JP2003092522A

JP2003092522A - 帯域幅信号にｐｗｍおよびｐｐｍを使用するスイッチングモード電力増幅器

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Publication number: JP2003092522A
Application number: JP2002190665A
Authority: JP
Inventors: Seppo Rosnell; ロスネルセッポ; Jukka Varis; バリスユッカ
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2002-06-28
Publication date: 2003-03-28
Also published as: EP1271870B1; EP1271870A2; EP1271870A3; US20030058956A1; US6993087B2

Abstract

(57)【要約】【課題】現在知られている変調方法および装置の問題
を克服する可変包絡線変調済み信号を生成することがで
きる電力増幅器を提供する。【解決手段】Ｉ入力信号およびＱ入力信号を有する変
調器であって、さらに低周波部分、高周波ＲＦ部分、お
よび帯域搬送波信号を生成するためのローカル発振器を
備える変調器と、帯域搬送波信号を増幅するための前記
変調器に結合される平衡スイッチングモード電力増幅器
と、前記増幅された帯域搬送波信号をアンテナに送信す
るための平衡結合手段とを備える、帯域搬送波信号を生
成するための送信機構造。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器に関す
る。さらに詳しくは帯域通過信号を生成するためにパル
ス幅変調（ＰＷＭ）およびパルス位置変調（ＰＰＭ）を
使用するスイッチングモード電力増幅器を有する送信機
構造に関する。

【０００２】

【従来の技術および発明が解決しようとする課題】現代
のセルラー通信システムは、割り当てられたスペクトル
を効率的に活用するために、概して、デジタル変調技法
を使用する。４相位相偏移変調（ＱＰＳＫ）済み変調器
用の図１に図示される変調済み信号の包絡線は一定して
おらず、時間の関数として変化する。増幅される可変包
絡線変調済み信号でのＡＭ／ＰＭ変換による振幅歪みま
たは位相歪みを回避するために線形増幅器が必要とされ
ることが知られている。また、可変包絡線変調済み信号
の線形増幅の要件が、概して、一定の包絡線変調済み信
号を増幅するケースよりさらに効率的ではない増幅器を
生じさせることも知られている。

【０００３】可変包絡線変調済み信号を生成するための
１つの既知の方法とは、ＩＦ（中間周波数）または最終
ＲＦ（無線周波数）のどちらかで所望の変調を生じさせ
るＩＱ変調器を使用してから、線形増幅器を使用してこ
の変調済み信号を増幅することである。Ａ級増幅器が最
も線形の増幅済み信号を提供するが、残念なことに最良
の理論的な最大効率は５０％にすぎず、Ａ級線形増幅器
を携帯用途として望ましくないものとしている。大幅に
優れた効率は、その最良最大理論効率が７８．５％であ
るＢ級増幅器を使用することによって達成できる。Ｂ級
増幅器は、基本的には、理論的に変調間歪みを引き起こ
さない非線形装置であるが、純粋な線形動作は実践で得
るのは困難である。

【０００４】Ａ級増幅器とＢ級増幅器の不利な点は、Ａ
級増幅器に比べて妥当な効率、およびＢ級増幅器に比べ
て強化された線形性を提供するＡＢ級増幅器を使用する
ことにより部分的に克服される。

【０００５】いわゆるスイッチングモード増幅器（たと
えば、Ｄ級またはＥ級）は、非常に効率的（理論的には
１００％）であるが、本質的にきわめて振幅非線形であ
る。それらは、ヒートシンクが排除されてよいため、ま
たはさらに高い出力レベルで大きさが最小限に抑えられ
てよいため、とくに、一定包絡線セルラーまたは無線通
信装置などの熱的に制限されている装置での使用に適し
ている。Ｄ級またはＥ級の増幅器は、電源から負荷へ等
しい量の電力を供給しようとし、効率は１００％に近づ
くが、回路構成要素損失によって効率は落下する。

【０００６】Ｓ級増幅器トポロジーは、音声増幅器およ
びＤＣ／ＤＣ変換器などの低周波数用途で使用されてき
た。Ｓ級増幅器トポロジーは、入信アナログ信号を、
（前述したＤ級増幅器などの）非線形増幅器を使用して
効果的に増幅できる２状態信号（２値信号）に変えるた
めにパルス幅変調を使用することに基づく。図２に図示
されるように、変調器出力パルスの幅でアナログ信号の
値をコーディングすることが知られている。その理論
は、変調されたパルス列の長時間平均（ｔ＞＞１／Ｆｐ
ｗｍ）が元のアナログ信号に等しく、低域フィルタを使
用することで保存できるということである。送信機の機
能ブロック図は図３に示され、概して１０と示され、そ
こでは、たとえばＩＱ変調器１２などの線形変調器が、
その出力１６で所望の変調済みＲＦ信号を生成するため
に、入力１４でデータを受信する。この変調済みＲＦ信
号は、パルス幅変調器１８によってつぎに変調し直され
る。ＰＷＭ再変調済み信号は、増幅器２０によって増幅
され、低域フィルタ２２によって濾波される。図３に示
される送信機設計に対するこのアプローチは、線形増幅
器とともに使用できるように電力を制御する能力が失わ
れているため、満足できるものではない。さらに、この
アプローチは、ＲＦ周波数より少なくとも約１０倍高く
なければならない、必要とされる高スイッチング周波数
のために、今日までＲＦ周波数で実行可能ではない。図
３の送信機設計アプローチの別の欠点は、２つのＲＦ周
波数変調器が必要とされるという点である。

【０００７】電子レター、第２５巻、第２３号、１９８
９年１１月の「バンドパスデルタシグマ変調」でアー
ル．スキア（R. Schier）によって記述されるような帯
域デルタ−シグマ変調器（ＢＰ−△Σ−Ｍ／ＢＰＤＳ
Ｍ）は、スイッチングモード増幅器に適切であり、振幅
変化も含む２段階信号を生成するために提案された。
「バンドパスデルタ−シグマ変調器を使用する線形高効
率マイクロ波電力増幅器」、ＩＥＥＥマイクロ波および
導波レター第８巻、第３号、１９９８年３月にエー．ジ
ャヤラマン（A. Jayaraman）によって記述されるような
ＢＰＤＳＭの実施は、アナログ変調器、デルタ−シグマ
変調器、スイッチングモード電力増幅器（ＰＡ）、およ
び帯域フィルタのカスケードを使用する。ＢＰＤＳＭの
実施は、パルス幅変調器ＰＷＭ１８がデルタシグマ変調
器の帯域種類によって、低域フィルタ２２が帯域フィル
タによって置き換えられている点を除き、図３に示され
ている実施に類似する。

【０００８】アナログパルス幅変調と比較してデルタシ
グマ変調の１つの欠点とは、パルスの幅が不連続とな
り、量子化雑音を引き起こすという点である。優位な点
は、定量化雑音スペクトル密度が、それが信号バンドの
外側で集中するため、信号コンテンツに影響を及ぼさな
くても濾過して取り除くことができるという点である。

【０００９】

【課題を解決するための手段】したがって、本発明の特
定の目的とは、現在知られている変調方法および装置の
問題を克服する可変包絡線変調済み信号を生成すること
である。

【００１０】現在使用されているＡＢ級増幅器の効率に
まさる送信機効率を改善するためにスイッチングモード
電力増幅器を使用することが、本発明の追加の目的であ
る。

【００１１】一定包絡線変調のためだけではなく、可変
包絡線変調のためにも使用できるスイッチングモード電
力増幅器および方法を提供することは、本発明のさらに
追加の目的である。

【００１２】本発明の第１の態様では、送信機は、Ｉ入
力とＱ入力付きの変調器を含み、そこではＩ信号および
Ｑ信号が、変調信号のいわゆる同相の成分および直角位
相成分を提示する。変調器は、３つの部分、すなわち低
周波部分、高周波ＲＦ部分および帯域信号を生成するた
めのローカル発振器に分けられる。平衡スイッチングモ
ード電力増幅器は、帯域信号を増幅するために変調器出
力に結合される。平衡結合回路手段は、増幅された帯域
信号を負荷（アンテナ）に送信する。

