JP2003084029A

JP2003084029A - 逆回復時間特性測定装置

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Publication number: JP2003084029A
Application number: JP2001276050A
Authority: JP
Inventors: Yoshiaki Tayama; 慶昭田山
Original assignee: Nihon Inter Electronics Corp
Current assignee: Nihon Inter Electronics Corp
Priority date: 2001-09-12
Filing date: 2001-09-12
Publication date: 2003-03-19
Anticipated expiration: 2021-09-12
Also published as: JP4663930B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ＤＵＴのｔｒｒ特性測定における測定条件の自
動制御及び測定結果の正確な処理・評価ができるように
すること。【解決手段】ＰＣ１の集中管理のもとで、ＯＳＣ４、外
付け制御のＣＰＵ２、ＤＵＴを装着する測定治具３、Ｇ
ＢＩＢプログラマブル・コントローラ５を備え、該コン
トローラ５で、スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）
・ソース（Ｓ）間の電圧（ＶＧＳ）、主電源電圧（Ｖ
Ｒ）、スイッチング素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の
両端に印加される電源電圧（ＶＧＲ）の各々について自
動制御できるようにしたため、ｔｒｒ特性測定結果の正
確な処理・評価を可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ファースト・リカ
バリ・ダイオード（以下、ＦＲＤと略記する。）、ショ
ットキー・バリア・ダイオード（以下、ＳＢＤと略記す
る。）等の整流用ダイオードにおける逆回復時間特性
（ｔｒｒ）測定装置に関し、特にｔｒｒ特性測定におい
て、（１）測定条件の設定、（２）測定、（３）測定結
果の計算、（４）測定結果の表示・保存・管理等の一連
の作業を総合的かつ効率的に行なうことができるように
した逆回復時間特性測定装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年のダイオードに求められる市場のニ
ーズは、高耐圧化は勿論、高速化でしかも低損失である
ことが求められている。さらにＬ負荷運転時の装置から
発信されるノイズや騒音の対策として、穏やかな逆回復
波形を有するいわゆるソフトリカバリ特性であることが
求められている。これはダイオードを高速化、すなわ
ち、ＦＲＤにおいては、素材のＮ↑−半導体基板中や、
素子内部のＰＮ接合部付近に、ライフタイムキラーを導
入したり、また、ＳＢＤにおいては、素材のＮ↑−半導
体基板中の不純物濃度・厚み、あるいは半導体チップ周
辺のガードリング構造等の最適化により、ｔｒｒ特性を
より短くするという試みであるが、高速化すればするほ
ど高い周波数でのオン・オフ動作の繰り返しが不可欠と
なり、特にＬ負荷時においてはオンモードからオフモー
ドに移行する時の跳ね上がり電圧がより深刻となってい
る。

【０００３】なお、跳ね上がり電圧（Ｖ）は、Ｖ＝Ｌ・
ｄｉ／ｄｔで表され、同じＬ成分に対し、高速の場合、
ｄｉ／ｄｔがより大きくなる。上記の跳ね上がり電圧を
防止するため、穏やかな（ソフト化した）逆回復波形と
するための手段が、デバイスの設計・製造工程で種々な
されている。

【０００４】ところで、問題はソフト化されたｔｒｒ特
性の良否を、どのような判定方法によって厳密に比較す
るかについては、ｔｒｒ特性の定義そのものの統一した
定義がなく、低速かつ非ソフト化であった従来のｔｒｒ
特性の定義、測定方法が現在でも使用されているのが現
状である。また、具体的に如何にして、ｔｒｒ特性の正
確な値を測定・表現するかを明確に開示した公知例も、
十分なものが見当たらない。

【０００５】そこで、先ずはじめに、ｔｒｒ特性の測定
方法について、その概略を図１６〜図１８に基づいて述
べる。図１６において、（ＶＲ）は直流電源、（Ｃ）は
平滑コンデンサ、（Ｑ）はスイッチング素子、（ＶＧ
Ｓ）はスイッチング素子（Ｑ）のゲート信号、（Ｌ）は
誘導負荷想定時のＬ成分であり、また、ＤＵＴ（Ｄｅｖ
ｉｃｅＵｎｄｅｒＴｅｓｔ）は測定対象のダイオー
ドである。ｔｒｒ特性の測定においては、図１７（ａ）
のＶＧＳ信号波形のように、ダブルパルス信号を与え、
このダブルパルス信号の２つ目がオンした瞬間がｔｒｒ
特性測定の瞬間である。

【０００６】（１）図１７（ａ）のＶＧＳ信号波形の期
間において、スイッチング素子（Ｑ）がオンすると、
Ｌ負荷に電流ＩＬが流れる。このＩＬは、ＩＬ＝ＶＲ／
Ｌ・ｔ式で算出でき、図１７（ｂ）に示すように時間ｔ
に比例して上昇する。

【０００７】（２）次に、ＶＧＳ信号波形の期間にお
いて、スイッチング素子（Ｑ）がオフすると、該スイッ
チング素子（Ｑ）の両端で回路が閉じられるため、直流
電源（ＶＲ）→スイッチング素子（Ｑ）→誘導負荷
（Ｌ）→直流電源（ＶＲ）の還流電流は最早流れること
ができなくなり、行き場を失う。その結果、今度は、誘
導負荷（Ｌ）→ＤＵＴ→誘導負荷（Ｌ）を還流する電流
（以下、順電流ＩＦという。）が流れる。すなわち、ス
イッチング素子（Ｑ）がオフしている時にはＤＵＴに順
電流ＩＦが流れることになりｒこの様子を図１７（ｃ）
に順電流ＩＦ波形として示してある。なお、上記の期間
における順電流ＩＦは、誘導負荷（Ｌ）に蓄えられた
エネルギーの大きさにより決まるので、厳密には、ＤＵ
Ｔの順方向損失分のみ僅かに下がることを無視すれば、
略一定である。

【０００８】（３）続いて、ＶＧＳ信号波形の期間に
おいて、再びスイッチング素子（Ｑ）がオンすると、電
流はＤＵＴを通じて還流するよりは、誘導負荷（Ｌ）を
流れる方が、Ｌの抵抗分とＤＵＴのＶF抵抗分の差によ
り流れ易いので、電流の経路が、誘導負荷（Ｌ）→ＤＵ
Ｔ→誘導負荷（Ｌ）から、直流電源（ＶＲ）→スイッチ
ング素子（Ｑ）→誘導負荷（Ｌ）→直流電源（ＶＲ）に
と徐々に移行する。この時、ＤＵＴの内部では、Ｎ↑−
基板中に注入され多数キャリヤの電子はカソード側の
（＋）電位に引かれ、また、少数キャリヤのホール（正
孔）はアノード側の（−）電位に引かれて、デバイス内
部を逆方向の電流（ＩＲ）が流れることによって、オン
→オフモードにと最終的に落ち着く。この様子を示すの
が図１７（ｃ）の鎖線による丸印のＩＲである。図１８
にこのＩＲ波形をさらに拡大して示した。

【０００９】図１８の拡大したＩＲ波形において、実線
はソフト・リカバリ（回復）波形を、点線はハード・リ
カバリ波形を示している。また、Ｌ負荷運転において、
この逆回復の瞬間に発生する電圧が、前記の跳ね上がり
電圧Ｖ＝Ｌ・ｄｉ／ｄｔに相当する。なお、ＤＵＴの主
電極間電圧波形は図示を省略してある。上記の際、誘導
負荷（Ｌ）を流れる電流は、図１７（ａ）における期間
で流れ続けていた一定電流に加え、さらに期間と同
じ上昇率を持ったＩＬ（＋）＝ＶＲ／Ｌ・ｔが加算され
て流れ続ける（図１７（ｂ）の期間におけるＩＬ波形
参照）

【００１０】（４）続いて、ＶＧＳ信号波形の期間の
先の期間において、再びスイッチング素子（Ｑ）がオフ
されると、誘導負荷（Ｌ）中に蓄えられたエネルギーの
大きさ（期間の終わり）、すなわち、その時のＩＬの
大きさから、再び期間における電流の経路による還流
電流モードと同じか僅かな減少の傾斜、すなわち、誘導
負荷（Ｌ）→ＤＵＴ→誘導負荷（Ｌ）の継続時間中、Ｄ
ＵＴのＶF損失を経て徐々にＩＬ及びＩＦを下降させな
がら、検査開始のリセットモードに戻る。この様子が図
１７（ｂ），（ｃ）の期間の先に示したＩＬ及びＩＦ
波形である。

【００１１】次に、上記ｔｒｒ特性測定方法における測
定条件の選定にあたり、（１）Ｌの値、（２）−ｄｉ／
ｄｔの値、（３）ＩＦの値、（４）ＶＲ（主電源電圧）
の値、（５）ＩＲ（逆電流）の値等の設定方法の概要に
ついて述べる。（１）Ｌの値について図１７（ａ）ＶＧＳ波形の期間〜及び以降の概略
の設定時間を表１に示す。

【表１】すなわち、期間は約２０μｓまで、期間は５μｓに
固定し、期間は約５μｓまで、期間以降は２０〜３
０ｍｓの範囲に設定した。これらの値はＤＵＴの測定さ
れるべき条件を念頭に置いた時、測定精度の安定性、Ｄ
ＵＴ測定中の発熱、ＤＵＴに与える検査中のダメージ、
他の周辺機器との信号授受時間等を考慮すると、通常
は、期間〜において、略１０μｓ程度の時間が好都
合である。

【００１２】上記のような背景を基礎として、今、前記
のＩＬ＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式において、ｔが期間の約２０
μｓであって、また、例えば１０Ａ定格のＤＵＴであれ
ば、ＩＬ≡ＩＦ≒１０Ａとし、ＶＲ＝５０Ｖを代入す
る。この場合に、上記の式を、Ｌ＝（ＶＲ／ＩＬ）・ｔ
式と変形した上で、上記の値を用いてこれを算出する
と、Ｌ＝（５０／１０）×２０Ｅ−６＝１００（Ｅ）−
６〔Ｈ〕≒１００〔μＨ（マイクロヘンリー）〕の値が
選ばれる。

【００１３】（２）（−ｄｉ／ｄｔ）の値について続いて、（−ｄｉ／ｄｔ）の値に関しては、従来は、
（−ｄｉ／ｄｔ）＝−５０〔Ａ／μｓ〕程度が良く用い
られていたが、近年の高速用途においては、当然より急
峻な電流減少率が求められるので、（−ｄｉ／ｄｔ）≧
２００〔Ａ／μｓ〕程度であることが望ましいが、この
（−ｄｉ／ｄｔ）を直接決定しているのが、スイッチン
グ素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の値である。

【００１４】すなわち、速い電流の立下り（急峻な電流
減少率）が要求される場合には、ゲート入力抵抗（Ｒ
Ｇ）の値を小さくして、スイッチング素子（Ｑ）のゲー
ト（Ｇ）・ソース（Ｓ）間容量（ＣＧＳ）と前記ゲート
入力抵抗（ＲＧ）で決まる時定数（τ＝ＲＧ・ＣＧＳ）
を小さくする必要がある。また、遅い電流の立下り（緩
慢な電流減少率）が必要な場合には、前記ゲート入力抵
抗（ＲＧ）の値を大きくして、時定数（τ）を大きくす
る必要がある。

【００１５】（３）ＩＦ（順電流）の値についてＩＦ値は、通常、ＤＵＴの定格電流が選択されるべきで
ある。しかしながら、これは前述のＬの値と極めて相関
が深いが、具体的にはＬを固定した後、期間の時間ｔ
を可変し、この期間内に上昇するＩＬ≡ＩＦ≒１０Ａと
なる時間ｔを以って決定している。

