JP2003008675A - 最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置 - Google Patents
最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置Info
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- JP2003008675A JP2003008675A JP2001186233A JP2001186233A JP2003008675A JP 2003008675 A JP2003008675 A JP 2003008675A JP 2001186233 A JP2001186233 A JP 2001186233A JP 2001186233 A JP2001186233 A JP 2001186233A JP 2003008675 A JP2003008675 A JP 2003008675A
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- doppler frequency
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- maximum doppler
- delay spread
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 フェージング変動の速さに関連する最大ドッ
プラー周波数ｆｄを単独で推定できる最大ドップラー周
波数推定装置を提供する。 【解決手段】 パイロットシンボルのデータ抽出部２３
では、直交復調されＬＰＦ１７を通したシンボルデータ
を取り込む。変移検出部２４は、抽出されたパイロット
シンボルの受信信号点が位置する位相領域の変移を検出
する。フェージングによって、パイロットシンボルの受
信信号点が変移する。カウント部２５は、予め設定され
た観測時間内で、変移したパイロットシンボルの個数を
カウントする。ｆｄ推定値の算出部２６は、観測時間内
のパイロットシンボルの全数に対するカウント値の比率
と、予め設定された最大ドップラー周波数ｆｄとの関係
式とから、最大ドップラー周波数ｆｄの推定値を算出す
る。
プラー周波数ｆｄを単独で推定できる最大ドップラー周
波数推定装置を提供する。 【解決手段】 パイロットシンボルのデータ抽出部２３
では、直交復調されＬＰＦ１７を通したシンボルデータ
を取り込む。変移検出部２４は、抽出されたパイロット
シンボルの受信信号点が位置する位相領域の変移を検出
する。フェージングによって、パイロットシンボルの受
信信号点が変移する。カウント部２５は、予め設定され
た観測時間内で、変移したパイロットシンボルの個数を
カウントする。ｆｄ推定値の算出部２６は、観測時間内
のパイロットシンボルの全数に対するカウント値の比率
と、予め設定された最大ドップラー周波数ｆｄとの関係
式とから、最大ドップラー周波数ｆｄの推定値を算出す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、フェージング環境
下の無線通信装置に使用する最大ドップラー周波数推定
装置に関するものである。例えば、ＴＤＭＡ（Time Div
ision Multiple Access）方式の公共業務用デジタル移
動通信システムにおいて、多値ＱＡＭ(Quadrature Ampl
itude Modulation：直交振幅変調)方式で変調をする無
線通信装置に使用する最大ドップラー周波数推定装置に
関するものである。最大ドップラー周波数は、フェージ
ング変動の速さに関連するものである。本発明は、ま
た、その最大ドップラー周波数の推定値を、瞬時伝搬路
特性に応じて変調多値数を選択する高速適応変調無線通
信装置や、遅延スプレッドに応じてフェージング歪補償
法を切り替える無線通信装置に適用した技術に関するも
のである。
下の無線通信装置に使用する最大ドップラー周波数推定
装置に関するものである。例えば、ＴＤＭＡ（Time Div
ision Multiple Access）方式の公共業務用デジタル移
動通信システムにおいて、多値ＱＡＭ(Quadrature Ampl
itude Modulation：直交振幅変調)方式で変調をする無
線通信装置に使用する最大ドップラー周波数推定装置に
関するものである。最大ドップラー周波数は、フェージ
ング変動の速さに関連するものである。本発明は、ま
た、その最大ドップラー周波数の推定値を、瞬時伝搬路
特性に応じて変調多値数を選択する高速適応変調無線通
信装置や、遅延スプレッドに応じてフェージング歪補償
法を切り替える無線通信装置に適用した技術に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】移動無線通信においては、フェージング
によって受信信号の振幅と位相が変動する。このフェー
ジング変動を補償する技術として「パイロットシンボル
挿入法」が、三瓶政一、“陸上移動通信用１６ＱＡＭの
フェージングひずみ補償方式”、電子情報通信学会論文
誌Ｂ-II、Vol.J72-Ｂ-II,No.1，pp.7-15，1989-1等で知
られている。この方法は、既知の値のパイロットシンボ
ルを情報シンボル区間に挿入して送信し、受信側でパイ
ロットシンボルの受信信号から補間により情報シンボル
位置におけるフェージング変動を推定してフェージング
歪補償を行うものである。
によって受信信号の振幅と位相が変動する。このフェー
ジング変動を補償する技術として「パイロットシンボル
挿入法」が、三瓶政一、“陸上移動通信用１６ＱＡＭの
フェージングひずみ補償方式”、電子情報通信学会論文
誌Ｂ-II、Vol.J72-Ｂ-II,No.1，pp.7-15，1989-1等で知
られている。この方法は、既知の値のパイロットシンボ
ルを情報シンボル区間に挿入して送信し、受信側でパイ
ロットシンボルの受信信号から補間により情報シンボル
位置におけるフェージング変動を推定してフェージング
歪補償を行うものである。
【０００３】図１５は、パイロットシンボル挿入法を用
いた従来の無線通信装置のブロック構成図である。図１
５（ａ）は送信機側、図１５（ｂ）は受信機側のブロッ
ク構成図である。図１５（ａ）において、１は送信デー
タ、２はシリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）であっ
て、送信データを４ビット毎に並列データに変換する。
３はベースバンド信号発生部（ＢＳＧ）であって、４ビ
ットの並列データを１６ＱＡＭ変調の１つのシンボルに
対応させたベースバンド信号に変換する。４はフレーム
信号生成部であって、情報シンボル区間にパイロットシ
ンボルを周期的に等間隔に挿入する。パイロットシンボ
ルとしては、１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムにおい
て最大振幅をとる４個のシンボルの中で、シンボルを適
宜切り替えて用いる。５はローパスフィルタ（ＬＰＦ）
であって、ベースバンド信号を帯域制限する。６は直交
変調器、７は局部発振器である。局部発振器７から出力
される基準周波数信号と直交基準周波数信号とを帯域制
限されたベースバンド信号で１６ＱＡＭ変調する。８は
増幅器、９は送信アンテナであって、変調された信号を
増幅して送信する。
いた従来の無線通信装置のブロック構成図である。図１
５（ａ）は送信機側、図１５（ｂ）は受信機側のブロッ
ク構成図である。図１５（ａ）において、１は送信デー
タ、２はシリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）であっ
て、送信データを４ビット毎に並列データに変換する。
３はベースバンド信号発生部（ＢＳＧ）であって、４ビ
ットの並列データを１６ＱＡＭ変調の１つのシンボルに
対応させたベースバンド信号に変換する。４はフレーム
信号生成部であって、情報シンボル区間にパイロットシ
ンボルを周期的に等間隔に挿入する。パイロットシンボ
ルとしては、１６ＱＡＭの信号空間ダイアグラムにおい
て最大振幅をとる４個のシンボルの中で、シンボルを適
宜切り替えて用いる。５はローパスフィルタ（ＬＰＦ）
であって、ベースバンド信号を帯域制限する。６は直交
変調器、７は局部発振器である。局部発振器７から出力
される基準周波数信号と直交基準周波数信号とを帯域制
限されたベースバンド信号で１６ＱＡＭ変調する。８は
増幅器、９は送信アンテナであって、変調された信号を
増幅して送信する。
【０００４】一方、図１５（ｂ）において、１１は受信
アンテナ、１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であっ
て、後述するＡＧＣ１３やＡＦＣ１４を正常動作させる
ために、受信信号を帯域制限する。１３は自動利得制御
部（ＡＧＣ）であって、受信信号レベルを一定にする。
１４は自動周波数制御部（ＡＦＣ）であって、送信機側
と受信機側との間の周波数オフセットを粗調整する。１
５は直交復調器、１６は局部発振器、１７はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）である。周波数オフセットが粗調整さ
れた受信信号と、局部発振器１６から出力される、基準
周波数信号，直交基準周波数信号とを乗算して１６ＱＡ
Ｍの準同期検波を行い、ＬＰＦ１７で帯域制限すること
により、受信信号（Ｉ相，Ｑ相の２チャネルのベースバ
ンド信号）を出力する。基準周波数信号の周波数は、図
１５（ａ）の送信側の基準周波数信号の周波数と完全に
は一致しない状態で直交復調される。
アンテナ、１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であっ
て、後述するＡＧＣ１３やＡＦＣ１４を正常動作させる
ために、受信信号を帯域制限する。１３は自動利得制御
部（ＡＧＣ）であって、受信信号レベルを一定にする。
１４は自動周波数制御部（ＡＦＣ）であって、送信機側
と受信機側との間の周波数オフセットを粗調整する。１
５は直交復調器、１６は局部発振器、１７はローパスフ
ィルタ（ＬＰＦ）である。周波数オフセットが粗調整さ
れた受信信号と、局部発振器１６から出力される、基準
周波数信号，直交基準周波数信号とを乗算して１６ＱＡ
Ｍの準同期検波を行い、ＬＰＦ１７で帯域制限すること
により、受信信号（Ｉ相，Ｑ相の２チャネルのベースバ
ンド信号）を出力する。基準周波数信号の周波数は、図
１５（ａ）の送信側の基準周波数信号の周波数と完全に
は一致しない状態で直交復調される。
【０００５】１８はフェージング歪推定・補償部であっ
て、パイロットシンボルを用いて、図１７を参照して後
述するフェージング歪推定およびフェージング歪補償と
ともに、オフセット周波数の微調整も行う。１９はシン
ボル判定部であって、フェージング歪が補償された受信
信号をシンボルタイミングで判定することにより、１シ
ンボルにつき４ビットの出力データ２２を出力する。
て、パイロットシンボルを用いて、図１７を参照して後
述するフェージング歪推定およびフェージング歪補償と
ともに、オフセット周波数の微調整も行う。１９はシン
ボル判定部であって、フェージング歪が補償された受信
信号をシンボルタイミングで判定することにより、１シ
ンボルにつき４ビットの出力データ２２を出力する。
【０００６】図１６は、パイロットシンボル挿入法にお
ける送信データのフレーム構成を示す説明図である。図
示の例では、情報シンボル部の（Ｎ−１）シンボル毎
に、既知の１シンボルのパイロットシンボルを周期的に
挿入している。この１シンボルのパイロットシンボルと
（Ｎ−１）情報シンボル部とで１フレームが構成され
る。受信機側では、このパイロットシンボルを基準にし
て振幅・位相変動補償を行う。パイロットシンボルの受
信信号により、時間的に変動するフェ−ジング変動を推
定する。次に、パイロットシンボル間の情報シンボルに
対して、内挿法を用いてフェ−ジング変動を推定する。
内挿法には、ガウスの補間公式等が一般的に使われる。
ける送信データのフレーム構成を示す説明図である。図
示の例では、情報シンボル部の（Ｎ−１）シンボル毎
に、既知の１シンボルのパイロットシンボルを周期的に
挿入している。この１シンボルのパイロットシンボルと
（Ｎ−１）情報シンボル部とで１フレームが構成され
る。受信機側では、このパイロットシンボルを基準にし
て振幅・位相変動補償を行う。パイロットシンボルの受
信信号により、時間的に変動するフェ−ジング変動を推
定する。次に、パイロットシンボル間の情報シンボルに
対して、内挿法を用いてフェ−ジング変動を推定する。
内挿法には、ガウスの補間公式等が一般的に使われる。
【０００７】図１７は、図１５（ｂ）に示したフェージ
ング歪推定・補償部１８のブロック構成図である。図
中、１１１はフェージング歪推定部、１１２はフェージ
ング歪補償部である。１１３はサンプリングスイッチで
あって、図１５（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの受信信
号Ｕ（ｔ）をサンプリングする。１１４はフレーム同期
部であって、受信信号Ｕ（ｔ）から、周期Ｔfのフレー
ムタイミングを再生する。サンプリングスイッチ１１３
は、フレーム同期部１１４によって、入力信号Ｕ（ｔ）
中のパイロットシンボルのみを抽出して遅延部１１６に