【００１３】好ましくは、変調器低周波部分は、ＩＱ信
号内の符号化された振幅および位相の情報を決定するた
めの手段を含む。

【００１４】好ましくは、振幅情報コンテンツ信号およ
び位相情報コンテンツ信号は、２状態信号として符号化
される。

【００１５】好ましくは、振幅および位相情報コンテン
ツ信号は、パルス幅変調済み（ＰＷＭ）信号として、ま
たはパルス位置変調済み（ＰＰＭ）信号として符号化さ
れる。

【００１６】好ましくは、平衡スイッチングモード電力
増幅器は、２つのＤ級増幅器として構成される。

【００１７】好ましくは、ローカル発振器および変調器
高周波ＲＦ部分は、位相変調器として構成され、ＩＱ入
力信号に対応する位相情報を有する実質的に正弦波のＲ
Ｆ周波数信号を生成する。コンパレータは、帯域パルス
幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成するために、ＲＦ周
波数信号およびＩＱ入力信号に対応する振幅情報を有す
る振幅関連信号を受信する。

【００１８】好ましくは、安定化帰還ループは、位相変
調器の出力と振幅情報決定手段のあいだで直列に接続さ
れる。

【００１９】好ましくは、変調器は、位相情報決定手段
および振幅情報決定手段に接続される２台の位相変調器
を有するアナログ変調器であり、そこでは、第１位相変
調器と第２位相変調器の出力間の総位相差は、完全に差
動出力信号に対応するπに等しい（および、減算器がＲ
Ｆで使用されなければならない。それが０である場合、
ＲＦで加算器が予想される。両方のケースとも、値は変
調なしで有効である）。

【００２０】好ましくは、変調器はデジタル変調器であ
り、それぞれＱ入力信号とＩ入力信号の位相と振幅の情
報コンテンツを決定するための低速周波部分と、帯域パ
ルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）信号を生成するための高
周波部分に分けられる。多くの考えられる機構のうちの
１つでは、デジタル変調器は、クロック入力およびＭに
等しい増分を含むＮビット幅アキュムレータから構成さ
れるデジタルローカル発振器も含み、そこではクロック
周波数ｆｃは、以下の

【数２】関係により所望の変調器出力周波数に関係する。

【００２１】好ましくは、変調器はデジタル変調器であ
り、それぞれＩ入力信号とＱ入力信号の位相と振幅の情
報コンテンツを決定するための低速周波部分と、帯域パ
ルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）信号を生成するための高
周波部分に分けられる。該デジタル変調器は、ＲＯＭベ
ースの状態機械として構成されるデジタルローカル発振
器、およびデジタルローカル発振器とＢＰ−ＰＰＭ変調
信号を生成するための位相および振幅情報コンテンツ決
定手段に結合されるデジタル加算器も含む。

【００２２】好ましくは、位相と振幅の情報コンテンツ
決定手段は、信号処理速度を加速するためのＲＯＭ内の
ルックアップテーブルである。

【００２３】好ましくは、変調器はデジタル変調器であ
り、それぞれＩ入力信号とＱ入力信号の位相と振幅の情
報を決定するための低速周波部分と、帯域パルス幅変調
（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成するための高周波部分とに
分けられる。該デジタル変調器は、ＲＯＭベースの状態
機械として構成されるデジタルローカル発振器、および
ＢＰ−ＰＷＭ変調信号を生成するために、デジタル発振
器および位相と振幅の情報コンテンツ決定手段に結合さ
れるデジタルコンパレータも含む。

【００２４】本発明のその他の特徴および優位点は、以
下の説明および図面から明らかになるであろう。

【００２５】

【発明の実施の形態】ここで図を参照しつつ、発明をさ
らに詳細に考えると、まず、信頼性があり、その本来の
良好な効率を保つスイッチングモード増幅器が、２状態
信号を使用して制御されなければならないことが認識さ
れるだろう。２状態入力信号は、典型的には、パルス期
間がＴ＝１／ｆであり、周波数ｆが所望のＲＦ周波数に
等しい方形波である。一般的には、スイッチングモード
増幅器は、重大な位相歪みを引き起こさないが、その２
状態動作のために、振幅に関して非常に非線形であり、
１ビット量子化器にたとえることができる。このように
して、スイッチングモード増幅器に対する入力信号は、
位相情報または振幅情報が入力信号の振幅に埋め込まれ
ていないように処理されなければならない。結果とし
て、位相情報と振幅情報の両方とも、入力信号情報とし
て使用されるパルス列の遷移時間内にコーディングされ
る。

【００２６】あるコーディングアプローチは、変調をそ
のそれぞれの位相部分と振幅部分に分けてから、位相変
調された一定の包絡線信号を生成するために数多くの既
知の方法のいずれかで位相部分を使用する。ついで、振
幅部分は、パルスの幅を制御するか、または互いに関し
て正のパルスと負のパルスをシフトするかのいずれかに
よって追加できる。第１の方法は、「パルス幅変調」
（ＰＷＭ）と呼ばれ、後者の方法は「パルス位置変調」
（ＰＰＭ）と呼ばれる。使用される方法に関係なく、任
意の追加の位相変調を導入するのを回避するために注意
が払われなければならない。

【００２７】ここで図４を見ると、帯域パルス幅変調
（ＢＰ−ＰＷＭ）用のコーディング方式が説明され、そ
こでは元のパルス期間はＴと示され、パルスの幅はτと
示される。帯域パルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）用のコ
ーディング方式は、図５にさらに詳細に示され、この場
合、振幅情報が２つのパルス列△Ｔの時間差でコーディ
ングされる。ＰＷＭとＰＰＭの両方を含む（ほぼ）定期
的な信号のｎ番目の高調波の振幅は、式１で計算でき
る。

【数３】式より分かるように、ＰＷＭのパルス幅とＰＰＭの時間
差の両方ともが、各高調波の振幅に対して類似した非線
形影響を及ぼす。奇数高調波の最大振幅は、τ＝Ｔ／２
および△Ｔ＝Ｔ／２の場合に示され、これらの値は偶数
高調波のゼロ振幅を生じさせる。

【００２８】続行する前に、従来のパルス幅変調、つま
りベースバンドＰＷＭ（ＢＢ−ＰＷＭ）と帯域ＰＷＭ
（ＢＰ−ＰＷＭ）の相違点に注意することが有効であ
り、すなわちＢＢ−ＰＷＭは、任意の信号瞬間値をコー
ディングするが、ＢＰ−ＰＷＭは、信号が変調された搬
送波であると仮定し、その位相と振幅の情報を別々にコ
ーディングする。結果的に、線形変調器は、ＢＢ−ＰＷ
Ｍを使用する前に所望の変調を生成するために使用され
なければならず、ＢＰ−ＰＷＭでの最大パルス幅はＴ／
２に制限されるが、ＢＢ−ＰＷＭでは、それはＴに等し
くなることがあり、ＢＰ−ＰＷＭの平均値はゼロである
が、ＢＢ−ＰＷＭについて、それは変調信号に等しくな
り、ＢＰ−ＰＷＭのケースでの所望の出力信号は、第１
高調波（またはさらに一般的にはｎ番目の高調波、ｎ≧
１）だけを通す帯域フィルタを使用することによって抽
出できるが、低域フィルタはＢＢ−ＰＷＭに使用され
る。

【００２９】ＢＰ−ＰＷＭシステムの実施は、図４に示
されるような３状態入力信号とは直接的ではないため、
通常の２状態論理信号を含む実施を設計することが望ま
しく、有利である。