【００１６】（４）ＶＲ（主電源電圧）の値についてＶＲ値は、ＤＵＴの定格逆耐電圧（ＶＲＲＭ）の１／２
〜１／３が通常用いられる必要がある。

【００１７】（５）ＩＲ（逆電流）の値についてＩＲ値に関しては、上記の（−ｄｉ／ｄｔ）、それにＩ
Ｆ（あるいはＩＬ）等の測定条件を決定すれば、ＤＵＴ
自体の構造要因（逆回復時に、内部に存在する電荷量、
又は注入キャリヤ総数）によって決まる値であり、ま
た、この値の大きさや、その時の回復波形を知ることが
測定の目的である。

【００１８】以上、ｔｒｒ測定方法の概要と測定条件に
おける各値の設定方法について述べたが、上記のような
高速用途向けＤＵＴ（ＦＲＤ，ＳＢＤ）の測定対象の種
類は、定格電流、実効順電流（ＩＦ（ＲＭＳ））におい
て、ＩＦ＝１〜５０Ａ、また、定格逆耐電圧、繰り返し
ピーク逆電圧（ＶＲＲＭ）において、ＶＲＲＭ＝３０〜
６００Ｖと多岐に亘っている。上記のようなデバイスの
開発の特性評価段階におけるｔｒｒ測定に関する従来の
方法は、測定の度に所定の回路を組み立て、標準サンプ
ルによる校正をこれまた毎回行なって、初めて実際の測
定作業に入るようにしており、また、その測定条件の設
定に関してもすべて手動設定方式であった。

【００１９】これらのうちの各々種類について、デバイ
スの種類を数グループにまとめて限定したとしても、専
用の高価な自動設定方式のｔｒｒ測定装置を複数台準備
することは、費用対効果の点で明らかに得策ではない。
一台の測定装置で上記の全領域をカバーした方が、設備
投資効率や設置面積の点でも遥かに賢明である。また、
測定装置間の誤差や精度の管理・維持の面から見ても一
台の測定装置による方が明らかに有利である。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来で
はすべてに関する測定を一台の測定装置で賄うことは行
なわれていなかった。その理由としては、上記の説明の
中でも概略述べたが、まとめて述べれば以下のような点
が挙げられる。

【００２１】（１）（−ｄｉ／ｄｔ）を制御するための
ゲート入力抵抗（ＲＧ）を、自動的に、かつ、連続的に
所望の値に可変させることが必要であるにも拘らず、こ
れを実現することが困難であったこと。

【００２２】（２）ＩＦ及びＩＲを制御するためには、
期間の最適時間を設定しなければならないが、この最
適値を予測し、自動的に、かつ、連続的に所望の値に可
変させることが困難であったこと。

【００２３】（３）３系統の直流電源電圧、すなわち、
（イ）ゲート抵抗（ＲＧ）の両端にかかる電源電圧（Ｖ
ＧＲ）、（ロ）スイッチング素子（Ｑ）（ＭＯＳＦＥ
Ｔ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧ
Ｓ）及び（ハ）主電源電圧（ＶＲ）の３つのうちでも特
に、（ＶＧＲ）と（ＶＧＳ）を変えると、他の特性にも
与える影響が大きいので、その値を正確にモニタした上
で、最適値となるようにフィードバックをかける部分を
自動化することが困難であったこと。また、（イ）〜
（ハ）の所望の初期設定電圧値そのものも、どのような
指令・伝達方式で、自動的に、かつ、連続的に所望の値
に可変させるかが困難であったこと。

【００２４】（４）さらに、以上に加えて、広い範囲の
ＩＦ（ＲＭＳ）＝１〜５０Ａ／ＶＲＲＭ＝３０〜６００
Ｖの範囲をカバーする上で、図１６のように、一つのス
イッチング素子（Ｑ）のみでは対応しきれないことにも
問題がある。したがって、これらを目的の測定電流及び
耐圧レンジに応じて、何種類かをどう使い分け、またそ
れらの切り替えに伴って変わる要因、例えばスイッチン
グ素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間容量（Ｃ
ＧＳ）に対して、どのような指令・伝達方式で、自動的
に、かつ、連続的に所望の値に、どのように補正を加え
るかの対策が困難であったこと。

【００２５】（５）ＩＦ及びＩＬの設計上、必要なＬに
ついても同様に、一種類のＬですべてのレンジに対応す
ることは、極めて困難であるため、これらを目的の測定
電流及び耐圧レンジに応じて、何種類かを使い分け、か
つ、切り替えればよいか、また、切り替えた後のＬの値
の変更に伴う要因、例えば図１７（ａ）の期間の時間
ｔに対してどのような指令・伝達方式で自動化し、どの
ように補正を加えるかの対策が困難であったこと。

【００２６】（６）さらに、ｔｒｒ測定波形の処理に関
しても従来より解決すべき点があった。この点について
は、以下に、図１９を参照して詳述する。図１９は、従
来技術におけるｔｒｒ測定のオシロスコープ波形から、
ｔｒｒ値を決定する手順を示すための説明図である。図
において、（ａ）点はＤＵＴがオフを開始する点、
（ｂ）点は順方向の電流が零になった点、（ｃ）点は最
大の逆電流（ＩＲ）に到達した点、（ｄ）点は０．７５
×ＩＲの点、（ｅ）点は０．５０×ＩＲの点、（ｆ）点
は（ｄ）点−（ｅ）点を通る延長線が時間軸と交差する
点、（ｇ）点は（ｆ）点を通る垂線が、ｔｒｒ波形と交
わる点、（ｈ）点はｔｒｒ波形が時間軸と交差する点で
ある。

【００２７】また、図中、ｔｒｒ１は、（ｂ）点から
（ｃ）点までの間の時間軸の長さである。同様にｔｒｒ
２は、（ｃ）点から（ｆ）点までの間の時間軸の長さで
ある。また、ｔｒｒは、前記ｔｒｒ１とｔｒｒ２の合計
時間である。さらに、ｔｔａｉｌは（ｆ）点から（ｈ）
点までの時間であって、より現実的なＱｒｒを考察すべ
きとの配慮から、最近になって追加・定義されるように
なったＤＵＴの完全回復までの時間を示している。ま
た、Ｑｒｒは、ｔｒｒ時間内の逆回復電荷量の総量を、
さらにＱｔａｉｌは、ｔｔａｉｌ時間内の逆回復電荷量
の総量を表している。また、Ｑｒｒ１は、ｔｒｒ１時間
内の逆回復電荷量の総量を、Ｑｒｒ２は、ｔｒｒ２時間
内の逆回復電荷量の総量を、それぞれ表し、Ｑｒｒ＝Ｑ
ｒｒ１＋Ｑｒｒ２によって表される。

【００２８】さて、デバイスのソフト化を議論する上で
は、上記のｔｒｒ１とｔｒｒ２の比（ｔｒｒ２／ｔｒｒ
１）の値が大きな意味を持つことは勿論であるが、Ｑｒ
ｒ１とＱｒｒ２の比（Ｑｒｒ２／Ｑｒｒ１）が持つ意味
もまた大きい。しかしながら、従来から行なわれていた
図１９から求められるＱｒｒ１及びＱｒｒ２とＱｔａｉ
ｌの算出方法においては、正確な値を示していないこと
も明らかである。

【００２９】すなわち、従来の算出方法では、Ｑｒｒ１
及びＱｒｒ２が（ｂ），（ｃ），（ｆ）点で決まる三角
形の面積から、また、Ｑｔａｉｌが（ｆ），（ｇ），
（ｈ）点で三角形の面積からそれぞれ求めていたところ
に起因している。つまり、ｔｒｒ曲線（ｂ−ｃ間）と
（ｂ）点−（ｃ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ１及び
ｔｒｒ曲線（ｃ，ｄ，ｅ，ｇ，ｆ間）と、（ｃ）点−
（ｆ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ２がそれぞれＱｒ
ｒ１及びＱｒｒ２に加算された上で、ｔｒｒ特性が考察
されるべきものと考えられる。さらに、ｔｒｒ曲線
（ｃ，ｄ，ｅ，ｇ，ｆ間）と、（ｄ）点−（ｅ）点−
（ｆ）点間直線で囲まれた白地領域Ｗ３についても考察
されるべきである。なお、白地領域Ｗ３は、Ｑｒｒ２に
含まれるべきことは言うまでもない。

【００３０】また、ｔｒｒ特性におけるソフト化がより
厳密に検討される際には、上記の白地領域Ｗ１，Ｗ２が
実質的な寄与分としてより厳密に評価・考察された上
で、上記の比（以下、ソフトネス・ファクタという。）
を以って、ソフト化対応デバイスにおける仕上がり特性
の是非が問われるべきものと考えられる。

【００３１】（７）さらに、上記のようなｔｒｒ特性を
始めとする半導体デバイス特性測定においては、忘れて
ならないのが温度変動する時の室温・高温特性での比較
である。高温特性を測定するためにはＤＵＴ全体を、所
望の測定温度、例えば、Ｔｊ＝１５０℃にヒートアップ
されたパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液、
例えばガルデン（商品名）溶液中に浸漬してデバイスの
温度が安定するまで、一定時間待機した上で、本来の測
定を開始するようにしている。このため、ＤＵＴは容易
に測定治具に対して装着・脱着される必要があるが、こ
の点、従来では特に配慮がなされていなかった。一方、
前記の不活性溶液は１５０℃というように高温に加熱さ
れるため、測定中や測定後に誤って触れると、火傷する
虞がある。したがって、ＤＵＴの出し入れが安全である
と同時に、繰り返される個々の測定に際し、溶液中での
安定した昇温、測定温度維持、降温特性が得られるよう
な浸漬方法・容器構造等に特別な工夫が求められるが、
従来では、それらの点も不十分であった。

【００３２】（８）また、ｔｒｒ測定をシステム化する
上での問題がある。すなわち、図１６の測定回路の要部
に測定設定条件（各部電圧、電流、時間、温度、−ｄｉ
／ｄｔ、オシロスコープ等の測定機器の設定条件等）を
満たす指令信号を与え、測定値に見合うこれらの取り出
し信号の受理及び演算処理（例えば、図１９におけるｔ
ｒｒ、Ｑｒｒ、ソフトネス・ファクタ（係数）の算出
等）、それらの表示、データの保管等を、如何なる方法
で行なうかをシーケンスに沿ってきめ細かく構築して行
く必要があるが、従来ではそのような工夫がなされてい
なかった。

【００３３】

【発明の目的】本発明は上記のような各課題を解決する
ためになされたもので、（１）予め設定する各部電源電
圧値、電流値、時間、温度、（−ｄｉ／ｄｔ）値の精度
を向上させ、測定値の高精度化を図ること、（２）逆回
復時間（ｔｒｒ）特性における逆回復電荷量の総量（Ｑ
ｒｒ）計算の細分化を図ること、（３）ＩＦ、ＶＲ、
（−ｄｉ／ｄｔ）値の任意設定により複数条件での測定
を可能にすること、（４）パーソナルコンピュータ（Ｐ
Ｃ）による測定条件の設定、測定等を自動化すること、
（５）容器にＤＵＴを浸漬するための安全性が高く構造
がシンプル、かつ、便利な機構・装置を提供すること等
を目的とするものである。