出力する。１１５はクロック再生部であって、入力信号
Ｕ（ｔ）から、周期ＴSのクロックタイミング（シンボ
ルタイミング）を再生する。フレーム長をＮとしたと
き、Ｔf＝ＮＴSの関係がある。
ング歪推定・補償部１８のブロック構成図である。図
中、１１１はフェージング歪推定部、１１２はフェージ
ング歪補償部である。１１３はサンプリングスイッチで
あって、図１５（ｂ）におけるＬＰＦ１７からの受信信
号Ｕ（ｔ）をサンプリングする。１１４はフレーム同期
部であって、受信信号Ｕ（ｔ）から、周期Ｔfのフレー
ムタイミングを再生する。サンプリングスイッチ１１３
は、フレーム同期部１１４によって、入力信号Ｕ（ｔ）
中のパイロットシンボルのみを抽出して遅延部１１６に
出力する。１１５はクロック再生部であって、入力信号
Ｕ（ｔ）から、周期ＴSのクロックタイミング（シンボ
ルタイミング）を再生する。フレーム長をＮとしたと
き、Ｔf＝ＮＴSの関係がある。
【０００８】１１６は遅延部であって、サンプリングス
イッチ１１３から出力されるパイロットシンボルを入力
し、これを予め定められたパイロットシンボルの値（例
えば、最大シンボル振幅を有する３＋ｊ・３）で割った
フェージング変動の推定値を、１シンボルタイミング、
および、２シンボルタイミングだけ遅延させて出力す
る。なお、図１７では、サンプリングスイッチ１１３の
出力をそのままパイロットシンボルの値で割ったフェー
ジング変動の推定値を、その遅延量はゼロであるが、遅
延部１１６の第１番目の出力として図示している。
イッチ１１３から出力されるパイロットシンボルを入力
し、これを予め定められたパイロットシンボルの値（例
えば、最大シンボル振幅を有する３＋ｊ・３）で割った
フェージング変動の推定値を、１シンボルタイミング、
および、２シンボルタイミングだけ遅延させて出力す
る。なお、図１７では、サンプリングスイッチ１１３の
出力をそのままパイロットシンボルの値で割ったフェー
ジング変動の推定値を、その遅延量はゼロであるが、遅
延部１１６の第１番目の出力として図示している。
【０００９】１１７〜１１９は、係数乗算器であり、サ
ンプリングスイッチ１１３が出力するパイロットシンボ
ル，これを１クロックタイミングだけ遅延させた出力、
２クロックタイミングだけ遅延させた出力に対し、それ
ぞれ、後述する係数Ｑ1（Ｍ／Ｎ），Ｑ0（Ｍ／Ｎ），Ｑ
-1（Ｍ／Ｎ）を乗算する。ここで、Ｎは１フレーム中の
シンボル数、Ｍは１フレーム内のシンボル位置であっ
て、Ｍ＝０の位置にはパイロットシンボルが挿入されて
いる。加算器１２０は、係数乗算器１１７〜１１９の出
力を加算する。逆数計算器１２１は、加算器１２０の出
力の逆数を計算して乗算器１２４に出力する。１２２も
サンプリングスイッチであって、図１５（ｂ）における
ＬＰＦ１７からの受信信号Ｕ（ｔ）を、クロック再生部
１１５の出力によってサンプリングすることにより、フ
ェージング歪補償部１１２の遅延部１２３に出力する。
１２３は遅延部であって、乗算器１２４における２入力
のタイミング合わせのために用いられ、サンプリングス
イッチ１２２の出力を１フレームタイミングＴfだけ遅
延させて乗算器１２４に出力する。
ンプリングスイッチ１１３が出力するパイロットシンボ
ル，これを１クロックタイミングだけ遅延させた出力、
２クロックタイミングだけ遅延させた出力に対し、それ
ぞれ、後述する係数Ｑ1（Ｍ／Ｎ），Ｑ0（Ｍ／Ｎ），Ｑ
-1（Ｍ／Ｎ）を乗算する。ここで、Ｎは１フレーム中の
シンボル数、Ｍは１フレーム内のシンボル位置であっ
て、Ｍ＝０の位置にはパイロットシンボルが挿入されて
いる。加算器１２０は、係数乗算器１１７〜１１９の出
力を加算する。逆数計算器１２１は、加算器１２０の出
力の逆数を計算して乗算器１２４に出力する。１２２も
サンプリングスイッチであって、図１５（ｂ）における
ＬＰＦ１７からの受信信号Ｕ（ｔ）を、クロック再生部
１１５の出力によってサンプリングすることにより、フ
ェージング歪補償部１１２の遅延部１２３に出力する。
１２３は遅延部であって、乗算器１２４における２入力
のタイミング合わせのために用いられ、サンプリングス
イッチ１２２の出力を１フレームタイミングＴfだけ遅
延させて乗算器１２４に出力する。
【００１０】図１７を参照し、フェージング歪の推定・
補償の動作を数式を用いて説明する。クロックを再生
し、フレーム同期およびシンボル同期をとりながら、１
フレーム（Ｎシンボル）に１個のパイロットシンボルを
挿入した場合、ｋ番目のフレームのＭ＝０番目の位置の
パイロットシンボル（ｔ＝ｋＴf，ｋ＝０．１，２…、
シンボル値３＋ｊ３）におけるフェージング変動の推定
値は、次式の通りである。
補償の動作を数式を用いて説明する。クロックを再生
し、フレーム同期およびシンボル同期をとりながら、１
フレーム（Ｎシンボル）に１個のパイロットシンボルを
挿入した場合、ｋ番目のフレームのＭ＝０番目の位置の
パイロットシンボル（ｔ＝ｋＴf，ｋ＝０．１，２…、
シンボル値３＋ｊ３）におけるフェージング変動の推定
値は、次式の通りである。
【数１】
ただし、サンプル値に含まれる雑音成分を零とみなして
いる。同様に、ｔ＝ｋＴfの１シンボル前後の時間にお
ける、フェージング変動の推定値は、次式の通りであ
る。
いる。同様に、ｔ＝ｋＴfの１シンボル前後の時間にお
ける、フェージング変動の推定値は、次式の通りであ
る。
【数２】
【００１１】ｋ番目のフレームのＭ番目の情報シンボル
（ｔ＝ｋＴf＋（Ｍ／Ｎ）Ｔf，ｋ＝０．１，２…，Ｍ＝
１，２…，Ｎ−１）におけるフェージング変動の推定値
は、（ｋ−１）番目のフレーム，ｋ番目のフレーム，
（ｋ＋１）番目のフレームにおける各パイロットシンボ
ル（Ｍ＝０）でのフェージング変動を基に、２次のガウ
ス補間公式を用いることにより、次式で示される。
（ｔ＝ｋＴf＋（Ｍ／Ｎ）Ｔf，ｋ＝０．１，２…，Ｍ＝
１，２…，Ｎ−１）におけるフェージング変動の推定値
は、（ｋ−１）番目のフレーム，ｋ番目のフレーム，
（ｋ＋１）番目のフレームにおける各パイロットシンボ
ル（Ｍ＝０）でのフェージング変動を基に、２次のガウ
ス補間公式を用いることにより、次式で示される。
【数３】
ただし、
【数４】
【数５】
【数６】
【００１２】上述した式（１）の値は、図１７に示した
加算器１２０から出力される。受信信号Ｕ(k+(M/N))の
各情報シンボルを補償した信号は、複素ベースバンド信
号Ｕ(k+(M/N))を、式（１）の値で割ることにより、次
式の通りとなる。
加算器１２０から出力される。受信信号Ｕ(k+(M/N))の
各情報シンボルを補償した信号は、複素ベースバンド信
号Ｕ(k+(M/N))を、式（１）の値で割ることにより、次
式の通りとなる。
【数７】
この（５）式の出力は、図１７に示した乗算器１２４か
ら得られる。上述した「パイロットシンボル挿入法」
は、一様なレイリーフェ−ジング(直接波の後に、遅延
波がないか、または、無視できる場合)を仮定してい
る。遅延波が存在すると遅延時間が大きくなるにつれ
て、遅延歪の影響が大きくなり、フェージング歪補償が
うまくいかなくなる。
ら得られる。上述した「パイロットシンボル挿入法」
は、一様なレイリーフェ−ジング(直接波の後に、遅延
波がないか、または、無視できる場合)を仮定してい
る。遅延波が存在すると遅延時間が大きくなるにつれ
て、遅延歪の影響が大きくなり、フェージング歪補償が
うまくいかなくなる。
【００１３】一方、遅延波が存在し遅延歪の影響が大き
い場合には、周波数選択性フェージングとなる。このと
きの遅延歪対策として、従来、適応等化器を用いる方法
が、例えば、笹岡秀一編著“移動通信”、オーム社、
（平成10-5-25）、ｐ．256-282等で知られている。この
適応等化器としては、判定帰還型等化器（ＤＦＥ:Decis
ion Feedback Equalizer）と最尤系列推定（ＭＬSＥ:Ma
ximum Likelihood Sequence Estimation）が挙げられ
る。ただし、最尤系列推定は、１６ＱＡＭのように変調
多値数が大きくなる場合には、演算量が増加してしま
う。適応等化器の初期引き込みのためには、情報シンボ
ル区間の前に、図１９を参照して後述するようなトレー
ニングシンボル系列を付加する。また、移動通信のよう
な時間変動が激しい場合に、判定帰還型等化器には、追
従性のよいＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴ
リズムが用いられる。
い場合には、周波数選択性フェージングとなる。このと
きの遅延歪対策として、従来、適応等化器を用いる方法
が、例えば、笹岡秀一編著“移動通信”、オーム社、
（平成10-5-25）、ｐ．256-282等で知られている。この
適応等化器としては、判定帰還型等化器（ＤＦＥ:Decis
ion Feedback Equalizer）と最尤系列推定（ＭＬSＥ:Ma
ximum Likelihood Sequence Estimation）が挙げられ
る。ただし、最尤系列推定は、１６ＱＡＭのように変調
多値数が大きくなる場合には、演算量が増加してしま
う。適応等化器の初期引き込みのためには、情報シンボ
ル区間の前に、図１９を参照して後述するようなトレー
ニングシンボル系列を付加する。また、移動通信のよう
な時間変動が激しい場合に、判定帰還型等化器には、追
従性のよいＲＬＳ（Recursive Least Squares）アルゴ
リズムが用いられる。
【００１４】図１８は、適応等化器を用いた従来の無線
通信装置のブロック構成図である。図１８（ａ）は送信
機側、図１８（ｂ）は受信機側の構成を示すブロック図
である。図中、図１５と同様な部分には同じ符号を付し
て説明を省略する。図１８（ａ）におけるフレーム信号
生成部４は、情報シンボル区間の前にトレーニングシン
ボル系列を付加する。図１８（ｂ）において、９１はＲ
ＬＳアルゴリズムが用いられた判定帰還型等化器（ＲＬ
Ｓ−ＤＦＥ）などの適応等化器である。図１９は、適応
等化器を用いた場合のフレーム構成図である。適応等化
器では、1フレーム期間において、情報シンボル区間
（Ｎｄシンボル）の前に、既知の信号からなるトレーニ
ング系列（Ｎｔシンボル）を付加する構成になってい
る。
通信装置のブロック構成図である。図１８（ａ）は送信
機側、図１８（ｂ）は受信機側の構成を示すブロック図
である。図中、図１５と同様な部分には同じ符号を付し
て説明を省略する。図１８（ａ）におけるフレーム信号
生成部４は、情報シンボル区間の前にトレーニングシン
ボル系列を付加する。図１８（ｂ）において、９１はＲ
ＬＳアルゴリズムが用いられた判定帰還型等化器（ＲＬ
Ｓ−ＤＦＥ）などの適応等化器である。図１９は、適応
等化器を用いた場合のフレーム構成図である。適応等化
器では、1フレーム期間において、情報シンボル区間
（Ｎｄシンボル）の前に、既知の信号からなるトレーニ
ング系列（Ｎｔシンボル）を付加する構成になってい
る。
【００１５】しかし、遅延量が比較的小さい一様フェー
ジング環境下では、適応等化器による等化効果があまり
出ない。そこで、フェージング歪補償法として、遅延ス
プレッドの大きさに応じて、パイロットシンボル挿入法
（ＰＳＡＭ）と適応等化器を用いる方法を切り替える方
式が、近藤光治 ほか２名「業務用移動通信における１
６ＱＡＭ伝送に関する一検討」，2000年電子情報通信学
会通信ソサイエティ大会（B-5-103）で知られている。
ところが、最大ドップラー周波数ｆｄによって、適応等
化器のBER（Bit ErrorRate）が変化するので、フェージ
ング歪補償法を切り替える遅延量の閾値が変化する。そ
のため、フェージング歪補償法を適切に切り替えてBER
を小さくするには、最大ドップラー周波数ｆｄを推定す
る必要がある。
ジング環境下では、適応等化器による等化効果があまり
出ない。そこで、フェージング歪補償法として、遅延ス
プレッドの大きさに応じて、パイロットシンボル挿入法
（ＰＳＡＭ）と適応等化器を用いる方法を切り替える方
式が、近藤光治 ほか２名「業務用移動通信における１
６ＱＡＭ伝送に関する一検討」，2000年電子情報通信学
会通信ソサイエティ大会（B-5-103）で知られている。
ところが、最大ドップラー周波数ｆｄによって、適応等
化器のBER（Bit ErrorRate）が変化するので、フェージ
ング歪補償法を切り替える遅延量の閾値が変化する。そ
のため、フェージング歪補償法を適切に切り替えてBER
を小さくするには、最大ドップラー周波数ｆｄを推定す
る必要がある。
【００１６】また、瞬時伝搬路特性、例えば、瞬時C/Ic
（搬送波電力対同一チャネル干渉電力比）や遅延スプレ
ッドなどの伝搬路特性等に応じて、変調多値数を適応的
に制御するという、高速適応変調方式が、大槻信也 ほ
か２名「変調多値数可変適応変調方式の伝送特性」，電
子情報通信学会論文誌B-II，Vol.J78-B-II，No,6，（19
95年6月），pp.435-444、笹岡秀一 編著「移動通信」
p.117-119、などで知られている。
（搬送波電力対同一チャネル干渉電力比）や遅延スプレ
ッドなどの伝搬路特性等に応じて、変調多値数を適応的
に制御するという、高速適応変調方式が、大槻信也 ほ
か２名「変調多値数可変適応変調方式の伝送特性」，電
子情報通信学会論文誌B-II，Vol.J78-B-II，No,6，（19
95年6月），pp.435-444、笹岡秀一 編著「移動通信」
p.117-119、などで知られている。