【００３０】図６は、２状態論理信号を使用し、本発明
が実現されてよい一般的な構成である、通常５０と示さ
れる汎用送信機構造を示す。送信機５０は、通常機能ブ
ロック５２で示される、スイッチングモード電力増幅器
（ＳＭＰＡ）を含む。通常機能ブロック５４で示される
スイッチングモード電源（ＳＭＰＳ）は、ＤＣ／ＤＣ変
換器設計に基づき、後述するように送信機の出力電力を
制御するために使用される。ＳＭＰＡ５２は、任意の現
在知られている増幅器構成、または本発明の意図されて
いる機能を実施するための実用可能の特性を有する将来
開発される増幅器であってよい。好ましくは、ＳＭＰＡ
５２は、Ｄ級、Ｅ級、およびＳ級などの高効率増幅器設
計である。ただし、本発明はこのような構成に制限され
ず、たとえば、Ｃ級または飽和されたＢ級の増幅器を含
んでよい。通常、５６と示される変調器機能ブロック
は、指定される実施態様のために説明されるＰＷＭ変調
方法またはＰＰＭ変調方法に対応する主要な回路構成要
素を実現する。

【００３１】図７は、２つのＤ級増幅器６２、６４を使
用する、概して５３と示される平衡スイッチングモード
電力増幅器を示す。増幅器５３の平衡出力６０での平衡
−不平衡編成器５８は、変圧器を使用することによって
実現される。平衡−不平衡編成器５８の出力６６は、帯
域フィルタ６８によって濾波され、負荷（アンテナ）７
０に電力を供給する。ＳＭＰＡ５３内の必要なＲＦスイ
ッチは使用しやすく、スイッチングデバイスは増幅器よ
りむしろ開閉器として動作するので、提示する偏向問題
はより少なくなる。

【００３２】図８は、２つのＥ級増幅器７２、７４を使
用する、通常７０と示される代わりの平衡スイッチング
モード電力増幅器を示す。増幅器７０の出力７５での平
衡−不平衡編成器７６が、変圧器によって実現されて示
される。平衡−不平衡編成器７６の出力７７が、負荷７
８に電力を供給する。Ｄ級、Ｅ級およびその他の適切な
高効率増幅器の動作の説明について、増幅器技術におい
て入手できるテキストブックおよびその他の文献を参照
することができる。

【００３３】図６の送信機５０の設計および実施を容易
にするために、変調器機能ブロック５６は、図９に示さ
れるような３つの部分に分けられ、低周波部分８０、Ｒ
Ｆ部分８２およびローカル発振器（ＬＯ）部分８４とし
て示される。入力Ｉ信号およびＱ信号８６、８８のそれ
ぞれは、問題の規格によって要求されるように形成され
る。Ｉ信号およびＱ信号８６、８８は、その出力９０で
データを、選択されたパルス幅変調またはパルス位置変
調がＲＦ部分８２で実施される、ＲＦ部分８２に転送す
る前に、低周波部分８０内で適切に修正される。ローカ
ル発振器部分８４は、各出力チャネル９２、９４で必要
とされるＲＦ周波数を生成する。ローカル発振器８４
が、後述するように、たとえば位相変調器などの変調器
サブブロックに組み込まれてよいことも認識されるだろ
う。ＰＷＭ方法およびＰＰＭ方法は、数多くの異なる原
則を使用して実現でき、原則のいくつかはおもにアナロ
グであり、ほぼまったくデジタルのものもある。

【００３４】最初にＰＷＭを使用するアナログ変調器を
考慮すると、まず、入力Ｉ信号およびＱ信号を対応する
位相信号と振幅信号に変換し、プロセス全体が線形とな
るように振幅信号を符号化し（事前に歪ませ）、そのの
ち位相変調器は、正しい位相情報で最終的な周波数信号
を生成するために使用される。実質的には正弦波であ
る、最終的な周波数信号が、振幅関連信号によって決定
される基準レベルを有するコンパレータ回路に入力され
る。図１０は、帯域パルス幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）を生
成するためのシステム１００の機能ブロック図であり、
そこでは機能ブロック１０２が位相変調器１０４の位相
を計算し、機能ブロック１０６がコンパレータ１０８、
１１０の振幅関連レベルを計算する。式１に関して、機
能ブロック１０６にも含まれる一定の振幅補正プロセス
が必要とされる。包絡線の相対レベルは、Ｅで示され、
すなわち

【数４】であり、この場合Ｖ_IとＶ_Qは、それぞれＩ信号とＱ信号
を表す。さらに、Ｅが、その最大値が１となるように正
規化されると仮定する。正弦波ＲＦ信号との比較基準レ
ベルは式２で示され、

【数５】この場合Ｅ’は式３に示される関係で前記式１にしたが
ってＥに関係するパラメータであり、

【数６】係数２／πが範囲０…１を保存するために含まれる。

【００３５】パルス幅がＥ（またはＥ’）とともに増加
することを希望するため、Ｅ’よりもむしろ１−Ｅ'が
式２で使用される。式２に式３を代入することにより、
Ｖ_CとＥの関係が、式４に示されるように生じる。

【数７】

【００３６】式４の関係は、図１０のコンパレータ基準
レベル計算機能ブロック１０６で使用され、結果とし
て、それが出力パルスの幅を求める。図１０でのその他
の出力分岐１１４は、前述したのと同じ原則を使用する
が、比較はＲＦ信号の負の半分の期間で行われ、比較レ
ベルは

【数８】である。明らかに、パルスは依然として正である。

【００３７】図１１および図１２は、２つの異なるシミ
ュレートされたサンプリング速度について、図１０に示
される前述した変調器のシミュレートされたスペクトル
を示す。ＷＣＤＭＡ仕様に対応する３．８４ＭＨｚの記
号速度のＱＰＳＫ変調が使用され、速度の差異は８であ
る。図１１および図１２から、サンプリング速度が高く
なるほど、スペクトル雑音レベルが低くなることが分か
る。先行する計算は、位相変調器出力レベルが既知であ
るという前提に基づいている。アナログシステム内で出
力信号を正確に予測することは、不可能ではなくても困
難であるため、出力レベル変動の影響を削除するため
に、帰還ループが使用できる。安定化帰還付きの帯域パ
ルス幅変調システム（ＢＰ−ＰＷＭ）の概略機能ブロッ
ク図は、図１３に示され、概して１３０と示される。Ｂ
Ｐ−ＰＷＭシステム１３０は、図１０に示されるシステ
ムに類似し、類似する機能ブロックは類似する参照番号
を有する。位相変調器１０４の出力１１６は、整流器１
１８および低域フィルタ１２０を介して振幅計算機能ブ
ロック１０６にフィードバックされる。

【００３８】ここで図１４を見ると、帯域パルス位置変
調（ＢＰ−ＰＰＭ）を使用するアナログ変調器の概略機
能ブロック図が示され、概して１５０と示される。図１
４中の変調器１５０内のパルス位置変調は、２つの位相
変調器１５２と１５４、およびそれぞれ位相変調器１５
２、１５４の出力１５３、１５５に結合される２台のコ
ンパレータ１５６と１５８を含むことによって生成され
る。コンパレータ１５６、１５８は、出力１６２、１６
４をつねに期間長パルスの半分にするためにゼロに等し
い電圧基準機能ブロック１６０によって確立される共通
比較レベルを有する。

【００３９】位相入力信号は、両方の変調器１５２、１
５４に共通であるが、対応する振幅信号は反対の極性符
号を有する。包絡線Ｅが（ここでは１であると仮定され
る）その最大値を有する場合、位相計算機能ブロック１
６８の出力１６６での対応する移相信号はａｒｃｓｉｎ
（１）＝π／２となるであろう。したがって、位相変調
器１５２は、π／２に等しい移相を有し、位相変調器１
５４の移相は−π／２となるであろう。そこで、位相変
調器１５２、１５４のあいだの総位相差は、出力内の完
全差動信号に対応するπに等しくなり、それにより平衡
−不平衡編成器に続く最大電力を生じさせるであろう。
他方では、Ｅ＝０である場合、振幅計算機能ブロック１
７０の出力１７２もゼロになり、出力信号１６２、１６
４は同相を有し、平衡−不平衡編成器を取り消し、ゼロ
出力電力レベルを生じさせるであろう。本開示で使用さ
れるＰＰＭの関連式について、本明細書に組み込まれる
「非線形装置による線形振幅」と題される米国特許第
３，７７７，２７５号明細書を参照することができる。