【００３４】

【課題を解決するための手段】第１の発明の逆回復時間
特性測定装置は、逆回復時間（ｔｒｒ）特性測定のため
の各外部構成装置の駆動条件設定及びそれら各外部構成
装置の集中管理を行なうパーソナルコンピュータ（Ｐ
Ｃ）と、該ＰＣからのパルス幅データ等の測定条件選定
信号を送出する外付けの中央演算処理装置（ＣＰＵ）
と、該ＣＰＵからのパルス幅データ等の測定条件選定信
号を受けるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子（Ｑ）
及び被試験素子（ＤＵＴ）を有する測定治具と、該測定
治具を介して得られた実測波形データが、測定条件デー
タと共に送られ、これを取り込んで画面表示するオシロ
スコープ（ＯＳＣ）等の表示装置と、前記スイッチング
素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）の電源電圧
（ＶＧＳ）の値を所定の値に設定する制御信号、前記ｔ
ｒｒ特性測定のための回路中の主電源電圧（ＶＲ）の値
を所定の値に設定する制御信号、及び前記スイッチング
素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加され
る電源電圧（ＶＧＲ）の値を所定の値に設定する制御信
号を送出するように、前記ＰＣにより操作されるＧＰＩ
Ｂプログラマブル・コントローラと、を備えたことを特
徴とするものである。

【００３５】第２の発明のＩＦ（順電流）の制御方法
は、初期設定値として予め定めた順電流（ＩＦ）値、電
流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）値、誘導負荷（Ｌ）値、直流
電源電圧（ＶＲ）値をパーソナルコンピュータ（ＰＣ）
に入力するステップと、上記各初期設定値の組み合わせ
に基づき、該ＰＣで、誘導負荷（Ｌ）に流れる電流（Ｉ
Ｌ）を、ＩＬ（≒ＩＦ）＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式から推奨パル
ス幅値（ｔ１）として計算し、このｔ１値を外付けの中
央演算処理装置（ＣＰＵ）に送信するステップと、前記
ＰＣから得た推奨ｔ１値の信号を受け、前記ＣＰＵは、
これに見合ったパルス幅信号ｔ２をスイッチング素子
（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間に出力させるよ
うに制御するステップと、上記の各ステップを経て仮決
定されたＩＦがＤＵＴ中を流れるので、これを実際のＩ
Ｆとしてモニタするステップと、このモニタしたＩＦ値
と初期入力値のＩＦ値が一致、あるいは指定許容誤差範
囲内であればＩＦの自動制御を完了するステップと、前
記モニタしたＩＦ値と初期入力値のＩＦ値が不一致、あ
るいは指定許容誤差範囲外であれば、該ＩＦ値の大・小
関係を判別して、その情報を前記ＰＣに帰還し、再度、
推奨ｔ１値を再計算し、上記各ステップを順次繰り返す
ことを特徴とするものである。

【００３６】第３の発明である電流減少率（−ｄｉ／ｄ
ｔ）自動制御方法は、初期設定値として、予め定められ
たＩＦ値、（−ｄｉ／ｄｔ）値、Ｌ値、ＶＲ値をＰＣに
入力するステップと、入力された上記初期設定値に基づ
いてゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加する電源電圧
（ＶＧＲ）をＰＣで計算するステップと、入力された上
記初期設定値に基づいてスイッチング素子（Ｑ）のゲー
ト（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）をＰＣ
で計算するステップと、上記電源電圧（ＶＧＲ）をＰＣ
で計算するステップにより得た結果に基づき、（ＶＧ
Ｒ）の補正が行なわれ、かつ、（−ｄｉ／ｄｔ）値が更
新され、オシロスコープの画面に表示すると共に、この
更新された（−ｄｉ／ｄｔ）値が該オシロスコープ内部
で自動計測され、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値がモニタさ
れ、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ
／ｄｔ）値が一致、あるいは指定許容誤差範囲内であれ
ば、（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御を完了するステップ
と、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ
／ｄｔ）値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外の場
合には、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−
ｄｉ／ｄｔ）値との大・小関係の情報をＰＣに帰還し、
該ＰＣが大・小関係の情報に基づき、補正分に応じた推
奨の（ＶＧＲ）値を再計算し、上記各ステップを繰り返
すことを特徴とする。

【００３７】第４の発明である逆回復時間（ｔｒｒ）内
の逆回復電荷量（Ｑｒｒ）の総量算出方法は、オシロス
コープに表示された実際のｔｒｒ波形と時間軸とで囲ま
れた領域内の面積を算出するに当たり、微細に細分化さ
れた時間（ｔ）での各逆電流値（ＩＲ）をポイント・デ
ータとし、これをシンプソン・データとしてＰＣに入力
し、上記ｔｒｒ波形上の隣接する３点をとってシンプソ
ン則により上記面積を算出することを特徴とするもので
ある。

【００３８】第５の発明の電源電圧自動制御方法は、主
電源電圧（ＶＲ）の制御レンジが０〜５００Ｖの範囲
で、かつ、分解能が２．０Ｖである第１の条件と、スイ
ッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間電源電圧（ＶＧＳ）の制
御レンジが０〜２５Ｖの範囲で、かつ、分解能が０．０
２５Ｖである第２の条件と、上記スイッチング素子
（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印加する電源
電圧（ＶＧＲ）の制御レンジが、フォトカプラの電流源
を可変制御した場合に、制御レンジが０〜２５ｍＡの範
囲で、かつ、分解能が０．０００５Ａである第３の条件
とを備えたことを特徴とするものである。

【００３９】第６の発明の逆回復時間特性測定装置に使
用されるｔｒｒ測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）と
して定格電流・定格電圧の異なる複数の該スイッチング
素子（Ｑ）を備え、ＤＵＴの定格に応じて該スイッチン
グ素子（Ｑ）を切り替えて使用するようにしたことを特
徴とするものである。

【００４０】第７の発明の逆回復時間特性測定装置は、
オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波
形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含まず正確に表
示させるために、ＤＵＴの電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）
が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピアソン電流プ
ローブを優先して使用し、ＤＵＴの（−ｄｉ／ｄｔ）が
低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無誘導抵抗を優
先して使用するようにしたことを特徴とする。

【００４１】第８の発明の逆回復時間特性測定装置は、
オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波
形及び逆電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイズを含まず正
確に表示させるために、ＤＵＴに直列にＣＲスナッバ回
路を接続したことを特徴とする。

【００４２】第９の発明の逆回復時間特性測定装置用の
測定治具は、台座の所定の位置に着脱可能に載置したパ
ー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液を満たした
容器と、該容器内の不活性溶液を所定の温度に加熱する
加熱源と、ＤＵＴを着脱自在に保持する測定治具支持板
と、該支持板に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を
満たした容器内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前
記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器から垂直に
引き上げる動作を行なうリンク機構と、該リンク機構に
より前記測定治具支持板が下降した際に自動的に連結す
る逆回復時間特性測定回路とを備えたことを特徴する。

【００４３】第１０の発明の逆回復時間特性測定装置
は、測定治具を介して得られたＤＵＴの実測波形データ
をオシロスコープ（ＯＳＣ）に取り込み、ＰＣへ該波形
データを転送する際に、予め前記ＯＳＣに取り込まれた
波形データのチェックを行ない、該チェック結果が有限
の数値データを含む場合にのみ、前記ＰＣ側に波形デー
タを転送するようにすることを特徴とする。

【００４４】第１１の発明の逆回復時間特性測定装置の
おける測定結果の保存・表示方法は、１レコードが複数
の項目データで構成されている場合に、各項目データの
区切りをカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形式で
（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭ
Ｐ（ビット・マップ）ファイル形式でｔｒｒ波形等の測
定・検査結果の表示及び保存を行なうことを特徴とす
る。

【００４５】

【作用】第１の発明は、ＰＣの集中管理のもとで、
（１）ＯＳＣ、（２）外付け制御のＣＰＵ、（３）測定
治具、（４）ＧＰＩＢプログラマブル・コントローラを
備え、該コントローラで（５）スイッチング素子（Ｑ）
のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧ
Ｓ）、（６）主電源電圧（ＶＲ）、（７）スイッチング
素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の両端に印加される電
源電圧（ＶＧＲ）の各々について、自動制御できるよう
にしたので、最終的に正確なｔｒｒの測定が可能とな
る。また、ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値が自動的に可変
できるようになるので、（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動的な
設定も可能となる。

【００４６】第２の発明は、各ステップを通して順電流
（ＩＦ）を自動的に制御し、最適値を逆回復時間特性測
定装置に入力できるようにしたので、的確なｔｒｒ特性
の測定が可能となる。

【００４７】第３の発明は、各ステップを通して電流減
少率（−ｄｉ／ｄｔ）を自動的に制御し、最適な（−ｄ
ｉ／ｄｔ）値を得ることができるようにしたので、的確
なｔｒｒ特性の測定が可能となる。

【００４８】第４の発明は、シンプソン則によりｔｒｒ
時間内の逆回復電荷量の総量を、白地領域を含めた正確
な全体面積から算出できるようにしたので、より信頼性
の高いｔｒｒ特性値が得られる。

【００４９】第５の発明は、主電源電圧（ＶＲ）、スイ
ッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の
電源電圧（ＶＧＳ）、同じくスイッチング素子（Ｑ）の
ゲート入力抵抗（ＲＧ）電源電圧の３系統の電源電圧を
ＧＰＩＢプログラマブル・コントローラで自動的に制御
するので、正確かつ的確なｔｒｒ特性の測定が可能とな
る。

【００５０】第６の発明は、逆回復時間（ｔｒｒ）特性
測定装置に使用されるｔｒｒ測定回路内のスイッチング
素子（Ｑ）として、定格電流・定格電圧の異なる複数の
スイッチング素子（Ｑ）を備え、ＤＵＴの定格に応じて
切り替えて使用するようにしたので、定格の異なるＤＵ
Ｔのｔｒｒ特性を効率的に、かつ、的確に測定すること
が可能となる。

【００５１】第７の発明は、ＤＵＴの電流減少率（−ｄ
ｉ／ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピア
ソン電流プローブを優先して使用し、ＤＵＴの（−ｄｉ
／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無誘
導抵抗を優先して使用するようにしたので、オシロスコ
ープ（ＯＳＣ）に順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（Ｉ
Ｒ）波形を、ノイズを含まず正確に表示させることがで
きる。

【００５２】第８の発明は、ＤＵＴに直列にＣＲスナッ
バ回路を接続するようにしたので、オシロスコープ（Ｏ
ＳＣ）に順電流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形
を、高周波ノイズを含まず正確に表示させることができ
る。

【００５３】第９の発明は、台座の所定の位置に着脱可
能に載置したパー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性
溶液を満たした容器と、該容器内の不活性溶液を所定の
温度に加熱する加熱源と、ＤＵＴを着脱自在に保持する
測定治具支持板と、該支持板に保持されたＤＵＴを、前
記不活性溶液を満たした容器内に垂直に降下させて浸漬
させ、かつ、前記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該
容器から垂直に引き上げる動作を行なうリンク機構と、
該リンク機構により前記測定治具支持板が下降した際に
自動的に連結する逆回復時間特性測定回路とを備えたの
で、ＤＵＴのｔｒｒ特性を安全に、かつ、効率的に測定
することが可能となる。

【００５４】第１０の発明は、測定治具を介して得られ
たＤＵＴの実測波形データをオシロスコープ（ＯＳＣ）
に取り込み、ＰＣへ該波形データを転送する際に、予め
前記ＯＳＣに取り込まれた波形データのチェックを行な
い、該チェック結果が有限の数値データを含む場合にの
み、前記ＰＣ側に波形データを転送するようにするの
で、逆回復時間特性測定装置の異常停止が回避できる。