【００１７】ＴＤＭＡ（Time Division Multiple Acces
s）方式のデジタル移動通信システムにおいて、ＴＤＤ
（Time Division Duplex:時間分割複信)方式では、送信
と受信とに同一の周波数を用いて通信を行うため、受信
したタイミングでの伝搬路特性から、次に送信タイミン
グでの伝搬路特性を推定して、その時の変調多値数を選
択して適用する。その時間間隔は、１基本フレームの半
分の時間間隔となる。一方、ＦＤＤ(Frequency Divisio
n Duplex:周波数分割複信)方式では、基地局における送
信と受信とに異なった周波数を用いるので、上りと下り
の伝搬路特性が異なる。そのため、移動局の受信機側で
の瞬時伝搬路特性の推定から、基地局の次の受信タイミ
ングで、移動局から伝搬路情報の通知を受け、その結果
を基に、基地局の次の送信タイミングで、予想される瞬
時伝搬路特性に適した変調多値数を適用する。
s）方式のデジタル移動通信システムにおいて、ＴＤＤ
（Time Division Duplex:時間分割複信)方式では、送信
と受信とに同一の周波数を用いて通信を行うため、受信
したタイミングでの伝搬路特性から、次に送信タイミン
グでの伝搬路特性を推定して、その時の変調多値数を選
択して適用する。その時間間隔は、１基本フレームの半
分の時間間隔となる。一方、ＦＤＤ(Frequency Divisio
n Duplex:周波数分割複信)方式では、基地局における送
信と受信とに異なった周波数を用いるので、上りと下り
の伝搬路特性が異なる。そのため、移動局の受信機側で
の瞬時伝搬路特性の推定から、基地局の次の受信タイミ
ングで、移動局から伝搬路情報の通知を受け、その結果
を基に、基地局の次の送信タイミングで、予想される瞬
時伝搬路特性に適した変調多値数を適用する。
【００１８】このように、高速適応変調方式では、受信
データからその時の瞬時伝搬路特性を測定し、その結果
に基づいて次の送信時の伝搬路特性を推定して、最適な
変調パラメータを選択する。そのため、400MHz帯の業務
用デジタル移動通信システムのように、ＴＤＭＡの１バ
ースト（１スロット）長が比較的長い場合には、１バー
スト中でフェージング状態が変動してしまい、送信時の
伝搬路特性を予測して最適な変調多値数を推定すること
が困難となる。その結果、推定結果と送信時の実際の伝
搬路特性との誤差が大きくなる。そこで、フェージング
変動の速さに関連する最大ドップラー周波数ｆｄを推定
することにより、固定の変調方式と高速適応変調方式と
を切り替えることが考えられる。
データからその時の瞬時伝搬路特性を測定し、その結果
に基づいて次の送信時の伝搬路特性を推定して、最適な
変調パラメータを選択する。そのため、400MHz帯の業務
用デジタル移動通信システムのように、ＴＤＭＡの１バ
ースト（１スロット）長が比較的長い場合には、１バー
スト中でフェージング状態が変動してしまい、送信時の
伝搬路特性を予測して最適な変調多値数を推定すること
が困難となる。その結果、推定結果と送信時の実際の伝
搬路特性との誤差が大きくなる。そこで、フェージング
変動の速さに関連する最大ドップラー周波数ｆｄを推定
することにより、固定の変調方式と高速適応変調方式と
を切り替えることが考えられる。
【００１９】最大ドップラー周波数ｆｄは、移動端末局
の移動速度に依存する。移動速度の推定方法としては、
（１）無線通信装置が車等に搭載された車載機などで、
無線通信装置と車の速度計が電気的に接続されていて、
速度計から速度情報（Ｖ）が入力され、使用される周波
数帯域の波長λとから最大ドップラー周波数ｆｄを、 ｆｄ＝Ｖ／λ として算出する方法、（２）周回衛星を使った位置測定
システムであるＧＰＳ（Global Positioning System）
より、位置情報を入力し、データ処理部で、一定時間Ｔ
での移動距離Ｌを求めて、平均速度 Ｖ＝Ｌ／Ｔ を求め、それから最大ドップラー周波数ｆｄを求める方
法、等が知られている。これらの方法は、どちらも他の
装置との連動により初めて実現できるものであって、無
線通信装置が単独で推定を行うことができないという問
題がある。
の移動速度に依存する。移動速度の推定方法としては、
（１）無線通信装置が車等に搭載された車載機などで、
無線通信装置と車の速度計が電気的に接続されていて、
速度計から速度情報（Ｖ）が入力され、使用される周波
数帯域の波長λとから最大ドップラー周波数ｆｄを、 ｆｄ＝Ｖ／λ として算出する方法、（２）周回衛星を使った位置測定
システムであるＧＰＳ（Global Positioning System）
より、位置情報を入力し、データ処理部で、一定時間Ｔ
での移動距離Ｌを求めて、平均速度 Ｖ＝Ｌ／Ｔ を求め、それから最大ドップラー周波数ｆｄを求める方
法、等が知られている。これらの方法は、どちらも他の
装置との連動により初めて実現できるものであって、無
線通信装置が単独で推定を行うことができないという問
題がある。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上述した問
題点を解決するためになされたもので、フェージング変
動の速さに関連する最大ドップラー周波数ｆｄを単独で
推定できる最大ドップラー周波数推定装置を提供するこ
とを目的とするものである。また、最大ドップラー周波
数ｆｄを推定することにより、フェージング変動に追従
できる場合に限り高速適応変調を行うようにする無線通
信装置を提供することを目的とするものである。また、
最大ドップラー周波数ｆｄを推定することにより、使用
されるフェージング環境に適したフェージング歪補償法
を用いる無線通信装置を提供することを目的とするもの
である。
題点を解決するためになされたもので、フェージング変
動の速さに関連する最大ドップラー周波数ｆｄを単独で
推定できる最大ドップラー周波数推定装置を提供するこ
とを目的とするものである。また、最大ドップラー周波
数ｆｄを推定することにより、フェージング変動に追従
できる場合に限り高速適応変調を行うようにする無線通
信装置を提供することを目的とするものである。また、
最大ドップラー周波数ｆｄを推定することにより、使用
されるフェージング環境に適したフェージング歪補償法
を用いる無線通信装置を提供することを目的とするもの
である。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明は、請求項１に記
載の発明においては、最大ドップラー周波数推定装置に
おいて、複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による
位相平面が分割されて複数の位相領域が構成されてお
り、パイロットシンボルが情報シンボル区間に周期的に
挿入されて変調された受信信号が直交復調された前記複
素ベースバンド信号を入力し、前記各パイロットシンボ
ルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属する位相
領域から他の位相領域に変移した変移回数を計数する変
移計数手段と、前記変移回数に応じて変移率を算出する
変移率算出手段と、前記変移率に応じて最大ドップラー
周波数を推定する最大ドップラー周波数推定手段を有す
るものである。したがって、最大ドップラー周波数を、
パイロットシンボルの受信信号点の変移率と最大ドップ
ラー周波数との相関関係に基づいて、車速等を検出する
ことなく無線通信装置単独で容易に推定することができ
る。
載の発明においては、最大ドップラー周波数推定装置に
おいて、複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による
位相平面が分割されて複数の位相領域が構成されてお
り、パイロットシンボルが情報シンボル区間に周期的に
挿入されて変調された受信信号が直交復調された前記複
素ベースバンド信号を入力し、前記各パイロットシンボ
ルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属する位相
領域から他の位相領域に変移した変移回数を計数する変
移計数手段と、前記変移回数に応じて変移率を算出する
変移率算出手段と、前記変移率に応じて最大ドップラー
周波数を推定する最大ドップラー周波数推定手段を有す
るものである。したがって、最大ドップラー周波数を、
パイロットシンボルの受信信号点の変移率と最大ドップ
ラー周波数との相関関係に基づいて、車速等を検出する
ことなく無線通信装置単独で容易に推定することができ
る。
【００２２】請求項２に記載の発明においては、最大ド
ップラー周波数推定装置において、複素ベースバンド信
号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が分割されて複数の
位相領域が構成されており、パイロットシンボルが情報
シンボル区間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプ
レッド測定用シンボル系列が付加されて変調された受信
信号が直交復調された前記複素ベースバンド信号を入力
し、前記各パイロットシンボルの受信信号点が、直前の
前記受信信号点の属する位相領域から他の位相領域に変
移した変移回数を計数する変移計数手段と、前記変移回
数に応じて変移率を算出する変移率算出手段と、直交復
調された前記遅延スプレッド測定用シンボル系列を用い
て伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレッド推
定手段と、算出された前記変移率および推定された前記
遅延スプレッドに応じて、最大ドップラー周波数を推定
する最大ドップラー周波数推定手段を有するものであ
る。したがって、遅延スプレッドがある場合でも、最大
ドップラー周波数を、パイロットシンボルの受信信号点
の変移率と最大ドップラー周波数との相関関係に基づい
て、無線通信装置単独で容易に推定することができる。
なお、遅延スプレッド測定用シンボル系列としては、例
えば、自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有
するシンボル系列とする。受信機側では、このシンボル
系列のレプリカを生成し、生成されたシンボル系列と復
調された受信信号との相関関数を算出し、この相関関数
に基づいて遅延スプレッドを出力する。
ップラー周波数推定装置において、複素ベースバンド信
号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が分割されて複数の
位相領域が構成されており、パイロットシンボルが情報
シンボル区間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプ
レッド測定用シンボル系列が付加されて変調された受信
信号が直交復調された前記複素ベースバンド信号を入力
し、前記各パイロットシンボルの受信信号点が、直前の
前記受信信号点の属する位相領域から他の位相領域に変
移した変移回数を計数する変移計数手段と、前記変移回
数に応じて変移率を算出する変移率算出手段と、直交復
調された前記遅延スプレッド測定用シンボル系列を用い
て伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレッド推
定手段と、算出された前記変移率および推定された前記
遅延スプレッドに応じて、最大ドップラー周波数を推定
する最大ドップラー周波数推定手段を有するものであ
る。したがって、遅延スプレッドがある場合でも、最大
ドップラー周波数を、パイロットシンボルの受信信号点
の変移率と最大ドップラー周波数との相関関係に基づい
て、無線通信装置単独で容易に推定することができる。
なお、遅延スプレッド測定用シンボル系列としては、例
えば、自己相関関数が位相一致タイミングでピークを有
するシンボル系列とする。受信機側では、このシンボル
系列のレプリカを生成し、生成されたシンボル系列と復
調された受信信号との相関関数を算出し、この相関関数
に基づいて遅延スプレッドを出力する。
【００２３】請求項３に記載の発明においては、最大ド
ップラー周波数推定装置において、複数のダイバーシチ
ブランチを有し、各ダイバーシチブランチにおいて、複
素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が
分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロッ
トシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入されて変
調された受信信号が直交復調された前記複素ベースバン
ド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受信信号
点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域から他の
位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数手段
と、前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出
手段と、前記変移率に応じて最大ドップラー周波数を推
定するダイバーシチブランチ最大ドップラー周波数推定
手段を有し、かつ、前記各ダイバーシチブランチ最大ド
ップラー周波数推定手段の出力値を平均化して出力する