【００４０】ここで図１５を見ると、パルス位置変調を
用いて実現されたデジタル変調器の概略機能ブロック図
が示され、概して２００と示されている。図１４に示さ
れる変調器は、非常に高い周波数デジタル信号処理が使
用できると仮定することによって、図１５に図示される
形に改変することができる。図１５は、破線２０４の左
側に図示され、２台の加算器２０６と２０８も含む、概
して２０２として示される低速周波部分と、破線２０４
の右側に図示され、２台の加算器２１２と２１４も含
む、概して２１０として示される高周波部分の２つの部
分に分けられる。クロック機能ブロック２１６によって
示される別個のクロックが、低周波部分２０２内での位
相成分と振幅成分の計算を同期させるために追加され
る。図１４の位相変調器１５２、１５４は、発振器機能
ブロック２２８、変調を受け入れる２台の加算器２１
２、２１４、およびモジュロ１関数を使用して出力信号
２２４、２２６を制限する２つの機能ブロック２１７、
２１９によって示されるような発振器として機能する線
形化が向きによって置換された。該傾き電圧出力信号２
３０は図１６に示される。出力信号２２４、２２６は図
１８に示される。さらに、図１４のコンパレータ１５
６、１５８の機能は、ここで図１５の機能ブロック２２
０、２２２によって表される。コンパレータ機能ブロッ
ク２１７、２１９の出力信号は図１７に示される。

【００４１】図１５のＢＰ−ＰＰＭシステムについてシ
ミュレートされたスペクトルは、図１９に示されてい
る。図１１と比較して最も明瞭な相違点は、所望のスペ
クトルの両側にあるスペクトルのレプリカまたは突出部
分である。中心からのレプリカの距離は、過剰サンプリ
ング速度ＯＳＲ８が低周波部分２０２で使用され、この
場合そこでのサンプリング速度は８×３．８４ＭＨｚ＝
３０．７２ＭＨｚであるという事実によって求められ
る。

【００４２】図１５の発振器機能ブロック２２８はＶ
_outi＝Ｖ_out(i-1)＋Ｖｉの関係を達成し、この場合、指
数ｉは時間ｉ△ｔを指す。傾き生成器ブロック２２８に
対する入力は連続して一定しているｆ△ｔであるので、
出力電圧２３０はｉｆ△ｔとなるであろう。元の正弦波
信号の総位相値も類似した関係に従うため、計算された
位相変調の影響は、この累積する位相で追加され、モジ
ュロ１関数が使用される。相違点とは、正弦波信号のケ
ースで、実際にはモジュロ１の代わりにモジュロ２πを
使用し、図１５ではすべての関係する信号は２πで除算
され、計算の負荷を高周波部分２１０から低周波部分２
０２に移動するという点である。

【００４３】図１５の前述した演算は、たとえば直接デ
ジタル合成（ＤＤＳ）における位相アキュムレータと類
似する位相アキュムレータを使用する、図２０で一般的
に２５０と示される発振器としてデジタルで実現でき
る。位相アキュムレータは、図２０に図示されるような
デジタル加算器２５２を使用することによって作ること
ができる。しかしながら、ルックアップテーブルおよび
ＤＤＳのＤＡＣ（デジタル／アナログ）変換器部分は必
要とされない。例中の数値は、出力周波数１ＧＨｚを作
るために選ばれる。アキュムレータが１６ビットを使用
し、アキュムレータ入力２５３ワード（増分）が５００
０であるとき、入力ワードでの１という工程は出力周波
数の２００ｋＨｚの変化に相当し、このように行うため
に１３．１０７２ＧＨｚクロック２５４を必要とする。
アキュムレータの１６出力ビットのうち、８個の最上位
ビットは、変調器の残り部分の実施をより実行可能にす
るために前方に向けられる。（１６ビットアキュムレー
タの代わりに）４ビットアキュムレータが、図２０の説
明を簡略化するために使用されていることに注意されな
ければならない。

【００４４】図２０での位相アキュムレータベースのデ
ジタルローカル発振器の実施の前記説明は、固定された
クロック周波数に基づいている。クロック周波数が、た
とえば、適切な位相同期ループ回路（ＰＬＬ）を使用す
ることで変更することが可能である場合、図２０の変調
器の実施についてわずかに異なる解決策が考えられる。
つまり、最も簡略なケースでは、図２０に示されるよう
な４ビットのアキュムレータを使用することができ、そ
こでは増分は１である。このようにして、１ＧＨｚの出
力周波数を達成するために、クロック周波数は２⁴×１
ＧＨｚ＝１６ＧＨｚでなければならない。図１５に示さ
れるようなＲＦ加算器のローカル発振器ＬＯ−入力は８
ビット幅であるので、加算器２５２の出力２５６は、加
算器入力での４個の最上位ビットを示さなければならな
い。４個の最下位ビットは任意の定数を表すことができ
るか、または４個の最下位ビットは任意のそれ以外の所
望される定義された関係を表すために変化することがあ
る。図１５の変調器内での図２０のデジタルローカル発
振器の実施に対応する結果として生じるスペクトルは、
図２１に示される。私達は加算器２５２内のビット数を
８ビットまで追加することができ、そのケースでは加算
器にダミービットは必要とされない。欠点は、必要とさ
れるクロック周波数が増加し、８ビットについてクロッ
ク周波数は２５６ＧＨｚになるという点である。２５６
ＧＨｚでのさらに高いクロック周波数の対応するスペク
トルは図２２に示される。アキュムレータビットの数を
増加すると、出力信号のさらに低い雑音レベルが提供さ
れることが分かる。

【００４５】図２０に関連して前述された位相アキュム
レータベースのデジタルローカル発振器の実施は、その
増分がＭに等しいＮビット幅のアキュムレータを仮定す
ることによって一般化できる。したがって、所望の変調
器出力周波数がｆ₀で示される場合、対応するクロック
周波数は式５で示される。

【数９】たとえば、１６ＧＨｚのクロックおよび４ビットのアキ
ュムレータが図２１に示されるスペクトルのケースで使
用されると、６ビットアキュムレータおよび４という増
分が同じスペクトル結果を生じさせるであろう。

【００４６】増分が一定である図２０に示されるような
位相アキュムレータベースのデジタルＬＯ回路は、４ビ
ットで実現される、図２３内の一般的に３００として示
される状態機械などのＲＯＭベースの状態機械（ＲＯＭ
読出しによる状態出力装置）により容易に置換すること
ができる。ＲＯＭベースの状態機械ローカル発信機３０
０は、クロック３０２、ＲＯＭ３０４、およびその入力
３０８がＲＯＭ３０４の出力３１０に結合される出力レ
ジスタ３０６を含む。レジスタ３０６の出力３１２は、
ＲＯＭ３０４の入力３１４に結合される。増分は１であ
るため、すべての出力３１２はＲＯＭ３０４の入力３１
４に直接的にフィードバックできる。このケースでは、
ＲＯＭ３０４のコンテンツは、アドレス値ごとに、出力
値がアドレス＋１（表１を参照すること）になり、発振
器に所望の傾きを与える。