【００５５】第１１の発明は、１レコードが複数の項目
データで構成されている場合に、各項目データの区切り
をカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形式で（−ｄｉ
／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭＰ（ビッ
ト・マップ）ファイル形式でｔｒｒ曲線等の測定・検査
結果の表示及び保存を行なうようにしたので、ｔｒｒ曲
線等の測定・検査結果の表示及び保存を容易に行なうこ
とができると共に、その後のデータ処理等が簡単とな
る。

【００５６】

【実施例】以下に、本発明の実施例を、図を参照して説
明する。図１は、第１の発明である逆回復時間特性測定
装置の構成を示すブロック図である。図において、１は
システム全体を集中管理するＰＣである。このＰＣ１の
下に外付けのコントロールＣＰＵ２を有しており、ＰＣ
１→コントロールＣＰＵ２の経路で、順電流（ＩＦ）及
びＬ負荷に流れる電流（ＩＬ）の大きさを決定するため
のパルス幅、特にこの場合、ダブルパルスの第１パルス
幅が重要であるが、かかるパルス幅データ等の測定条件
選定信号を送る。

【００５７】次に、上記パルス幅データ信号等を受けて
測定治具３に実装された図示しないスイッチング素子
（Ｑ）、この実施例ではＭＯＳＦＥＴのソース（Ｓ）
・ゲート（Ｇ）・ドレイン（Ｄ）の各電極や、ＤＵＴの
両電極間に必要な信号が、上記ＣＰＵ２→測定治具３の
経路で印加される。次に、測定治具３の部分で得られた
実測波形データが、測定条件データと共に、測定治具３
→オシロスコープ（ＯＳＣ）４の経路を経てＯＳＣ４中
に取り込まれ、画面表示される。その後、これらのデー
タは、ＯＳＣ４→ＰＣ１の経路でＰＣ１に戻され、該Ｐ
Ｃ１内に取り込まれる。

【００５８】上記ＰＣのもう一つの重要な機能は、ＰＣ
１自体のキーボードからＧＰＩＢ（ＧｅｎｅｒａｌＰ
ｕｒｐｏｓｅＩｎｔｅｒｆａｃｅＢｕｓ）プログラ
マブル・コントローラ（以下、ＧＰＩＢプログラマと略
記する。）５を操作している機能である。ＰＣ１とＧＰ
ＩＢプログラマ５間での測定条件等の信号のやり取り
は、ＰＣ１→ＧＰＩＢプログラマ５の経路を経由して行
なわれる。また、前記ＧＰＩＢプログラマ５に書き込ま
れたスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間電源電圧（ＶＧ
Ｓ）６の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマ５の出力端
を介して、電源電圧（ＶＧＳ）６の値を指定の値に設定
する。同様にＧＰＩＢプログラマ５に書き込まれた主電
源電圧（ＶＲ）７の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマ
５の出力端を介して、（ＶＲ）の値を指定の値に設定す
る。また、スイッチング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗
（ＲＧ）の両端にかかる電源電圧（ＶＧＲ）８の制御信
号についても、ＧＰＩＢプログラマ５に書き込まれた
（ＶＧＲ）８の制御信号は、該ＧＰＩＢプログラマの出
力端を介して、（ＶＧＲ）８の値を指定の値に設定す
る。

【００５９】上記のように構成の逆回復時間特性測定装
置では、ＰＣ１による集中管理の下で、ＯＳＣ４、外付
けコントロールＣＰＵ２、測定治具３、ＧＰＩＢプログ
ラマ４、電源電圧（ＶＧＳ）６、電源電圧（ＶＲ）７、
電源電圧（ＶＲ）８の各々が、ｔｒｒ自動測定において
十分機能するシステム環境を構築されている。したがっ
て、上記システム環境の下で、測定条件の自動的な設定
が可能となる。また、ゲート入力抵抗（ＲＧ）の値が自
動的に可変できるようになるので、電流減少率（−ｄｉ
／ｄｔ）値の自動設定も可能となる。

【００６０】次に、第２の発明である順電流（ＩＦ）の
自動制御方法について、図２を参照して説明する。この
発明では、順電流（ＩＦ）、電流減少率（−ｄｉ／ｄ
ｔ）、誘導負荷（Ｌ）、直流電源電圧（ＶＲ）について
の初期値２０をＰＣ１に入力するステップ２１を有す
る。また、上記各初期値２０の組み合わせに基づき、該
ＰＣ１で、誘導負荷（Ｌ）に流れる電流（ＩＬ）（≒Ｉ
Ｆ）＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式から推奨パルス幅値ｔ１（図１７
（ａ）の期間参照）を計算し、このｔ１値を外付けの
ＣＰＵ２に送信するステップ２２を有する。

【００６１】前記ＰＣ１から得た推奨ｔ１値の信号を受
け、前記ＣＰＵ２は、これに見合ったパルス幅信号をス
イッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間
に出力させるように制御し、上記の各ステップを経て仮
決定されたＩＦがＤＵＴ中を流れるので、これを電流シ
ャント等の手段により実際のＩＦをモニタする。このモ
ニタしたＩＦ値と初期入力値（２０）のＩＦ値が一致、
あるいは指定許容誤差範囲内であればＩＦの自動制御を
完了する。

【００６２】一方、モニタしたＩＦ値と初期入力値（２
０）のＩＦ値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外で
あれば、該ＩＦ値の大・小関係を判別して、その情報を
前記ＰＣ１に帰還し、再度、推奨ｔ１値を再計算し、上
記各ステップを順次繰り返すステップ（２３）とを備え
ている。したがって、上記各ステップを通じて最適なＩ
Ｆ値が自動的に決定・制御され、その結果、的確なｔｒ
ｒ特性の測定が可能となる。

【００６３】次に、第３の発明である電流減少率（−ｄ
ｉ／ｄｔ）自動制御方法について、図３〜図５を参照し
て説明する。先ず、（−ｄｉ／ｄｔ）を自動的に制御す
るためには、ゲート入力抵抗（ＲＧ）を自動制御する必
要あるが、これについては既に述べたので繰り返さな
い。次に、前記（ＲＧ）を可変するためには如何なる手
段があるかについて検討する。その手段の一つとして、
Ｃｄｓフォトカプラ３０を用いることが良く知られてい
る。図３にＣｄｓフォトカプラ３０の内部回路図を、ま
た、Ｃｄｓフォトカプラ３０のＲｏｎ−Ｉ（ＬＥＤ）特
性を示すグラフを図４に示す。

【００６４】図３のＣｄｓフォトカプラ３０の内部回路
図において、ＩＦ１はＬＥＤ３１の陽極端子、ＩＦ２は
ＬＥＤ３１の陰極端子、ＩｎはＣｄｓフォトカプラ３０
の受光セルの入力端子、Ｏｕｔは同じく受光セルの出力
端子を示す。今、Ｃｄｓフォトカプラ３０のＩＦ１端子
−ＩＦ２端子間に、Ｉ（ＬＥＤ）の電流を流すと、Ｃｄ
ｓ受光セルにはＬＥＤ３１からの光が照射され、光励起
されたキャリヤが発生するので、その抵抗値（Ｒｏｎ）
が下がる。その関係を示したのが図４である。なお、図
４で横軸は電流Ｉ（ＬＥＤ）（ｍＡ）、縦軸に抵抗値Ｒ
ｏｎ（Ω）がとってある。

【００６５】図４のグラフから分かるように、（Ｒｏ
ｎ）の値から、実用的な（Ｒｏｎ）の範囲は、Ｉ（ＬＥ
Ｄ）≧１ｍＡであるが、その一方で、Ｃｄｓフォトカプ
ラ３０に流せる電流が、推奨値；０．１〜２０ｍＡ、最
大定格；２５ｍＡに制限されている。したがって、単品
のＣｄｓフォトカプラ３０から得られる最小の（Ｒｏ
ｎ）は、Ｒｏｎ＝６７Ω、Ｉ（ＬＥＤ）＝２０ｍＡ程度
である。しかしながら、この程度の（Ｒｏｎ）値では、
（ｄｉ／ｄｔ）＝２００〔Ａ／μｓ〕の電流上昇率を得
ることはできないので、（Ｒｏｎ）値を下げるための対
策が明らかに必要となる。

【００６６】そのための対策として、本発明ではＣｄｓ
フォトカプラ３０を、１０個、並列接続して使用するこ
ととした。このようにして使用する場合、単純に考えれ
ば、Ｒｏｎ≒６．７Ω、Ｉ（ＬＥＤ）≒２００ｍＡが得
られる筈である。しかし、現実には、それぞれのＣｄｓ
フォトカプラ３０に内蔵されたＬＥＤ３１の出力特性の
ばらつき、また、該Ｃｄｓフォトカプラ３０の受光特性
のばらつき、さらには該Ｃｄｓフォトカプラ３０の非受
光時の（Ｒｏｎ）値のばらつき等があって、結果的にＣ
ｄｓフォトカプラ３０を１０個、並列接続した場合の
（Ｒｏｎ）値は以下のようになった。Ｒｏｎ（１０）≒９．５Ω、Ｉ（ＬＥＤ）（１０）＝２
００ｍＡ

【００６７】上記の数値が現実的に得られる（Ｒｏｎ）
値である。また、この程度の（Ｒｏｎ）値であれば、通
常のスイッチング素子（Ｑ）、ここではパワーＭＯＳ
ＦＥＴの入力容量（ＣＧＳ≒１５００ｐＦ／１０Ａ）を
駆動し、かつ、（ｄｉ／ｄｔ）≒２００〔Ａ／μｓ〕の
電流上昇率を得ることも可能である。

【００６８】次に、（ＶＧＲ）及び（ＶＧＳ）によるゲ
ート入力抵抗の（ＲＧ）値の制御について述べる。最小
の（ＲＧ）値を得るために、Ｃｄｓフォトカプラ３０の
最小の（Ｒｏｎ）値を得ることに続いて、今度は比較的
小さい（ｄｉ／ｄｔ）値、すなわち、ｄｉ／ｄｔ≒５０
〔Ａ／μｓ〕を得る場合であるが、これは基本的には、
図４に示されるようにＩＬＥＤを少なくすること。具体
的にはＬＥＤ３１に流れる直流電流の値を制御すること
によって、より大き目のＲＧ（＝Ｒｏｎ）値を得ること
が可能である。そして、Ｉ（ＬＥＤ）を少なくするため
には、ＬＥＤ３１の両端にかかる（ＶＧＲ）を下げるこ
とにより行なう。しかしながら、（ＲＧ）が大きくなる
と、実効的にスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間にかか
る電源電圧（ＶＧＳ）を下げることになる。したがっ
て、またＩＦ値が下がり、その結果、（−ｄｉ／ｄｔ）
値も下がる結果となる。

【００６９】次に、図５を参照して、（−ｄｉ／ｄｔ）
値を自動制御する手順を説明する。図５において、先ず
初期値（ＩＦ、−ｄｉ／ｄｔ、Ｌ、ＶＲ）がＰＣに入力
される（ステップ５０、５１）。ただし、今、ここで入
力した（−ｄｉ／ｄｔ）は、自動制御の説明の都合上、
より小さい（−ｄｉ／ｄｔ）値を指定したものとする。
すると、（ＶＧＲ）が自動的に制御され、（ＲＧ）をよ
り大きい方に制御される。しかし、これは結果として実
効の（ＶＧＳ）を下げ、（−ｄｉ／ｄｔ）を下げる方向
に働く。一方、ＩＦも当然下がる方向になるが、該ＩＦ
は、（−ｄｉ／ｄｔ）に比べ、あまり変化しない。すな
わち、（ＲＧ）の変化に対する依存性は、ＩＦよりも
（−ｄｉ／ｄｔ）の方が遥かに大きい。

