、電流密度も導体表面からの距離が増加するにつれて
指数関数的に減少する。
る電流密度の値の1/eに減少すると一般に予期される
ような導体表面からの距離を表す周知の量である。表皮
深さは次式(3)で定義される。
ューサの動作周波数における導体の表皮深さ、σは、導
体の導電率、μは、材料の透磁率、ωは、振動する波の
周波数を表す。
わち、ω=0)では、比較的平面的なスケール・トレー
スの断面にわたって電流密度は一様になり、トレース厚
さにほぼ比例する。しかし、より高い周波数では、スケ
ール・トレースの厚さに関わりなく、電流の大部分はス
ケール・トレースの表面からほぼ表皮深さδ以内の領域
に局限される。このようなスケール・トレースから構成
されるスケール・ループの実効抵抗は、スケール・トレ
ースの厚さが表皮深さの約1乃至3倍(すなわち、δ〜
3δ)を超えて増加しても、さほど減少しない。したが
って、本発明に係るスケール・ループのいろいろな例示
的な実施の形態において、本発明によるスケール・ルー
プを構成する導電性スケール・トレースは、厚さが約3
表皮深さ(3δ)未満である。他のいろいろな例示的な
実施の形態では、本発明によるスケール・ループを構成
するスケール・トレースは、厚さが約1表皮深さ(δ)
未満である。
かの関係が明らかになる。スケール・トレースの厚さが
表皮深さδより小さい場合、スケール・トレースの実効
抵抗は、一般に、スケール・トレースの厚さが減少する
につれて著しく増加する。前に述べたように、スケール
・トレースの実効抵抗が増加すると、信号利得は一般に
減少する。さらに、表皮深さは電界の周波数と共に変化
し、動作周波数が増加するにつれて表皮深さδが減少す
る。
ーサにおける信号利得の値をスケール・トレース厚さの
関数として示すグラフである。図5のグラフは、あるル
ープ・トレースの抵抗及びインダクタンスに影響を及ぼ
す他の因子を一定に保った場合、約1表皮深さというス
ケール・トレース厚さは、高い動作周波数で信号利得を
最大値に近いところまで改善するということを示してい
る。グラフはさらに、約3表皮深さまでのスケール・ト
レース厚さの増加は、1MHzという動作周波数で信号
利得を増加させるのに有効であるということを示してい
る。
する誘導電流型位置トランスデューサに、約0.3表皮
深さというスケール・トレース厚さが小さいスケール・
ループを用いた場合、最大可能な信号の約80%を保持
できるということを示している。さらに、ループ・トレ
ース厚さを約1表皮深さを超えて増加させても、その結
果である信号は何も改善されない。本発明者は、これら
の予期されなかった結果は、誘導電流型位置トランスデ
ューサにおける特定の導体配置が、従来論じられてきた
ような単純な理解によっては容易にモデル化できないか
又は理解できない高周波電磁場を生じたことによるのか
もしれないと考えている。
膜技術又は通常のプリント回路技術によって製造すると
き、一般に厚いトレースを製造する方が費用が高くな
る、及び/又は不正確になる。したがって、本発明に係
るスケール・ループのいろいろな例示的な実施の形態で
は、スケール・ループは約1.0表皮深さよりも小さな
厚さのスケール・トレースを含む。他のいろいろな例示
的な実施の形態では、ただちに実行できる本発明のスケ
ール・ループは約0.3表皮深さ〜約1.0表皮深さの
厚さのスケール・トレースを含む。
置トランスデューサの典型的な動作周波数である10M
Hzでは、スケール・ループを形成するのに用いられる
典型的な導電性物質である銅の表皮深さは約0.02m
mである。上述の理由により、銅のトレースにおける電
流量は、トレース厚さがそのオフセット低減型の誘導電
流型位置トランスデューサの動作周波数での銅の表皮深
さを超える場合、あまり変化しない。図5に示された関
係に基づくと、スケール・ループの抵抗を改善するため
には、10MHzで動作するオフセット低減型の誘導電
流型位置トランスデューサにおけるスケール・トレース
物質のおよそ1表皮深さよりも著しく大きい厚さにスケ
ール・トレースを形成することはあまり有効ではない。
したがって、いろいろな例示的な実施の形態では、10
MHzで動作するオフセット低減型の誘導電流型位置ト
ランスデューサにおいて、本発明によるスケール・ルー
プは、比較的平面的な矩形断面を有し、厚さが約0.0
2mmの銅のスケール・トレースから作られる。他のい
ろいろな例示的な実施の形態では、本発明によるスケー
ル・ループは、厚さが約0.02mm〜約0.006m
mの銅のスケール・トレースから作られる。
周波数では、スケール・ループの実効抵抗は、スケール
・トレースの厚さを約1表皮深さを超えて増加させても
あまり減少しない。このような場合、以下で述べるよう
に、スケール・トレースの抵抗をさらに減少させるため
には、スケール・トレースの幅を増加させることが望ま
しい。
ル・ループが拡がる距離は、一般に、誘導電流型位置ト
ランスデューサの設計上のいろいろな理由、例えばトラ
ンスデューサの空間周期又は波長によって拘束されてい
る。したがって、スケール・トレースの抵抗を減らすた
めにその幅を増加させると、利用できる内側エリア及び
関連するスケール・ループの自己インダクタンスもそれ
に応じて減少する。しかし、上述したように、トランス
デューサ要素間の相互インダクタンスの減少は望ましく
ない信号利得の減少をもたらす。この望ましくない結果
に取り組むことにより、本発明者は、測定軸方向のスケ
ール・ループの寸法が設計上の理由によって拘束される
ときに、スケール・トレースの幅とスケール・ループが
囲むエリアの測定軸方向の内側長さとの間の重要な関係
を見出した。
いて、読取ヘッド上で別々の領域を占めている送信巻線
と受信巻線とを結合する公知の誘導電流型位置トランス
デューサは、イリノイ州オーロラのMitutoyo American
Corporation製「ディジタルノギス(クーラントプルー
フキャリパ)、コード番号500-652,モデル番号CD6"G
S」として市販されている。以下で述べるトレース幅対
スケール・ループ内側長さの比と異なり、上記ノギスの
トランスデューサで採用されている同様な比は、0.1
〜0.13というオーダーであることに注意すべきであ
る。さらに、このような比は、この種のデバイスの設計
及び製造において繰り返し用いられてきたということに
注意すべきである。当業者たちは、誘導型位置トランス
デューサで採用されるスケール・ループにおいてトレー
ス幅対内側長さの比を大きくするか、又はその他の仕方
で特定して選択する必要性を認識していなかった。
電流型位置トランスデューサの測定軸に沿ってスケール
・トレース中心が拘束された間隔にあるようにスケール
上に位置するスケール・ループの信号利得をトレース幅
対内側長さの比の関数として示すグラフである。図6に
示されているグラフは、誘導電流型位置トランスデュー
サにおいて代表的なスケール・ループのいろいろな動作
周波数での動作シミュレーションに基づいている。図6
の信号利得プロットは、図7に示されている矩形ループ
と同様な、全てのスケール・トレース・セグメントの幅
が等しい矩形スケール・ループに関するものである。以
下で図7に関して説明する記号を用いると、図6の横軸
はスケール・トレース幅対スケール・ループ内側長さの
比、すなわちwx/lxである。図6に示されたデータを
得るために行われたシミュレーションでは、測定軸の方
向のスケール・ループの寸法Cxを1mmに拘束した
が、一方測定軸に対して直角方向のスケール・ループの
寸法Cyを3mmに拘束した。さらに、寸法dt,dc,
dbはほぼ等しい。すなわち、図6に示されている信号
利得は、スケール・ループのエリアのほぼ3分の1の部