【表１】図１５のＢＰ−ＰＰＭシステムは、図２３に示されるデ
ジタルＲＯＭベースの状態機械ローカル発振器３００を
使用することによってデジタルで実現でき、アナログ加
算器と関連するモジュロ関数は、デジタル加算器で実現
できる。その場合、モジュロ関数は、あらゆる余分な演
算を行わずに自然に含まれるであろう。図１５のＢＰ−
ＰＰＭシステム２００の結果として生じる完全デジタル
回路構成要素の概略機能ブロック図は、図２４に示さ
れ、通常３５０と示される。

【００４７】デジタルＢＰ−ＰＰＭシステム３５０は、
指定されるシステムとともに使用される基準にしたがっ
て形成されるＩ入力信号とＱ入力信号を受信する。機能
ブロック３５２は、入力信号の位相成分を計算し、機能
ブロック３５４は入力信号の振幅成分を計算する。入力
信号の位相成分および振幅成分は、それぞれデジタル加
算器３６０、３６２の入力３５６、３５８に結合され
る。位相入力信号は両方の加算器３６０、３６２に共通
であるが、加算器３６０に提供される振幅信号成分は、
それぞれ加算器３６４およびインバータ３６６のために
加算器３６２に提供される振幅信号成分の極性符号とは
異なる極性符号を有する。ローカル発振器は、図２３に
おけるデジタルＲＯＭベースの状態機械ローカル発振器
に類似し、図２４で通常３７０と示される。ローカル発
振器３７０は、クロック３７２、ＲＯＭ３７４およびレ
ジスタ３７６を含み、図２３のデジタルＲＯＭベース状
態機械ローカル発振器の説明に関連して前述したのと実
質的には同じ方法で動作する。図２４の完全にデジタル
なパルス位置変調器（ＢＰ−ＰＰＭ）システムのシミュ
レートされたスペクトルは、図２５と図２６に示され、
そこでは低周波部分における過剰サンプリング速度（Ｏ
ＳＲ）は、図２５について８、図２６について１２であ
る。図２４の完全にデジタルで実現されたＢＰ−ＰＰＭ
システムに対応する図２６に図示されるシミュレートさ
れたスペクトルから分かるように、側面突出部分は、Ｏ
ＳＲを増加することによりさらに離すことができる。

【００４８】図２４に示されるＢＰ−ＰＰＭ機能ブロッ
ク図システム３５０は、前述したように、低周波部分の
連続計算を実行するよりむしろ、信号処理の速度を加速
するために、図２７に示されるようにＲＯＭ３９６、３
９８内でルックアップテーブルを使用するために、さら
に改変することができる。残念なことに、ＲＯＭのアド
レス指定は、Ｉ信号とＱ信号の両方の瞬間値を必要とす
る。したがって、８ビット解像度がＩ信号とＱ信号に別
個に充分である場合、ＲＯＭのアドレスバスは１６ビッ
ト幅となり、必要とされるメモリ領域をやや大きくしな
ければならない。他方、メモリロケーションのいくつか
は決して使用されないため、実際に必要とされるメモリ
領域が削減される。

【００４９】図２７のＢＰ−ＰＰＭシステムは、図２４
に関連して示され、説明されているシステムに類似し、
類似する参照番号は類似する部分を指す。図２４の位相
成分計算機能および振幅成分計算機能は、それぞれＲＯ
Ｍ３９６、３９８内に記憶されるルックアップテーブル
で置換される。Ｉ入力信号およびＱ入力信号は、クロッ
ク３９２からのタイミング信号によって適切に同期する
バス信号結合機能ブロック３９０にそれぞれ入力され
る。結合されたバス信号出力３９４は１６ビット幅であ
り、ＲＯＭ３９６、３９８から対応する位相値および振
幅値をルックアップテーブルから検索するために必要な
アドレス指定を提供する。

【００５０】図２７のＢＰ−ＰＰＭ機能ブロック図によ
って示されるＲＯＭルックアップテーブルを使用する前
述した高周波デジタルアプローチは、バスの代わりに、
概略機能ブロック図内の明示的な信号および加算器を使
用することにより、さらに明確にできる。バスの代わり
に代入される４ビット加算器付きで通常４００と示され
るＢＰ−ＰＰＭシステムの概略機能ブロック図が図２８
に示されている。通常４０２と示される高周波部分は、
４ビット加算器４０６ａから４０６ｈを使用するために
修正されたが、通常４０４と示される低周波部分は図１
４に関連して、さきに提示したものに類似する。

【００５１】前述したように、Ｉ入力信号およびＱ入力
信号は、位相成分信号および振幅成分信号が、図１４の
機能ブロック図の説明とともに説明されるのと類似した
方法で、それぞれモジュロ１機能ブロック４１２、４１
４に結合される、位相成分計算機能ブロック４０８およ
び振幅成分計算機能ブロック４１０に入力される。説明
および回路動作シミュレーションの目的のため、周波数
は、その出力４１８がクロック４２０からの計時された
シーケンスで（１６ビット位相アキュムレータを備え
る）４ビット加算器４０６ｅから４０６ｈに入力される
ワード生成機能ブロック４１６によって求められる。４
ビット加算器４０６ｇと４０６ｈの出力（アキュムレー
タの８個の最上位ビット）が、４ビット加算器４０６ａ
から４０６ｄに入力され、低周波部分４０４からの情報
と組み合わされてそれぞれ出力４２６、４２８で変調さ
れた信号を生成する。アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変
換器４２２、４２４は、実際の回路物理の実施では必要
とされないが、回路動作シミュレーションの目的のため
に、低周波部分４０４および高周波部分４０２のあいだ
のインタフェースで示される。

【００５２】図１０に示されるアナログ変調器１００
は、アナログＲＦ成分部分のそれぞれに適切なデジタル
対応部分を代入することによって、図２９の概略機能ブ
ロック図に示されるような、通常４５０と示されるＢＰ
−ＰＷＭデジタル回路を生成するために変形することが
できる。図１０のコンパレータでのパルス幅制御は、使
用されるのこぎり波に合うために変更される。総角度、
θ＝２πｆｔ＋ψ（ｔ）の場合、出力パルスは正であ
り、この場合ψ（ｔ）は変調を表し、式６または式７の
どちらかの関係で示される。

【数１０】ここで、低周波部分と高周波部分の式６と７を２πで除
算すると、図２９に示される代表的なＢＰ−ＰＷＭデジ
タル回路によって特徴付けられるような、式８と式９に
示される比較電圧関係を提供する。

【数１１】同じ記号が、それらはやはり２πで異なるが、各ケース
の比較電圧について式８と式９で使用される。４つのデ
ジタルコンパレータ４５２、４５４、４５６、４５８
は、式８と式９の関係を満たすために使用される。式８
と式９のそれぞれのケースでは、ＮＡＮＤ回路４６０と
ＮＯＴ回路４６２の組み合わせから構成されるＡＮＤ回
路関数が、出力４６４での変調済み信号についての比較
を最終化し、ＮＡＮＤ回路４６６とＮＯＴ回路４６８
が、出力４７０でそれぞれ変調された信号についての比
較を最終化する。

【００５３】低周波部分および高周波部分が直接的に接
続される場合、出力スペクトルは、図１８に示されるよ
うに、搬送波からのさらに低い周波数クロック３９２の
距離で所望のスペクトルのレプリカを有するだろう。こ
れが問題である場合には、図２５と図２６のスペクトル
によって示されるように低い方の周波数クロックを制御
することが可能であるが、別の選択肢は、低周波数部分
と高周波数部分間の部分の界面で補間回路を使用するこ
とである。該補間回路は、高い方の周波数クロック３７
２まで周波数を増加する必要はない。なんらかの中間値
で充分であろう。