【００７０】しかるに、ｔｒｒ特性測定時の（−ｄｉ／
ｄｔ）値は所定の値が維持されなくてはならないので、
この分に見合った補正（微増側に）が必要となることが
確認された後（ステップ５２）、ひとまず、次の（ＶＧ
Ｓ）補正のステップ５３に移る。ここで、（ＶＧＳ）の
補正が必要であることが分かったまま、直ちに該（ＶＧ
Ｓ）を補正（微増側に）してしまうと、ＩＦが大きく変
わってしまうので、（ＶＧＳ）は通常、微調（Ｆｉｎ
ｅ）モードのため、補正（微増側に）されない。

【００７１】上記の微調（Ｆｉｎｅ）モードのみの（Ｖ
ＧＲ）の補正（微増側に）が行なわれた結果、（−ｄｉ
／ｄｔ）値が更新され、オシロスコープの画面に表示さ
れる。この更新された（−ｄｉ／ｄｔ）値がモニタされ
る。このモニタされた実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期
入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が一致、あるいは指定許容
誤差範囲内であれば、（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御を完
了し、次の段階に移る（ステップ５４）。しかしなが
ら、上記のＶＧＲ補正ステップのみでは、所望の（−ｄ
ｉ／ｄｔ）値の範囲に入らない場合、今度はＶＧＳが補
正（微増側に）される。一方、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）
値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が不一致、あるい
は指定許容誤差範囲外の場合には、実際の（−ｄｉ／ｄ
ｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値との大・小関
係の情報をＰＣ１に帰還させ、該ＰＣ１が大・小関係の
情報に基づき、補正分に応じた推奨の（ＶＧＲ）値を再
計算し、上記各ステップ５０〜ステップ５４を繰り返
す。

【００７２】しかしながら、（ＶＧＳ）の補正は、ＩＦ
を大きく変える可能性がある。この場合は図２のＩＦ自
動制御方法の機能が再び働き、上記の各ステップ５０〜
ステップ５４を繰り返した後、新しいｔ１値が再設定さ
れる。その後（ＶＧＳの補正が行なわれた後）、再び繰
り返しプログラムの内ループに戻り、上記各ステップ５
０〜ステップ５４の（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御方法が繰
り返され、最終的に（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御が完了す
る。以上の（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動制御ループに関し
ては、ＩＦ自動制御ループにおけるように、外付けのＣ
ＰＵ２は、直接関与せず、ＰＣ１のみが管理している。
しかし、基本的には、（−ｄｉ／ｄｔ）制御とＩＦ制御
の制御系は、独立はしているものの、同一のＰＣ１をも
って集中管理されているということは変わりがない。第
３の発明は、以上のように、各ステップを通して（−ｄ
ｉ／ｄｔ）値を自動的に制御し得るようにしたので、的
確なｔｒｒ特性の測定が可能となる。

【００７３】次に、第４の発明を、図６参照して説明す
る。第４の発明は、ＯＳＣ４の画面に表示されたｔｒｒ
波形からｔｒｒ時間内の逆回復電荷量の総量（Ｑｒｒ）
及びｔｔａｉｌ時間内の逆回復電荷量の総量（Ｑｔａｉ
ｌ）を計算する算出方法に関するものである。なお、Ｑ
ｒｒ全体の総量は、Ｑｒｒ＋Ｑｔａｉｌにより計算され
る。先ず、従来技術の説明の欄で述べたように、Ｑｒ
ｒ、Ｑｔａｉｌの算出方法については、図１９に示すよ
うに三角形に分割した近似法によりその面積を求めてい
た。しかしながらこのような方法では白地領域Ｗ１，Ｗ
２及びＷ３が除外されてしまうので、実際の値よりも小
さくなってしまう。

【００７４】そこで、本発明ではシンプソン則を用い
て、ｔｒｒ特性波形の近似した３点をとって数値積分す
ることによりその値を求める方法を採用した。その手順
としてはＯＳＣ４によるｔｒｒ特性波形の各ポイント・
データ（Ｉ（ｔ）；総計５００点）をシンプソン・デー
タとした。その従来法による算出結果と本発明法による
算出結果を比較して表２に示す。

【表２】本発明方法によれば、従来法で白地領域Ｗ１，Ｗ２及び
Ｗ３（図１９参照）について算出されていなかったもの
をその部分を加えて正確に算出することができ、略ｔｒ
ｒ特性の実測波形に沿った全体のＱｒｒの総量を求める
ことができる。なお、表２の誤差の欄に述べたように、
従来法と本発明の方法とでは、約１０〜１５％の差が生
じている。

【００７５】また、ソフト・リカバリ素子について、Ｑ
ｔａｉｌの最終値（零点）を検出し、数値積分を行なう
と、Ｑｔａｉｌの部分が時間軸方向にかなり長いので、
その結果、Ｑｒｒ部分のデータ数が減少し、精度が落ち
る。したがって、Ｑｔａｉｌの部分については、近似式
（最小自乗法等）を用いて各ポイント・データ（Ｉ
（ｔ））に加工を加えた後に、数値積分を行なう方が良
い。さらにまた、数値積分を行なう方向は、桁落ち防止
の見地から、Ｑｔａｉｌの最終値→ｔ０の方向（逆向
き）に行なう方が良い。

【００７６】次に、第５の発明である３系統の電源電圧
（ＶＲ，ＶＧＳ，ＶＧＲ）の自動制御方法を説明する。
これらの電源電圧は図１に示したＧＰＩＢプログラマ
５、例えば、高砂製ＡＰ−１２２８Ｔを用いて制御する
ことが可能である。また、３電源電圧制御用のプログラ
ムは、所定の書式に沿ってプログラムを作成すれば、正
常に動作させることができる。しかし、制御レンジと分
解能については特に配慮する必要があり、これを表３に
示す。

【表３】また、各電源間、あるいは電源・ＧＰＩＢプログラマ５
間のノイズ遮断には特別の注意が必要であり、グランド
を経由したノイズの伝播を阻止するために、周辺の配線
の処理には工夫が大切である。特に、ＧＰＩＢプログラ
マ５を誤動作させることが、しばしばあるので特別の注
意が必要である。本発明では、表３の制御レンジと分解
能で３系統の電源電圧（ＶＲ，ＶＧＳ，ＶＧＲ）を自動
制御することにより、正確かつ的確なｔｒｒ特性の測定
が可能となる。

【００７７】次に、第６の発明について説明する。第６
の発明は、逆回復時間特性測定装置に使用されるｔｒｒ
測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）として、定格電流
・定格電圧の異なる複数の前記素子を備え、ＤＵＴの定
格に応じてそれらの素子を切り替えて使用することがで
きる構成とすることである。先ず、本発明では、（−ｄ
ｉ／ｄｔ）の測定範囲が少なくとも５０〜２００〔Ａ／
μｓ〕の範囲をカバーすることを目標としているため、
自動制御の範囲としては、２００〔Ａ／μｓ〕以上、あ
るいは５０〔Ａ／μｓ〕以下の（−ｄｉ／ｄｔ）値が達
成できなければならない。

【００７８】また、ＩＦ＝１〜５０〔Ａ〕、ＶＲＲＭ＝
３０〜６００〔Ｖ〕と広い範囲に亘っているため、基本
的にはこれらの範囲をカバーするには、それ以上の大き
いスイッチング素子（Ｑ）を用いることが必要である。
しかし、一つのスイッチング素子（Ｑ）のみで、すべて
の範囲をカバーするのは、やはり問題があることが分か
った。例えば、比較的電流容量の小さいＩＦで、かつ、
高い（ｄｉ／ｄｔ）≧２００〔Ａ／μｓ〕が求められる
ＤＵＴである場合に、上記のような大きいスイッチング
素子（Ｑ）、例えば、８０〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格の
ものを用いることが特に困難になる。

【００７９】上記の困難になる理由は、高い（ｄｉ／ｄ
ｔ）の試験波形を得るためには、スイッチング素子
（Ｑ）の速い立上り速度が必要であるが、そのような大
きいスイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間の入力容量（Ｃ
ｉｓｓ≒１５００ｐＦ／１０Ａ）がかなり大きく、ドラ
イブ回路からの入力容量・充電電流に限りがあって、特
にＩＦをスイッチング素子（Ｑ）の定格電流よりもかな
り小さめに絞った低（ＶＧＳ）電源電圧のドライブ時に
おいては、十分速く立ち上げることができないことに起
因している。

【００８０】上記のための対策として、電流容量が比較
的小さ目で、かつ、（ｄｉ／ｄｔ）が比較的高めのＤＵ
Ｔにおけるｔｒｒ特性測定に関しては、小さいスイッチ
ング素子（Ｑ）、例えば、２２〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定
格のものを使用することとした。ただし、この場合、ス
イッチング素子（Ｑ）の外形が異なるため、ワンタッチ
式で交換できる工夫が必要である。例えば、モジュール
外形の大きいスイッチング素子（Ｑ）（８０〔Ａ〕／４
５０〔Ｖ〕定格）と、小さいスイッチング素子（Ｑ）
（２２〔Ａ〕／４５０〔Ｖ〕定格）との場合が考えられ
るが、かかる問題を解消するため、図７に示すような構
造を考案した。

【００８１】図７は、上記スイッチング素子（Ｑ）の使
い分け・取り付け交換を可能とする構造を示す斜視図で
ある。図において、最初の取り付けは、モジュール外形
の大きなスイッチング素子７１に合わせておき、小さい
スイッチング素子７２を用いる場合には、モジュール外
形を有し、かつ、同じねじ孔を有するテフロン（登録商
標）樹脂等で形成した絶縁性のダミー治具（図示せず）
と交換し、ドレイン（Ｄ）、ソース（Ｓ）主電極となる
配線板７３，７４を、そのダミー治具の固定ねじ孔に取
り付ける。なお、配線板７３，７４は、板状の比較的広
い幅の銅材等によって形成されている。

【００８２】上記の小さいスイッチング素子７２の
（Ｄ）、（Ｓ）主電極配線７６，７７は、この専用ソケ
ット７５のピンに半田付けされている。これらの主電極
配線７６，７７の他方の端部には圧着端子７８が固定さ
れ、この圧着端子７８を介して、配線板７３，７４に予
め固定しておく。

【００８３】したがって、大、小いずれにしても一方の
スイッチング素子（Ｑ）が用いられている場合には、他
方のスイッチング素子（Ｑ）の（Ｄ）・（Ｓ）主電極は
オープンとなっているので、寄生Ｌ成分等の影響を与え
ることがない。ゲート（Ｇ）電極に関しては、Ｄ、Ｓ主
電極ほどの配慮は不要であるが、それでもより太目の配
線（図示せず）が、モジュール外形の大きな素子７１と
小さい素子７２とに共通して用いることができるように
配慮され、結線されている。

【００８４】なお、モジュール外形の大きいスイッチン
グ素子７１を外し、ダミー治具に交換して測定治具支持
板８３にねじ止めした後は、小さいスイッチング素子７
２を専用ソケット７５に深く、確実に差し込むだけでス
イッチング素子の交換を容易に行なうことができる。ま
た、図中、ＤＵＴ７９は専用ソケット８０に差し込ま
れ、この専用ソケット８０は板状の配線板８１，８２の
下端に取り付けられ、この配線板８２の上端は前記モジ
ュール外形の大きな素子７１のＳ主電極端子に接続され
ている。一方、配線板８１の上端はＬ字状に折り曲げら
れ、配線板７３，７４と同一水平面内に配置されてい
る。