分がスケール・ループの一端における送信巻線領域の上
にあり、スケール・ループのエリアのほぼ3分の1の部
分がスケール・ループの他端における受信巻線領域の上
にあり、スケール・ループのエリアのほぼ3分の1であ
る中央部がループの結合部としてのみ作用している状況
に対応している。
方向に狭いよりも測定軸方向に狭いようなスケール・ル
ープの場合、ほぼ最大の信号利得に対応するトレース幅
比w x/lxは測定軸方向のスケール・ループの特定全体
寸法にあまり敏感ではないと判断した。したがって、以
下で述べるように、図6の結果は、誘導型位置トランス
デューサにおいて拘束された寸法Cxを有するほぼ同様
なスケール・ループのトレース幅比wx/lxを選択する
のに一般に有用である。
及びインダクタンスに影響を及ぼす他の因子を一定に保
った場合、拘束された寸法Cxを有するスケール・ルー
プのトレース幅比wx/lxを少なくとも約0.25まで
増加させることは図示された全ての動作周波数で非常に
有効であることを示している。5MHzより高い周波数
では、このように大きなトレース幅比を有するスケール
・ループは最大可能な信号利得の少なくとも80%に達
する信号利得を実現する。5MHzより低い周波数で
は、より大きな比、例えば約0.45が最大可能な信号
利得の少なくとも80%に達する信号利得を実現するた
めに望ましい。さらに、1MHzから少なくとも50M
Hzまでの全ての周波数で、約0.4〜約1.1の範囲
のトレース幅比は、信号利得を最大値に近いところまで
改善する。グラフはさらに、動作周波数1MHzでは、
トレース幅比を約1.1〜少なくとも約2.0の範囲に
わたって増加させても、信号利得にさほどの影響はな
く、より高い動作周波数では比較的小さいマイナスの影
響があるということを示している。
いろいろな例示的な実施の形態には、拘束された寸法C
xを有するスケール・ループが含まれ、トレース幅比wx
/l xが約0.25よりも大きかったり、トレース幅比
が約0.45よりも大きかったり、トレース幅比が約
0.6よりも大きかったりする。さらに別の例示的な実
施の形態では、本発明によるスケール・ループは、トレ
ース幅比が約0.4〜約2.0であったり、トレース幅
比が約0.4〜約1.1の間であったりする。
ているループ面積及び関連する自己インダクタンスは明
らかに著しく減少するし、自己インダクタンスと比較し
たスケール・トレース抵抗に関するこの減少の重要性は
誘導型位置トランスデューサ設計の分野で理解されてい
なかったので、上記のようなトレース幅比は予期されて
いなかったものである。上記のトレース幅比のうち最小
のものであっても、上で言及した市販のノギスを含めて
従来のトランスデューサが示している同等の比のほぼ2
倍も大きいということは理解されるであろう。
00の第1の例示的な実施の形態を示している。図7と
以下の記述は、さらに、本出願を通して用いられる記号
に関連したスケール・ループ寸法を定義している。図
7,8についての以下の説明に関して、下付添字“x”
がついたスケール・ループ寸法はすべて測定軸114と
平行な寸法を表し、下付添字“y”がついたスケール・
ループ寸法はすべて測定軸114と直角方向の寸法を表
すということに注意すべきである。
さがt(不図示)であるスケール・トレース・セグメン
ト711〜714を有するスケール・トレース710に
よって構成される。スケール・トレース・セグメント7
11,712,713,714は、それぞれ、幅が
wx,wx,wyt,wybである。一般に、トレース・セグ
メント711,712の幅を等しくすることにより、関
連する位置トランスデューサの精度を高めることができ
る。いろいろな例示的な実施の形態で、セグメント71
3,714の幅は等しくなく、これらのセグメント71
3,714は、読取ヘッド上の別々のエレメントに結合
されるので別々に決定される。他のいろいろな例示的な
実施の形態では、全てのトレース・セグメントの幅はほ
ぼ等しい。
と平行に延伸する送信機及び/又は受信機領域735の
境界を表し、誘導電流型位置トランスデューサの読取ヘ
ッド上の送信機及び/又は受信機領域の公称境界に対応
する。同様に、領域境界732,734は、測定軸11
4と平行に延伸する送信機及び/又は受信機領域736
の境界を表し、誘導電流型位置トランスデューサの読取
ヘッド上の送信機及び/又は受信機領域の公称境界に対
応する。例えば、領域735,736は、それぞれ、図
2に示されている第1の送信巻線部223Aの領域と、
受信巻線224及び/又は226の領域とに対応する。
このような場合、図7に示されている寸法dt,db,d
cは、それぞれ、図2に示されている寸法d1,d2,d3
に対応する。
それらの中心が寸法Cyだけ離れており、それらの外縁
が寸法Eyだけ離れている。いろいろな例示的な実施の
形態で、寸法の和(dt+db+dc)は寸法Cyと等しく
一致し、寸法rt,rbは等しい。他のいろいろな例示的
な実施の形態では、これらの寸法の各々は、本発明の範
囲外にある読取ヘッド及びスケール整列のいろいろな考
慮事由に応じて独立に決定される。
合部721,722と、内側エリア連結部723とを有
する内側エリア720を有する。内側エリアは、全体寸
法l x,lyを有し、スケール・ループ700の全内側面
積Aint=(lx*ly)である。全内側面積Aintは、送
信機及び/又は受信機領域735の上において面積At
を有する結合部721と、送信機及び/又は受信機領域
736の上において面積Abを有する結合部722と、
面積Acを有する残りの連結部723とから構成され
る。
それらの中心が寸法Cxだけ離れており、それらの外縁
が寸法Exだけ離れている。いろいろな例示的な実施の
形態で、トランスデューサ及びスケール全体の設計上の
理由によって寸法Cx又は寸法Exは拘束され、トレース
幅比wx/lxはどちらの寸法が拘束されるかによって決
定される。例えば、図6に関して説明した例示的なトレ
ース幅比は、寸法C xが拘束されたスケール・ループに
関するものである。これらの拘束とそれらに関連した比
については以下でさらに詳しく説明する。
00の第2の例示的な実施の形態を示す。図8及び以下
の説明は、本出願の全体にわたって用いられる記号に関
連したスケール・ループの寸法をさらに定義している。
図7,8で同じ参照符号及び記号は同一又は同様なエレ
メントに対応しているので、図8に関してはその説明は
繰り返さない。
さがt(不図示)であるスケール・トレース・セグメン
ト811〜819を有するスケール・トレース810に
よって構成される。スケール・トレース・セグメント8
11,812,813,814は、それぞれ、幅wxb,
wxb,wyb,wybを有する。一般に、トレース・セグメ
ント811,812の幅を等しくすることにより、関連
する位置トランスデューサの精度を高めることができ
る。いろいろな例示的な実施の形態で、セグメント81
3,814は、読取ヘッド上の同じエレメントと結合し
ているので、それらの幅も一般に等しくされる。他のい
ろいろな例示的な実施の形態では、全てのトレース・セ
グメント811〜814の幅が等しくされる。
816,817,818は、それぞれ、幅wxt,wxt,
wyt,wytを有する。いろいろな例示的な実施の形態で
は、トレース・セグメント815,816の幅をほぼ等
しくすることにより、このスケール・ループを採用する
位置トランスデューサの精度を高めている。いろいろな
例示的な実施の形態で、セグメント817,818は、
読取ヘッド上の同じエレメントと結合しているので、セ
グメント817,818の幅もほぼ等しい。他のいろい
ろな例示的な実施の形態では、全てのトレース・セグメ