最大ドップラー周波数推定手段を有するものである。し
たがって、最大ドップラー周波数を、パイロットシンボ
ルの受信信号点の変移率と最大ドップラー周波数との相
関関係に基づいて、無線通信装置単独で容易に推定する
ことができる。また、ダイバーシチブランチを用いるこ
とにより、最大ドップラー周波数の推定精度が向上す
る。
ップラー周波数推定装置において、複数のダイバーシチ
ブランチを有し、各ダイバーシチブランチにおいて、複
素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が
分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロッ
トシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入されて変
調された受信信号が直交復調された前記複素ベースバン
ド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受信信号
点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域から他の
位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数手段
と、前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出
手段と、前記変移率に応じて最大ドップラー周波数を推
定するダイバーシチブランチ最大ドップラー周波数推定
手段を有し、かつ、前記各ダイバーシチブランチ最大ド
ップラー周波数推定手段の出力値を平均化して出力する
最大ドップラー周波数推定手段を有するものである。し
たがって、最大ドップラー周波数を、パイロットシンボ
ルの受信信号点の変移率と最大ドップラー周波数との相
関関係に基づいて、無線通信装置単独で容易に推定する
ことができる。また、ダイバーシチブランチを用いるこ
とにより、最大ドップラー周波数の推定精度が向上す
る。
【００２４】請求項４に記載の発明においては、最大ド
ップラー周波数推定装置において、複数のダイバーシチ
ブランチを有し、各ダイバーシチブランチにおいて、複
素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が
分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロッ
トシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入されると
ともに、遅延スプレッド測定用シンボル系列が付加され
て変調された受信信号が直交復調された前記複素ベース
バンド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受信
信号点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域から
他の位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数手
段と、前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算
出手段と、直交復調された前記遅延スプレッド測定用シ
ンボル系列を用いて伝搬路の遅延スプレッドを推定する
遅延スプレッド推定手段と、算出された前記変移率およ
び推定された前記遅延スプレッドに応じて、最大ドップ
ラー周波数を推定するダイバーシチブランチ最大ドップ
ラー周波数推定手段と、前記各ダイバーシチブランチ最
大ドップラー周波数推定手段の出力値を平均化して出力
する最大ドップラー周波数推定手段を有するものであ
る。したがって、遅延スプレッドがある場合でも、最大
ドップラー周波数を、パイロットシンボルの受信信号点
の変移率と最大ドップラー周波数との相関関係に基づい
て、無線通信装置単独で容易に推定することができる。
また、ダイバーシチブランチを用いることにより、最大
ドップラー周波数の推定精度が向上する。
ップラー周波数推定装置において、複数のダイバーシチ
ブランチを有し、各ダイバーシチブランチにおいて、複
素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面が
分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロッ
トシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入されると
ともに、遅延スプレッド測定用シンボル系列が付加され
て変調された受信信号が直交復調された前記複素ベース
バンド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受信
信号点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域から
他の位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数手
段と、前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算
出手段と、直交復調された前記遅延スプレッド測定用シ
ンボル系列を用いて伝搬路の遅延スプレッドを推定する
遅延スプレッド推定手段と、算出された前記変移率およ
び推定された前記遅延スプレッドに応じて、最大ドップ
ラー周波数を推定するダイバーシチブランチ最大ドップ
ラー周波数推定手段と、前記各ダイバーシチブランチ最
大ドップラー周波数推定手段の出力値を平均化して出力
する最大ドップラー周波数推定手段を有するものであ
る。したがって、遅延スプレッドがある場合でも、最大
ドップラー周波数を、パイロットシンボルの受信信号点
の変移率と最大ドップラー周波数との相関関係に基づい
て、無線通信装置単独で容易に推定することができる。
また、ダイバーシチブランチを用いることにより、最大
ドップラー周波数の推定精度が向上する。
【００２５】請求項５に記載の発明においては、請求項
１ないし４のいずれか１項に記載の最大ドップラー周波
数推定装置において、前記複数の位相領域は、前記位相
平面の４象限であり、前記変移計数手段は、前記各パイ
ロットシンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点
と比べて、前記Ｉ成分または前記Ｑ成分の少なくとも一
方がゼロクロスした回数を前記変移回数として計数する
ものである。したがって、簡単な構成でパイロットシン
ボルの受信信号点の変移を計数することができる。
１ないし４のいずれか１項に記載の最大ドップラー周波
数推定装置において、前記複数の位相領域は、前記位相
平面の４象限であり、前記変移計数手段は、前記各パイ
ロットシンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点
と比べて、前記Ｉ成分または前記Ｑ成分の少なくとも一
方がゼロクロスした回数を前記変移回数として計数する
ものである。したがって、簡単な構成でパイロットシン
ボルの受信信号点の変移を計数することができる。
【００２６】請求項６に記載の発明においては、瞬時伝
搬路特性を推定することにより該瞬時伝搬路特性に応じ
て変調多値数を選択して送信データを高速適応変調する
無線通信装置において、請求項１ないし５のいずれか１
項に記載の最大ドップラー周波数推定装置と、該最大ド
ップラー周波数推定装置から出力される最大ドップラー
周波数の推定値を予め設定された閾値と比較し、該閾値
より大きいときには前記変調多値数を固定して前記送信
データを変調し、該閾値より小さいときには前記送信デ
ータを高速適応変調する変調多値数制御手段を有するも
のである。したがって、最大ドップラー周波数の推定値
により、フェージング変動が速い状態を検出し、変調多
値数の制御が追従できない環境では、変調多値数を固定
して、通信品質の劣化を防止できるとともに伝送効率を
向上させることができる。最大ドップラー周波数推定装
置として、遅延スプレッド推定手段を有するものを用い
た場合には、これを、瞬時伝搬路特性を推定するために
も用いることができる。
搬路特性を推定することにより該瞬時伝搬路特性に応じ
て変調多値数を選択して送信データを高速適応変調する
無線通信装置において、請求項１ないし５のいずれか１
項に記載の最大ドップラー周波数推定装置と、該最大ド
ップラー周波数推定装置から出力される最大ドップラー
周波数の推定値を予め設定された閾値と比較し、該閾値
より大きいときには前記変調多値数を固定して前記送信
データを変調し、該閾値より小さいときには前記送信デ
ータを高速適応変調する変調多値数制御手段を有するも
のである。したがって、最大ドップラー周波数の推定値
により、フェージング変動が速い状態を検出し、変調多
値数の制御が追従できない環境では、変調多値数を固定
して、通信品質の劣化を防止できるとともに伝送効率を
向上させることができる。最大ドップラー周波数推定装
置として、遅延スプレッド推定手段を有するものを用い
た場合には、これを、瞬時伝搬路特性を推定するために
も用いることができる。
【００２７】請求項７に記載の発明においては、無線通
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定
用シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記
情報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレー
ニング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列
が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号によ
り変調されている送信信号を受信する受信手段と、復調
された前記パイロットシンボルを用いてフェージング歪
を推定することにより、前記復調された前記情報シンボ
ルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判定手
段と、復調された前記トレーニング信号を用いて適応等
化を行うことにより、復調された前記情報シンボルを判
定する第２の判定手段と、直交復調された前記遅延スプ
レッド測定用シンボル系列を用いて伝搬路の遅延スプレ
ッドを推定する遅延スプレッド推定手段と、請求項１な
いし請求項５のいずれか１項に記載の最大ドップラー周
波数推定装置と、該最大ドップラー周波数推定装置によ
り推定された最大ドップラー周波数に応じて、前記最大
ドップラー周波数が高くなるほど閾値を高く設定する閾
値設定手段と、前記遅延スプレッドが、設定された前記
閾値よりも小さいときには前記第１の判定手段から出力
される前記情報シンボルを、前記遅延スプレッドが前記
閾値よりも大きいときには前記第２の判定手段から出力
される前記情報シンボルを、所定の切り替えタイミング
において選択して出力する出力選択手段を有するもので
ある。したがって、最大ドップラー周波数が変化して
も、ビット誤り率(Bit Error Rate)の小さなフェージン
グ補償方式を選択することができる。最大ドップラー周
波数推定装置として、遅延スプレッド推定手段を有する
ものを用いた場合には、これを、出力選択のための遅延
スプレッド推定手段としても用いることができる。
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定
用シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記
情報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレー
ニング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列
が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号によ
り変調されている送信信号を受信する受信手段と、復調
された前記パイロットシンボルを用いてフェージング歪
を推定することにより、前記復調された前記情報シンボ
ルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判定手
段と、復調された前記トレーニング信号を用いて適応等
化を行うことにより、復調された前記情報シンボルを判
定する第２の判定手段と、直交復調された前記遅延スプ
レッド測定用シンボル系列を用いて伝搬路の遅延スプレ
ッドを推定する遅延スプレッド推定手段と、請求項１な
いし請求項５のいずれか１項に記載の最大ドップラー周
波数推定装置と、該最大ドップラー周波数推定装置によ
り推定された最大ドップラー周波数に応じて、前記最大
ドップラー周波数が高くなるほど閾値を高く設定する閾
値設定手段と、前記遅延スプレッドが、設定された前記
閾値よりも小さいときには前記第１の判定手段から出力
される前記情報シンボルを、前記遅延スプレッドが前記
閾値よりも大きいときには前記第２の判定手段から出力
される前記情報シンボルを、所定の切り替えタイミング
において選択して出力する出力選択手段を有するもので
ある。したがって、最大ドップラー周波数が変化して