【００５４】２つの出力は、前述したＰＷＭ変調システ
ムとＰＰＭ変調システム用の変調器で使用されるが、２
つの出力がＰＰＭ変調システム専用の変調器に必要であ
る。すなわち、前述したもののようなパルス幅変調済み
の出力信号のいずれかが所望の変調を含む。その結果と
して、電力増幅器および平衡−不平衡編成器の出力での
考えられる不均衡は、平均電力レベルだけに影響を及ぼ
し、変調を劣化させない。ＰＰＭ変調システムのケース
では、不均衡は変調に影響を及ぼし、適応同調によって
削除できるか、適切なプリディストーションを使用する
ことによって補償することができる。不均衡から歪みを
削除するための同調のためのある方法とは、２台の電力
増幅器に別個の制御可能な供給電圧を使用し、所望の振
幅釣り合いが達成されるまで該供給電圧を調整すること
である。電力増幅器と平衡−不平衡編成器のあいだで同
調可能な減衰器を使用することも可能であるが、減衰は
釣り合った状態ではごくわずかにされなければならな
い。さらに、減衰の規模は出力不均衡に等しくなり、ま
た信号の半分を減衰し、変調器の効率を減少するだろ
う。

【００５５】適応同調は、不均衡の現在のレベルが既知
であることを必要とする。不均衡は、帯域フィルタの前
の出力信号のＤＣレベルに関係し、ＤＣレベルは適切な
低域フィルタを使用することによって求めることができ
る。さらに、ＤＣレベルの極性符号は、制御が写されな
ければならない方向を示す。適応同調は、ループが出力
電力の幅広い動的範囲で作用することを必要とする。低
電力レベルでは、示されているＤＣレベルは低であり、
ループ利得は非常に高くなければならない。他方、高ル
ープ利得は高電力レベルでの安定性の問題を引き起こす
可能性がある。安定性の問題を克服するための１つの解
決策は、同調可能ループ利得を使用することである。低
電力レベルで閉鎖ループを使用する代わりに、高レベル
で求められる補正に依存し、一定のレベル以下の補正を
使用する方がさらに実行可能である可能性がある。すな
わち、ループは、このレベル以下で開放になるだろう。
この補正は、ループ内の非常に高い利得によって引き起
こされる雑音問題にも役立つだろう。この方法の明らか
な欠点は、システムがさらに複雑になるという点であ
る。

【００５６】プリディストーションもフィードバックを
必要とするが、適切なデジタル信号処理ＤＳＰアルゴリ
ズムを活用することだけではなく、Ａ／Ｄ変換器を使用
することも必要だろう。他方、パルス振幅を制御するこ
とはできないため、アルゴリズムが均衡での元のエラー
を補正することはできない。すなわち、ＤＳＰアルゴリ
ズムを使用して、部分的な補償だけが可能であり、元の
動的な範囲を達成することはできない。たとえば、最大
不均衡は、他の分岐での信号が完全に消されるか、また
は取り消されると発生する。このケースでは、パルスの
設置を制御しないと、必要とされる振幅変動が生じるこ
とが容易に理解できる。不均衡が部分的にすぎない実際
の状況においては、所望の出力レベルを生じさせるよう
にパルスに余分なシフトを追加することが可能である。
しかしながら、このシフトも出力信号の位相に影響を及
ぼす。たとえば、理想的な平衡−不平衡編成器内で、入
力信号振幅がＡ₁とＡ₂であると仮定する。パルス幅変動
（設定値τ＝Ｔ／２）を無視することによって、出力信
号フーリエ級数は、式１０によって求められ、

【数１２】の場合、式１０は振幅を表し、式１１は各高調波の位相
を表す。

【数１３】式は、位相が、依存すべきではないが、△Ｔに依存して
いることを明確に示す。△Ｔが０からＴ／２に変化する
につれて、

【数１４】が１から−１に変化する。ここでは、Ｅ₁（第１高調
波）２｜Ａ₁−Ａ₂｜／πおよび２｜Ａ₁＋Ａ₂｜／πのあ
いだで変化する。結果として、Ａ₁≠Ａ₂の場合、最小許
容振幅は非ゼロであり、使用される特定の変調種類に依
存する不可避の歪みを引き起こす。ＰＰＭとともに不均
衡のある問題は、ＢＰ−ＰＷＭ信号を生じさせるために
変調器の出力で分岐を結合することによって、および結
果として生じる３状態信号を２つの２状態ＰＷＭ信号に
さらに分けることによって部分的に回避することができ
る。

【００５７】前記説明は、所望の出力が、同時に変調器
出力信号の第１高調波であるケースを説明する。しかし
ながら、変調器出力の高い方の高調波も活用することが
可能である。式１が示すように、ｎ番目の高調波の振幅
は、ｓｉｎ（ｎ＊Φ₁）に比例し、この場合、Φは、第
１高調波に関係するパラメータを示す。したがって、変
調器のプリディストーション部分内の振幅信号をｎで分
けることによって、歪みのない振幅がｎ番目の高調波に
ついて整列することができる。同様に、非線形デバイス
を通過する正弦波信号のｎ番目の高調波の角度は類似す
る膨張を示すことが知られている。すなわち、それはｎ
で乗算されるだろう。Ｉ信号およびＱ信号に関係する角
度をｎで除算することによって、ｎ番目の高調波に正し
い位相変調器を用意することができる。この方法は、そ
れ以外の場合に可能である、より低い周波数で変調器を
使用することにより活用することができる。その恩恵に
より、低い方のクロック周波数を可能にすることによ
り、完全にデジタルな変調器に例外的に高くなるであろ
う。高調波が高インピーダンスで終了される場合、スイ
ッチングモード電力増幅器は、依然として良好な効率を
保つ。ｎ≧３の場合にｎ番目の高調波を使用すると、強
力な第１高調波は、許容できる変調済みの出力信号を生
成するために濾波しなければならない。

【００５８】図２７は、低周波計算が、それぞれＲＯＭ
３９６、３９８内で２つのルックアップテーブルで置換
された例を示する。この方法は、ＲＯＭにルックアップ
テーブル内の高周波加算器３６０、３６２を含むことに
よっても拡張され得る。明らかに、メモリは高い方のク
ロック周波数で動作しなければならない。必要とされる
メモリサイズは、８ビット量子化がＩ信号およびＱ信号
のために使用されると仮定することによって、近似する
ことができる。ローカル発振器信号は、８個のビットも
必要とし、メモリ素子サイズは１ビットである。さら
に、ＲＯＭ内の２つのルックアップテーブルが必要とさ
れる。したがって、メモリの推定サイズは

【数１５】である。

【００５９】従来の電力増幅器帯域信号生成における変
調器の目的は、とくに、スイッチングモード電力増幅器
の使用を可能にすることによって、すなわち、変調器の
直後に加算点と帯域フィルタを有することによって、電
力増幅器効率を改善するのに役立つことであるが、説明
される変調器は変調器の直後で最終的な変調を生成する
ことにより使用することもできる。これが、既存の可変
利得増幅器および線形電力増幅器を活用することを可能
にする。変調された出力電力を制御するために使用でき
るいくつかの方法がある。つまり、（１）Ｉ信号とＱ信
号の同調、（２）パルス幅変調に関係してパルス位置を
同調するか、またはパルス位置変調に関係してパルス幅
を同調する、（３）（低速）ＤＣ／ＤＣ変換器を使用し
てＰＡスイッチの供給電圧を同調する、および（４）電
力増幅器に続いて同調可能な減衰器を使用する。

【００６０】方法（１）と（２）は、バンド外雑音およ
びスプリアスレベルによって制限される。方法（３）
は、ＤＣ／ＤＣ変換器使用可能範囲によって、および電
力増幅器の最小供給電圧によって制限される。方法１、
２および３の優位点とは、切り替えモード電力増幅器の
優れた効率が保たれるという点である。

【００６１】方法（４）の同調可能な減衰は、固有の範
囲制限をもたない。しかしながら、効率は、それが唯一
の方法である場合、低いだろう。このようにして、同調
可能な減衰器は、合計動的範囲の上部の２０−３０ｄＢ
範囲が効率的な方法を使用し、総範囲の残りの部分が減
衰器によって対処されるように、さらに効率的な電力制
御方法とともに使用されなければならない。この種の電
力制御方法は、それが平衡−不平衡編成器の出力での動
的範囲要件を減少させるため、前述した帰還ループの設
計も簡略化する。