ント815〜818の幅がほぼ等しくされる。
A,819Bは、スケール・ループ800の連結エレメ
ントである。いろいろな例示的な実施の形態で、セグメ
ント819A,819Bは、セグメント811〜818
のうちで最も広いものと少なくとも同じ広さにされる。
セグメント819A,819Bは、一般に実際の製造で
可能な限り狭い寸法nxだけ間隔をあけることができ
る。この寸法が比較的狭い場合、スケール・ループ80
0が発生する二次磁場は比較的強くなる。
それらの中心が寸法Cybだけ離れており、それらの外縁
が寸法Eybだけ離れている。いろいろな例示的な実施の
形態において、寸法dbは寸法Cyと等しく一致する。同
様に、トレース・セグメント817,818は、それら
の中心が寸法Cytだけ離れることができ、それらの外縁
が寸法Eytだけ離れている。いろいろな例示的な実施の
形態において、寸法d tは寸法Cytと等しく一致する。
しかし、これらの寸法の各々は別に、読取ヘッド及びス
ケールの整列に関するいろいろな考慮事由によって独立
に決定されることもあり、それら考慮事由は本発明の範
囲外である。
ル・ループ800も、内側エリア結合部821,822
と、内側エリア連結部823とを有する内側エリア82
0を有する。内側エリア820の全内側面積Aintは、
送信機及び/又は受信機領域735の上において面積A
tを有する結合部821と、送信機及び/又は受信機領
域736の上において面積Abを有する結合部822
と、面積Acを有する残りの連結部823とから構成さ
れる。内側エリア結合部821は公称寸法lxb,l ybを
有する。スケール・ループ800の全内側面積A
intは、Aint=(At+Ab+Ac)である。
心が寸法Cxbだけ離れており、それらの外縁が寸法Exb
だけ離れている。いろいろな例示的な実施の形態におい
て、トランスデューサ及びスケール全体の設計上の理由
によって寸法Cxb又は寸法E xbは拘束され、トレース幅
比wxb/lxbはどちらの寸法が拘束されるかによって決
定される。同様に、セグメント815,816は、それ
らの中心が寸法Cxtだけ離れており、それらの外縁が寸
法Extだけ離れている。いろいろな例示的な実施の形態
で、トランスデューサ及びスケール全体の設計上の理由
によって寸法C xt又は寸法Extは拘束され、トレース幅
比wxt/lxtはどちらの寸法が拘束されるかによって決
定される。これらの拘束とそれらに関連した比について
は以下でさらに詳しく説明する。
一般に、内側エリア結合部821,822及びそれらの
それぞれを囲むループ・トレースは、異なる寸法、異な
るトレース幅及び異なるトレース幅比を有することがで
きるということが理解されるであろう。さらに、いろい
ろな例示的な実施の形態で、領域735,736は、異
なるスケール周期を有する読取ヘッド・エレメント及び
スケール・トラックに対応するということが理解される
であろう。したがって、内側エリア結合部821,82
2及びそれぞれを囲むループ・トレースは、図8には示
されていないが、例えば図9に示された結合ループ63
6に見られるような仕方で測定軸114に平行な方向に
互いにオフセットされていてもよい。
tに関して、比較的平面的なトレースで厚さtは、典型
的な誘導電流型位置トランスデューサ・スケールの入射
磁場に略平行な方向での、比較的平面的なスケール・ト
レース710や810の対向する表面間の距離として定
義され、図5に関する説明で前述したように決定され
る。
当な基板上に、従来の回路板製造技術、従来の薄膜回路
製造技術、又は他の適当な製造プロセスを用いて形成で
きる。基板は、ループ・トレース710,810を構成
する材料よりも電気的導電率が小さい材料であってもよ
いし、絶縁体であってもよい。基板は、スケール・ルー
プ700又は800が採用されるオフセット低減型の誘
導電流型位置トランスデューサの構成で適当に使用でき
る機械的性質を有するものであってよい。
いろな例示的な実施の形態では、スケール・トレースの
断面エリアは、スケール・ループをワイヤから作るとき
のように、円又は楕円であってもよい。このような場
合、スケール・トレースはやはり、前に述べたようない
ろいろなC**及び/又はE**寸法によって特徴づけられ
る及び/又は拘束される。すなわち、内側エリアの寸法
が最初に概算される。本発明のシステム及び方法に基づ
いて選択された比を用いると、概算された内側エリアの
寸法から対応するトレース幅が示される。本発明の原理
にしたがって、その幅に比べて比較的厚い断面を有する
非平面的なスケール・トレースをあるサイズに製造する
には、その非平面的なスケール・トレースの断面の周長
を本発明にしたがって選択された比で示されるトレース
幅の2倍に等しくしなければならない。最初に非平面的
なスケール・トレースの形状と周長とを選択すると、内
側エリアはより細かく近似することができ、選択した比
に応じて非平面的なスケール・トレースの形状と周長と
をさらに精密化することができる。
ケール・ループ700又は800が採用されるオフセッ
ト低減型の誘導電流型位置トランスデューサの構成から
要求されるどのような形状にも形成できるということは
理解されるであろう。図7,8のスケール・ループは、
いろいろなオフセット低減型の誘導電流型位置トランス
デューサで使用できる、本発明によるスケール・ループ
がとりうる多くの形状のうちの2つを示している。
形態で、寸法Cx,Ex,Cxb,Exb,Cxt,Extのうち
1つ以上の適当な寸法は、トランスデューサ及びスケー
ル全体の設計上の理由によって拘束され、wx/lx,w
xb/lxb,wxt/lxtのうちの対応するトレース幅比は
いずれの寸法が拘束されるかに応じて決定される。
図8に対応し、そこに記載されている従来のオフセット
低減型の誘導電流型絶対位置トランスデューサを示す図
である。図9の受信巻線614,616,618は周期
的であり、それぞれの空間周期又は波長を示しているこ
とが理解されるであろう。これらのいろいろな受信巻線
の上にあるスケール・ループ部の寸法はそれらのそれぞ
れの空間周期に対応している。特に、測定軸の方向で整
列しているスケール・ループ部によって発生される2次
磁場の空間周期は、理想としては、それが上になってい
る任意の巻線の空間周期と精密に同じ空間周期を有する
べきである。
8の上にあり、それぞれ、寸法d24,d2,d28に対応
するスケール・トラックに沿って、スケール・ループ部
634,628,640は、測定軸の方向に狭い間隔に
なっていないということに注意すべきである。スケール
・ループ部634,628,640によって発生された
周期的な2次磁場は、測定軸114と直角方向に整列し
ている各スケール・トレース・セグメントのちょうど中
点で極性を変える。2次磁場は、所望の空間周期又は波
長で下にある周期的な受信巻線とマッチすべく、正確に
λ/2の間隔で空間的に周期的に極性を変えることが望
ましい。したがって、このようなスケール・トラックの
場合、各スケール・ループ部は、測定軸の方向でのスケ
ール・トレースの中心が、中心間隔λ/2となるように
拘束されることが望ましい。このようなスケール・トラ
ックでは、所望の空間周期又は波長で下にある周期的な
受信巻線とマッチすべく、該当する寸法Cx,Cxt,C
xbがλ/2になるように拘束される。
る例示的なトレース幅比については、図6に関して既に
述べた。図10も、寸法Cxが拘束される一連のケース
で得られた結果を示している。
型位置トランスデューサにおけるいろいろなスケール・
ループについて、信号利得を、スケール・トレースが測
定軸に沿って拘束された間隔にあるようにスケール上に
配置されたスケール・ループのトレース幅対内側長さの
