JP2003079155A

JP2003079155A - 非調整型電力コンバータ

Info

Publication number: JP2003079155A
Application number: JP2002231023A
Authority: JP
Inventors: Serge Bruno; ブルーノセルジュ
Original assignee: Somfy SA
Current assignee: Somfy SA
Priority date: 2001-08-10
Filing date: 2002-08-08
Publication date: 2003-03-14
Also published as: EP1283590A3; EP1580875A1; DE60230368D1; ES2245909T1; US20050063203A1; US6778416B2; FR2828598B1; FR2828598A1; EP1283590B1; EP1283590A2; US20030034763A1; ATE418177T1; US6982888B2; ES2203355T1

Abstract

(57)【要約】【課題】出力の動作範囲を制限せず要素が保護され互
換性を確保できるコンバータを提供する。【解決手段】交流−直流コンバータは、入力端子を有
する。スイッチング素子（４）とキャパシタで構成され
る直列接続は、入力端子間に接続される。キャパシタの
放電はコンバータの出力電圧を供給する。制御回路
（８、２０）はスイッチング素子の動作を制御し、スイ
ッチング素子の動通状態は完全に入力電圧の関数として
制御され、スイッチング素子の非導通状態は完全に出力
電圧の関数として制御される。コンバータは良好な動的
動作範囲を有し、出力における消費電力の正確な計測を
可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電力コンバータに係
り、特に間欠的キャパシタ充電原理を適用した交流−直
流変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】このようなコンバータは、遮光のための
小スクリーン、ベネチアン・ブラインドのような建物内
のモータ化された製品に対して直接的に広く使用されて
いる。これらは主回路の交流電圧を、例えば出願人によ
って製造されるコンセプト２５型である低電力直流モー
タを具備するアクチュエータに給電するために使用可能
な低電圧の事実上の直流に変換することを可能とする。
それらは、ローラーシャッタであるより大電力の交流モ
ータの制御電子回路又は無線受信器又は送信器と結合さ
れた一つのセンサに供給してもよい。

【０００３】これらのコンバータは、その出力電圧が固
定された基準値に縛られることなく動作するので「非調
整型」と呼ばれている。これらはコンバータの構成を簡
略化し、その価格を低減する。入力において、これらは
整流されていてもいなくてもよい交流を受電するが、交
流電流の半波あるいは全波整流は本明細書中においては
それ自体公知であると考えられ、説明されない。出力に
おいて、これらコンバータは入力電圧のピーク振幅より
も小さい振幅を有する事実上の直流電圧を提供する。以
後明細書においては、入力電圧は主電源の電圧と仮定す
るが、この仮定は建物への応用においては極めて一般的
であり、しかしながら、他の応用も可能であること、及
び整流されている、いないに係らずコンバータの入力直
流電流は主電源によって供給される電流に制限されない
ことは明らかである。これらのコンバータは低電力コン
バータと呼ばれ、大電力プラントに比較して低変換効
率、従って比例的に大きい損失を許容することができ
る。出力電力は、一般的に５０ワット以下である。

【０００４】米国特許第４６４１２３３号の図１におい
て、例として説明されるように、このコンバータは以後
Ｃと記す大容量キャパシタの間欠的な充電を適用する
が、この場合「大容量」という術語は多くの場合１００
マイクロファラッド（μＦ）以上の容量を意味する。し
かしながら、使用されるキャパシタンスの容量は、単に
キャパシタの間欠的な充電期間の間出力電圧を十分に維
持するに十分であることが理解されるであろう。その結
果、キャパシタの容量は電圧コンバータの出力で受け入
れられる電圧の変動、必要とされる出力電流、及びそれ
自体入力電圧の周波数に依存する充電周波数に依存す
る。低出力電流、又は入力電圧の高周波数に対しては、
１００μＦの閾値よりも低容量のキャパシタが使用され
得る。以後Ｑと記すスイッチング素子は、主電源電圧が
所定の閾値以下を維持する期間中においてだけキャパシ
タＣが充電されるように、半波又は全波整流された主電
源とキャパシタＣの間に配置される。与えられた負荷に
対し、所定の出力電圧及びコンバータの出力において与
えられた波形を満たすようにＣの容量を定め、閾値電圧
を選択することが可能である。

【０００５】米国特許第４００１６６８号（Lewis １９
７３年）は図４においてこの種類の装置を記載してい
る。この特許は、主電源の変動に対する非常に大きい許
容を強調しており、１１０−１２０Ｖ交流主電源から２
２０−２４０Ｖ交流主電源と等しい直流電流のモータに
給電する回路の使用を許容する。スイッチング素子Ｑ
（４７）の通電及び非通電状態は、整流された電圧の形
象である電圧と閾値（５０、５１，４５）の比較によっ
て完全に決定される。抵抗ＲＰ（４８）によって形成さ
れ、電圧計測点の上流側に配置される電流リミッタの使
用は、オフ状態から導通状態へ、あるいは逆へのＱの高
速スイッチングを肯定する累積的な効果から利益を得る
ことを可能とするということが理解されるべきである。
図５及び６において、この特許は給電線電流（６１、６
５）及び負荷の端子（即ち、Ｃの端子）における流れ込
み電圧波形のパルス化された形状を明確に示している。

【０００６】続いて出願された特許は、スイッチＱの制
御を簡略化できる特別の実施形態、あるいはキャパシタ
の周期的な再充電に対して必要な電流スパイクによって
生成される高調波の低減に関する改良を構成している。
英国特許第２２０３００３号は、一般的な表現におい
て、わずかに相違するけれども同じ原理に基づくトポロ
ジが記載されている。図２において、電流制限素子（１
１）は電界効果型トランジスタによって形成されるスイ
ッチング素子とキャパシタの間に挿入され、スイッチン
グ素子を制御するための電圧測定がＣ（１０で参照され
るブロック）上で実行される。この構成は、Ｑの効果的
な制御の累積的な効果を実際は除去する。素子（１２）
は端子の電圧が最大閾値を超過したときにスイッチング
素子を不動作とすることを意図されたものであるが、こ
の素子は説明されていない。

【０００７】ヨーロッパ特許（Helfrich １９９５年）
は、図１に、電流制限素子ＲＰ（Ｒ１）、スイッチング
素子Ｑ（Ｑ１）及びＲＰ（Ｒ６）の上流の電圧及び下流
電圧（Ｒ６）の双方による合成制御を具備するキャパシ
タＣ（Ｃ２）を使用したコンバータ技術を説明してい
る。しかしながら、電圧閾値はスイッチング素子の導通
状態及び非導通状態で同一である。この間欠的な充電原
理を使用したコンバータの他の実施形態は、ドイツ特許
第４４４４６１２号、ドイツ特許第３１４４７４２号、
ヨーロッパ特許第０３９９５９８号、ドイツ特許第３２
４５２３８号、ヨーロッパ特許第０２４９２５９号、フ
ランス特許第２９７２４４８号、及びヨーロッパ特許第
０５００１１３号に記載されている。

【０００８】ヨーロッパ特許第０６２２８８９号（Wong
１９９４年）電流制限器のない直列トポロジ（Ｑ，
Ｃ）が記述されている。入力電圧Ｖ_in−整流された主電
源の電圧−は、キャパシタ及びスイッチング素子の直列
回路に印加されている。この回路は、前述のケースと同
じく、半サイクル毎の重複充電を許容し、従ってレギュ
レータの上流波形を低減することを意図されている。装
置は、Ｃ（１５）の端子電圧及びＱ（１６）の端子電圧
の双方を分析する。Ｑは、キャパシタの端子電圧Ｖ_cap
が第一の与えられた閾値よりも小さいときに導通し、整
流された入力電圧とキャパシタの端子電圧間の差である
Ｑの端子電圧Ｖ_dsが第二の予め定められた閾値よりも小
さいときもまた導通する。１半サイクル中において、こ
れは、電圧が零から増加したときにキャパシタが充電さ
れることを、電圧が零から減少したときにキャパシタが
充電充電されることを許容する。