も、ビット誤り率(Bit Error Rate)の小さなフェージン
グ補償方式を選択することができる。最大ドップラー周
波数推定装置として、遅延スプレッド推定手段を有する
ものを用いた場合には、これを、出力選択のための遅延
スプレッド推定手段としても用いることができる。
【００２８】請求項８に記載の発明においては、無線通
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定
用シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記
情報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレー
ニング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列
が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号によ
り変調されている送信信号を、複数のダイバーシチブラ
ンチで受信するダイバーシチ受信手段と、各ダイバーシ
チブランチにおいて復調された前記パイロットシンボル
を用いて前記フェージング歪を推定することにより、復
調された前記情報シンボルをフェージング歪補償した上
でダイバーシチ合成判定する第１のダイバーシチ合成判
定手段と、各ダイバーシチブランチにおいて復調された
前記トレーニング信号を用いて適応等化およびダイバー
シチ合成をすることにより、復調された前記情報シンボ
ルを判定する第２の判定手段と、直交復調された前記遅
延スプレッド測定用信号を用いて伝搬路の遅延スプレッ
ドを推定する遅延スプレッド推定手段と、請求項１ない
し請求項５のいずれか１項に記載の最大ドップラー周波
数推定装置と、該最大ドップラー周波数推定装置により
推定された最大ドップラー周波数に応じて、前記最大ド
ップラー周波数が高くなるほど閾値を高く設定する閾値
設定手段と、前記遅延スプレッドが、設定された前記閾
値よりも小さいときには前記第１の判定手段から出力さ
れる前記情報シンボルを、前記遅延スプレッドが前記閾
値よりも大きいときには前記第２の判定手段から出力さ
れる前記情報シンボルを、所定の切り替えタイミングに
おいて選択して出力する出力選択手段を有するものであ
る。したがって、最大ドップラー周波数が変化しても、
ビット誤り率の小さなフェージング補償方式を選択する
ことができる。また、受信ダイバーシチ構成により、ビ
ット誤り率を低減するとともに、最大ドップラー周波数
の推定精度を向上させることができる。最大ドップラー
周波数推定装置として、遅延スプレッド推定手段を有す
るものを用いた場合には、これを、出力選択のための遅
延スプレッド推定手段としても用いることができる。
信装置において、パイロットシンボルが情報シンボル区
間に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定
用シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記
情報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレー
ニング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列
が前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号によ
り変調されている送信信号を、複数のダイバーシチブラ
ンチで受信するダイバーシチ受信手段と、各ダイバーシ
チブランチにおいて復調された前記パイロットシンボル
を用いて前記フェージング歪を推定することにより、復
調された前記情報シンボルをフェージング歪補償した上
でダイバーシチ合成判定する第１のダイバーシチ合成判
定手段と、各ダイバーシチブランチにおいて復調された
前記トレーニング信号を用いて適応等化およびダイバー
シチ合成をすることにより、復調された前記情報シンボ
ルを判定する第２の判定手段と、直交復調された前記遅
延スプレッド測定用信号を用いて伝搬路の遅延スプレッ
ドを推定する遅延スプレッド推定手段と、請求項１ない
し請求項５のいずれか１項に記載の最大ドップラー周波
数推定装置と、該最大ドップラー周波数推定装置により
推定された最大ドップラー周波数に応じて、前記最大ド
ップラー周波数が高くなるほど閾値を高く設定する閾値
設定手段と、前記遅延スプレッドが、設定された前記閾
値よりも小さいときには前記第１の判定手段から出力さ
れる前記情報シンボルを、前記遅延スプレッドが前記閾
値よりも大きいときには前記第２の判定手段から出力さ
れる前記情報シンボルを、所定の切り替えタイミングに
おいて選択して出力する出力選択手段を有するものであ
る。したがって、最大ドップラー周波数が変化しても、
ビット誤り率の小さなフェージング補償方式を選択する
ことができる。また、受信ダイバーシチ構成により、ビ
ット誤り率を低減するとともに、最大ドップラー周波数
の推定精度を向上させることができる。最大ドップラー
周波数推定装置として、遅延スプレッド推定手段を有す
るものを用いた場合には、これを、出力選択のための遅
延スプレッド推定手段としても用いることができる。
【００２９】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態の受信機側を示すブロック構成図である。一様フェー
ジング環境下で使用するのに適したものである。送信機
側は、図１５（ａ）を参照して説明した従来の構成と同
様であるので図示を省略するが、フレーム信号生成部４
では、少なくとも、データ中にパイロットシンボルを挿
入する。図１（ａ）は、受信機側のブロック構成図であ
る。図１５（ｂ）を参照して説明した従来の構成と同様
な部分には同じ符号を用いている。図１５（ｂ）に示し
た構成に、最大ドップラー周波数ｆｄを推定するｆｄ推
定部２０を加えている。図１（ｂ）は、ｆｄ推定部２０
の詳細ブロック構成図である。図２は、パイロット信号
の象限配置の説明図である。複素ベースバンド信号の基
準周波数信号に対する受信信号点を示す空間において、
パイロットシンボルの配置を示す。パイロットシンボル
としては、使用する多値シンボルの内、最大振幅、ここ
では１６ＱＡＭのシンボルのうち、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４
つのシンボルから１つシンボルを利用する場合について
説明する。
態の受信機側を示すブロック構成図である。一様フェー
ジング環境下で使用するのに適したものである。送信機
側は、図１５（ａ）を参照して説明した従来の構成と同
様であるので図示を省略するが、フレーム信号生成部４
では、少なくとも、データ中にパイロットシンボルを挿
入する。図１（ａ）は、受信機側のブロック構成図であ
る。図１５（ｂ）を参照して説明した従来の構成と同様
な部分には同じ符号を用いている。図１５（ｂ）に示し
た構成に、最大ドップラー周波数ｆｄを推定するｆｄ推
定部２０を加えている。図１（ｂ）は、ｆｄ推定部２０
の詳細ブロック構成図である。図２は、パイロット信号
の象限配置の説明図である。複素ベースバンド信号の基
準周波数信号に対する受信信号点を示す空間において、
パイロットシンボルの配置を示す。パイロットシンボル
としては、使用する多値シンボルの内、最大振幅、ここ
では１６ＱＡＭのシンボルのうち、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄの４
つのシンボルから１つシンボルを利用する場合について
説明する。
【００３０】図３は、パイロットシンボルのフェージン
グ変動の一例を示す説明図である。図３（ａ）は、Ｉチ
ャネル，Ｑチャネル別に、パイロットシンボルの受信信
号点の変移を示したものである。横軸はフレーム番号、
縦軸はＩチャネルまたはＱチャネル成分である。図３
（ｂ）は、パイロットシンボルの受信信号点の変移を２
次元Ｉ，Ｑ位相平面上に示したものである。４００MHz
帯の業務用デジタル移動通信システムにおけるシミュレ
ーション結果を用いており、帯域幅12.5kHz／ch，9.6ks
ymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。パイ
ロットシンボルは１６シンボル中に１回挿入されてい
る。最大ドップラー周波数ｆｄは40Hzである。ただし、
図３（ａ）と図３（ｂ）は異なるサンプルに基づいて作
成されているので、両者の受信信号点は一致しない。
グ変動の一例を示す説明図である。図３（ａ）は、Ｉチ
ャネル，Ｑチャネル別に、パイロットシンボルの受信信
号点の変移を示したものである。横軸はフレーム番号、
縦軸はＩチャネルまたはＱチャネル成分である。図３
（ｂ）は、パイロットシンボルの受信信号点の変移を２
次元Ｉ，Ｑ位相平面上に示したものである。４００MHz
帯の業務用デジタル移動通信システムにおけるシミュレ
ーション結果を用いており、帯域幅12.5kHz／ch，9.6ks
ymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。パイ
ロットシンボルは１６シンボル中に１回挿入されてい
る。最大ドップラー周波数ｆｄは40Hzである。ただし、
図３（ａ）と図３（ｂ）は異なるサンプルに基づいて作
成されているので、両者の受信信号点は一致しない。
【００３１】図１（ｂ）において、パイロットシンボル
のデータ抽出部２３では、直交復調されＬＰＦ１７を通
したシンボルデータを取り込み、図３に示したようなパ
イロットシンボルのデータを抽出する。変移検出部２４
は、抽出されたパイロットシンボルの受信信号点が位置
する位相領域の変移を検出する。この変移は、受信信号
点が、複数に区切られた位相領域（ブロック）の境界線
を越えて他の位相領域に変移したか否かで検出する。例
えば、図２において、位相領域を、I軸，Q軸によって区
切られた４象限とする。フェージングによって、パイロ
ットシンボルの受信信号点が変移する。この変移を、受
信信号点の座標（I成分、Q成分）により決定される象限
の変移に基づいて検出する。カウント部２５は、予め設
定された観測時間内で、変移したパイロットシンボルの
個数をカウントする。ｆｄ推定値の算出部２６は、観測
時間内のパイロットシンボルの全数に対するカウント値
の比率と、予め設定された最大ドップラー周波数ｆｄと
の関係式（図５を参照して後述する）とから、最大ドッ
プラー周波数ｆｄの推定値を算出する。
のデータ抽出部２３では、直交復調されＬＰＦ１７を通
したシンボルデータを取り込み、図３に示したようなパ
イロットシンボルのデータを抽出する。変移検出部２４
は、抽出されたパイロットシンボルの受信信号点が位置
する位相領域の変移を検出する。この変移は、受信信号
点が、複数に区切られた位相領域（ブロック）の境界線
を越えて他の位相領域に変移したか否かで検出する。例
えば、図２において、位相領域を、I軸，Q軸によって区
切られた４象限とする。フェージングによって、パイロ
ットシンボルの受信信号点が変移する。この変移を、受
信信号点の座標（I成分、Q成分）により決定される象限
の変移に基づいて検出する。カウント部２５は、予め設
定された観測時間内で、変移したパイロットシンボルの
個数をカウントする。ｆｄ推定値の算出部２６は、観測
時間内のパイロットシンボルの全数に対するカウント値
の比率と、予め設定された最大ドップラー周波数ｆｄと
の関係式（図５を参照して後述する）とから、最大ドッ
プラー周波数ｆｄの推定値を算出する。
【００３２】図４は、図１（ｂ）に示したｆｄ推定部２
４の処理動作を説明するフローチャートである。ここで
は、受信処理の少なくとも一部が、プログラムを用いて
コンピュータによって実行され、そのメインプログラム
に対する割り込み処理によって、ｆｄ推定部の機能が実
行されるものとして説明する。既に、図１６を参照して
説明したように、パイロットシンボル1シンボルと（N-
1）シンボルの情報シンボル部とで１フレーム（フレー
ム長Ｔf）が構成されている。そこで、Ｔfの周期で割り
込み処理を行うことにより、パイロットシンボルのデー
タを処理する。Ｓ１において、パイロットシンボルのデ
ータを取り込む。Ｓ２において、パイロットシンボルの
位置する象限を、Ｉ成分，Ｑ成分に基づいて検出する。
I成分およびＱ成分の２次元配置で４つの象限が設定さ
れている。Ｓ３において、直前の割り込みタイミングに
おいて検出された、1つ前のパイロットシンボルが属し
ている象限と同じであるか否かを判定する。同じであれ
ば、Ｓ４に処理を進め、同じでなければＳ５に処理を進
める。Ｓ５においてはゼロクロスカウンタのカウント値
を＋１アップしてから、Ｓ４に処理を進める。Ｓ４にお
いて、現在のパイロットシンボルが属する象限の値を保
存するという、次のパイロットシンボルの判定のための
データ更新をする。
４の処理動作を説明するフローチャートである。ここで
は、受信処理の少なくとも一部が、プログラムを用いて
コンピュータによって実行され、そのメインプログラム
に対する割り込み処理によって、ｆｄ推定部の機能が実
行されるものとして説明する。既に、図１６を参照して
説明したように、パイロットシンボル1シンボルと（N-
1）シンボルの情報シンボル部とで１フレーム（フレー
ム長Ｔf）が構成されている。そこで、Ｔfの周期で割り
込み処理を行うことにより、パイロットシンボルのデー