比の関数として示すグラフである。図7に関して説明し
た記号を用いると、図10の横軸はトレース幅比wx/
lxである。プロット1001,1002で示されてい
る結果は、図7に示されているような例示的な矩形スケ
ール・ループに関するものであり、測定軸方向のスケー
ル・ループの寸法Cxが2.0mmに拘束され、測定軸
と直角方向の寸法Cyが6.0mmに拘束されている。
プロット1002の結果に関しては、誘導電流型位置ト
ランスデューサの読取ヘッド及びスケール間の間隙は、
他の全ての結果の場合の間隙の2倍相当であった。した
がって、プロット1002に見られる信号利得の最大
は、プロット1001の結果に比べて大きく減少してい
る。
図7に示されているような例示的な矩形スケール・ルー
プに関するものであり、測定軸方向のスケール・ループ
の寸法Cxが1.0mmに拘束され、測定軸に直角方向
の寸法Cyが3.0mmに拘束されている。
図8に示されているような例示的な“I−形”スケール
・ループに関するものであり、測定軸方向のスケール・
ループの寸法Cxt,Cxbが1.0mmに拘束され、測定
軸に直角方向の寸法Cyが3.0mmに拘束されてい
る。略I−形のスケール・ループのより狭い中央部は誘
導電流型位置トランスデューサの動作で誘導結合エリア
とすることを意図していないということは理解されるで
あろう。図2に示されているように、これは送信機ルー
プにも受信機ループにも意図的に結合されていないから
である。したがって、中央部の寸法は詳しく考察され
ず、プロット1004の結果でx−軸方向に示されたト
レース幅比は、I−形スケール・ループの比較的広い端
部に関するもの、すなわちwxb/lxb,wxt/lxtであ
り、この場合これらは等しく、したがって、図10につ
いての以下の議論においてはwx/lxと区別する必要が
ない。
法dt,dc,dbはほぼ等しくされている。すなわち、
図10に示されている信号利得は、スケール・ループの
エリアのほぼ3分の1の部分がスケール・ループの一端
で送信巻線領域の上にあり、スケール・ループのエリア
のほぼ3分の1の部分がスケール・ループの他端で受信
巻線領域の上にあり、スケール・ループのエリアのほぼ
3分の1である中央部がスケール・ループの連結部とし
てのみ作用する状況に対応している。
りも測定軸方向に狭いようなスケール・ループにおいて
は、ほぼ最大の信号利得に対応するスケール・トレース
幅比が測定軸方向のスケール・ループの特定の全体寸法
にあまり影響されないということを見出した。したがっ
て、以下で述べるように、誘導電流型位置トランスデュ
ーサにおける拘束される寸法Cxを有するほぼ同様なス
ケール・ループのトレース幅比wx/lxを選択するのに
図10の結果は一般に有用である。
ーション条件が異なっても、トレース幅比wx/lxの非
常に近い値で最大信号利得を示すことは理解されるであ
ろう。図10のグラフは、スケール・ループの抵抗及び
インダクタンスに影響を及ぼす他の因子が一定に保たれ
る場合、拘束された寸法Cxを有するスケール・ループ
のトレース幅比wx/lxを少なくとも約0.2まで増加
させることが非常に有効であるということを示してい
る。動作周波数10MHzでは、これによって最大可能
な信号利得のほぼ80〜90%の信号利得が達成され
る。さらに、約0.4〜約1.1のトレース幅比は信号
利得を最大値近くまで改善する。グラフはさらに、トレ
ース幅比を約1.1〜少なくとも約2.0の範囲にわた
って増加させることにより信号利得が最大値の80%未
満にまで減少することはないということを示している。
プのいろいろな例示的な実施の形態は、拘束された寸法
Cxを有しトレース幅比wx/lxが約0.2を超えるス
ケール・ループを含む。他のいろいろな例示的な実施の
形態は、拘束された寸法Cxを有しトレース幅比が約
0.4を超えるスケール・ループを含む。さらに別の実
施の形態では、本発明のスケール・ループは、拘束され
た寸法Cxを有しトレース幅比が約0.4〜約2.0の
スケール・ループを含む。またさらに別の実施の形態
は、拘束された寸法Cxを有しトレース幅比が約0.4
〜約1.1のスケール・トレースを含む。
ものである。何故なら、トレース幅比が増加するにつれ
て、囲まれているループ面積及び関連する自己インダク
タンスは明らかに著しく減少し、自己インダクタンスと
の比較におけるループ・トレース抵抗に関するこの減少
の重要性が誘導型位置トランスデューサ設計の分野では
理解されていなかったからである。上記の比のうち最小
のものでさえも上で言及した市販のノギスなど、従来の
トランスデューサに見られる同等の比よりほぼ50%も
大きいということは理解されるであろう。
図6に関して前に説明したものとまさにほとんど同じト
レース幅比と信号利得との関係を示している。しかし、
プロット1004に対応する同様な上部と下部を有する
I−形スケール・ループの場合、効果的で最適なトレー
ス幅比は、矩形スケール・ループに関して見出された有
利な比と比べて約25〜30%小さくなっているように
図示されている。
プのいろいろな例示的な実施の形態は、拘束された寸法
Cxb又はCxtを有するI−形スケール・ループであっ
て、それらの上部又は下部に関するトレース幅比が約
0.2より大きなスケール・ループを含む。他のいろい
ろな例示的な実施の形態は、拘束された寸法Cxb又はC
xtを有するI−形スケール・ループであって、それらの
上部又は下部に関するトレース幅比が約0.3より大き
なスケール・ループを含む。さらに別の例示的な実施の
形態では、拘束された寸法Cxb又はCxtを有するI−形
スケール・ループであって、トレース幅比が約0.3〜
約1.1のスケール・ループが含まれる。またさらに別
の例示的な実施の形態は、拘束された寸法Cxb又はCxt
を有するI−形スケール・ループであって、トレース幅
比が約0.3〜約0.8のスケール・ループを含む。
な例示的な実施の形態では、該当する寸法Ex,Ext,
Exbのうちの1つが拘束される。このタイプの拘束は図
2に関連して説明される。拘束についてのこれまでの議
論と同様に、図2の受信巻線224,226は周期的で
あり、それぞれの空間周期又は波長を示すということは
理解されるであろう。これらのいろいろな受信巻線の上
にあるスケール・ループ部はそれらのそれぞれの空間周
期に対応しなければならない。特に、測定軸に沿って整
列しているスケール・ループ部が発生する2次磁場の空
間周期は、理想としては、その下にある任意の巻線の空
間周期と精密に同じ空間周期であるべきである。
対応するスケール・トラックに沿って、図9に関する前
の拘束の議論と異なり、スケール・ループ部214,2
18が狭い間隔にあり、狭い間隔で隣接する導体におい
て電流は同じ方向に流れるということに注意しなければ
ならない。したがって、スケール・ループ部214,2
18が発生する周期的な2次磁場は、隣接するループ部
214,218の狭い間隔をあけた導体間のちょうど中
点で極性を変える。この磁場が、ちょうどλ/2の間隔
で空間的に周期的に極性を変えて、所望の空間周期又は
波長で下にある周期的な受信巻線とマッチすることが望
ましい。したがって、このようなスケール・トラックで
は、各スケール・ループ部214又は218が測定軸に
沿ってλ/2以下の外側寸法を有するように拘束される
べきである。より一般的に、このようなスケール・トラ
ックでは、所望の空間周期又は波長で下にある周期的な
受信巻線とマッチすべく、該当する寸法Ex,Ext,E
xbのうちの1つがλ/2未満に拘束される。さらに、こ
の拘束は、隣接するスケール・ループがそれらの間に絶
縁スペースを含んで製造できるように選択されてもよ