【００８５】さらに、測定治具支持板８３には、長方形
の切欠穴８４が設けてあり、この切欠穴８４の直下に不
活性溶液を満たした容器８５が配置され、図示を省略し
た操作レバーの操作により測定治具支持板８４が一定角
度回転し、切欠穴８４を通して配線板８１，８２により
吊り下げたＤＵＴ７９を容器８５内に浸漬させる。これ
らの詳細な説明は、第９の発明において行なう。また、
同時にＤ主電極配線板７３、Ｓ主電極配線板７４の一端
及びＬ字状に折り曲げた前記配線板８１の一端にはそれ
ぞれ接続ピン８６，８７，８８が設けられ、これらのピ
ン８６，８７，８８を介して図１６に示したｔｒｒ特性
測定回路の所定の箇所に接続がなされるように構成され
ている。

【００８６】次に、第７の発明について説明する。先
ず、本発明においては、ＩＦ、ＩＲの電流値が正確にＯ
ＳＣ４に表示画面に取り込まれ、再現されていなければ
ならない。しかし、測定した波形がノイズレスの状態
で、しかも高周波測定において忠実に再現させることは
極めて困難である場合が多い。例えば、以下の無誘導抵
抗による電流検出法において、プローブ（同軸ＢＮＣケ
ーブル）の長さ一つとって見ても、電流波形を忠実に再
現させることの困難性が分かる。表４にプローブ長が電
流波形に与える影響を調査するための条件を示す。

【表４】表の上段にプローブ番号、下段にプローブ長（ｃｍ）を
示し、測定条件は、ＩＦ＝１Ａ、ＶＲ＝５０Ｖ、（−ｄ
ｉ／ｄｔ）＝２５０Ａ／μｓ、サンプルは、センタ・タ
ップ型の超高速３Ａ、６００Ｖ定格のＦＲＤを使用し
た。

【００８７】上記の確認実験を行なった動機は、測定し
た電流波形に低周波（波形の大きな異常振動）が見られ
る原因を特定するためである。上記の表４のように、プ
ローブ長を５段階に調整し、比較を行なった。その結果
の電流波形を図８及び図９に示す。図８は、プローブ長
１１２ｃｍと９１ｃｍのものの電流波形を比較して
示し、図９は、プローブ長６３ｃｍと３２ｃｍのも
のの電流波形を比較して示した。これらの図からも明ら
かなように、プローブ長が→に移るにしたがって、
低周波振動が抑えられていることが分かる。

【００８８】以上の現象から推論すると、電流波形に低
周波振動が見られていたのは、プローブ長が長めの場
合、該プローブの自己インピーダンスと、ＯＳＣ４内に
内蔵のインピーダンス（通常５０Ω）との値のずれが、
より大きくなる結果、両者のインピーダンス・マッチン
グが取れなくなって、反射波が発生し、波形を歪ませる
という現象に至ったと考えられる。したがって、本発明
においては、可能な限りプローブ長が短いプローブ番号
、又はの用いることを前提とするものである。

【００８９】ところで、プローブをより短いものを用い
る場合、更なる新たな問題が生じることが分かった。す
なわち、それはプローブをより短いものを用いると、Ｏ
ＳＣ４と測定治具３との間の距離が十分取れなくなり、
操作性が悪くなるという問題である。したがって、無誘
導抵抗による電流検出法以外に、別途、何か適切な電流
検出法がないかについて検討する必要が生じた。そこ
で、別の電流検出方法の候補として挙げられるピアソン
（Ｐｅａｓｏｎ）の電流プローブについての電流検出能
力の確認を行なうこととした。

【００９０】ピアソンの電流プローブの長所としては、
主配線の周りに発生する渦電流を検知する方式の還流プ
ローブであるため、回路から分離（非接触）されてい
て、本質的にプローブが持つ寄生のＬ成分が載らないこ
とである。したがって、上記の無誘導抵抗による電流検
出方法のように、プローブ長に対する依存性がなく、本
質的にＬ成分に起因する振動（波形）が少ないという性
質を有している。したがって、長いプローブも、問題な
く使用できる。その結果、ｔｒｒ特性測定中の操作性に
関しては、全く問題がないこととなる。

【００９１】一方、ピアソンの電流プローブの短所とし
ては、回路にプローブのグランド（Ｇｎｄ）レベルが固
定されていないという理由から、特に大電流検出時にお
いて、必ず発生するグランドレベルの位置ずれの問題が
ある。このことは、ソフト・リカバリ特性のＤＵＴにお
いて、逆回復電流が漸近的にグランドレベルに向かって
最終的に収束する時、交点であるところのゼロクロス点
検出を極めて困難にさせてしまう。

【００９２】しかしながら、ハード・リカバリ特性のＤ
ＵＴにおいて、逆回復波形が一旦、グランドレベルをオ
ーバー・シュートした後、グランドレベルを基準レベル
にした上下の減衰振動を繰り返した後に、グランドレベ
ルに収束するので、グランドレベルの位置ずれの問題は
気にならない。要は、ピアソン電流プローブの特徴とし
て、本質的に寄生Ｌ成分による振動に対しては強い一方
で、ソフト・リカバリ波形におけるゼロクロス点検出に
おいては、問題があるということを十分に認識した上で
その種の対策を講じることである。

【００９３】本発明は、上記の認識に基づき、無誘導抵
抗とピアソン電流プローブとを以下のように使い分け、
かつ、併用する方法を採用した。すなわち、本発明は、
オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電流（ＩＦ）波
形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含まず正確に表
示させるために、（１）ＤＵＴの電流減少率（−ｄｉ／
ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピアソン
電流プローブを優先して使用し、（２）ＤＵＴの（−ｄ
ｉ／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無
誘導抵抗を優先して使用するようにしたものである。

【００９４】さらに、具体的にその方法を述べると、無
誘導抵抗用の配線とＢＮＣコネクタを固定し、ピアソン
電流プローブは、やや長めのプローブ付きの状態で最初
から無誘導抵抗用の配線に通したままにしておく。な
お、最悪のケースを想定して、やや長めのプローブが付
いていたとしても非接触のため、直接電気的な影響はな
い。（１）（−ｄｉ／ｄｔ）が高い（ハード・リカバリ時）
は、やや長めのプローブ付きのピアソン電流プローブを
そのままＯＳＣ４のコネクタと連結する。（２）（−ｄｉ／ｄｔ）が低い（ソフト・リカバリ時）
は、ピアソン・モニタ（円形磁束）部のみを残し、やや
長めのプローブは付いていても影響はないが、作業上邪
魔なので外す。続いて、短い無誘導抵抗電流検出法用の
プローブの一方を、上記固定済みＢＮＣコネクタに、他
端をＯＳＣ側のコネクタに連結する。以上で、無誘導抵
抗からピアソン電流プローブ、あるいはピアソン電流プ
ローブから無誘導抵抗への交換作業は終了する。本発明
により、ノイズレスの状態でＩＦ，ＩＲの電流値が正確
にＯＳＣ４に取り込まれ、再現させることが可能とな
る。

【００９５】次に、第８の発明について説明する。本発
明は、ＯＳＣ４に表示される順電流（ＩＦ）波形及び逆
電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイズを含まず、さらに正
確に表示させるために、ＤＵＴに直列にＣＲスナッバ回
路を接続したものである。本発明においては、上記の第
７の発明の説明でも述べたように、ＩＦ、ＩＲの電流値
を正確にＯＳＣ４の表示画面に取り込まれ、再現されて
いなければならない。しかしながら、前述の無誘導抵抗
及びピアソン電流プローブの使い分けを以ってしても、
まだ、ＯＳＣ４の表示画面上に得られた波形に問題が残
る。すなわち、本来忠実に再現されるべき波形に載る高
周波と低周波の問題である。

【００９６】この低周波と高周波が載った電流波形を図
１０に示す。この現象は、特に無誘導抵抗電流検出法を
用いて、ハードリカバリなＤＵＴにおいて顕著に見られ
る。かかる原因を調査した結果、（１）低周波成分の除
去に関しては、前述のプローブ長を最適化（より短く）
し、ＯＳＣ４に内蔵されたインピーダンス（通常５０
Ω）と、無誘導抵抗用プローブの寄生インピーダンスと
（より５０Ωに近づけ）マッチングを取ることで、対応
できることが分かってきた。しかし、問題は、（２）高
周波成分の除去のための対策である。その対策を検討し
た結果、ＣＲスナッバ回路が最も有効であるとの結論を
得た。図１１に、本発明に使用する高周波対策用のノイ
ズ・フィルタ（ＣＲスナッバ）回路を示す。

【００９７】図１１中のＤＵＴに直列に接続された無誘
導抵抗（ＲＤ）の具体的値は、０．１Ωである。これに
並列にＣＲスナッバ回路が挿入されるが、この場合のス
ナッバ回路用コンデンサ（Ｃｓ）の具体的値は、Ｃｓ＝
３０ｎＦ、また、スナッバ回路用抵抗（Ｒｓ）の具体的
値は、Ｒｓ＝４７Ωである。かかる定数を選定した時
に、図１０に示すようにスナッバ回路を有さないの波形
（１）からスナッバ回路を有する波形（２）のように改
善されることが分かる。すなわち、スナッバ回路を有さ
ない波形（１）は、大きな波の振動（低周波）に加え、
小さな波の振動（高周波）がかなりあるが、スナッバ回
路を有する波形（２）では、それらの両成分がかなり除
去・緩和されていることがこの図から了解される。

【００９８】次に、第９の発明について図１２及び図１
３概略構成図を参照して説明する。本発明の逆回復時間
特性測定装置用測定治具１２は、台座１３の所定の位置
に着脱可能に載置したパー・フルオロ・ポリエーテル等
の不活性溶液を満たした容器８５と、該容器８５内の不
活性溶液を所定の温度に加熱する加熱源２９と、ＤＵＴ
を着脱自在に保持する測定治具支持板８３と、該支持板
８３に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を満たした
容器８５内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前記Ｄ
ＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器８５から垂直に
引き上げる動作を行なうリンク機構１４と、該リンク機
構１４により前記測定治具支持板８３が下降した際に自
動的に連結する逆回復時間特性測定回路１６（図１６参
照）とを備えている。

【００９９】本発明においては、パー・フルオロ・ポリ
エーテル等の不活性溶液の蒸発量を抑え、加熱・温度制
御が確実で、しかも、ＤＵＴの出し入れをスムーズに行
なうことができる開口部寸法、形状、機構等を備えてい
る必要がある。全体の枠組みは、容器８５を載置する台
座１３と、この台座１３に固定された側板１５から成
る。上記側板１５の上端には上板１７が設けられてい
る。この上板１７と、台座１３間には一対の支柱１８が
垂設されている。この支柱１８には、該支柱１８に沿っ
て上下に可動できる基板１９が挿通されている。支柱１
８には、図１３に示すようにコイルスプリング２０及び
とう管２１が挿通され、基板１９をコイルスプリング２
０の付勢力により上方に押し上げている。

【０１００】上記の基板１９の先端部には、一対のヒン
ジ２２を介して測定治具支持板８３が取り付けられてい
る。測定治具支持板８３は、長方形の切欠穴８４を有
し、この切欠穴８４は、図７に示した配線板８１，８２
が通され、この配線板８１，８２の先端部には、専用ソ
ケット８０が固定されている（図１３参照）。上記専用
ソケット８０は、ＤＵＴ７９が着脱自在に装着できる構
造となっている。また、上記測定治具支持板８３は、リ
ンク機構１４に結合され、このリンク機構１４を介して
ヒンジ２２を支点として一定角度回転できる。