【０００９】米国特許第４６４１２３３号（Roy １９８
５年）は、図１を参照すると、同一のトポロジが記載さ
れている。スイッチング素子、即ちバイポーラトランジ
スタは、コンバータの出力電圧（下流電圧）が選択され
た基準電圧未満となれば導通するが、スイッチング素子
は、スイッチング素子の上流側電圧が、出力電圧が５Ｖ
であるときに２０Ｖ未満であるときにだけ導通する。こ
れは、入力電圧に応じてスイッチされ、特許に従って入
力電圧が非常に高いときに第一のトランジスタをスイッ
チオフする第二のトランジスタを使用することによって
達成されるが、第二のトランジスタの目的は高電圧下で
のスイッチングの結果である要素の損傷を防止すること
である。

【００１０】この装置に欠点は、入力電圧及び出力電圧
の閾値電圧が近似的に設定されることであり、バイポー
ラトランジスタ又は単一のｐｎ接合の導通閾値電圧は正
確に定義されないことは周知であり、提案された解決方
法は正確な基準電圧源として第二のトランジスタを配置
している。従って、スイッチング素子が正確に制御され
ること、及びキャパシタが入力電圧によって充電される
ことを許容することを可能とするコンバータの必要性が
存在する。

【００１１】Royによって提案された回路の第二の欠点
は、それが出力の動的動作範囲を人工的に制限している
ことである。これは、閾値に到達したときにはキャパシ
タＣはまだ十分に再充電されていないことは良くあり得
ることであるにも係らす、この回路は上流電圧が固定さ
れた閾値を超越するとすぐにスイッチング素子を導通か
ら保護してしまうからである。この効果は、整流された
正弦波の上昇エッジで発生する。従って、回路の動的動
作範囲の制限を回避するためには、上流電圧に対しては
高閾値を選択することが有利である。

【００１２】Royによって提案された回路の第三の欠点
は、整流された正弦波の下降エッジで現われる。これ
は、キャパシタが放電されたとき、スイッチング素子
は、上流電圧が固定された閾値以下となるとすぐに導通
するからである。上流電圧に対するこの閾値が高いとき
は、整流された正弦波の下降エッジ中に閾値以下に復帰
したときに、これは高電圧で導通する。これは要素を一
層損傷する動作、その結果これらの過大な定格、さらに
は電磁的な互換基準に対して互換性がないというリスク
をもたらす。従って、上流電圧に対して低い閾値を選択
することが有利である。

【００１３】本発明は、Royの回路の矛盾した要求の実
証及び対応する課題の発見に基づくものである。従っ
て、出力において動的動作範囲を制限しないが、要素が
保護され、電磁的互換性のリスクを制限するコンバータ
の必要性が存在する。印加されるデバイスの消費電力を
計測することの可能なコンバータは、有利である。

【００１４】さらに、アクチュエータ又はセンサに給電
する電力線を介して単一の信号を転送することが必要で
あるかもしれず、アクチュエータ構成においては警報信
号、故障信号、収集信号を含むかもしれず、センサ等に
おいては保安信号を含むかもしれない。もちろん、信号
の伝送のために、例えば無線伝送又は特別な導体である
電力供給線以外の媒体を使用することは可能である。し
かしながら、他の媒体を具備することを回避する電力線
の使用は有利である。米国特許第３８５２７４０号（Ha
ynes １９７３年）、第４１２１２０１号（Weathers １
９７４年）、及び第４７５５７９２号（Pezzolo １９８
７年）中において、電力線を介して信号を伝送するキャ
リア伝送技術を使用することが提案されている。これら
の技術は複雑であり、低価格で実行された場合には信頼
性は保証されない。これらは非常に制限されたデータの
伝送に対しては適当ではない。従って、アクチュエータ
又はセンサへの給電線を介する信号の簡単かつ信頼性の
ある伝送に対する必要性が存在する。

【００１５】フランス特許第２７８５７３５号は、電圧
コンバータを開示している。このコンバータは、半波の
最初に整流された入力交流電圧の半波ごとに略一回充電
されるキャパシタを具備する。特に、整流された入力交
流電圧はスイッチを介してキャパシタに印加される。ス
イッチは、キャパシタ両端の出力電圧が第一の閾値より
高いときは常に開状態に制御される。スイッチは入力電
圧と出力電圧の差が零であってよい第二の閾値より高い
ときは、閉状態に制御される。従って、スイッチは完全
に入力電圧に基づいて閉とされるのではなく、入力電圧
と出力電圧の差に基づいて閉とされる。これは、入力電
圧が高いときにスイッチが閉とされた場合には、コンバ
ータの要素の損傷を惹起する。

【００１６】米国特許第５８１８７０８号は、電圧コン
バータを開示している。整流された交流電圧は、スイッ
チを介して負荷キャパシタに印加される。スイッチはラ
ッチ回路によって制御され、スイッチはセット入力を受
信したときにオンとされ、リセット入力を受信したとき
にオフとされる。ラッチ回路のセット入力は、整流器に
よって提供される電圧を検出する第一の電圧センサに接
続される。ラッチ回路のリセット入力は、負荷キャパシ
タ両端の電圧を検出する第二の電圧センサに接続され
る。第一の電圧センサは、整流器から出力される電圧
が、ある低電圧（一般的には零）より高いときに、ラッ
チ回路のセット入力を活性化し、スイッチをオンとす
る。第二の電圧センサは、整流器から出力される電圧
が、所定の出力電圧より高いときに、ラッチ回路のリセ
ット入力を活性化し、スイッチをオフとする。このコン
バータにおいて、入力電圧の上昇エッジにおいて完全に
充電される。

【００１７】

【課題を解決するための手段】従って、一つの実施形態
において、本発明は、入力端子及びこの入力端子の間に
直列に接続されるスイッチング素子とキャパシタの直列
接続を具備する電圧コンバータを提供する。キャパシタ
の放電はコンバータの出力電圧を供給する。回路は、又
スイッチング素子の制御回路を具備し、完全な入力電圧
の関数としてスイッチング素子の導通状態を制御し、完
全な出力電圧の関数としてスイッチング素子の非導通状
態を制御する。

【００１８】制御回路は、入力電圧が第一の閾値未満で
あるときにスイッチング素子を導通状態に制御し、出力
電圧が第二の閾値より高いときにスイッチング素子を非
道通状態に制御することが有利である。この場合には、
キャパシタが入力電圧の上昇エッジ及び下降エッジの双
方で充電されるように、第一の閾値は第二の閾値より高
くてもよい。

【００１９】従って、他の実施例において、本発明は、
入力端子及びこの入力端子の間に直列に接続されるスイ
ッチング素子とキャパシタの直列接続を具備する電圧コ
ンバータを提供する。キャパシタの放電はコンバータの
出力電圧を供給する。回路は、又スイッチング素子の制
御回路を具備し、入力電圧が第一の閾値未満であるとき
にスイッチング素子を導通状態に設定し、出力電圧が第
一の閾値より低い第二の閾値より高いときにスイッチン
グ素子を非道通状態に制御する。

【００２０】

【発明の実施の形態】本発明は、入力端子及びスイッチ
ング素子と出力電圧を出力するキャパシタからなり、こ
の入力端子の間に直列に接続される直列回路を具備する
交流−直流コンバータを提供する。コンバータは、さら
に、スイッチング素子を制御するための回路を具備す
る。制御回路は、完全な入力電圧の関数としてスイッチ
ング素子の導通状態を制御し、完全な出力電圧の関数と
してスイッチング素子の非導通状態を制御する。