い。
ープ部212も、送信巻線領域223Aの上にあり、寸
法d1に対応するスケール・トラックに沿って狭い間隔
にある。周期的構造を有する巻線は下にないので、ルー
プ部212は、送信巻線とできるだけ強く結合するため
に、それらが単にできるだけ大きくなるように狭い間隔
となっている。一般に、各ループ部が同一サイズである
と有利であるので、このようなスケール・トラックの場
合、該当する外側寸法Ex,Ext,Exbのうちの1つ
は、λ未満であるように拘束される。さらに、この拘束
は、隣接するスケール・ループがそれらの間に絶縁スペ
ースを含んで製造できるように選択されてもよい。
イズExが拘束され、測定軸と直角方向に寸法Eyが拘束
されたときにおける、10MHzで動作する誘導電流型
位置トランスデューサにおいて動作シミュレーションに
よる小さなサイズの変化及びスケール構成の変化に関し
て、矩形スケール・ループのスケール・トレース幅比の
関数として信号利得を示すグラフである。
れているものと同様な、全てのスケール・トレース・セ
グメントの幅が等しい矩形スケール・ループに関するも
のである。図7に関して説明した記号を用いると、図1
1に示された横軸はトレース幅比wx/lxである。測定
軸方向のスケール・ループの寸法Exは、プロット11
01,1103で示された結果の場合では0.95mm
に拘束され、プロット1102で示された結果の場合で
は0.90mmに拘束されている。さらに、プロット1
101,1102に示された結果では、スケール・ルー
プは狭い間隔で隣接しているループという環境でシミュ
レーションされた。プロット1103に示された結果で
は、スケール・ループは孤立してシミュレーションされ
た。
て、測定軸と直角方向の寸法Eyは3mmに拘束されて
いる。さらに、寸法dt,dc,dbはほぼ等しくされて
いる。すなわち、図11に示されている信号利得は、ス
ケール・ループのエリアのほぼ3分の1の部分がスケー
ル・ループの一端で送信巻線領域の上にあり、スケール
・ループのエリアのほぼ3分の1の部分がスケール・ル
ープの他端で受信巻線領域の上にあり、スケール・ルー
プのエリアのほぼ3分の1である中央部がループの連結
部としてのみ作用している状況に対応している。
りも測定軸方向に狭いこのようなループでは、ほぼ最大
の信号利得に対応するスケール・トレース幅比wx/lx
が測定軸方向のスケール・ループの特定の全体寸法にあ
まり影響されないということを見出した。したがって、
以下で説明するように、図11の結果は、誘導型位置ト
ランスデューサにおいて拘束された寸法Exを有するほ
ぼ同様なスケール・ループのスケール・トレース幅比w
x/lxを選択するのに一般的に有用である。
ーション条件は異なっても、非常に近いスケール・トレ
ース幅比wx/lxの値で最大の信号利得を示すことが理
解されるであろう。図11のグラフは、ループ・トレー
スの抵抗及びインダクタンスに影響を及ぼす他の因子が
一定に保たれる場合、拘束された寸法Exを有するスケ
ール・ループのトレース幅比wx/lxを少なくとも約
0.2まで増加させることが非常に有効であることを示
している。動作周波数10MHzでは、これによって最
大可能な信号利得のほぼ95%の信号利得が達成され
る。さらに、約0.25〜約0.6のトレース幅比は信
号利得を最大値近くまで改善する。グラフはさらに、ト
レース幅比を約0.6を超える範囲で少なくとも約0.
9までの範囲にわたって増加させても信号利得が最大値
の80%未満まで減少することはないということを示し
ている。
施の形態は、拘束された寸法Exを有するスケール・ル
ープであって、トレース幅比が約0.2より大きいもの
を含む。他のいろいろな例示的な実施の形態は、拘束さ
れた寸法Exを有するスケール・ループであって、トレ
ース幅比が約0.25より大きいものを含む。さらに別
の例示的な実施の形態は、拘束された寸法Exを有する
スケール・ループであって、トレース幅比が約0.25
〜約0.9のものを含む。またさらに別の例示的な実施
の形態は、拘束された寸法Exを有するスケール・ルー
プであって、トレース幅比が約0.25〜約0.6のも
のを含む。
ものである。何故なら、トレース幅比が増加するにつれ
て、囲まれているループ面積及び関連する自己インダク
タンスは明らかに著しく減少し、自己インダクタンスと
の比較におけるスケール・トレース抵抗に関するこの減
少の重要性が誘導型位置トランスデューサ設計の分野で
は認識されていなかったからである。上記の比のうち最
小のものでさえも、上で言及した市販のノギスなどの従
来のトランスデューサに見られる同等の比より少なくと
も50%大きいということは理解されるであろう。
dt,dc,dbがほぼ等しくされているスケール・ルー
プ構成に関して決定された。すなわち、スケール・ルー
プのエリアのほぼ3分の1の部分がスケール・ループの
一端で送信巻線領域の上にあり、スケール・ループのエ
リアのほぼ3分の1の部分がスケール・ループの他端で
受信巻線領域の上にあり、スケール・ループのエリアの
ほぼ3分の1である中央部がループの連結部としてのみ
作用しているスケール・ループ構成に関して決定され
た。寸法dcが寸法dt,dbに対して比較的小さく又は
大きくされているスケール・ループ構成の場合、図12
に関する以下の説明にしたがって前述の例示的なトレー
ス幅比を調整することが適当である。
号に関する量を、全体ループ・サイズが拘束されている
時のループのスケール・トレース幅比の関数として、い
ろいろなループの実効結合面積について示すグラフであ
る。図12のプロットは、図7に示されているものと同
様な、全てのスケール・トレース・セグメントの幅が等
しい矩形スケール・ループに関するものである。y−軸
方向にプロットされている信号に関する量は、該スケー
ル・ループを含む誘導電流型位置トランスデューサの動
作周波数ωにスケール・ループの実効インダクタンスL
effを乗じ、スケール・ループの自己抵抗Rで割ったも
のに比例する。実効インダクタンスLef fは、スケール
・ループの自己インダクタンスを、送信機領域又は受信
機領域の上にない、すなわち結合していないと想定され
るループの比率にしたがって減少させたものである。す
なわち、自己インダクタンスを、寸法dcに対応するル
ープの面積比率に対応する量だけ減少させる。
12に示されている横軸はトレース幅比wx/lxであ
る。プロット1201〜1203の各々において、測定
軸方向の寸法Exは2mmに拘束され、測定軸と直角方
向の寸法Eyは4mmに拘束されている。
ある場合、すなわち送信機結合領域と受信機結合領域と
が互いに直接隣接している場合に対応している。したが
って、プロット1201の結果に関しては、Leffはル
ープの全自己インダクタンスに等しい。プロット120
2の結果は、寸法dt,dc,dbが等しくされた場合に
対応している。すなわち、プロット1202の結果は、
図11の結果の根底にあるものと同様な構成に対応して
いる。図11のプロットにおける信号利得のピークに対
応するトレース幅比は、プロット1202のピークに対
応するトレース幅比に非常に近いということが理解され
るであろう。
が寸法dcの2分の1である場合に対応する。すなわ
ち、この結果は、スケール・ループのエリアのほぼ4分
の1の部分がスケール・ループの一端で送信巻線領域の
上にあり、スケール・ループのエリアのほぼ4分の1の
部分がスケール・ループの他端で受信巻線領域の上にあ
り、スケール・ループのエリアのほぼ2分の1である中
央部がループの連結部としてのみ作用している場合に対
応している。プロット1201,1202,1203
は、それぞれ、トレース幅比の値が約0.65,約0.