【０１０１】上記のリンク機構１４は、第１アーム２３
と第２アーム２４とが回り対偶の固定点２５を介して連
結され、第２アーム２４の端部は、両側板１５間に横架
した回転軸２６に固定されている。回転軸２６の一端に
はレバー２７が取り付けられ、このレバー２７を、図１
３において、例えば左回りに回動させれば、回転軸２６
が回動し、この運動が第２アーム２４、第１アーム２３
を介して測定治具支持板８３に伝わり、該支持板８３を
水平位置まで左回りに回動させる。

【０１０２】さらに、レバー２７を左回りに回動させる
と、前記支持板８３はヒンジ２２の端面と基板１９の端
面とが衝合し、それ以上回動できないので、該支持板８
３と基板１９とが剛体となって、基板支柱１８をコイル
スプリング２０の付勢力に抗して水平状態を保って下降
する。上記支持板８３の側面の運動軌跡を表したのが、
図１３の太線の矢印である。すなわち、測定治具支持板
８３は、レバー２７の操作により当初一定角度、例え
ば、６０度回動した後、水平状態で下降し、再びレバー
２７を元に戻す方向に操作すれば、水平状態で上昇した
後、折り曲がり、６０度回動した位置で初期位置に復帰
する。なお、上記支持板８３の上下動は、コイルスプリ
ング２０の付勢力を受けていわゆる遊びを作らないので
スムーズに行なわれる。

【０１０３】ここで、注意すべきは、測定治具支持板８
３に上記のような動きをさせる意義は何かである。それ
は、容器８５の開口部や内側面に接触されることなく、
ＤＵＴ７９を不活性溶液内に垂直に降下して浸漬させ、
ｔｒｒ特性の測定後、再び容器８５の開口部や内側面に
接触されることなく垂直に上昇させて取り出し、かつ、
測定済みのＤＵＴ７９を専用ソケット８０から取り外
し、次の測定すべきＤＵＴ７９を装着し易くするためで
ある。

【０１０４】すなわち、ＤＵＴ７９を装着する専用ソケ
ット８０は、配線板８１，８２の先端部に取り付けら
れ、該配線板８２の他端は、図７に示すようにその先端
部がＬ字状に折り曲げられ、ソース主電極配線板７４と
共に、モジュール外形の大きいスイッチング素子７１の
上面端子に固定されているため、前記支持板８３がレバ
ー２７の操作で一定角度傾斜すれば、前記支持板８３上
のスイッチング素子７１に固定された配線板８２も一定
角度傾斜することになる。つまり、配線板８２の先端部
に専用ソケット８０を介して装着されたＤＵＴ７９が、
容器８５の不活性溶液から引き上げられ、一定角度傾斜
した位置で停止することになる。この位置で、ＤＵＴ７
９の装着・脱着作業を行なうことは、きわめてやり易
い。

【０１０５】上記測定治具支持板８３の水平状態を保っ
て下降する動きは、容器８５内にＤＵＴ７９を垂直に下
降させて浸漬させることの他に、もう一つの重要な働き
がある。それは、図７に示したドレイン主電極配線板７
３、ソース主電極配線板７４及び配線板８１の先端部に
設けた接続ピン８６，８７，８８を、図示していない逆
回復時間特性測定回路１６（図１６参照）の所定の箇所
と接続するためのコネクタ群に垂直に下降させて確実に
結合させる働きである。

【０１０６】一方、上記の容器８５は、台座１３の所定
の位置に位置決めして載置されるが、このため、容器８
５の外周四隅を支持する位置決めパッド２８が設けられ
ている。また、位置決めパッド２８内には絶縁物を介し
て面状ヒータ２９が設けられている。この面状ヒータ２
９は図示を省略した電源に接続され、この面状ヒータ２
９上に、容器８５を載せることにより、容器８５内の不
活性溶液が一定温度、例えば１５０℃になるまで、同じ
く図示を省略した温度調整システムを介して加熱され
る。

【０１０７】なお、容器８５は、ステンレス製で、例え
ば１００（Ｌ）×１００（Ｗ）×７５（Ｈ）ｍｍの大き
さに形成されている。この容器８５に満たされる不活性
溶液は、例えばパー・フルオロ・ポリエーテルであり、
高い測定温度（１２５℃〜１５０℃）ではどうしても蒸
発が避けられず、特に開口部の寸法に対して注意が必要
である。因みに、２００（Ｌ）×３００（Ｗ）程度の開
口部寸法を有する容器では、面積が約６倍にもなるの
で、不活性溶液の蒸発量が多く、溶液の補充が頻繁とな
ること、また、溶液量が多いために、加熱に長時間要
し、別の熱板で予備加熱が必要となる等の不都合があ
る。その点、本発明で使用する容器８５の開口部寸法
は、１００（Ｌ）×１００（Ｗ）ｍｍ程度であるので、
上記のような不都合が発生せず、きわめて適当な大きさ
に設計されている。

【０１０８】上記のように構成の測定治具１２を使用す
ることによって、不活性溶液の蒸発量を抑え、加熱・温
度制御が確実でき、かつ、ＤＵＴの出し入れをスムーズ
に行なうことができ、作業者の安全性の確保や良好な作
業性と共に、正確で効率的なｔｒｒ特性測定が可能とな
る。

【０１０９】上記の測定治具１２によるＤＵＴの測定波
形データは、図１に示したように、ＯＳＣ４に取り込ま
れ、ＰＣ１に転送される。しかしながら、上記のすべて
の対策・改善を行なったにも拘らず、（−ｄｉ／ｄｔ）
の自動制御時において、本発明によるｔｒｒ特性測定装
置が異常停止する現象が少なからず発生した。その原因
を調査した結果、ＯＳＣ４からＰＣ１へ波形データを転
送するタイミングのずれ、すなわち、ＯＳＣ４が測定波
形データを未だ取り込んでいないか、あるいは、取り込
みが完了していない間に、ＰＣ１に波形データを転送す
る命令が出ていたためであることが分かった。

【０１１０】すなわち、転送された波形データに基づい
て、ＰＣ１は次のステップのプログラム、例えばＱｒｒ
値の数値積分等を進める訳であるが、データがない場合
は、波形取り込み用に確保された配列内は零となってい
る。また、この値を次のステップに帰還させるので、上
記の数値積分ステップ等において、分母が零となってし
まっているような割り算を行なう結果、ＰＣ１が本来、
処理可能な有限の数値、例えば、−１Ｅ３８〜＋１Ｅ３
８の浮動小数点付き実数の範囲内に収まらなくなって、
異常停止するような場合が考えられる。

【０１１１】第１０の発明は、上記の対策として、ＰＣ
１への転送命令の前に、ＯＳＣ４に取り込まれた波形デ
ータのチェックを行ない、そのチック結果が妥当である
ことを確認・判定した後に、ＰＣ１側に波形データを転
送するという制御ソフトの処理方法を採用することであ
る。その結果、上記のような配列に有限の数値のデータ
が入っていることを確認した後でなければ、プログラム
のステップが次のステップに進まないようになるので、
数値積分のステップ等において、分母が零となってしま
うような割り算を行なうことは有り得なくなり、ｔｒｒ
特性測定装置が異常停止するといった不都合が完全に解
消できるようになる利点がある。

【０１１２】次に、第１１の発明について説明する。本
発明における測定結果の保存・表示方法は、１レコード
が複数の項目データで構成されている場合に、各項目デ
ータの区切りをカンマ（，）で区切るＣＳＶファイル形
式で（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒｒ１、ｔｒｒ２等の値及び
ＢＭＰ（ビット・マップ）ファイル形式でｔｒｒ曲線等
の測定・検査結果の表示及び保存を行なうことである。

【０１１３】先ず、測定結果を自動計測して保存する際
には、何らかのファイル形式が必要である。昨今のＰＣ
用ＯＳで扱える表計算ソフトには、例えば「Ｍｉｃｒｏ
ｓｏｆｔＥｘｃｅｌ」や「三四郎」等があり、広く普
及している。本発明の測定結果を自動計測して保存する
際、そのようなソフトとの互換性が取れるファイル形式
によって処理を進めることは不可欠である。本発明で
は、そのような観点から「ＣＳＶファイル形式」を採用
している。

【０１１４】上記のファイル形式を採用することで、測
定結果の外部機器間のやり取りをするステップでの処理
は勿論、後の測定結果ファイルの加工や保存の処理が、
安価な汎用表計算ソフト上で扱える利点があり、一度紙
にプリント・アウトしたデータを再入力する手間が省け
ると共に、再入力時の人為的ミスも回避することができ
る。その結果、データの利用価値が高くなり、応用範囲
が広まる等の波及効果が得られる。図１４に、ＣＳＶフ
ァイル形式を利用して出力データを整理し、それを保存
する表示画面の一例を示す。

【０１１５】また、本発明では、ＯＳＣ４の画面に表示
されたｔｒｒ特性波形をＰＣ画面上に取り込み、Ｑｒｒ
を求めるための数値積分を行なったり、その後さらに、
波形の特定の領域のみを着色したり、補助線や文字を挿
入したりして加工している。これらの作業を行なうに
は、測定データの画像ファイル形式が定められなければ
ならないが、これについても市場に広く浸透している安
価な汎用画像処理ソフト上で扱えると便利である。その
ような観点から「ＢＭＰ（ビットマップ）ファイル形
式」を採用している。

【０１１６】上記のようなＢＭＰファイル形式であれ
ば、例えば「ペイント」という汎用ソフトで処理するこ
とができ、非常に便利である。これについてもＣＳＶフ
ァイル形式と同様に、結果としてデータの利用価値が高
くなったり、応用範囲が広まったりして大変都合が良
い。因みに、図６はＢＭＰファイル形式を利用し、ｔｒ
ｒ特性波形を加工して示した例である。

【０１１７】以上の各発明を総合して実施した結果、表
５及び図１５に示すようなｔｒｒ特性測定装置の能力を
得ることができた。

【表５】例えば、（−ｄｉ／ｄｔ）＝５０〜２００Ａ／μｓの目
標に対して、ＶＲ＝５０Ｖの電源電圧に対しても、ＩＦ
≧１０Ａの領域であれば、確保できていることが分か
る。勿論、ＶＲ＝１００Ｖ，２００Ｖ系においては、同
じくＩＦ≧１０Ａの領域において、（−ｄｉ／ｄｔ）≧
５００Ａ／μｓ、６００〜９００Ａ／μｓ程度の値を以
って、ＩＦ及び（−ｄｉ／ｄｔ）値の自動制御が達成さ
れていることが分かる。

【０１１８】

【発明の効果】本発明は上記のように構成したので、概
略以下の効果を奏する。（１）予め設定する各部電源電圧値、電流値、時間、温
度、（−ｄｉ／ｄｔ）値の精度を向上させ、測定値の高
精度化を図ることができる。（２）逆回復時間（ｔｒｒ）特性における逆回復電荷量
の総量（Ｑｒｒ）計算の細分化により、正確な（Ｑｒ
ｒ）値を得ることができる。（３）ＩＦ、ＶＲ、（−ｄｉ／ｄｔ）値の任意設定によ
り複数条件での測定が可能となる。（４）ＰＣによる測定条件の設定、測定等を自動化する
ことができる。（５）不活性溶液を満たした容器にＤＵＴを浸漬するた
めの安全性が高く、構造がシンプルかつ便利な機構・装
置が得られ、その結果、正確なｔｒｒ特性の測定ができ
る。（６）ｔｒｒ特性測定装置の異常停止が回避できる。（７）ＣＳＶファイル形式及びＢＭＰファイル形式の採
用によりデータ処理・保存・加工等が容易となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のｔｒｒ特性測定装置の概略構成を示す
ブロック図である。