タを処理する。Ｓ１において、パイロットシンボルのデ
ータを取り込む。Ｓ２において、パイロットシンボルの
位置する象限を、Ｉ成分，Ｑ成分に基づいて検出する。
I成分およびＱ成分の２次元配置で４つの象限が設定さ
れている。Ｓ３において、直前の割り込みタイミングに
おいて検出された、1つ前のパイロットシンボルが属し
ている象限と同じであるか否かを判定する。同じであれ
ば、Ｓ４に処理を進め、同じでなければＳ５に処理を進
める。Ｓ５においてはゼロクロスカウンタのカウント値
を＋１アップしてから、Ｓ４に処理を進める。Ｓ４にお
いて、現在のパイロットシンボルが属する象限の値を保
存するという、次のパイロットシンボルの判定のための
データ更新をする。
【００３３】Ｓ６において、推定タイミングカウンタを
＋１する。なお、この推定タイミングカウンタは、初期
状態において０に設定されている。Ｓ７において、予め
定められた観測時間が経過したか否かを、推定タイミン
グカウンタが所定値になったか否かによって判定する。
所定値になったときにはＳ８に処理を進め、所定値にな
っていないときには、現在の割り込み処理を終了し、メ
インルーチンに戻る。Ｓ８において、ｆｄ推定値の算出
処理を行う。１フレーム当たりのゼロクロス点数の比率
を算出し、予め設定された算出式を用いて、ゼロクロス
点数の比率から最大ドップラー周波数ｆｄの推定値を算
出する。Ｓ９において算出されたｆｄの推定結果を出力
し、Ｓ１０においてカウンタをリセットして、メインル
ーチンに戻る。上述した処理によって、最大ドップラー
周波数ｆｄの推定値を得ることができる。
＋１する。なお、この推定タイミングカウンタは、初期
状態において０に設定されている。Ｓ７において、予め
定められた観測時間が経過したか否かを、推定タイミン
グカウンタが所定値になったか否かによって判定する。
所定値になったときにはＳ８に処理を進め、所定値にな
っていないときには、現在の割り込み処理を終了し、メ
インルーチンに戻る。Ｓ８において、ｆｄ推定値の算出
処理を行う。１フレーム当たりのゼロクロス点数の比率
を算出し、予め設定された算出式を用いて、ゼロクロス
点数の比率から最大ドップラー周波数ｆｄの推定値を算
出する。Ｓ９において算出されたｆｄの推定結果を出力
し、Ｓ１０においてカウンタをリセットして、メインル
ーチンに戻る。上述した処理によって、最大ドップラー
周波数ｆｄの推定値を得ることができる。
【００３４】上述した説明では、Ｓ２においてパイロッ
トシンボルの受信信号点の象限を検出した上で、Ｓ３に
おいて象限の変移の有無を判定していた。このＳ２，Ｓ
３に代えて、受信信号点のＩ成分，Ｑ成分の少なくとも
一方が、ゼロクロスしたか否か、すなわち、正負の極性
が変化したか否かを判定することにより、パイロットシ
ンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属する
位相領域から他の位相領域に変移したことを、直接的に
検出してもよい。また、位相領域としては、Ｉ軸および
Ｑ軸によって境界付けられた４象限に限る必要はない。
位相平面を、Ｉ軸またはＱ軸で２分割することにより、
位相間隔が１８０度の位相領域としたり、位相平面を８
分割して位相間隔が４５度の位相領域にしたりしてもよ
い。その際、位相量域の境界は、必ずしもＩ軸、Ｑ軸を
含むものでなくてもよい。また、等分割であることが好
ましいが、必ずしも正確に等分割する必要はない。パイ
ロットシンボルの受信位相点が、上述した任意の位相領
域のいずれに属するかは、Ｉ成分，Ｑ成分から位相角を
求めて、各位相領域の角度範囲と比較すればよい。
トシンボルの受信信号点の象限を検出した上で、Ｓ３に
おいて象限の変移の有無を判定していた。このＳ２，Ｓ
３に代えて、受信信号点のＩ成分，Ｑ成分の少なくとも
一方が、ゼロクロスしたか否か、すなわち、正負の極性
が変化したか否かを判定することにより、パイロットシ
ンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属する
位相領域から他の位相領域に変移したことを、直接的に
検出してもよい。また、位相領域としては、Ｉ軸および
Ｑ軸によって境界付けられた４象限に限る必要はない。
位相平面を、Ｉ軸またはＱ軸で２分割することにより、
位相間隔が１８０度の位相領域としたり、位相平面を８
分割して位相間隔が４５度の位相領域にしたりしてもよ
い。その際、位相量域の境界は、必ずしもＩ軸、Ｑ軸を
含むものでなくてもよい。また、等分割であることが好
ましいが、必ずしも正確に等分割する必要はない。パイ
ロットシンボルの受信位相点が、上述した任意の位相領
域のいずれに属するかは、Ｉ成分，Ｑ成分から位相角を
求めて、各位相領域の角度範囲と比較すればよい。
【００３５】図５は、直接波（希望波）のみで不要な遅
延波がない場合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロク
ロス点数の比率との関係を、シミュレーション結果を用
いて示すグラフである。400MHz帯の業務用デジタル移動
通信システムにおいて、帯域幅12.5KHｚ／ch、9.6ksymb
ol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。１フレー
ム１６シンボルとし、１シンボルのパイロットシンボル
を、情報シンボル１５シンボルの間に挿入している。横
軸はシミュレーションで設定した最大ドップラー周波数
ｆｄの値である。縦軸は、ゼロクロス点数の比率であっ
て、パイロットシンボルの受信信号点が象限を越える変
動をした数、すなわち、ゼロクロス点数を、観測時間の
２５０フレームで割ったものである。数回のシミュレー
ション結果の平均をとっている。
延波がない場合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロク
ロス点数の比率との関係を、シミュレーション結果を用
いて示すグラフである。400MHz帯の業務用デジタル移動
通信システムにおいて、帯域幅12.5KHｚ／ch、9.6ksymb
ol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。１フレー
ム１６シンボルとし、１シンボルのパイロットシンボル
を、情報シンボル１５シンボルの間に挿入している。横
軸はシミュレーションで設定した最大ドップラー周波数
ｆｄの値である。縦軸は、ゼロクロス点数の比率であっ
て、パイロットシンボルの受信信号点が象限を越える変
動をした数、すなわち、ゼロクロス点数を、観測時間の
２５０フレームで割ったものである。数回のシミュレー
ション結果の平均をとっている。
【００３６】この図では、ゼロクロス点数の比率と最大
ドップラー周波数ｆｄとで決まる点をプロットしてい
る。プロットした点は、ほぼ一直線上に並んでいること
から、線形近似ができる。この図には、線形近似した直
線も図示している。この線形近似直線を用いれば、逆
に、測定したゼロクロス点数の比率Ｘから、最大ドップ
ラー周波数Ｙ［Hz］を推定できることがわかる。線形近
似直線は、次式の通りである。 Ｙ＝258.5＊Ｘ−6.728 ただし、算出されたＹの値は、非負である時のみ有効と
する。図１（ｂ）のｆｄ推定値の算出部２６、図４のＳ
８においては、この線形近似直線を用いてｆｄ推定値を
計算する。あるいは、この線形近似曲線に基づいてルッ
クアップテーブルを作成し、このルックアップテーブル
を用いてｆｄ推定値を出力してもよい。
ドップラー周波数ｆｄとで決まる点をプロットしてい
る。プロットした点は、ほぼ一直線上に並んでいること
から、線形近似ができる。この図には、線形近似した直
線も図示している。この線形近似直線を用いれば、逆
に、測定したゼロクロス点数の比率Ｘから、最大ドップ
ラー周波数Ｙ［Hz］を推定できることがわかる。線形近
似直線は、次式の通りである。 Ｙ＝258.5＊Ｘ−6.728 ただし、算出されたＹの値は、非負である時のみ有効と
する。図１（ｂ）のｆｄ推定値の算出部２６、図４のＳ
８においては、この線形近似直線を用いてｆｄ推定値を
計算する。あるいは、この線形近似曲線に基づいてルッ
クアップテーブルを作成し、このルックアップテーブル
を用いてｆｄ推定値を出力してもよい。
【００３７】図６は、本発明の第２の実施の形態の受信
機側を示すブロック構成図である。不要な遅延波が存在
する場合にも使用できる構成である。送信機側について
は、図１５（ａ）に示した従来例と同様であるので図示
を省略するが、フレーム信号生成部４においては、少な
くとも、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定す
るための信号を挿入する。具体的には、ＴＤＭＡの１バ
ースト（１スロット）において、データ中のパイロット
シンボルの外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポスト
アンブルのシンボル系列を挿入する。後述するように、
受信機側で伝搬路特性としての遅延スプレッドを推定す
るためのシンボル系列や、適応等化器のためのトレーニ
ングシンボル系列として、これらの信号系列が使用され
る。また、同期ワード，ユニークワードとしてもこれら
の信号系列が使用される。ある１つのシンボル系列を、
同期ワード，ユニークワード，遅延スプレッド推定用、
トレーニング用の少なくとも２つに兼用させてもよい。
機側を示すブロック構成図である。不要な遅延波が存在
する場合にも使用できる構成である。送信機側について
は、図１５（ａ）に示した従来例と同様であるので図示
を省略するが、フレーム信号生成部４においては、少な
くとも、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定す
るための信号を挿入する。具体的には、ＴＤＭＡの１バ
ースト（１スロット）において、データ中のパイロット
シンボルの外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポスト
アンブルのシンボル系列を挿入する。後述するように、
受信機側で伝搬路特性としての遅延スプレッドを推定す
るためのシンボル系列や、適応等化器のためのトレーニ
ングシンボル系列として、これらの信号系列が使用され
る。また、同期ワード，ユニークワードとしてもこれら
の信号系列が使用される。ある１つのシンボル系列を、
同期ワード，ユニークワード，遅延スプレッド推定用、
トレーニング用の少なくとも２つに兼用させてもよい。
【００３８】図６（ａ）は受信機のブロック構成図、図
６（ｂ）は図６（ａ）中の遅延スプレッド推定部３１お
よびｆｄ推定部３３の内部ブロック構成図である。図
中、図１５，図１と同様な部分には同じ符号を付してい
る。図１に示した実施の形態に比べて、送信機側では、
遅延スプレッドを推定するための信号として、例えばプ
リアンブル部分に、周期Ｎestの変形Ｍ系列が挿入され
ている。受信機側では、遅延スプレッド推定部３１が新
たに追加され、直交復調されたＬＰＦ１７の出力を入力
し、それに伴い、ｆｄ推定部２４が修正変更されてｆｄ
推定部３３としている。
６（ｂ）は図６（ａ）中の遅延スプレッド推定部３１お
よびｆｄ推定部３３の内部ブロック構成図である。図
中、図１５，図１と同様な部分には同じ符号を付してい
る。図１に示した実施の形態に比べて、送信機側では、
遅延スプレッドを推定するための信号として、例えばプ
リアンブル部分に、周期Ｎestの変形Ｍ系列が挿入され
ている。受信機側では、遅延スプレッド推定部３１が新
たに追加され、直交復調されたＬＰＦ１７の出力を入力
し、それに伴い、ｆｄ推定部２４が修正変更されてｆｄ
推定部３３としている。
【００３９】図６（ｂ）を参照して、遅延スプレッド推
定部３１およびｆｄ推定部３３について説明する。３４
は変形Ｍ系列生成部であって、送信機側で挿入された変
形Ｍ系列と同じ変形Ｍ系列を受信機側で生成する。３５
は相関関数計算部であって、図６（ａ）のＬＰＦ１７か
ら出力された複素ベースバンド信号と、変形Ｍ系列生成
部３４で生成されたシンボル系列との相関関数を計算す
ることにより、複素遅延プロファイルを測定する。３６
は遅延スプレッド計算部であって、複素遅延プロファイ
ルから遅延スプレッドを推定する。
定部３１およびｆｄ推定部３３について説明する。３４
は変形Ｍ系列生成部であって、送信機側で挿入された変
形Ｍ系列と同じ変形Ｍ系列を受信機側で生成する。３５
は相関関数計算部であって、図６（ａ）のＬＰＦ１７か
ら出力された複素ベースバンド信号と、変形Ｍ系列生成
部３４で生成されたシンボル系列との相関関数を計算す
ることにより、複素遅延プロファイルを測定する。３６
は遅延スプレッド計算部であって、複素遅延プロファイ
ルから遅延スプレッドを推定する。
【００４０】ここで、まず、遅延スプレッドを推定する
技術について説明を加える。遅延波を遅延スプレッドで
推定する技術は、鈴木敬 ほか２名、“適応変調方式に
おける伝搬路特性推定方式”、電子情報通信学会技術報
告 RCS94-65（1994-09）等で知られている。変形Ｍ系
列とは、Ｍ系列（最大周期シフトレジスタ系列：Maximu
m-length linear shift-register sequence）に適当な
直流成分（ＤＣオフセット）を加えることにより、自己
相関関数のサイドローブを零にしたものである。タイミ
ングが一致しない位相での自己相関関数は完全に零にな