4,約0.28で最大値を示している。
プのいろいろな例示的な実施の形態で、スケール・ルー
プの連結部の寸法dcがスケール・ループの結合部の寸
法dt,dbに比べて小さくなるにつれて、前述の例示的
なトレース幅比は、それらの所定値の65%まで有利に
増加される。他のいろいろな例示的な実施の形態では、
スケール・ループの連結部の寸法dcがスケール・ルー
プの結合部の寸法dt,dbに比べて大きくなるにつれ
て、前述の例示的なトレース幅比は、それらの所定値の
30%の値だけ有利に減少される。
全てのスケール・トレース・セグメントの幅が等しくさ
れたスケール・ループ構成に関して決定された。しか
し、いろいろなスケール・トレース・セグメントにいろ
いろな幅を用いるスケール・ループ構成を用いることが
しばしば有利である。そのような場合、図13〜15に
関する以下の説明に従って前述の例示的なトレース幅比
を調整又は増加させることが適当である。
いられている従来のトランスデューサのスケールの一部
のスケール・ループ構成を細かく示している概略図であ
る。1つの代表的なスケール・ループ1300に関し
て、いろいろなエレメントが前述の図8の説明に対応す
るように符号が付与されている。以下の議論は、本発明
にしたがってスケール・ループ1300を強化する仕方
のいくつかの例を示す。
部1301は、結合部821と、そのまわりのトレース
・セグメント815〜818とを含む。同様に、スケー
ル・ループ結合部1302は、結合部822と、そのま
わりのトレース・セグメント811〜814とを含む。
スケール・ループ連結部1303は、連結部820と、
そのまわりのトレース・セグメント819A,819B
とを含む。いろいろなトレース・セグメントにいろいろ
なトレース幅を用いる場合、スケール・ループ1300
の部分1301〜1303に対応する任意のスケール・
ループの部分を別々に強化することは、そのスケール・
ループの全体的な信号結合効率を強化することにつなが
るであろう。したがって、本発明に係るいろいろな例示
的な実施の形態で、スケール・ループ結合部1301,
1302を別々のループとして有利に最適化することも
できる。別々のループの最適化については図14を参照
して説明する。
得られる信号に関連した量を、全体ループ・サイズが拘
束されたときのループのトレース幅比の関数として示す
グラフである。図14のプロットは、全てのループ・ト
レース・セグメントの幅が等しい矩形ループに関するも
のである。y−軸に沿ってプロットされた信号に関する
量は、誘導電流型位置トランスデューサの動作周波数ω
にスケール・ループの自己インダクタンスLを乗じ、ス
ケール・ループの自己抵抗Rで割ったものに比例する。
ループの狭い方の内側寸法lnarrowに対する比、つまり
スケール・トレース幅比(すなわち、w/lnarrow)で
ある。プロット1401〜1403の各々で、狭い方の
全体寸法Enarrowは2mmに拘束されている。
ープ結合部の長い方の全体寸法Elo ngが6mmに拘束さ
れている場合に対応する。プロット1402の結果は、
長い方の全体寸法Elongが4mmに拘束されている場合
に対応する。したがって、プロット1402の結果は、
図12のプロット1201の結果と同じである。プロッ
ト1403の結果は、長い方の全体寸法Elongが2mm
に拘束されている場合に対応する。
を有するループの組で、ほぼ最大の信号利得に対応する
ループ・トレース幅比w/lnarrowがスケール・ループ
の特定の全体寸法にあまり影響されないと判定した。し
たがって、図14の結果は、以下で説明するように、誘
導電流型位置トランスデューサにおいて拘束された寸法
Elong及び/又はEnarrowを有する同様な結合部ループ
のスケール・トレース幅比w/lnarrowを選択するのに
一般的に有用である。
抗及びインダクタンスに影響を及ぼす他の因子が一定に
保たれた場合、拘束された寸法Enarrowを有するスケー
ル・ループのトレース幅比w/lnarrowを少なくとも約
0.2まで増加させることは図示された全ての構成で非
常に効果的であることを示している。10MHzの動作
周波数において、これは最大可能な信号結合能力の80
〜90%の信号結合能力に対応する。比較的方形に近い
構成では、これは最大可能な信号結合能力のほぼ90%
の信号結合能力を達成する。より細長い形態の場合、も
っと大きな比、例えば約0.3が最大可能な信号結合能
力の少なくとも90%を達成するためには必要である。
0.3〜約0.7の範囲のトレース幅比が信号結合能力
を最大値近くまで改善し、より細長い構成の場合では、
約0.3〜約1.5の範囲のトレース幅比が信号結合能
力を最大値近くまで改善する。さらに、グラフは、より
細長い構成の場合では、トレース幅比を約1.5を超え
て少なくとも約2.0までの範囲にわたって増加させて
も信号結合能力が最大値の80%未満に減少することは
ないということを示している。
プのいろいろな例示的な実施の形態は、寸法Enarrowが
拘束されトレース幅比w/lnarrowが約0.2より大き
いスケール・ループを含む。他のいろいろな例示的な実
施の形態は、寸法Enarrowが拘束されトレース幅比が約
0.3より大きいスケール・ループを含む。さらに別の
例示的な実施の形態は、寸法Enarrowが拘束されトレー
ス幅比が約0.3〜約2.0のスケール・ループを含
む。別の例示的な実施の形態は、寸法Enarrowが拘束さ
れトレース幅比が約0.3〜約1.5のスケール・ルー
プ、及び寸法Ena rrowが拘束されトレース幅比が約0.