【図２】本発明のＩＦ自動制御方法の各ステップを示す
図である。

【図３】本発明に用いるＣｄｓフォトカプラの内部回路
図である。

【図４】上記ＣｄｓフォトカプラのＲｏｎ・Ｉ（ＬＥ
Ｄ）特性を示す図である。

【図５】本発明の（−ｄｉ／ｄｔ）値自動制御方法の各
ステップを示す図である。

【図６】本発明のＱｒｒ算出方法を説明するための図で
ある。

【図７】本発明のスイッチング素子（Ｑ）の使い分け・
取り付け交換ができる構造を示す斜視図である。

【図８】本発明の確認段階でのプローブ長と電流波形の
関係を示す図である。

【図９】同じく本発明の確認段階での他のプローブ長と
電流波形の関係を示す図である。

【図１０】本発明の確認段階での低周波と高周波が載っ
た電流波形を示す図である。

【図１１】本発明の高周波対策ノイズ・フィルタ回路を
示す図である。

【図１２】本発明の測定治具の概略構成を示す斜視図で
ある。

【図１３】上記測定治具の概略構成を示す側面図であ
る。

【図１４】本発明のＣＳＶファイル形式による出力結果
表示画面を示す図である。

【図１５】本発明によるｔｒｒ特性測定におけるＩＦ及
び（−ｄｉ／ｄｔ）の自動制御能力を示す図である。

【図１６】本発明及び従来のｔｒｒ特性測定回路図であ
る。

【図１７】本発明及び従来のｔｒｒ特性測定における各
部の波形を示し、（ａ）はＶＧＳ波形、（ｂ）はＩＬ波
形、（ｃ）はＩＦ波形を示す図である。

【図１８】上記図１７（ｃ）の鎖線丸印の波形を拡大し
て示した図である。

【図１９】従来のＱｒｒ算出方法及びｔｒｒ特性の処理
方法を説明するための図である。

【符号の説明】

１ＰＣ２ＣＰＵ３測定治具４ＯＳＣ５ＧＰＩＢ６スイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間の電源電圧
（ＶＧＳ）７主電源電圧（ＶＲ）８スイッチング素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の
両端に印加される電源電圧１２測定治具１３台座１４リンク機構１５側板１６逆回復時間特性測定回路１７上板１８支柱１９基板２０コイルスプリング２１とう管２２ヒンジ２３第１アーム２４第２アーム２５固定点２６回転軸２７レバー２８位置決めパッド２９面状ヒータ３０フォトカプラ３１ＬＥＤ７０取り付け構造７１モジュール外形の大きなスイッチング素子７２小さいスイッチング素子７３ドレイン主電極配線板７４ソース主電極配線板７５専用ソケット７６，７７太目の銅線７８圧着端子７９ＤＵＴ８０専用ソケット８１，８２配線板８３測定治具支持板８４切欠穴８５容器８６，８７，８８接続ピン

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】逆回復時間（ｔｒｒ）特性測定のための各
外部構成装置の駆動条件設定及びそれら各外部構成装置
の集中管理を行なうパーソナルコンピュータ（ＰＣ）
と、該ＰＣからのパルス幅データ等の測定条件選定信号を送
出する外付けの中央演算処理装置（ＣＰＵ）と、該ＣＰＵからのパルス幅データ等の測定条件選定信号を
受けるＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子（Ｑ）及び
被試験素子（ＤＵＴ）を有する測定治具と、該測定治具を介して得られた実測波形データが、測定条
件データと共に送られ、これを取り込んで画面表示する
オシロスコープ（ＯＳＣ）等の表示装置と、前記スイッチング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース
（Ｓ）間の電源電圧（ＶＧＳ）の値を所定の値に設定す
る制御信号、前記ｔｒｒ特性測定のための回路中の主電
源電圧（ＶＲ）の値を所定の値に設定する制御信号、及
び前記スイッチング素子（Ｑ）のゲート抵抗（ＲＧ）の
両端に印加される電源電圧（ＶＧＲ）の値を所定の値に
設定する制御信号を送出するように、前記ＰＣにより操
作されるＧＰＩＢプログラマブル・コントローラと、を
備えたことを特徴とする逆回復時間特性測定装置。
【請求項２】初期設定値として予め定められた順電流
（ＩＦ）値、電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）値、誘導負荷
（Ｌ）値、直流電源電圧（ＶＲ）値をパーソナルコンピ
ュータ（ＰＣ）に入力するステップと、上記各初期設定
値の組み合わせに基づき、該ＰＣで、誘導負荷（Ｌ）に
流れる電流（ＩＬ）を、（≒ＩＦ）＝ＶＲ／Ｌ・ｔ式か
ら推奨パルス幅値（ｔ１）として計算し、このｔ１値を
外付けの中央演算処理装置（ＣＰＵ）に送信するステッ
プと、前記ＰＣから得た推奨ｔ１値の信号を受け、前記
ＣＰＵは、これに見合ったパルス幅信号ｔ２をスイッチ
ング素子（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間に出力
させるように制御するステップと、上記の各ステップを
経て仮決定されたＩＦがＤＵＴ中を流れるので、これを
実際のＩＦとしてモニタするステップと、このモニタし
たＩＦ値と初期入力値のＩＦ値が一致、あるいは指定許
容誤差範囲内であればＩＦの自動制御を完了するステッ
プと、前記モニタしたＩＦ値と初期入力値のＩＦ値が不
一致、あるいは指定許容誤差範囲外であれば、該ＩＦ値
の大・小関係を判別して、その情報を前記ＰＣに帰還
し、再度、推奨ｔ１値を再計算し、上記各ステップを順
次繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の逆回復時
間特性測定装置におけるＩＦ（順電流）の制御方法。
【請求項３】初期設定値として、予め定められたＩＦ
値、（−ｄｉ／ｄｔ）値、Ｌ値、ＶＲ値をＰＣに入力す
るステップと、入力された上記初期設定値に基づいてゲート入力抵抗
（ＲＧ）の両端に印加する電源電圧（ＶＧＲ）をＰＣで
計算するステップと、入力された上記初期設定値に基づいてスイッチング素子
（Ｑ）のゲート（Ｇ）・ソース（Ｓ）間の電源電圧（Ｖ
ＧＳ）をＰＣで計算するステップと、上記電源電圧（ＶＧＲ）をＰＣで計算するステップによ
り得た結果に基づき、（ＶＧＲ）の補正が行なわれ、か
つ、（−ｄｉ／ｄｔ）値が更新され、オシロスコープの
画面に表示すると共に、この更新された（−ｄｉ／ｄ
ｔ）値が該オシロスコープ内部で自動計測され、実際の
（−ｄｉ／ｄｔ）値がモニタされ、実際の（−ｄｉ／ｄ
ｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄｔ）値が一致、ある
いは指定許容誤差範囲内であれば、（−ｄｉ／ｄｔ）の
自動制御を完了するステップと、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ／ｄ
ｔ）値が不一致、あるいは指定許容誤差範囲外の場合に
は、実際の（−ｄｉ／ｄｔ）値と初期入力値の（−ｄｉ
／ｄｔ）値との大・小関係の情報をＰＣに帰還し、該Ｐ
Ｃが大・小関係の情報に基づき、補正分に応じた推奨の
（ＶＧＲ）値を再計算し、上記各ステップを繰り返すこ
とを特徴とする請求項１に記載の逆回復時間特性測定装
置における電流減少率（−ｄｉ／ｄｔ）自動制御方法。
【請求項４】オシロスコープに表示された実際のｔｒｒ
波形と時間軸とで囲まれた領域内の面積を算出するに当
たり、微細に細分化された時間（ｔ）での各逆電流値
（ＩＲ）をポイント・データとし、これをシンプソン・
データとしてＰＣに入力し、上記ｔｒｒ波形上の隣接す
る３点をとってシンプソン則により上記面積を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の逆回復時間特性測定
装置における逆回復時間（ｔｒｒ）決定のための逆回復
電荷量（Ｑｒｒ）の総量算出方法。
【請求項５】主電源電圧（ＶＲ）の制御レンジが０〜５
００Ｖの範囲で、かつ、分解能が２．０Ｖである第１の
条件と、スイッチング素子（Ｑ）のＧ・Ｓ間電源電圧
（ＶＧＳ）の制御レンジが０〜２５Ｖの範囲で、かつ、
分解能が０．０２５Ｖである第２の条件と、上記スイッ
チング素子（Ｑ）のゲート入力抵抗（ＲＧ）の両端に印
加する電源電圧（ＶＧＲ）の制御レンジが、フォトカプ
ラの電流源を可変制御した場合に、制御レンジが０〜２
５ｍＡの範囲で、かつ、分解能が０．０００５Ａである
第３の条件とを備えたことを特徴とする請求項１に記載
の逆回復時間特性測定装置における電源電圧自動制御方
法。
【請求項６】逆回復時間特性測定装置に使用されるｔｒ
ｒ測定回路内のスイッチング素子（Ｑ）として定格電流
・定格電圧の異なる複数の該スイッチング素子（Ｑ）を
備え、ＤＵＴの定格に応じて該スイッチング素子（Ｑ）
を切り替えて使用するようにしたことを特徴とする請求
項１に記載の逆回復時間特性測定装置。
【請求項７】オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電
流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、ノイズを含
まず正確に表示させるために、ＤＵＴの電流減少率（−
ｄｉ／ｄｔ）が高い時（ハード・リカバリ時）には、ピ
アソン電流プローブを優先して使用し、ＤＵＴの（−ｄ
ｉ／ｄｔ）が低い場合（ソフト・リカバリ時）には、無
誘導抵抗を優先して使用するようにしたことを特徴とす
る請求項１に記載の逆回復時間特性測定装置。
【請求項８】オシロスコープ（ＯＳＣ）表示される順電
流（ＩＦ）波形及び逆電流（ＩＲ）波形を、高周波ノイ
ズを含まず正確に表示させるために、ＤＵＴに直列にＣ
Ｒスナッバ回路を接続したことを特徴とする請求項１に
記載の逆回復時間特性測定装置。
【請求項９】台座の所定の位置に着脱可能に載置したパ
ー・フルオロ・ポリエーテル等の不活性溶液を満たした
容器と、該容器内の不活性溶液を所定の温度に加熱する
加熱源と、ＤＵＴを着脱自在に保持する測定治具支持板
と、該支持板に保持されたＤＵＴを、前記不活性溶液を
満たした容器内に垂直に降下させて浸漬させ、かつ、前
記ＤＵＴのｔｒｒ特性測定・検査後は該容器から垂直に
引き上げる動作を行なうリンク機構と、該リンク機構に
より前記測定治具支持板が下降した際に自動的に連結す
る逆回復時間特性測定回路とを備えたことを特徴する請
求項１に記載の逆回復時間特性測定装置用の測定治具。
【請求項１０】測定治具を介して得られたＤＵＴの実測
波形データをオシロスコープ（ＯＳＣ）に取り込み、Ｐ
Ｃへ該波形データを転送する際に、予め前記ＯＳＣに取
り込まれた波形データのチェックを行ない、該チェック
結果が有限の数値データを含む場合にのみ、前記ＰＣ側
に波形データを転送するようにすることを特徴とする請
求項１に記載の逆回復時間特性測定装置。
【請求項１１】１レコードが複数の項目データで構成さ
れている場合に、各項目データの区切りをカンマ（，）
で区切るＣＳＶファイル形式で（−ｄｉ／ｄｔ）、ｔｒ
ｒ１、ｔｒｒ２等の値及びＢＭＰ（ビット・マップ）フ
ァイル形式でｔｒｒ波形等の測定・検査結果の表示及び
保存を行なうことを特徴とする請求項１に記載の逆回復
時間特性測定装置のおける測定結果の保存・表示方法。