【００２１】スイッチング素子の非導通状態は完全な出
力電圧の関数として制御されるので、スイッチング素子
は出力電圧が非常に低いときには、直列回路の端子に印
加される入力電圧の値に係らず、導通状態を維持する。
入力電圧が閾値電圧を越えたときでさえ、キャパシタは
必要に応じて充電を継続する。従って、コンバータは、
米国特許第４６４１２３３号又は英国特許２２０３００
３号による解決よりも大きい動的範囲を有する。これ
は、コンバータの出力電圧の動的範囲が入力電圧の閾値
によって制限されないからである。

【００２２】スイッチング゛素子の導通状態は完全に入
力電圧の関数であるので、高入力電圧下における導通状
態に封因するいかなる損傷に対して回路の要素を保護す
ることが可能である。従って、コンバータの要素を過大
定格とすることは必要なく、電磁的互換性のリスクを制
限することが可能となる。

【００２３】制御回路は、入カ電圧が第一の閾値電圧Ｖ
１以下であるときに、スイッチング素子の導通状態を単
純に制御してもよい。これは制御回路の製作に簡単な素
子を使用可能とする。これは又制御回路が完全な入力電
圧の関数としてスイッチング素子を導通状態とする最も
簡単な実施例である。

【００２４】同様に制御回路は、出力電圧が第二の閾値
電圧Ｖ₂以上であるときに、スイッチング素子の非導通
状態を制御してもよい。これは、制御回路が完全な出力
電圧の関数としてスイッチング゛素子を非導通状態とす
る最も簡単な実施例である。第二の閾値より大きい第一
の閾値の選択はキャパシタの充電を入カ電圧の上昇エッ
ジだけでなく、入カ電圧の下降エッジにおいても可能と
する。繰り返すが、これはコンパータの動特性を増加
し、出力電流を供給するコンパータの能力を増加する。
しかし、例えば、図５及び以下に議論するように、コン
バータによって出力される電力を測定するためには、以
下に議論するように、この条件は必要ではない。

【００２５】図１は、本発明の一実施形態に係るコンバ
ータの構成図である。入力（又は上流）において、図で
は全波整流の場合を示しているが、コンバータ適切な手
段で整流された交流電圧を入力する。この電圧は抵抗的
又は誘導的電流制限素子２に印加されるが、その機能は
スイッチング素子が導通したときに、スイッチング素子
及びキャパシタを介して流れる電流を制限することであ
る。さらに、電流制限要素は、例えばＭＯＳトランジス
タであるスイッチング素子とキャパシタ６の直列接続に
接続される。キャパシタの端子は、コンバータの出力端
子を形成する。図において、スイッチング素子とキャパ
シタの直列接続の端子電圧はＵ_eで示され、上流電圧又
は入力電圧であり、キャパシタの端子電圧はＵ_sで表さ
れ、下流電圧又は出力電圧である。コンバータはまた制
御回路８を具備する。制御回路は、スイッチング素子の
制御入力に接続され、電圧Ｕ_e及び電圧Ｕ_sを入力する。
図１の構成図において、この目的のために、制御回路
は、一方において電流制限素子２とスイッチング素子４
の間に、他方においてスイッチング素子４とキャパシタ
６の間にそれぞれ接続された第一及び第二の入力端子を
有する。

【００２６】制御回路は第一のコンパレータ１０を具備
するが、その反転入力は第一の入力端子に接続され、そ
の非反転入力には第一の基準電圧Ｖ₁が印加される。第
一のコンパレータの出力は、ラッチ１４のセット入力Ｓ
に印加される。制御回路は第二のコンパレータ１２を具
備するが、その反転入力は第二の入力端子に接続され、
その非反転入力には第二の基準電圧Ｖ₂が印加される。
第二のコンパレータの出力は、ラッチ１４のリセット入
力Ｒに印加される。ラッチの出力は、制御回路から出力
される制御信号となり、従ってそれはスイッチング素子
４の制御入力に接続される。

【００２７】図１のコンバータは以下のように動作す
る。スイッチング素子は導通状態にあると仮定する。キ
ャパシタ６は、電流制限素子、スイッチング素子及びキ
ャパシタを通過する電流によって充電される。キャパシ
タの端子電圧Ｕ_sが第二の基準電圧Ｖ₂以上となったと
き、ラッチ１４は状態を変更し、スイッチング素子４は
非導通状態となる。キャパシタの充電は終了する。従っ
て、キャパシタは、キャパシタ端子電圧が第二の基準電
圧Ｖ₂に影響される制限値を越えると直ちに、入力電圧
による充電を終了する。さらに、スイッチング素子の非
導通状態は完全に電圧Ｕ_sに依存するが、電圧Ｕ_eには依
存しない。実際スイッチング素子が導通状態にあると
き、スイッチング素子の端子電圧は明らかに零（又は極
めて低い）であり、スイッチング素子を非導通とするこ
とはスイッチング素子に特別なストレスを与えることは
なく、ＥＭＣの観点から問題を起こすタイプではないの
で、これは問題ではない。もちろん、スイッチング素子
Ｑは主電源の電圧の振幅に等しい電圧に耐えることがで
きるべきであることが望ましい。ここで、電流制限素子
は図１の回路から削除され得ることを理解すべきであ
る。さらに、電流制限素子が存在する場合には、スイッ
チング素子中を流れる電流値は素子２によって制限さ
れ、これは、スイッチング素子がキャパシタ充電電流の
通過に耐えるように、スイッチング素子の定格を定める
ことを容易にする。

【００２８】この状態から始まる場合は、上流電圧Ｕ_e
が第一の基準電圧Ｖ₁以下になると、第一のコンパレー
タはラッチのセット入力に信号を印加して、ラッチは新
しい状態に移行する。そして、スイッチング素子はオン
とされる。導通状態は下流電圧に依存せず、上流電圧だ
けに依存するので、スイッチング素子の端子電圧が望み
通り小さくなるようにスイッチング素子が導通するタイ
ミングを選択することが可能となる。従って、図１の回
路はコンバータの動的範囲を維持すること、及び要素を
保護することを可能とする。従って、図１の回路は上述
したようにRoyの第二及び第三の欠点を緩和する。

【００２９】図１の例において、出力電圧はキャパシタ
６の端子で検出され、入力電圧はスイッチング素子とキ
ャパシタの直列回路の端子で検出される。スイッチング
素子が導通状態でないときに、電流制限素子の端子電圧
は零であることは注意されるべきである。このように、
入力電圧はスイッチング素子とキャパシタの直列回路の
端子で、あるいは、電流制限素子、スイッチング素子及
びキャパシタを直列に有する回路の端子で等価的に検出
されてもよい。同様に、スイッチング素子が導通状態に
あるとき、スイッチング素子とキャパシタの直列回路の
端子電圧は、スイッチング素子の端子の電圧降下を無視
して、キャパシタ６の端子電圧と等しい。このように、
スイッチング素子が導通していることが知られている場
合には、スイッチング素子とトランジスラの直列接続の
端子電圧を、非導通状態を制御するために使用すること
が可能である。より一般的には、入力電圧及び出力電圧
の検出点は、図の例で与えられる解決方法に応じて変え
てもよい。

【００３０】この一般的実施形態において、スイッチン
グ時間はスイッチング素子の特性に依存しないので、第
一の欠点も又緩和する。他の形式のスイッチング素子を
具備する図１の形式のコンバータを使用することも可能
である。

【００３１】図２は、図１のコンバータにおける上流電
圧Ｕ_e及び制御電圧Ｕ_cの時間関数のグラフである。この
図の例においては、第一の基準電圧Ｖ₁は第二の基準電
圧Ｖ₂より高い。これは、整流器入力電圧の上昇エッジ
だけでなく、整流器入力電圧の下降エッジでもキャパシ
タが負荷とされることを確実にする。