3〜約0.7のスケール・ループを含む。
ものである。何故なら、トレース幅比が増加するにつれ
て、囲まれているループ面積及び関連する自己インダク
タンスは明らかに著しく減少し、自己インダクタンスと
の比較におけるスケール・ループ抵抗に対してそれが持
つ重要性は誘導型位置トランスデューサ設計の分野では
認識されていなかったからである。上記の比の最小のも
のでさえも、上で言及した市販のノギスにおける従来の
トランスデューサに見られる同等の比より少なくとも5
0%大きいということは理解されるであろう。
403は、それぞれ、約0.75,0.6,0.4とい
う値のトレース幅比で最大値を示すということが認めら
れるであろう。すなわち、図14に示されている結果に
よると、比較的方形に近いループほどトレース幅比が比
較的小さく、細長いループほどトレース幅比が比較的大
きくいべきである。すなわち、本発明に係るいろいろな
例示的な実施の形態で、スケール・ループ結合部130
1,1302と同様なスケール・ループ結合部のスケー
ル・トレースの幅は等しくある必要はない。むしろ、そ
れぞれ対応するスケール・ループ結合部の形状に影響を
及ぼす他のいろいろな設計上の拘束に応じて、スケール
・ループ結合部のトレース幅比は、例示的なトレース幅
比と、図14に関連して上で述べた関連する議論とに従
って選択される。
グメントの幅は、スケール・ループ結合部の内部で等し
くある必要はないか、又は特定のトレース・セグメント
が一様な幅を有するということも理解されるであろう。
一般に、ループの信号結合能力を高めるには、スケール
・ループ抵抗Rをループ・インダクタンスを含む量(ω
L)に対して減少させることが非常に有効である。前に
述べたように、スケール・ループが延伸する寸法がトラ
ンスデューサ設計上のいろいろな理由によって拘束され
る場合、スケール・ループの内側面積及び関連する自己
インダクタンスは、スケール・ループ抵抗を減少させる
ためのループ・トレースの幅が大きくなるにつれて減少
する。
幅比が有利に適用される。しかし、ループ・インダクタ
ンスを含む量(ωL)に影響を及ぼすことなくスケール
・ループ抵抗Rを減らす処置を講ずることができる場
合、他の仕方で決定されるトレース幅比に関わりなくそ
のような処置は一般に有益である。したがって、ループ
の内側結合エリアの寸法で対応する減少を必要とせずに
その抵抗を減らすために、ループの任意のループ・トレ
ース・セグメントの幅を増加させることができる限り、
そのような増加させた幅は有益である。
グメント、又はトレース・ループ・セグメントの部分
は、磁場発生領域及び磁場感知領域の境界の外側では、
トランデューサからの予期される空間周期的な信号の精
度に悪影響がない限り、幅を増加させてもスケール・ル
ープの結合面積に影響を及ぼさない。例えば、寸法
Ey,Eyb,Eytのいずれか1つに対する拘束がない場
合、送信機及び/又は受信機領域735の境界731,
733の外側にあるトレース・セグメント817,81
8の一部と、送信機及び/又は受信機領域736の境界
732,734の外側にあるトレース・セグメント81
3,814の一部とは前述の例示的なトレース幅比を超
えて幅を増加させることができる。
19A,819Bのループ・トレース幅を大きくするこ
とは、多くの実際的な応用でそれらがスケール・ループ
の全長の相当な部分を占め、全スケール・ループ抵抗R
に相当に寄与するので、特に有益である。トレース・セ
グメント819A,819Bの幅は、一般にスケール・
ループ結合部の内側面積に何も影響しないので、これら
の幅は一般に製造又は設計上の他の理由によってしか制
限されない。関連する理由については図15を参照して
説明する。
号に関連した量を、全体ループ・サイズが拘束されてい
るときのループのトレース幅比の関数としてループと直
列な固定抵抗をいろいろに変えた場合について示すグラ
フである。図15のプロットは、全てのスケール・トレ
ース・セグメントの幅が等しい矩形ループに関するもの
である。y−軸方向にプロットされている信号に関連し
た量は、動作周波数ωにスケール・ループの自己インダ
クタンスLを乗じ、スケール・ループ抵抗Rと固定抵抗
Rfixedとの和で割ったものに比例している。
メント819A,819Bの抵抗はスケール・ループの
外側にある固定抵抗Rfixedと見なされ、スケール・ル
ープはスケール結合ループ部に対応し抵抗Rを有する。
図15に示された横軸は、トレース幅wの、ループの狭
い方の内側寸法lnarrowに対する比、つまりスケール・
トレース幅比(すなわち、w/lnarrow)である。プロ
ット1501〜1503の各々で、ループの狭い方の全
体寸法Enarrowは2mmに拘束され、長い方の全体寸法
Elongは4mmに拘束されている。
fixedがゼロである場合に対応する。したがって、プロ
ット1501の結果は、図14のプロット1402の結
果と同じである。プロット1502の結果は、固定抵抗
Rfixedがプロット1501の結果のピークに対応する
ループ構成の抵抗のほぼ6分の1に設定された場合に対
応する。図13に示されているループ1300の構成に
近いスケール・ループの場合、これは連結部のトレース
・セグメントの幅がプロット1501の結果のピークに
おける結合部のトレース・セグメントの幅の約2分の1
である場合に対応する。プロット1503の結果は、固
定抵抗Rfixedがプロット1501の結果のピークに対
応するループ形態の抵抗のほぼ3分の2に設定された場
合に対応する。図13に示されているループ1300の
構成に近いスケール・ループの場合、これは連結部のト
レース・セグメントの幅がプロット1501の結果のピ
ークにおける結合部のトレース・セグメントの幅の約2
倍である場合に対応する。
は、それぞれ、10.7,9.0,6.6という値で関
連ループ抵抗構成の信号結合能力に関連した量の最大値
を示す。これらの結果は、スケール・ループの信号結合
能力を維持するためには、予想されるように、スケール
・ループの連結部のトレース・セグメントの抵抗を、例
えばそれらの幅を大きくすることによって減少させるこ
とがきわめて有利であるということを示している。
プのいろいろな例示的な実施の形態で、スケール・ルー
プの連結部のトレース・セグメントは、少なくともスケ
ール・ループの結合部のトレース・セグメントの少なく
とも幅程度の幅を有する。他のいろいろな例示的な実施
の形態では、スケール・ループの連結部のトレース・セ
グメントはスケール・ループの結合部のトレース・セグ
メントの幅の約1.5倍より大きな幅を有する。
503は、それぞれ、約0.65,0.4,0.28と
いう値のトレース幅比で最大値を示す。これらの結果
は、スケール・ループの連結部のトレース・セグメント
の抵抗が小さくなるにつれて、スケール・ループの結合
部の最高の信号結合能力に対応するトレース幅比は増加
するということを示している。図6,10,11,12
の前述した結果は、連結部のトレース・セグメントのト
レース幅が結合部のトレース・セグメントのトレース幅
と同じであると仮定していることを認識すべきである。
と、スケール・ループの連結部のトレース・セグメント
のトレース幅を結合部のトレース・セグメントのトレー
ス幅よりも広くすることによって、連結部のトレース・
セグメントの抵抗を減少させる限りにおいて、スケール
・ループの結合部の最高の信号結合能力に対応するトレ
ース幅比は前述の例示的なトレース幅比が大きくなる方
向に進むであろう。
な例示的なスケール・ループは、いろいろなトレース幅
比の値によって特徴づけられた。しかし、図7,8,1
3に示された比較的単純なスケール・ループ以外に、本
発明に従って、スケール・ループを他の多様な形状にも
形成できるということを理解しなければならない。その
ような形状としては、三角形、シヌソイド、その他の曲
線形状、及びそれらの形の組み合わせを含む形状があげ
られるが、それらだけに限定されない。さらに、スケー
ル・ループの形状がどんな形状であってもスケール・ル
ープのトレース・セグメントのいずれか又は全部で一定
の幅又は変化する幅を採用することができる。このよう
な複雑な形状のスケール・ループの場合、各スケール・
ループ・トレース・セグメントは、ループ・トレース・
セグメントに沿った任意の点でスケール・ループ・トレ
ースの方向と略直角の方向に1つ以上の幅寸法を有す
る。
位置する読取ヘッドの磁場発生領域の上にあるその内側