【００６２】前述した図２１および図２２は、ローカル
発振器内のビット数がどのように信号品質に影響を及ぼ
すのかを示す。スペクトル純度に対する要件は、通常、
最大電力での動作に比較される低電力レベルで緩和され
るので、この現象を活用することにより低電力レベルで
の電流消費を削減できる可能性がある。

【００６３】バンド外雑音レベルは、計算または表の中
のビット数に影響を及ぼされ、ビット数を増加すること
によってある程度まで減少することができる。バンド外
雑音および／またはスプリアス信号がパルス位置変調の
ケースで強すぎる場合、変調器と電力増幅器のあいだで
帯域フィルタを使用することができる。電力増幅器の入
力での信号は、もはや正弦波信号以外の方形波ではなく
なるため、外部外乱をさらに受けやすくなるだろう。さ
らに、電力増幅器自体がさらに良好なドライバを必要と
する可能性がある。パルスの幅に挿入される情報が消え
てしまうため、パルス幅変調のケースで変調器と電力増
幅器のあいだに帯域フィルタを使用することはできな
い。

【００６４】帯域搬送波信号を生成するためのパルス幅
変調（ＰＷＭ）とパルス位置変調（ＰＰＭ）を使用する
スイッチングモード電力増幅器を有する送信機構造は、
複数の好ましい実施態様で前述されてきた。開示される
実施態様に対する多様な変更および修正は、発明の精神
および範囲から逸脱することなく、たとえば搬送波生成
機能内の位相変調などの機能の実施を結合するために、
たとえば、大規模集積回路または特定用途向け集積回路
（ＡＳＩＣ）を使用して加えられてよい。したがって、
本発明は、制限というよりむしろ例示によって記述され
る。

【００６５】

【発明の効果】本発明によれば、現在知られている変調
方法および装置の問題を克服する可変包絡線変調済み信
号を生成することができる。また、現在使用されている
ＡＢ級増幅器の効率にまさる送信機効率を改善するため
にスイッチングモード電力増幅器を使用することができ
る。さらに、一定包絡線変調のためだけではなく、可変
包絡線変調のためにも使用できるスイッチングモード電
力増幅器および方法を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】ＱＰＳＫ変調器の変調済み信号包絡線の波形図
である。

【図２】パルス幅変調された信号の概略波形図である。

【図３】パルス幅変調器および非線形増幅器を有する送
信機の概略機能ブロック図である。

【図４】帯域パルス幅変調済み方形波のためのパルス幅
振幅コーディング方式を示す。

【図５】帯域パルス位置変調済み方形波のためのパルス
位置振幅コーディング方式を示す。

【図６】本発明を実現する一般的な送信機構造の概略機
能ブロック図である。

【図７】Ｄ級増幅器トポロジーに基づいた平衡スイッチ
ングモード電力増幅器の概略電気図である。

【図８】Ｅ級増幅器トポロジーに基づいた平衡スイッチ
ングモード電力増幅器の概略電気図である。

【図９】本発明を実現する汎用変調器構造の概略機能ブ
ロック図である。

【図１０】本発明にしたがって帯域パルス幅変調信号を
生成するためのシステムの概略機能ブロック図である。

【図１１】図１０のアナログパルス幅変調器の搬送波の
回りでシミュレートされるスペクトルである。

【図１２】図１１のシミュレートされたスペクトルサン
プル速度より帯域幅が広い図１０のアナログパルス幅変
調器の搬送波の回りでシミュレートされるスペクトルで
ある。

【図１３】本発明の他の実施態様にしたがって帯域パル
ス幅変調信号を生成するための安定化帰還付きのシステ
ムの機能ブロック図である。

【図１４】本発明にしたがって帯域パルス位置変調信号
を生成するための概略機能ブロック図である。

【図１５】明示的な位相変調器を使わずに実現される図
１４のシステムの概略機能ブロック図である。

【図１６】図１５のパルス位置変調器の発振器出力電圧
波形である。

【図１７】図１５のパルス位置変調器のコンパレータ機
能ブロックの出力での電圧波形である。

【図１８】図１５のパルス位置変調器の出力での電圧波
形である。

【図１９】図１５のパルス位置変調器の搬送波の回りで
シミュレートされたスペクトルである。

【図２０】図１０、図１３、図１４および図１５のパル
ス幅変調器およびパルス位置変調器で利用可能なローカ
ル発振器の概略機能ブロック図である。

【図２１】４ビットアキュムレータおよび１６ＧＨｚク
ロック周波数で実現される図２０のローカル発振器を活
用する図１５のパルス位置変調器の搬送波の回りでシミ
ュレートされたスペクトルである。

【図２２】８ビットアキュムレータおよび２５６ＧＨｚ
クロック周波数で実現される図２０のローカル発振器を
活用する図１５のパルス位置変調器の搬送波の回りでシ
ミュレートされるスペクトルである。

【図２３】ＲＯＭベース状態機械として実現される図２
０のローカル発振機の概略機能ブロック図である。

【図２４】デジタル帯域パルス位置変調器の概略機能ブ
ロック図である。

【図２５】８個のデジタル化ビットを有する図２４のデ
ジタル帯域パルス位置変調器の搬送波の回りでシミュレ
ートされたスペクトルである。

【図２６】６４個のデジタル化ビットを有する図２４の
デジタル帯域パルス位置変調器の搬送波の回りでシミュ
レートされたスペクトルである。

【図２７】低周波計算機能用のＲＯＭルックアップテー
ブルで実現される、図２４のデジタル帯域パルス位置変
調器の概略機能ブロック図である。

【図２８】高周波計算機能用４ビット加算器で実現され
る図２４のデジタル帯域パルス位置変調器の概略機能ブ
ロック図である。

【図２９】デジタル帯域パルス幅変調器として実現され
る図１０のアナログパルス幅変調機の概略機能ブロック
図である。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5J091 AA01 AA41 AA63 CA00 CA36 FA01 FA19 HA29 HA33 HA35 HA38 KA17 KA26 KA32 KA33 KA34 KA44 KA51 KA53 SA14 TA01 TA03 TA06 5K004 AA05 AA08 FF00 JF00