【００３２】制御電圧Ｕ_cは、スイッチング素子の制御
入力に印加される制御回路の出力電圧である。このグラ
フは全波整流の例に対応し、複数の半サイクルを示して
いる。上流電圧又は入力電圧Ｕ_eは図上において点線で
描かれており、時刻ｔ＝０におて、入力電圧は最大とな
り、スイッチング素子は導通していないものと仮定され
ている。第一の半サイクルの下降エッジにおいて、スイ
ッチング素子は上流電圧Ｕ_eが第一の基準電圧Ｖ₁以下と
なる時刻ｔ₁で導通する。キャパシタは上流電圧Ｕ_eがＵ
_s以下となるまで第一の半サイクルの下降エッジにおい
て、上流電圧Ｕ _eがＵ_sを越えた後時刻ｔ₂において下流
電圧が第二の基準電圧Ｖ₂に到達するまで充電される。
この時間は、キャパシタの充電率、従ってコンバータの
下流消費電力に依存する。動作は第二半サイクルの下降
エッジ及び第三半サイクルの上昇エッジにおいて同様で
あり、時刻ｔ₃で導通し、時刻ｔ₄で非導通となる。

【００３３】コンバータの下流に配置されている装置の
消費電力が増加すると仮定する。第三の半サイクルの下
降エッジにおいて、スイッチング素子は、消費電力とは
無関係に時刻ｔ₅でオンとなる。第４の半サイクルの上
昇エッジにおいて、コンバータの下流に配置された装置
の消費電力のために、キャパシタはより緩やかに充電さ
れ、第二の閾値電圧Ｖ₂には時刻ｔ₆に到達し、充電期間
ｔ₆−ｔ₅は電圧の事前打ち消しの間に充電期間ｔ₄−ｔ₃
より短くなる。同様の現象は、時刻ｔ₈の続く半サイク
ルの上昇エッジでも観察される。

【００３４】グラフは、制御電圧Ｕ_cも示す。制御電圧
Ｕ_cはスイッチング素子が導通及び非導通となる時刻を
表す上昇及び下降エッジを示している。従って、回路は
スイッチング素子が導通状態となり、導通状態を終了す
る開始及び終了時間を正確に示す電圧較正された信号
（０±Ｖ）を提供する。この信号が高レベルを維持する
間は、コンバータの下流の電力消費を表す。

【００３５】導通状態となる時刻ｔ₁、ｔ₃、ｔ₅及びｔ₇
は、コンバータに印加される電圧半サイクルに関して固
定された時間的位置を有することが見出されるが、これ
は導通への移行はコンバータの入力に印加される電圧だ
けに依存し、出力電圧には依存しないという事実によっ
て説明される。しかしながら、スイッチング素子が非導
通となる時刻ｔ₂、ｔ₄、ｔ₆及びｔ₈は下流電圧及びコン
バータの消費出力電力の関数である。これは、図５を参
照して以下により詳細に説明される。この解析は、制御
電圧の上昇及び下降エッジの間の時間を計測することに
よって簡単に実行される。

【００３６】最後にグラフは、コンバータに供給される
給電線電流ｉの形を示す。零ボルト点の近傍において
は、グラフは近似されている。消費電力に応じて、電流
は波形ｉL₁又はｉL₂を有する。

【００３７】図３は、本発明の好ましい実施形態の構成
図であり、図３の例は、一入力を有するが、上流及び下
流の一方だけから制御回路が導通状態（及び非導通状
態）を制御することを確実にする制御回路を使用するこ
とを可能とする。これはコンバータの構成を簡略化する
利点を有する。さらに、図３の回路は図１の二つの基準
に代えて単一の基準電圧を使用することを可能とする。
図３の回路は、図４の回路と同じく、スイッチング素子
としてＭＯＳトランジスタを使用している。ＭＯＳトラ
ンジスタは本質的に制御及び出力端子の間で一定の導通
閾値を有し、この閾値に到達したときにだけ入力端子と
出力端子の間だけが導通するスイッチング素子の例であ
る。この閾値は一定であるので、トランジスタが導通し
たとき、トランジスタゲートとアース間の電圧Ｕ_gmは出
力電圧Ｕ_sとトランジスタの導通閾値ＶＴの和に等し
い。従って、出力電圧はトランジスタのゲートに印加さ
れる制御回路の出力から間接的に検出されてもよい。

【００３８】図３において、図１で既に説明された要素
が認められるが、その要素には同一の参照番号が使用さ
れ、再度説明はされない。スイッチング素子は入力端子
Ｄ、出力端子Ｓ及び制御端子Ｇを具備し、制御電圧はＧ
とＳの間に印加され、制御端子Ｇと出力端子Ｓの間に本
質的に一定の導通閾値ＶＴが印加されると、この閾値Ｖ
Ｔに到達したときＤとＳの間は導通する。

【００３９】制御回路２０は、電流制限素子２とスイッ
チング素子４の間に接続される単一の入力を有する。さ
らに、制御回路２０はアースに接続される。制御回路
は、電圧源２２を具備する。この電圧源は制御入力によ
って駆動される。この電圧源によって提供される電圧は
仮想的に一定を維持するが、装置に印加される入力電圧
でもある制御回路の入力電圧は第一の閾値より高く、そ
うでなければ減少するが、図４はこのような電圧源の実
際的な装着を示す。制御回路はさらに第二のキャパシタ
２４と被制御インバータ２６を具備する。第二のキャパ
シタは記憶機能を有し、制御回路のアースに接続される
一方の端子、被制御インバータ２６のスイベルに接続さ
れる他の端子を有する。インバータの稼動部分に機械的
及び電気的に接続される被制御インバータのポート及び
端子は、ここではスイベルと呼ばれる。

【００４０】被制御インバータ２６は第一及び第二の位
置の間で行き来する。第一の位置において、被制御イン
バータは第二のキャパシタ２４は電圧源２２に接続され
る。第二の位置において、被制御インバータは第二のキ
ャパシタ２４は制御回路の出力に接続される。第一から
第二の位置への切り換え又はスイッチングは電圧源２２
からの電圧が低減したときに行われ、第二から第一の位
置への切り換えは制御回路の出力電圧とコンバータの出
力電圧の差がスイッチング素子の導電閾値より低くなっ
たときに行われる。

【００４１】図３の回路の動作は以下の通りである。制
御回路の入力電圧が第一の閾値Ｖ₁よりも高く、スイッ
チング素子は非導通状態であると仮定する。制御回路の
入力電圧が第一の閾値Ｖ₁よりも高いので、被制御イン
バータ２６は第一の位置にあり、第二のキャパシタは電
圧源２２からの電圧で充電される。スイッチング素子４
の制御入力に対して制御回路の出力で印加される信号は
存在しないので、スイッチング素子は非導通状態を維持
する。入力電圧が減少し、第一の閾値以下になると、電
圧源２２から出力される電圧も低減し、被制御インバー
タ２６は第二の位置に移行する。この瞬間に、記憶キャ
パシタ２４は制御回路の出力に接続され、スイッチング
素子の制御端子Ｇに電圧を印加する。従って、スイッチ
ング素子は導通状態となり、スイッチング素子の導通閾
値よりも高い電圧を出力するように記憶キャパシタが選
択され、記憶キャパシタは、短い期間であっても直ちに
電圧源２２によって充電されることが理解される。スイ
ッチング素子の導通状態はスイッチング素子が導通状態
でないときに制御回路の入力に印加される上流電圧だけ
に依存することも理解される。