エリアの第1の部分と、動作的に位置する読取ヘッドの
受信機領域の上にあるその内側エリアの第2の部分とを
有する。内側エリアの第1及び第2の部分は、各々測定
軸の方向及び測定軸と直角方向にそれぞれの最大寸法を
有する。一般に、これらの最大全体寸法のうち最小のも
のを、上述した例示的なトレース幅比の分母として用い
ることができ、いろいろな例示的な実施の形態で、この
ような複雑なループのスケール・ループ・トレース幅は
それにしたがって決定される。測定軸方向及び測定軸と
直角の方向での内側エリアの第1及び第2の部分の最大
全体寸法のいずれかが第1又は第2の部分のトリビアル
な(つまらない)特徴だけにあてはまる場合、その代わ
りに非トリビアルな特徴の最大寸法を用いるべきであ
る。
として示されているが、その設計は回転トランスデュー
サに適用すべく、組み込まれた特許文献4の特許の該当
する教示にしたがって容易に変換されるということは理
解されるであろう。さらに、前述の実施の形態は、空間
的に一様な巻線を送信巻線と呼び、空間的に変調された
巻線を受信巻線と呼んで示されているが、送信巻線と受
信巻線との役割を適当な信号処理と合わせて“逆転”さ
せても、開示されたトランスデューサ巻線の構成は本発
明の利点を全て保持するということは当業者には明らか
であろう。このような適当な信号処理技術の1つは、組
み込まれた特許文献4の特許の図21に関連して開示さ
れている。その他の適当な信号処理技術方法は当業者に
は明らかであろう。
と合わせて説明してきたが、多くの代替、組み合わせ、
変更、及び変型が当業者には明らかであることはいうま
でもない。したがって、上で示したような本発明の好ま
しい実施の形態は例示的なものであり、限定することを
意図していない。本発明の精神と範囲を逸脱することな
くいろいろな変化を加えることができる。
ランデューサ用スケール・ループによれば、誘導電流型
位置トランスデューサの性能を改善し、かつ製造コスト
を減らすのに役立つ誘導電流型位置トランスデューサ用
スケール・ループを提供することができる。
トランスデューサで用いられた場合に、信号強度を高
め、測定の分解能及び精度を改善する効率的なスケール
・ループを提供することができる。さらに、電気抵抗を
小さくすることができると共に、高分解能位置測定を行
うことができる。
従来のオフセット低減スケールを示す図である。
ンスデューサである。
た等価回路の概略図である。
信号利得とスケール・インピーダンス依存部分との関係
を示すグラフである。
値をスケール・トレース厚さの関数として示すグラフで
ある。
中心が誘導電流型位置トランスデューサの測定軸に沿っ
て拘束された間隔にあるようにスケール上に位置するス
ケール・ループの信号利得をトレース幅対内側長さの比
の関数として示すグラフである。
な実施の形態を示す図である。
な実施の形態を示す図である。
トランスデューサを示す図である。
スデューサにおけるいろいろなスケール・ループについ
て、スケール・トレースが測定軸に沿って拘束された間
隔にあるようにスケール上に配置されたスケール・ルー
プの信号利得を、トレース幅対内側長さの比の関数とし
て示すグラフである。
スデューサにおけるいろいろなサイズ及びスケール構成
について、全体ループ・サイズを拘束すべく、スケール
上に配置された矩形スケール・ループの信号利得を、ト
レース幅対内側長さの比の関数として示すグラフであ
る。
によって得られる信号に関する量を、全体ループ・サイ
ズを拘束すべくスケール上に配置されたループのトレー
ス幅対内側長さの比の関数として示すグラフである。
置トランスデューサのスケール・ループの図である。
に関する量を、全体ループ・サイズを拘束すべくスケー
ル上に配置されたループのトレース幅対内側長さの比の
関数として示すグラフである。
って得られる信号に関する量を、全体ループ・サイズを
拘束すべくスケール上に配置されたループのトレース幅
対内側長さの比の関数として示すグラフである。
ループ 220 読取ヘッド 222 送信巻線 224,226,614,616,618 受信巻線 228,229 ループ・セグメント 232 正極性ループ 234 負極性ループ 634,628,640 スケール・ループ部 711〜714,811〜819 スケール・トレース
・セグメント 720 内側エリア 721,722,821,822 内側エリア結合部 723,823 内側エリア連結部 731,733 境界 735,736 送信機及び/又は受信機領域 1301,1302 スケール・ループ結合部 1303 スケール・ループ連結部
Claims (9)
- 【請求項1】 誘導電流型位置トランスデューサ用スケ
ール・ループであって、該スケール・ループは導電性ス
ケール・トレースによって限定される内側エリアを備
え、該スケール・ループは、誘導型位置トランスデュー
サ読取ヘッドに対して、該内側エリアの第1の部分が該
読取ヘッド上の磁場発生領域の上にあると共に、該内側
エリアの第2の部分が該読取ヘッド上の磁場感知領域の
上にあるように測定軸に沿って定位可能であり、該第1
及び第2の部分の各々は、該測定軸と平行方向の最大寸
法と、該測定軸と直角方向の最大寸法とを含む特性寸法
の組を有し、 該スケール・ループ・トレースは、その少なくとも一部
が該特性寸法の最小のものの少なくとも約0.2倍の幅
寸法を有することを特徴とするトランスデューサ用スケ
ール・ループ。 - 【請求項2】 該スケール・トレースは、その全体が該
特性寸法の最小のものの少なくとも約0.2倍の幅寸法
を有することを特徴とする請求項1記載のスケール・ル
ープ。 - 【請求項3】 該スケール・トレースは、その部分が、
該磁場発生領域及び該磁場感知領域の外側に延伸し、該
磁場発生領域及び該磁場感知領域の一方の内部に全体が
あり、該スケール・トレースの任意の部分の幅を超える
幅寸法を有することを特徴とする請求項1記載のスケー
ル・ループ。 - 【請求項4】 該磁場発生領域及び該磁場感知領域の外
側に延伸するスケール・トレースの部分は、該磁場発生
領域と該磁場感知領域との間にあるスケール・トレース
の部分を含むことを特徴とする請求項3記載のスケール
・ループ。 - 【請求項5】 該磁場発生領域と該磁場感知領域との間
にあるスケール・トレースの部分は、該磁場発生領域及
び該磁場感知領域の一方の内部に全体があるスケール・
トレースの任意の部分の幅の少なくとも約1.5倍の幅
寸法を有することを特徴とする請求項4記載のスケール
・ループ。 - 【請求項6】 該測定軸が円形路に沿って延伸すること
を特徴とする請求項1記載のスケール・ループ。 - 【請求項7】 該スケール・ループは、比較的平面的な
基板及び比較的円筒的な基板のいずれか一方の基板に固
定されていることを特徴とする請求項6記載のスケール
・ループ。 - 【請求項8】 電気的導電性材料で形成され、基板に固
定されたスケール・トレースを備える誘導電流型位置ト
ランスデューサ用スケール・ループであって、 該スケール・トレースは連続なループに配置され、 該スケール・トレースは、該基板のほぼ法線方向に沿っ
てその上面及び底面間の最大断面厚さを有し、該最大断
面厚さは、該スケール・トレースに沿った任意の点にお
いて該誘導電流型位置トランスデューサの動作周波数に
おける該材料の表皮深さの約3倍以下であることを特徴
とするトランスデューサ用スケール・ループ。 - 【請求項9】 誘導電流型位置トランスデューサ用スケ
ール・ループであって、該スケール・ループは基板に固
定された導電性スケール・トレースによって限定される
内側エリアを備え、該スケール・ループは、誘導型位置
トランスデューサ読取ヘッドに対して、該内側エリアの
第1の部分が該読取ヘッド上の磁場発生領域の上にある
と共に、該内側エリアの第2の部分が該読取ヘッド上の
磁場感知領域の上にあるように測定軸に沿って定位可能
であり、該第1及び第2の部分の各々は、該測定軸と平
行方向の最大寸法と、該測定軸と直角方向の最大寸法と
を含む特性寸法の組を有し、 該導電性スケール・トレースは、該基板と平行方向にお
けるその幅に比べて該基板の法線方向に所定の厚さを有
する断面を有し、該スケール・トレースは、その少なく
とも一部が該特性寸法の最小のものの少なくとも約0.
4倍の断面周長を有することを特徴とするトランスデュ
ーサ用スケール・ループ。
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