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】Ｉ入力信号およびＱ入力信号を有する変
調器であって、さらに低周波部分、高周波ＲＦ部分、お
よび帯域搬送波信号を生成するためのローカル発振器を
備える変調器と、帯域搬送波信号を増幅するための前記
変調器に結合される平衡スイッチングモード電力増幅器
と、前記増幅された帯域搬送波信号をアンテナに送信す
るための平衡結合手段とを備える、帯域搬送波信号を生
成するための送信機構造。
【請求項２】前記変調器低周波部分が、前記Ｉ入力信
号とＱ入力信号内で符号化される変調信号の振幅および
位相の情報コンテンツを決定するための手段を含む請求
項１記載の送信機構造。
【請求項３】前記振幅情報コンテンツ信号および前記
位相情報コンテンツ信号が２値信号として符号化される
請求項２記載の送信機構造。
【請求項４】前記振幅情報コンテンツ信号および前記
位相情報コンテンツ信号を、パルス幅変調済み（ＰＷ
Ｍ）信号として符号化することをさらに備える請求項３
記載の送信機構造。
【請求項５】前記振幅情報コンテンツ信号および前記
位相情報コンテンツ信号を、パルス位置変調済み（ＰＰ
Ｍ）信号として符号化することをさらに備える請求項３
記載の送信機構造。
【請求項６】前記平衡スイッチングモード電力増幅器
が、さらに、２つのＤ級増幅器を備える請求項１記載の
送信機構造。
【請求項７】Ｉ入力信号およびＱ入力信号に対応する
位相情報を有する実質的に正弦波のＲＦ周波数信号を生
成するために位相変調器を備える前記ローカル発振器と
前記変調器高周波ＲＦ部分、および前記ＲＦ周波数信号
および、帯域パルス幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成
するためにＩ入力信号およびＱ入力信号に対応する振幅
情報を有する振幅関連信号を受信するためのコンパレー
タ手段とをさらに含む請求項４記載の送信機構造。
【請求項８】前記位相変調器の出力と前記振幅情報決
定手段とのあいだで直列で接続される整流器および低域
フィルタを備える安定化帰還ループをさらに含む請求項
７記載の送信機構造。
【請求項９】前記位相情報決定手段に結合される第１
位相変調器、および前記振幅決定手段に結合される第２
位相変調器を有するアナログ変調器をさらに備え、前記
第１と第２の位相変調器の出力間の総位相差が、完全に
差動の出力信号に対応するπに等しい請求項５記載の送
信機構造。
【請求項１０】前記変調器が、それぞれ前記Ｑ入力信
号とＩ入力信号で符号化される位相および振幅情報コン
テンツを決定するための低速周波数部分、および帯域パ
ルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）信号を生成するための高
周波部分を有するデジタル変調器をさらに備え、前記デ
ジタル変調器が、さらに、クロック入力およびＭに等し
い増分を有するＮビット幅の位相アキュムレータを備え
るデジタルローカル発振器を含み、クロック周波数ｆｃ
が所望される変調器出力周波数に【数１】の関係によって関係付けられる請求項５記載の送信機構
造。
【請求項１１】前記変調器が、それぞれ前記Ｑ入力信
号およびＩ入力信号内で符号化される、位相および振幅
情報コンテンツを決定するための低速周波数部分、およ
び帯域パルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）信号を生成する
ための高周波部分を有するデジタル変調器を備え、前記
デジタル変調器が、さらに、ＲＯＭ読出しによる状態出
力装置を備えるデジタルローカル発振器、および該デジ
タルローカル発振器およびＢＰ−ＰＰＭ変調信号を生成
するための位相および振幅情報コンテンツ決定手段に結
合されるデジタル加算器を含む請求項５記載の送信機構
造。
【請求項１２】位相および振幅情報コンテンツ決定手
段が、さらに、信号処理速度を加速するためにＲＯＭ内
にルックアップテーブルを備える請求項１１記載の送信
機構造。
【請求項１３】前記変調器が、それぞれ、前記Ｑ入力
信号およびＩ入力信号で符号化される位相および振幅情
報を決定するための低速周波数部分、および帯域パルス
幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成するための高周波部
分を有するデジタル変調器を備え、前記デジタル変調器
が、さらに、ＲＯＭベースの状態機械を備えるデジタル
ローカル発振器、および該デジタル発振器、およびＢＰ
−ＰＷＭ変調信号を生成するための位相および振幅情報
コンテンツ決定手段に結合されるデジタルコンパレータ
を含む請求項４記載の送信機構造。
【請求項１４】入力周波数信号の位相情報コンテンツ
を決定するため、および入力周波数信号の位相を表す位
相情報デジタル信号を生成するための手段と、入力周波
数信号の振幅情報コンテンツを決定するため、および入
力周波数信号の振幅を表す振幅情報デジタル信号を生成
するための手段と、前記入力周波数信号の位相に対応す
る位相を有するＲＦ周波数信号を生成するために、前記
位相情報デジタル信号を変調するための手段と、入力周
波数信号の振幅情報に対応する振幅および入力周波数信
号の位相情報に対応する位相を有する最終的なＲＦ周波
数変調済み信号を生成するために、前記ＲＦ周波数信号
を増幅するためのスイッチングモード増幅器手段と、を
備える、増幅された変調済み出力信号を生成するための
デジタル変調システム。
【請求項１５】前記スイッチングモード増幅器手段
が、さらに、平衡スイッチングモード増幅器を備える請
求項１４記載のデジタル変調システム。
【請求項１６】前記位相決定手段および前記振幅決定
手段を含む低周波部分と、前記変調手段を含む高周波部
分と、クロック信号を前記高周波部分に提供するための
ローカル発振器と、をさらに備える請求項１５記載のデ
ジタル変調システム。
【請求項１７】前記変調手段が、さらに、帯域パルス
幅変調済み（ＢＰ−ＰＷＭ）信号が生成されるパルス幅
変調（ＰＷＭ）手段を含む請求項１６記載のデジタル変
調システム。
【請求項１８】前記変調手段が、さらに、帯域パルス
位置変調済み（ＢＰ−ＰＰＭ）信号が生成されるパルス
位置変調（ＰＰＭ）手段を備える請求項１７記載のデジ
タル変調システム。
【請求項１９】振幅入力信号および位相入力信号を有
する変調器であって、さらに低周波部分、高周波ＲＦ部
分、および帯域搬送波信号を生成するためのローカル発
振器を備える変調器と、帯域搬送波信号を増幅するため
のスイッチングモード電力増幅器（ＳＭＰＡ）と、前記
帯域搬送波信号を負荷に送信するための平衡結合手段と
を備える、帯域搬送波信号を生成するための送信機構
造。
【請求項２０】前記ＳＭＰＡが、前記平衡結合手段と
前記負荷の中間で結合される平衡ＳＭＰＡである請求項
１９記載の送信機構造。
【請求項２１】前記ＳＭＰＡが、前記変調器と前記平
衡結合手段の中間で結合される平衡ＳＭＰＡである請求
項１９記載の送信機構造。
【請求項２２】前記変調器低周波部分が、前記振幅入
力信号および位相入力信号で符号化される変調信号の振
幅および位相の情報コンテンツを決定するための手段を
含む請求項１９記載の送信機構造。
【請求項２３】さらに、前記振幅および前記位相情報
コンテンツ信号を、パルス幅変調済み（ＰＷＭ）信号と
して符号化することを備える請求項２２記載の送信機構
造。
【請求項２４】さらに、前記振幅および前記位相情報
コンテンツ信号を、パルス位置変調済み（ＰＰＭ）信号
として符号化することを備える請求項２２記載の送信機
構造。
【請求項２５】前記変調器が、それぞれ前記振幅入力
信号および前記位相入力信号で符号化される位相および
振幅情報コンテンツを決定するための低速周波数部分
と、帯域パルス位置変調（ＢＰ−ＰＰＭ）信号を生成す
るための高周波部分を有するデジタル変調器を備え、前
記デジタル変調器が、さらに、ＲＯＭベースの状態機械
を備えるデジタルローカル発振器、および該デジタルロ
ーカル発振器およびＢＰ−ＰＰＭ変調信号を生成するた
めの位相および振幅情報コンテンツ決定手段に結合され
るデジタル加算器を含む請求項２４記載の送信機構造。
【請求項２６】振幅および位相入力信号に対応する位
相情報を有する実質的に正弦波のＲＦ周波数信号を生成
するための位相変調器を備える前記ローカル発振器およ
び前記変調器高周波ＲＦ部分と、前記ＲＦ周波数信号、
および帯域パルス幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成す
るために振幅および位相入力信号に対応する振幅情報を
有する振幅関係信号を受信するためのコンパレータ手段
とをさらに含む請求項２３記載の送信機構造。
【請求項２７】前記変調器が、それぞれ前記振幅入力
信号および位相入力信号で符号化される位相および振幅
情報を決定するための低速周波数部分、および帯域パル
ス幅変調（ＢＰ−ＰＷＭ）信号を生成するための高周波
部分を有するデジタル変調器を備え、前記デジタル変調
器が、さらに、ＲＯＭベースの状態機械を備えるデジタ
ルローカル発振器、およびデジタル発振器およびＢＰ−
ＰＷＭ変調信号を生成するための位相および振幅情報コ
ンテンツ決定手段に結合されるデジタルコンパレータを
含む請求項２３記載の送信機構造。