【００４２】いったんスイッチング素子が導通状態とな
ると、記憶キャパシタ２４の動作のもとで導通状態を維
持するが、被制御インバータは第二の位置にある。制御
回路の出力電圧とコンバータの出力電圧の差がスイッチ
ング素子の導通閾値よりも小さくなると、インバータ２
６は第二の位置から第一の位置に移行する。そして、ス
イッチング素子は切り離される。スイッチング素子の非
導通状態は、トランジスタの導通閾値によって与えられ
るキャパシタの端子における制御回路の出力から検出さ
れる出力電圧だけに依存し、コンバータに印加される入
力電圧に依存しないことが理解される。

【００４３】従って、図１の回路におけるように、スイ
ッチング素子は出力電圧の関数ではなく、入力電圧の関
数として導通状態となり、スイッチング素子は入力電圧
の関数ではなく、出力電圧の関数として非導通状態とな
る。図３は図１の原理に忠実に従っており、第一の仮想
的なコンパレータは被駆動電圧源を介して上流電圧を監
視し、第二の仮想的なコンパレータはスイッチング素子
のＧとＳの間の電圧を介して下流電圧を監視している。
この実施形態にあっては、それ以下ではスイッチング素
子が導通状態となる第一の基準電圧は又第二の基準電圧
より高くなるかもしれない。繰り返すが、これは整流さ
れた入力電圧の下降エッジ及び上昇エッジの双方でキャ
パシタを負荷とすることを可能とする。

【００４４】図４は図３の形式のコンバータのより詳細
な構成を示す。電流制限素子、スイッチング素子、キャ
パシタ６、制御回路２０及び第二のキャパシタ２４が認
識される。（図中Ａと呼ぶ）制御回路の入力は、２８及
び３０で参照される抵抗Ｒ２及びＲ４の直列回路を介し
てアースに接続される。ツェナーダイオード３２は図中
ではＢと呼ぶ抵抗２８と３０の共通端子をアースに接続
する。点Ｂは又、Ｂから第二のキャパシタに向かって前
向きにバイアスされるダイオードを介して第二のキャパ
シタの一方の端子に接続される。トランジスタ３６のエ
ミッタは第二のキャパシタに接続され、トランジスタの
ベースは３８で参照される抵抗Ｒ５を介して点Ｂに接続
される。トランジスタのコレクタはスイッチング素子４
の制御ゲート及び４０で参照される抵抗Ｒ３を介してア
ースに接続される。

【００４５】電圧Ｕ₁が電圧源によって点Ｂに供給され
る。電圧Ｕ₁がスイッチング素子の制御入力Ｇとアース
の間に印加されると、電圧ＵＧＳが導通閾値以上、従っ
て出力電圧Ｕ_sがＵ₁−ＶＴ未満であればスイッチング素
子Ｑは導通する。従ってこの場合、下流閾値Ｖ₂はＵ₁−
ＶＴに等しい。値Ｕ₁は与えられた閾値、及び与えられ
たＭＯＳに対して決定される。図４の回路において、反
転定数Ｋは、実際はダイオード３４、トランジスタ３６
及び抵抗Ｒ５（３８）の結合で生成される。第二のキャ
パシタ２４は、ダイオード３４を介してそれをツェナー
ダイオード３２と並列に配置することにより充電され
る。

【００４６】簡略化のために、導通状態にあるダイオー
ド３４の端子電圧は、ツェナーダイオード３２のツェナ
ー電圧ＶＺに比較して非常に低いと仮定する。従って、
単純に、Ｕ₁＝ＶＺ＝Ｖ₂＋ＶＴとなる。従って、ツェナ
ー電圧ＶＺの値はスイッチング素子６の導通閾値及び、
それ以上ではスイッチング素子は非導通となる第二の基
準閾値（又は下流閾値）Ｖ₂の関数として選択される。
第二のトランジスタ３６は、点Ｂの電位が点Ｅの電位よ
り小さくならない限りは、常にオフである。点Ｂの電位
が点Ｅの電位より小さい状況は、（ＵＡ、Ｒ２、Ｒ４）
のアセンブリである発生器がツェナー電圧ＶＺ未満の電
圧となったときに発生する。

【００４７】整流された半波正弦波の下降エッジでのＵ
Ａの減少に引き続き、電圧Ｕ₁がツェナー電圧ＶＺ未満
となると、第二のトランジスタは導通し、スイッチング
素子を導通させる。スイッチング素子が導通し始める
と、点Ａの電位は下がり、従って点Ｂの電位も下がり、
第二のトランジスタ等の導通を一層確実とする。従っ
て、累積的効果が存在する。第二のトランジスタ及びス
イッチング素子が導通状態となる仮想的な瞬間におい
て、点Ａの電位は閾値Ｖ₁から値Ｕ_s（Ｃの端子電圧）に
移行し、第二のトランジスタの導通及びダイオード３４
のスイッチオフを確実にする。

【００４８】与えられたツェナー電圧ＶＺ及び選択され
た閾値Ｖ₁に対して、使用される抵抗Ｒ２及びＲ４の値
は次式から算出される。

【数１】適切な抵抗Ｒ２及びＲ４を選択することによって、回路
は上流閾値Ｖ₁及び下流閾値Ｖ₂が自由に選択されること
を可能とする。繰り返すが、入力電圧の下降エッジ及び
上昇エッジの双方でキャパシタが負荷とされることを確
実にするためにＶ₂よりもＶ₁を高く選択してもよい。

【００４９】時定数Ｒ３・Ｃ２（Ｃ２は第二のキャパシ
タの容量）が周期に比較して高ければ、導通状態にある
間、抵抗Ｒ３（４０）の端子電圧ＵＧＭはＶＺに等しく
維持される。キャパシタ６の端子電圧がＶＺ−ＶＴに到
達するほど十分に高くなったときに、スイッチング素子
の導通は減少に転じ、ＵＡは上昇する。第二のトランジ
スタは導通が減少する。他の方向に向かう累積的効果が
存在し、スイッチング素子及び第二のトランジスタはス
イッチオフとなる。従って、必要であれば、図２を参照
して説明したように、導通期間を表す電圧較正された信
号ＵＧＭが存在する。

【００５０】図４の回路は、図３のダイヤグラムを実現
する簡単な解決策を提供する。もちろん、他の解決策も
可能である。コンバータの下流消費電力を検出するため
の図１〜４に示す回路の応用−図７及び８−又は図９か
ら給電線に沿うデータ伝送は、図５を参照して説明され
る。

【００５１】図５は、負荷ＲＵに電力を供給し、キャパ
シタによるフィルタリングを行う従来の整流回路の図を
示すが、回路は半波整流を行うダイオード４２、抵抗４
４で構成される電圧制限器キャパシタ４６と４８で参照
される出力負荷ＲＵの並列回路を具備する。出力電圧Ｕ
_sはキャパシタの端子電圧である。図６は、図５の回路
の出力電圧のグラフであって、入力から回路に印加され
る電圧の半サイクルは実線で示されたおり、比ＲＵ／
（ＲＰ＋ＲＵ）によって低減された前述の曲線から算出
される負荷端子における理論的最大振幅は破線で示され
ている。このような回路において、出力電圧Ｕ_sの波形
は、キャパシタと並列に配置された負荷によって吸収さ
れる電流と直接的に関連付けられる。このような波形の
厳密な検出は、計算によって又は構成曲線からこの電流
を決定するに十分である。しかしながら、この検出は、
図６において水平正接によって識別される電圧グラフＵ
_sの最大値及び最小値の両方を知ることを要求する。こ
れは、出力電圧の最大値及び最小値を決定するように、
出力電圧の連続的なサンプリングを含む。

【００５２】逆にいえば、図２を参照して説明されたよ
うに、図１、３又は４に示される回路中のスイッチング
素子の制御電圧は、電圧が零である時刻に関して固定さ
れた時間的な点で上昇エッジを有し、コンバータの下流
の消費電力を表す点である下降エッジを有する。従っ
て、スイッチング素子のスイッチング時間を計測するこ
とによってコンバータ下流の消費電力を決定することが
可能である。これは、スイッチング素子を開とするため
に出力電圧が比較される第二の基準電圧だけに依存す
る。従って、スイッチング素子を閉とするために入力電
圧が比較される第一の基準電圧が第二の基準電圧より低
い場合であっても、このような消費電力計測が可能であ
る。

【００５３】図７及び８は、コンバータの下流から出力
される電流を計測するために、本出願の発明で使用する
ために適用されるマイクロコントローラを示すが、図７
は図２に示す制御電圧Ｕ_cを入力として取り込むマイク
ロコントローラを示す。マイクロコントローラは、この
制御電圧が高レベルに維持されている期間を計測するた
めに適用される。このために要求されるすべては、内部
クロックのパルスを計数するために、制御電圧が高レベ
ルである間活性化されるカウンタである。図２を参照し
て示されるように、この期間はコンバータの下流消費電
力を表す。図７の回路は、最小値及び最大値を決定する
ために信号をサンプリングする必要のない消費電力の簡
単な計測を許容する。

【００５４】図８は他の回路を示す。図８の回路は、図
１、３又は４のコンバータにおいて、出力電圧の極値は
スイッチング素子のスイッチングの時間に到達する事
実、及びこれらのスイッチング時間はスイッチング素子
の制御電圧の上昇及び下降エッジによって正確に提供さ
れるという事実に基づいている。従って、図８のマイク
ロコントローラは入力としてコンバータの制御電圧及び
出力電圧を取り込む。出力電圧はアナログ入力として印
加される。第一の例においては、制御電圧Ｕ_cは、マイ
クロコントローラの割り込みを活性化する。従って、後
者は制御電圧の上昇及び下降エッジにおいてだけ出力電
圧を計測する。第二の例においては、制御電圧Ｕ_cは上
昇及び下降エッジにおいてサンプリング制御を直接起動
する。他の一つの場合においては、出力電圧は極値を決
定するために連続的にサンプリングされる必要はなく、
コンバータの下流消費電力を容易に決定することが可能
である。従って、上記に提案されたコンバータは、いか
なる信号の完全なサンプリングも要求することなく、消
費電力を一層簡単に計測することを可能とする。

【００５５】図９及び以下は、図１、３及び４を参照し
て説明されるようなコンバータによって電力が供給され
るアクチュエータのような装置に適用可能な下流操作方
法を説明している。これらの方法は、データが装置から
伝送されることが可能である。上述の形式の一つ又はそ
れ以上のコンバータは、交流主電源の同一の電力供給線
に接続されていると仮定する。上述したように、課題
は、コンバータの一つから例えば給電線の電気的スイッ
チボードに上流に信号を伝送することである。本発明に
係るコンバータを使用するアクチュエータは、例えばコ
ンバータによって電力が供給される制御電子装置を含む
モータである。術語「負荷」又は「アクチュエータ」
は、以下で、コンバータによって電力が供給され、コン
バータの出力に接続される装置を示すために使用され
る。

【００５６】ここで提案される解決策は、図２に示され
るコンバータへの入力電流ｉ_eは、制御信号の上昇エッ
ジ及び下降エッジと一致する上昇エッジ及び下降エッジ
を有し、従って、この電流エッジのタイミングはコンバ
ータに接続される装置の消費電力を表すという事実に基
づいている。消費電力の変動は、コンバータによって供
給される電流の計測によって上流で検出されてもよい。

【００５７】一方、各装置は電流を受信し、コンバータ
の上流に、Lewisの図５又はヨーロッパ特許０７６３８
７８（Helfrich １９９５年）に示される形の給電線電
流又は入力電流ｉｅを誘起する。この電流は、半波又は
全波整流の関数として主電源の一周期の間に存在する２
又は４のパルス列中に存在する。上記のように、図１、
３及び４に記載された形式の二重閾値コンバータに対し
て、パルス（又は二重パルス）の間隔は制御電圧のそれ
と同一である。この間隔は、コンバータ及び関連する負
荷の消費電力に直接の関係する。

【００５８】全波整流装置の場合には、給電線電流ｉ_e
の第一の波形ｉL₁は休止状態に対して達成され、給電線
電流ｉ_eの第一の波形ｉL２は動作状態に対して達成され
る。過電力は、例えば、活性状態の装置がアクチュエー
タのモータを活性化するリレイコイルに供給するという
事実に起因するかもしれない。消費電力がパルス波形か
ら遠隔的に決定されることが可能である。各パルスの間
隔を計測することが可能であり、各パルスは特別な時間
点で発生するので、連続するパルスの間の時間差を計測
することも可能である。従って、一つのパルスの下降エ
ッジから次のパルスの上昇エッジまでの差が計測され
る。図２の例では、期間Ｔ₁＝ｔ₃−ｔ₂は第一の消費電
力に対して取得され、期間Ｔ₂＝ｔ₇−ｔ₈は第二の消費
電力に対して取得される。もし供給装置がモータを制御
するならば、全給電電流ｉ_eは電流ｉL₂とモータによっ
て吸収される電流ｉMの積に対応するが、後者の電流は
正弦波である。

【００５９】従って、コンバータに供給される電流を計
測することによって、このコンバータの出力に接続され
る装置の消費電力を決定することは、明らかに可能であ
る。これは、コンバータに供給される電流を変化するた
めに装置の消費電力に作用することによってデータが伝
送されることを可能とする。従って、コンバータの出力
に接続される装置から、交流電流でコンバータに給電す
る給電線のどの点へもデータを伝送することが可能であ
る。

【００６０】例えば、コンバータによって電力が供給さ
れる装置の警報又は故障を検出することが可能となる。
このために要求されるすべてのことは、警報又は故障の
場合に装置の消費電力が変化することである。例えば、
警報又は故障、あるいはより一般的には伝送されるべき
データの場合に、受動素子に電力を供給するためにプロ
グラムされる装置に対して準備がなされてもよい。コン
バータへの入力パルス間の期間に対応する変動は、警報
又は故障が遠隔的に検出されることを可能とする。この
場合、過電力、即ちパルス間隔の増加又はパルスで隔て
られる間隔の減少は検出される。消費電力の低減も、パ
ルス間隔の減少、又は二つの連続するパルスの間隔の増
加をもたらす、意図的又は単なる装置の回路外へ移動に
よって検出され得る。

【００６１】この方法は、又同じ電力供給線に並列に接
続される複数のコンバータ及び関連する素子の場合にも
機能する。コンバータ及び装置は同一であり、少なくと
も同一のパルス間隔を有する。装置は休止状態、即ちパ
ルス間隔がＴ₁であると仮定する。上述したように、パ
ルス間隔を考慮することが可能であり、パルス間の間隔
は以下の例で考察される。全装置の休止電流の重畳はよ
り大きい振幅のパルス化された電流を生成するが、この
振幅はいろいろな個別の電流振幅の和として与えられ、
間隔Ｔ₁によって特徴付けられる。

【００６２】図９はコンバータへの入力電流の部分的な
グラフであって、第一の動作状態においては二つのパル
スの間隔Ｔ₁によって特徴付けられる。この図におい
て、一つのパルスの終点と続くパルスの始点だけが示さ
れている。図１０は、すべて第一の動作状態にある三つ
の同一のコンバータへの電流入力のグラフを示す。上記
に示したように、二パルスの間の間隔は依然としてＴ₁
であるが、電流の振幅はより大きい。

【００６３】ここで、装置の一つによって警報、故障又
はモータ起動が検出されたものと仮定する。例えば、後
者は故障時に受動素子に電力を供給するためにプログラ
ムされており、二つのパルスの間隔Ｔ₃によって特徴付
けられる過大電力消費を引起すが、適用される計測規則
に従ってＴ₃＜Ｔ₁である。従って、示す形状を有する電
流は給電線上で計測される。少なくとも電流が略零であ
るときには、連続するパルス間の時間はＴ₃である。

【００６４】間隔Ｔ₃は他の動作モードに対応する間隔
Ｔ₂と等しくとることが可能であるが、二つの相違する
値が好ましい。間隔Ｔ₃＝Ｔ₂とすると、間隔Ｔ₂におけ
る過大電力消費と小電力消をもたらす装置の起動と同じ
効果を有する警報の間の差は、識別されることができな
い。もし二つの間隔が相違していれば、装置の起動と装
置によって発生される警報を区別することが可能であ
る。消費電力の変動を検出することが一般的に可能であ
り、この変動は要求に応じて相違する値をとってもよい
ことが理解される。例えば、コンバータの出力に一つ又
は複数の受動素子を接続することによって、これらによ
る過大電力消費を生成することが可能となる。これは、
コンバータの給電線を介してコンバータによって電力が
供給される装置からのデータ伝送を許容する符号の一つ
である。複数のコンバータによって電力供給される装置
の種々の過大電力消費を選択することが可能であり、装
置によるデータ伝送の場合には、パルスを区別する間隔
の一つの計測によって、どの装置がデータを伝送したか
を識別することが可能となるであろう。必要であれば、
パルス形状を解析することにより、複数のコンバータで
発生する同時警報を検出することも可能である。

【００６５】上流のパルス幅検出器又はパルスを区分す
る時間の検出器は、検出に使用されるすべてである。こ
れらの検出器は共通の入力線の上流に配置される。これ
らの検出器は、電流が所定の閾値を越え、装置の一つだ
けによって生成されるパルスの振幅よりも小さくなるよ
うに設計されてもよい。時間計測はマイクロコントロー
ラによって実行されてもよい。必要であれば、主電源上
の同期はあらゆるあいまいさを除去し、正弦波状入力電
圧に対する電流パルスの上昇エッジのタイミングは周知
であるので、この同期はより簡易である。

【００６６】検出器の製作は周知の技術である。図１２
は検出器の例を示す。検出器は、装置の一つに給電され
たときに飽和状態で動作する十分な利得を有し、少ない
消費電力を有するオプトカプラ５０を具備する。オプト
カプラのＬＥＤと並列に配置されたダイオード５２、５
４、５６は、ＬＥＤが耐えることのできるレベルを超え
たときに電流を転送することを可能とする。オプトカプ
ラの端子で計測された電圧は電流を表す信号を出力す
る。電流センサは、パルストランス、あるいは５０（６
０）Ｈｚ又は１００（１２０）Ｈｚ成分を除去し、パル
スの始点及び終点の鋭いエッジを目立たせることのでき
るどのような素子であってもよい。

【００６７】この場合、電力供給の原理は、電流スパイ
クが、主電圧が零である時刻に近い時刻に配置されるこ
とを確実にするので、この状態はより有利であり、計測
にとっては望ましい。警報又は故障検出電子装置は、Ｔ
₁とＴ₃の間で計測された間隔Ｔを固定された閾値ＴＡと
比較する。間隔Ｔ₁は学習によって収集されてもよい。
警報の識別閾値ＴＡは、予め定められたオフセットによ
って演繹される。製品構成段階において、状態フィード
バックは異なる状態の連続Ｔ₁とＴ₃によって符号化され
てもよい。

【００６８】この観点から、時間検出を具備する第二の
実施形態が顕著な利点を有することは明らかである。さ
らに、この形式は、Ｔ₁（休止）及びＴ₂（モータ動作）
と相違する間隔Ｔ₃となる電力消費状態の間に明瞭に区
別することを可能とすることは注目されるべきである。
この状況下にあっては、全体制御下で警報又は検出モー
ドによってそれを有効にすることは必要とせずに、故障
検出は連続的に活性であり得る。最後に、第二の実施形
態は、Pezzoloに記載されているように、連続するバイ
ナリデータの転送の符号化に対して自身を一層容易にす
る。

【００６９】もちろん、本発明は上記の実施形態に制限
されない。従って、負荷キャパシタは異なる方法で形成
されてもよく、例えば、いくつかのディスクリート素子
で形成されてもよい。機能的には、それはキャパシタで
あり、それゆえそのように示されている。同様に、電流
制限素子は、一またはそれ以上の鉄心を有する一または
それ以上のコイルであってよい。例えば、キャパシタの
端子は、コンバータの出力端子を構成し、出力電圧はキ
ャパシタの放電から発生するので、キャパシタと並列あ
るいは直列に配置される他の素子を備えることはない。

【００７０】スイッチング素子の導通状態は上流電圧、
入力電圧又は整流された入力電圧に「完全に」依存する
ことが示されている。また、非導通状態は下流電圧、出
力電圧又はキャパシタの端子電圧に「完全に」依存する
ことも示されているが、いじれの場合も言葉の不正使用
であって、導通状態及び非導通状態は、他のファクタ、
例えば、図１の回路の基準電圧Ｖ₁及びＶ₂、電圧分割器
を形成する抵抗の値等に依存するかもしれない。従っ
て、術語「完全に」は、導通状態は下流電圧の関数では
なく上流電圧に依存し、非導通状態は上流電圧の関数で
はなく下流電圧に依存するということを理解することが
必要である。

【００７１】図１、３及び４の回路において、スイッチ
ング素子とキャパシタの直列回路の上流、かつ制御回路
の入力の上流に配置されている。この位置は、電流制限
器の動作に何の影響も与えない。このために、電流制限
機能は、電流制限器はスイッチング素子及びキャパシタ
と直列接続されてさえいれば具備される。この位置は導
通状態に影響を与えず、図１で説明された装置の全体の
動作を変更することなく、電流制限器、スイッチング素
子及びキャパシタからなる直列回路の端子の導通状態を
制御する電圧を計測することを可能とするが、これはス
イッチング素子が導通していないときに電圧制限器の端
子電圧が零であるからである。それゆえ、制御回路の入
力端子とスイッチング素子の間に電圧制限器、又はその
一部を配置することが可能となる。

【００７２】しかしながら、電圧制限器の提案された位
置は、図４の回路において、上述した累積的効果を与え
る利点を有する。電圧制限器又はその一部が、制御回路
の入力とスイッチング素子の間に配置された場合は、回
路はこの累積的な効果から利益を得ない。図１、３及び
４のコンバータは、消費電力の簡単な計測を可能とし、
電力供給線に沿うコンバータへの簡単なデータ伝送を可
能とする。この計測及びこの伝送は、先行技術の形式の
コンバータで組み込まれることも可能である。上述した
ように、先行技術のコンバータはいかなる時間において
知られる導通状態を有しないという点で、この組み込み
は複雑となる。全波整流の例として図９を参照して与え
られる説明は、半波整流の例に対しても適用可能であ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るコンバータの構成図である。

【図２】図１のコンバータの入力電圧、制御電圧及び入
力電流の時間関数のグラフである。

【図３】本発明の望ましい実施形態に係るコンバータの
構成図である。

【図４】図２の形式のコンバータのより詳細な構成図で
ある。

【図５】キャパシタによるフィルタリングを行う負荷Ｒ
ｕに電力を供給する従来の整流回路の構成図である。

【図６】図４の回路の出力電圧のグラフである。

【図７】下流方向に出力される電流（出力電流）検出の
ために適当される本発明に適用可能なマイクロコントロ
ーラの構成図である。

【図８】下流方向に出力される電流（出力電流）検出の
ために適当される本発明に適用可能なマイクロコントロ
ーラの構成図である。

【図９】コンバータに接続されるデバイスの第一の動作
状態におけるコンバータの入力電流のグラフである。

【図１０】三台のコンバータの出力に接続された三つの
デバイスすべてが第一の動作状態にあるときの、三台の
コンバータに供給される電流のグラフである。

【図１１】三台のコンバータの出力に接続されたデバイ
スのうち二台が第一の動作状態にあり、三番目のデバイ
スが第二の動作状態にあるときの、三台のコンバータに
供給される電流のグラフである。

【図１２】このコンバータの出力に接続されたデバイス
の動作状態の変化を検出するための検出器の構成図であ
る。

【符号の説明】

２…電流制限素子４…スイッチング素子６…キャパシタ８…制御回路１０…第一のコンパレータ１２…第二のコンパレータ１４…ラッチ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】スイッチング素子とその放電が電力コン
バータの出力電圧を与えるキャパシタからなり、入力端
子の間に配置される直列接続と、入力電圧が第一の閾値よりも低いときに前記スイッチン
グ素子を導通状態に制御し、出力電圧が前記第一の閾値
よりも高い第二の閾値よりも高いときに前記スイッチン
グ素子を非導通状態に制御する制御回路を具備する入力
端子を有する電力コンバータ。
【請求項２】前記直列接続にその出力が接続される半
波又は全波整流器をさらに具備する請求項１に記載の電
力コンバータ。
【請求項３】前記直列接続に直列に配置される電流制
限器をさらに具備する請求項１に記載の電力コンバー
タ。
【請求項４】前記スイッチング素子がＭＯＳトランジ
スタである請求項１に記載の電力圧コンバータ。
【請求項５】前記スイッチング素子が入力端子
（Ｄ）、出力端子（Ｓ）及び制御端子（Ｇ）を具備し、
前記制御回路（８、２０）によって供給される制御電圧
が前記制御端子（Ｇ）と前記出力端子（Ｓ）に供給さ
れ、前記スイッチング素子が前記制御端子（Ｇ）と前記
出力端子（Ｓ）間の本質的に一定の導通閾値（ＶＴ）を
有し、導通閾値（ＶＴ）に到達したときに前記スイッチ
ング素子が前記入力端子（Ｄ）と前記出力端子（Ｓ）の
間で導通状態となる請求項１に記載の電力コンバータ。
【請求項６】前記制御回路（２０）が、前記直列接続
の一方の端子に接続される単一の入力端子と、前記スイ
ッチング素子の制御端子に接続される単一の出力端子
と、前記直列接続の他方の端子に接続されるアースを具
備する請求項５に記載の電力コンバータ。
【請求項７】入力によって駆動され、入力電圧が第一
の閾値より高いときは仮想的に一定値を維持し、他の場
合は減少する電圧を出力する電圧源（２２）と、一方の端子が前記制御回路のアースに接続される第二の
キャパシタ（２４）と、前記第二のキャパシタの他方の端子に接続されるスイベ
ルを有し、第二のキャパシタを第一の位置において前記
電圧源に、第二の位置において前記制御回路の出力に選
択的に接続する被制御インバータ（２６）を具備する請
求項６に記載の電力コンバータ。
【請求項８】前記被制御インバータが、前記電圧源に
よって出力される電圧が低下したときに、前記第一の位
置から前記第二の位置に切り換えるために適用される請
求項７に記載の電力コンバータ。
【請求項９】前記被制御インバータが、前記出力電圧
が第二の閾値よりも高くなったときに、前記第二の位置
から前記第一の位置に切り換えるために適用される請求
項７に記載の電力コンバータ。
【請求項１０】前記被制御インバータが、前記制御回
路の出力電圧とコンバータの出力電圧の差が前記スイッ
チング素子の閾値（ＶＴ）よりも低くなったときに、前
記第二の位置から前記第一の位置に切り換えるために適
用される請求項７に記載の電力コンバータ。
【請求項１１】前記被制御インバータが、前記電圧源（２２）と前記第二のキャパシタ（２６）の
間に配置されるダイオード（３４）と、そのエミッタが前記第二のキャパシタ（２６）に接続さ
れ、そのコレクタが前記制御回路の出力に接続されるバ
イポーラ型の第二のトランジスタ（３６）と、前記電圧源と前記第二のトランジスタのベースの間に配
置される抵抗（３８）を具備する請求項７に記載の電力
コンバータ。
【請求項１２】前記電圧源（２２）が、アースと前記
第二のキャパシタ（２６）に接続されていない前記ダイ
オード（３４）の端子の間に配置されるツェナーダイオ
ード（３２）を具備し、前記ツェナーダイオードが抵抗
（２８）を介して前記制御回路の入力に接続され、他の
抵抗（４０）と並列に配置される請求項１１に記載の電
力コンバータ。
【請求項１３】前記スイッチング素子に印加される制
御電圧の少なくとも一つの下降エッジの時間的位置を計
測する手段をさらに具備する請求項１に記載の電力コン
バータ。
【請求項１４】前記出力電圧値を計測する値をさらに
具備し、前記計測手段が前記スイッチング素子に印加さ
れる制御電圧によって制御される請求項１に記載の電力
コンバータ。
【請求項１５】スイッチング素子とその放電が電力コ
ンバータの出力電圧を与えるキャパシタからなり、入力
端子の間に配置される直列接続と、入力電圧が第一の閾値よりも低いときに前記スイッチン
グ素子を導通状態に制御し、出力電圧が前記第一の閾値
よりも高い第二の閾値よりも高いときに前記スイッチン
グ素子を非導通状態に制御する制御回路を具備する入力
端子を具備する電力コンバータと、前記電力コンバータ
の出力電圧によって電圧が供給される負荷を具備する回
路。
【請求項１６】負荷が、過大消費電力を発生するため
に適用される請求項１５に記載の回路。
【請求項１７】負荷が、出力電圧によって選択的に給
電される少なくとも一つの受動素子を有する請求項１６
に記載の回路。
【請求項１８】（ａ）スイッチング素子とその放電が
電力コンバータの出力電圧を与えるキャパシタからな
り、入力端子の間に配置される直列接続と、入力電圧が
第一の閾値よりも低いときに前記スイッチング素子を導
通状態に制御し、出力電圧が前記第一の閾値よりも高い
第二の閾値よりも高いときに前記スイッチング素子を非
導通状態に制御する制御回路を具備する入力端子を有す
る電圧コンバータと、（ｂ）前記コンバータの出力電圧によって電圧が供給さ
れる負荷を具備する少なくとも一つの回路と、前記電圧コンバータに供給される電流を検出する電流セ
ンサを具備するユニット。
【請求項１９】前記電流センサが、電流パルスの幅を
検出する請求項１８に記載のユニット。
【請求項２０】前記電流センサが、電流パルスを区分
する時間を検出する請求項１８に記載のユニット。
【請求項２１】（ａ）スイッチング素子とその放電が
電力コンバータの出力電圧を与えるキャパシタからな
り、入力端子の間に配置される直列接続と、入力電圧が第一の閾値よりも低いときに前記スイッチン
グ素子を導通状態に制御し、出力電圧が前記第一の閾値
よりも高い第二の閾値よりも高いときに前記スイッチン
グ素子を非導通状態に制御する制御回路を具備する入力
端子を有する電圧コンバータを具備する段階と、（ｂ）前記電力コンバータの出力電圧が負荷に供給され
るように、コンバータを負荷に接続する段階と、（ｃ）前記負荷の電力消費を変更する段階と、（ｄ）前記電力コンバータへの電流入力において少なく
とも一つの電流パルスの時間的位置を検出する段階を具
備する電力コンバータに接続された負荷からデータを収
集する方法。
【請求項２２】前記検出段階が、少なくとも一つの電
流パルスの時間的幅を検出する請求項２１に記載の方
法。
【請求項２３】前記検出段階が、電流パルスの下降エ
ッジと次の電流パルスの上昇エッジに間の時間変化を検
出する請求項２１に記載の方法。
【請求項２４】前記変更段階が、警報時に実行される
請求項２１に記載の方法。