る。変形Ｍ系列の周期Ｎestに対し、タイミングが一致
したときの自己相関関数は、（Ｎest＋１）となる。ま
た、上述した直流成分の値（Ｄ）は次式で与えられる。
技術について説明を加える。遅延波を遅延スプレッドで
推定する技術は、鈴木敬 ほか２名、“適応変調方式に
おける伝搬路特性推定方式”、電子情報通信学会技術報
告 RCS94-65（1994-09）等で知られている。変形Ｍ系
列とは、Ｍ系列（最大周期シフトレジスタ系列：Maximu
m-length linear shift-register sequence）に適当な
直流成分（ＤＣオフセット）を加えることにより、自己
相関関数のサイドローブを零にしたものである。タイミ
ングが一致しない位相での自己相関関数は完全に零にな
る。変形Ｍ系列の周期Ｎestに対し、タイミングが一致
したときの自己相関関数は、（Ｎest＋１）となる。ま
た、上述した直流成分の値（Ｄ）は次式で与えられる。
【数８】
直接波に対して１シンボル時間以内の遅延をする遅延波
が存在することを前提に、この遅延波の遅延スプレッド
を出力するには、シンボル系列として、周期Ｎ estの
（変形）Ｍ系列符号の前後に、各１シンボルを加えて
（Ｎest＋２）シンボルとしたものを用いる。
が存在することを前提に、この遅延波の遅延スプレッド
を出力するには、シンボル系列として、周期Ｎ estの
（変形）Ｍ系列符号の前後に、各１シンボルを加えて
（Ｎest＋２）シンボルとしたものを用いる。
【００４１】より一般的には、ＰＮ系列（擬似雑音系
列：Pseudo Noise Sequence）に、上述した変形Ｍ系列
と同様にＤＣオフセットを加えて変形ＰＮ系列としても
よい。また、上述したシンボル系列として、Ｍ系列、よ
り一般的にはＰＮ系列を用いてもよい。Ｍ系列、ＰＮ系
列でも、タイミングが一致したときに鋭い自己相関のピ
ークを有するので、遅延スプレッドの推定に使用でき
る。受信信号と変形Ｍ系列の相関関数を計算することに
より、受信スロットの遅延プロファイルを求め、この遅
延プロファイルから遅延スプレッドを出力する。遅延ス
プレッドとは、平均の電力遅延プロファイルに対して、
受信電力平均遅延時間を中心とした標準偏差（分散の平
方根）である。
列：Pseudo Noise Sequence）に、上述した変形Ｍ系列
と同様にＤＣオフセットを加えて変形ＰＮ系列としても
よい。また、上述したシンボル系列として、Ｍ系列、よ
り一般的にはＰＮ系列を用いてもよい。Ｍ系列、ＰＮ系
列でも、タイミングが一致したときに鋭い自己相関のピ
ークを有するので、遅延スプレッドの推定に使用でき
る。受信信号と変形Ｍ系列の相関関数を計算することに
より、受信スロットの遅延プロファイルを求め、この遅
延プロファイルから遅延スプレッドを出力する。遅延ス
プレッドとは、平均の電力遅延プロファイルに対して、
受信電力平均遅延時間を中心とした標準偏差（分散の平
方根）である。
【００４２】まず、伝搬路モデルを説明する。陸上移動
通信においては最大遅延時間が約２０μsec程度であ
り、数10kシンボル/secの伝送を行う場合では、１シン
ボル以内の遅延を考慮すれば十分である。また、受信信
号は、１シンボル長ＴS間隔でしかサンプリングされな
いから、１シンボル長ＴS間隔の離散チャネルモデルで
記述される。したがって、伝搬路モデルとして、遅延時
間ＴSの２波レイリーモデルを用いる。インパルスレス
ポンスh(t)は、近似的に、次式の通りである。 h(t)＝h0(t)δ(t)＋h1(t)δ(t-Ts) (7) ここで、δ(t)はデルタ関数である。フェージング変動
は緩やかで、測定中（１フレーム内）は一定であると仮
定して、受信機では、サンプリング後の受信信号と送信
変形Ｍ系列との相関をとる。この相関は、直交したＩ
相，Ｑ相の２チャネルで行う。測定された複素遅延プロ
ファイルｈj(k)は、ｋ番目のフレームにおいて、次式に
示す通りである。ただし、ノイズ成分による相関出力に
ついては測定誤差として無視している。
通信においては最大遅延時間が約２０μsec程度であ
り、数10kシンボル/secの伝送を行う場合では、１シン
ボル以内の遅延を考慮すれば十分である。また、受信信
号は、１シンボル長ＴS間隔でしかサンプリングされな
いから、１シンボル長ＴS間隔の離散チャネルモデルで
記述される。したがって、伝搬路モデルとして、遅延時
間ＴSの２波レイリーモデルを用いる。インパルスレス
ポンスh(t)は、近似的に、次式の通りである。 h(t)＝h0(t)δ(t)＋h1(t)δ(t-Ts) (7) ここで、δ(t)はデルタ関数である。フェージング変動
は緩やかで、測定中（１フレーム内）は一定であると仮
定して、受信機では、サンプリング後の受信信号と送信
変形Ｍ系列との相関をとる。この相関は、直交したＩ
相，Ｑ相の２チャネルで行う。測定された複素遅延プロ
ファイルｈj(k)は、ｋ番目のフレームにおいて、次式に
示す通りである。ただし、ノイズ成分による相関出力に
ついては測定誤差として無視している。
【数９】
ここで、ｗiは変形Ｍ系列に基づくi番目のシンボル、y
(i)は、t=ｉＴsでサンプルされた受信信号（複素包絡
線）、＊はｗが共役複素数であることを示す。なお、既
に触れたように最大１シンボル遅延までを仮定してい
る。遅延波および直接波の測定時に、相互の相関を除去
するために、変形Ｍ系列の前後1シンボルずつに1シンボ
ルのダミー信号を挿入しているので、変形Ｍ系列とする
プリアンブルは、Ｎest＋２シンボルとしている。
(i)は、t=ｉＴsでサンプルされた受信信号（複素包絡
線）、＊はｗが共役複素数であることを示す。なお、既
に触れたように最大１シンボル遅延までを仮定してい
る。遅延波および直接波の測定時に、相互の相関を除去
するために、変形Ｍ系列の前後1シンボルずつに1シンボ
ルのダミー信号を挿入しているので、変形Ｍ系列とする
プリアンブルは、Ｎest＋２シンボルとしている。
【００４３】上述した２波モデルのインパルスレスポン
スｈ（ｔ）に対応する、変形Ｍ系列の電力遅延プロファ
イルp(k)は、次式で与えられる。 p(k)＝p0(k)δ(t）＋p1(k)δ(t-Ts) (9) ここで、pi(k) （ｉ＝０，１）は、（８）式の複素遅
延プロファイルｈj(k)を用いて次式で与えられる。 pi(k) = |hi(k)|2 (10)
スｈ（ｔ）に対応する、変形Ｍ系列の電力遅延プロファ
イルp(k)は、次式で与えられる。 p(k)＝p0(k)δ(t）＋p1(k)δ(t-Ts) (9) ここで、pi(k) （ｉ＝０，１）は、（８）式の複素遅
延プロファイルｈj(k)を用いて次式で与えられる。 pi(k) = |hi(k)|2 (10)
【００４４】既に説明したように、遅延スプレッドは、
平均遅延時間を中心とした電力遅延プロファイルの標準
偏差であるから、上述した式（９），（１０）から遅延
スプレッドが推定される。遅延時間がＴs（１シンボル
時間）で、直接波（希望波）と遅延波（不要波）との振
幅比がＤ／Ｕ＝1／αの２波モデルの場合であって、フ
ェージング変動が緩やかで、フレームｋによってpi(k)
の値が変動しないときには、pi(k)＝pi （ｉ＝０，
１）とおいて、遅延スプレッドσは、次式の通りとな
る。
平均遅延時間を中心とした電力遅延プロファイルの標準
偏差であるから、上述した式（９），（１０）から遅延
スプレッドが推定される。遅延時間がＴs（１シンボル
時間）で、直接波（希望波）と遅延波（不要波）との振
幅比がＤ／Ｕ＝1／αの２波モデルの場合であって、フ
ェージング変動が緩やかで、フレームｋによってpi(k)
の値が変動しないときには、pi(k)＝pi （ｉ＝０，
１）とおいて、遅延スプレッドσは、次式の通りとな
る。
【数１０】
ここで、本発明の実施の一形態において、変形Ｍ系列に
基づいて１６ＱＡＭの変調規則に従うシンボル系列を作
成する方法を説明する。図２を参照して説明したよう
に、１６ＱＡＭにおいては、２値４ビットの送信データ
は、Ｉ相成分、Ｑ相成分の値が、それぞれ、−３，−
１，１，３となる１６シンボル点の１つに割り当てられ
る。これに対し、遅延スプレッドを推定するために相関
関数を計算するシンボル系列には、適応等化器のトレー
ニング系列と同様に、シンボルの振幅が最大である、図
示のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄのシンボルを使用することにより、
受信側で遅延スプレッドを推定する時の信号対雑音比が
良くなる。上述した４シンボルの中から、少なくとも２
つのシンボルを変形Ｍ系列にしたがって選択して、上述
したシンボル系列とする。変形Ｍ系列の周期を１５とす
ると、最初と最後にダミーのシンボルを付加することに
より１７シンボルのシンボル系列となる。
基づいて１６ＱＡＭの変調規則に従うシンボル系列を作
成する方法を説明する。図２を参照して説明したよう
に、１６ＱＡＭにおいては、２値４ビットの送信データ
は、Ｉ相成分、Ｑ相成分の値が、それぞれ、−３，−
１，１，３となる１６シンボル点の１つに割り当てられ
る。これに対し、遅延スプレッドを推定するために相関
関数を計算するシンボル系列には、適応等化器のトレー
ニング系列と同様に、シンボルの振幅が最大である、図
示のＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄのシンボルを使用することにより、
受信側で遅延スプレッドを推定する時の信号対雑音比が
良くなる。上述した４シンボルの中から、少なくとも２
つのシンボルを変形Ｍ系列にしたがって選択して、上述
したシンボル系列とする。変形Ｍ系列の周期を１５とす
ると、最初と最後にダミーのシンボルを付加することに
より１７シンボルのシンボル系列となる。
【００４５】変形Ｍ系列をシンボルに割り当てるには複
数通りの方法がある。第１に、１系列の変形Ｍ系列の２
値０，１に対して２個のシンボル点、例えば、Ａ，Ｃま
たはＣ，ＡまたはＢ，ＤまたはＤ，Ｂを割り当てる。第
２に、周期が同じである、２系列の変形Ｍ系列を用い、
２系列の２値の組み合わせ（０，０），（０，１），
（１，０），（１，１）のそれぞれに、４シンボルＡ，
Ｂ，Ｃ，Ｄの１つを割り当てる。
数通りの方法がある。第１に、１系列の変形Ｍ系列の２
値０，１に対して２個のシンボル点、例えば、Ａ，Ｃま
たはＣ，ＡまたはＢ，ＤまたはＤ，Ｂを割り当てる。第
２に、周期が同じである、２系列の変形Ｍ系列を用い、
２系列の２値の組み合わせ（０，０），（０，１），
（１，０），（１，１）のそれぞれに、４シンボルＡ，
Ｂ，Ｃ，Ｄの１つを割り当てる。
【００４６】ただし、いずれの場合も、変形Ｍ系列がＭ
系列にＤＣオフセットを加えたものであるから、各シン
ボル点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点は、それぞれ、Ｉ相成分、Ｑ相
成分について、ＤＣオフセット分だけ位置をシフトさせ
て直交変調する必要がある。受信側では、送信側の１系
列または２系列に対応させて、Ｉ相用，Ｑ相用の変形Ｍ
系列の２値データを生成する。相関関数計算のために、
２値０は−１にする。シンボルの相関関数は、直交復調
された後の受信信号であるＩ相ベースバンド信号，Ｑ相
のベースバンド信号と、生成された２値データとを、同
じ相同士で相関関数を計算して、各相の計算結果を加算
することにより計算される。
系列にＤＣオフセットを加えたものであるから、各シン
ボル点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ点は、それぞれ、Ｉ相成分、Ｑ相
成分について、ＤＣオフセット分だけ位置をシフトさせ
て直交変調する必要がある。受信側では、送信側の１系
列または２系列に対応させて、Ｉ相用，Ｑ相用の変形Ｍ
系列の２値データを生成する。相関関数計算のために、
２値０は−１にする。シンボルの相関関数は、直交復調
された後の受信信号であるＩ相ベースバンド信号，Ｑ相
のベースバンド信号と、生成された２値データとを、同
じ相同士で相関関数を計算して、各相の計算結果を加算
することにより計算される。
【００４７】再び、図６（ｂ）に戻って説明する。受信
機側の遅延スプレッド推定部３１では、プリアンブル部
分の変形Ｍ系列を用い、上述した原理に基づいて遅延ス
プレッドを推定する。ｆｄ推定部３３は、図１に示した
ｆｄ推定部２４とほぼ同様であるが、図６（ｂ）に示す
ｆｄ推定値の算出部３７では、遅延スプレッドを加味し
てｆｄ推定データを出力する。したがって、ｆｄ推定値
の算出部３７の処理動作は、図４のフローチャートとほ
ぼ同様であるが、Ｓ８におけるｆｄ推定値の算出ステッ
プにおいて、遅延スプレッドを考慮する。
機側の遅延スプレッド推定部３１では、プリアンブル部
分の変形Ｍ系列を用い、上述した原理に基づいて遅延ス
プレッドを推定する。ｆｄ推定部３３は、図１に示した
ｆｄ推定部２４とほぼ同様であるが、図６（ｂ）に示す
ｆｄ推定値の算出部３７では、遅延スプレッドを加味し
てｆｄ推定データを出力する。したがって、ｆｄ推定値
の算出部３７の処理動作は、図４のフローチャートとほ
ぼ同様であるが、Ｓ８におけるｆｄ推定値の算出ステッ
プにおいて、遅延スプレッドを考慮する。
【００４８】図７は、直接波（希望波）の他に、不要な
遅延波が存在する場合の、最大ドップラー周波数ｆｄと
ゼロクロス点数の比率との関係を、シミュレーション結
果を用いて示すグラフである。400MHz帯の業務用デジタ
ル移動通信システムにおいて、帯域幅12.5KHｚ／ch、9.
6ksymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。１
フレーム１６シンボルとし、１シンボルのパイロットシ
ンボルを、情報シンボル１５シンボルの間に挿入してい
る。このシミュレーションは、遅延波が直接波に対して
遅延時間τだけ遅れて到来し、かつ、直接波と遅延波の
電力が等しいという、２波等電力モデルを用いている。
ここで、遅延時間τと既に説明した遅延スプレッドσと
は異なるものである。しかし、唐沢好男、“ＳＢ-1-4
等価伝送路モデルによる広帯域デジタル伝送特性の解
析”、2000年電子情報通信学会総合大会講演論文集、
p．709-710，（2000-3-7）や、唐沢好男 ほか１名、
“仲上−ライスフェージングの等価伝送路モデル−その
機能拡張に関して−”、電子情報通信学会技術報告 RC
S98-24、pp.1-6（1998-5）、の文献に示されるように、
平均遅延量や遅延スプレッドσがシンボル長Ｔsの30％
以下の範囲では、等価伝搬路モデルの２波モデルが有効
であり、平均遅延量と遅延スプレッドが等しい場合に
は、直接波と遅延波の遅延時間τは、遅延スプレッドσ
の２倍の関係がある（遅延時間で見れば、シンボル長Ｔ
sの60％以下の範囲でモデルが有効である。）そこで、
遅延スプレッド推定部３１から出力される遅延スプレッ
ドの推定値をσとすると、直接波に対する遅延波の遅延
時間τの２分の１、すなわち、σ＝τ／２ となる。
遅延波が存在する場合の、最大ドップラー周波数ｆｄと
ゼロクロス点数の比率との関係を、シミュレーション結
果を用いて示すグラフである。400MHz帯の業務用デジタ
ル移動通信システムにおいて、帯域幅12.5KHｚ／ch、9.
6ksymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭである。１
フレーム１６シンボルとし、１シンボルのパイロットシ
ンボルを、情報シンボル１５シンボルの間に挿入してい
る。このシミュレーションは、遅延波が直接波に対して
遅延時間τだけ遅れて到来し、かつ、直接波と遅延波の
電力が等しいという、２波等電力モデルを用いている。
ここで、遅延時間τと既に説明した遅延スプレッドσと
は異なるものである。しかし、唐沢好男、“ＳＢ-1-4
等価伝送路モデルによる広帯域デジタル伝送特性の解
析”、2000年電子情報通信学会総合大会講演論文集、
p．709-710，（2000-3-7）や、唐沢好男 ほか１名、
“仲上−ライスフェージングの等価伝送路モデル−その
機能拡張に関して−”、電子情報通信学会技術報告 RC
S98-24、pp.1-6（1998-5）、の文献に示されるように、
平均遅延量や遅延スプレッドσがシンボル長Ｔsの30％
以下の範囲では、等価伝搬路モデルの２波モデルが有効
であり、平均遅延量と遅延スプレッドが等しい場合に
は、直接波と遅延波の遅延時間τは、遅延スプレッドσ
の２倍の関係がある（遅延時間で見れば、シンボル長Ｔ
sの60％以下の範囲でモデルが有効である。）そこで、
遅延スプレッド推定部３１から出力される遅延スプレッ
ドの推定値をσとすると、直接波に対する遅延波の遅延
時間τの２分の１、すなわち、σ＝τ／２ となる。
【００４９】図７（ａ）は、直接波（希望波）の他に、
不要な遅延波（遅延時間τ＝6.5μｓ）がある場合の、
フレーム番号（観測時間）とゼロクロス点数の比率の値
との関係を、シミュレーション結果を用いて示すグラフ
である。横軸は観測時間をフレーム番号で表し、縦軸は
ゼロクロス点数の比率を表す。このフレーム番号は、パ
イロットシンボルを１シンボル含んだ情報シンボル系列
を１フレームとして番号を付けたものである。したがっ
て、観測時間内におけるパイロットシンボルの総数に等
しい。縦軸のゼロクロス点数の比率は、パイロットシン
ボルの受信信号点が象限を越える変動をした数、すなわ
ち、ゼロクロス点数を、横軸の各観測時間のフレーム数
で割ったものである。シミュレーションでは、最大ドッ
プラー周波数ｆｄを、5Hz，10Hz，20Hz、30H
z，40Hz，50Hz、80Hzに設定している。なお、400
MHz帯で、最大ドップラー周波数ｆｄ＝20Hzは、移動機
の移動速度V＝54km/hに相当する。観測時間が短い場合
には、ゼロクロス点数の比率がばらついているが、観測
時間が長くなるとほぼ一定値となる。
不要な遅延波（遅延時間τ＝6.5μｓ）がある場合の、
フレーム番号（観測時間）とゼロクロス点数の比率の値
との関係を、シミュレーション結果を用いて示すグラフ
である。横軸は観測時間をフレーム番号で表し、縦軸は
ゼロクロス点数の比率を表す。このフレーム番号は、パ
イロットシンボルを１シンボル含んだ情報シンボル系列
を１フレームとして番号を付けたものである。したがっ
て、観測時間内におけるパイロットシンボルの総数に等
しい。縦軸のゼロクロス点数の比率は、パイロットシン
ボルの受信信号点が象限を越える変動をした数、すなわ
ち、ゼロクロス点数を、横軸の各観測時間のフレーム数
で割ったものである。シミュレーションでは、最大ドッ
プラー周波数ｆｄを、5Hz，10Hz，20Hz、30H
z，40Hz，50Hz、80Hzに設定している。なお、400
MHz帯で、最大ドップラー周波数ｆｄ＝20Hzは、移動機
の移動速度V＝54km/hに相当する。観測時間が短い場合
には、ゼロクロス点数の比率がばらついているが、観測
時間が長くなるとほぼ一定値となる。
【００５０】図７（ｂ）は、直接波（希望波）の他に、
不要な遅延波（遅延時間τ）がある場合の、最大ドップ
ラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の比率との関係を、シ
ミュレーション結果を用いて示すグラフである。横軸は
シミュレーションで設定した最大ドップラー周波数ｆｄ
の値である。縦軸は、ゼロクロス点数の比率であって、
パイロットシンボルの受信信号点が象限を越える変動を
した数、すなわち、ゼロクロス点数を、観測時間の２５
０フレームで割ったものである。数回のシミュレーショ
ン結果の平均をとっている。この図では、遅延時間τを
0μｓ，6.5μｓ，13μｓ，26μｓと変化させている。設
定された最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の
比率とでプロットした点を、遅延時間毎に見ると、最大
ドップラー周波数とゼロクロス点数の比率との関係は、
直線近似できることがわかる。ゼロクロス点数の比率
は、遅延スプレッドが増えるにつれて少しずつ大きくな
っている。別途、遅延スプレッド推定部３１により得ら
れる遅延スプレッドの値σ［μｓ］を遅延時間τに換算
して、ゼロクロス点数の比率Ｘから、逆に、最大ドップ
ラー周波数Ｙ［Hz］を推定することができる。
不要な遅延波（遅延時間τ）がある場合の、最大ドップ
ラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の比率との関係を、シ
ミュレーション結果を用いて示すグラフである。横軸は
シミュレーションで設定した最大ドップラー周波数ｆｄ
の値である。縦軸は、ゼロクロス点数の比率であって、
パイロットシンボルの受信信号点が象限を越える変動を
した数、すなわち、ゼロクロス点数を、観測時間の２５
０フレームで割ったものである。数回のシミュレーショ
ン結果の平均をとっている。この図では、遅延時間τを
0μｓ，6.5μｓ，13μｓ，26μｓと変化させている。設
定された最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の
比率とでプロットした点を、遅延時間毎に見ると、最大
ドップラー周波数とゼロクロス点数の比率との関係は、
直線近似できることがわかる。ゼロクロス点数の比率
は、遅延スプレッドが増えるにつれて少しずつ大きくな
っている。別途、遅延スプレッド推定部３１により得ら
れる遅延スプレッドの値σ［μｓ］を遅延時間τに換算
して、ゼロクロス点数の比率Ｘから、逆に、最大ドップ
ラー周波数Ｙ［Hz］を推定することができる。
【００５１】算出式の例を下記に示す。
Ｙ=（0.1554τ2＋0.2453τ＋256.1）Ｘ＋（−0.0631τ2
＋0.0243τ−6.3543） 上述した算出式では、遅延時間τの影響について、Ｘの
一次式の各係数をτに関する２次多項式で近似してい
る。また、Ｙの値は非負のみ有効とする。上述した検討
結果から、図６（ｂ）に示したｆｄ推定値の算出部３７
において、遅延スプレッドσとゼロクロス点数の比率と
から、上述した換算式および直線近似式を用いることに
より、最大ドップラー周波数ｆｄ推定データ２５を出力
することができる。遅延スプレッドσとゼロクロス点数
の比率を用いて、上述した直線近似式に基づいて作成さ
れたルックアップテーブルを参照することにより、最大
ドップラー周波数ｆｄ推定データ２５を出力することも
できる。上述した説明では、２波等電力モデルを用いて
いた。これに代えて、実際の測定データに基づき、遅延
スプレッドσおよびゼロクロス点数の比率と、最大ドッ
プラー周波数ｆｄとの相関関係式を得ておき、この相関
関係式あるいは対応するルックアップテーブルに基づい
て、最大ドップラー周波数ｆｄを推定してもよい。
＋0.0243τ−6.3543） 上述した算出式では、遅延時間τの影響について、Ｘの
一次式の各係数をτに関する２次多項式で近似してい
る。また、Ｙの値は非負のみ有効とする。上述した検討
結果から、図６（ｂ）に示したｆｄ推定値の算出部３７
において、遅延スプレッドσとゼロクロス点数の比率と
から、上述した換算式および直線近似式を用いることに
より、最大ドップラー周波数ｆｄ推定データ２５を出力
することができる。遅延スプレッドσとゼロクロス点数
の比率を用いて、上述した直線近似式に基づいて作成さ
れたルックアップテーブルを参照することにより、最大
ドップラー周波数ｆｄ推定データ２５を出力することも
できる。上述した説明では、２波等電力モデルを用いて
いた。これに代えて、実際の測定データに基づき、遅延
スプレッドσおよびゼロクロス点数の比率と、最大ドッ
プラー周波数ｆｄとの相関関係式を得ておき、この相関
関係式あるいは対応するルックアップテーブルに基づい
て、最大ドップラー周波数ｆｄを推定してもよい。
【００５２】図８は、本発明の第３の実施の形態の受信
機側を示すブロック構成図である。送信機側について
は、図１５（ａ）に示した従来技術と同様であるので、
図示を省略するが、フレーム信号生成部４においては、
図６を参照して説明した実施の形態と同様に、少なくと
も、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定するた
めの信号を挿入する。具体的には、ＴＤＭＡの１バース
ト（１スロット）において、データ中のパイロットシン
ボルの外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポストアン
ブルの信号系列を挿入し、受信機側で伝搬路特性として
の遅延スプレッドを推定するためのシンボル系列や、適
応等化器のためのトレーニングシンボル系列として、こ
れらの信号系列を使用する。また、同期ワード，ユニー
クワードとしてもこれらのシンボル系列を使用する。１
つのシンボル系列を、同期ワード，ユニークワード，遅
延スプレッド推定用、トレーニング用に兼用させてもよ
い。
機側を示すブロック構成図である。送信機側について
は、図１５（ａ）に示した従来技術と同様であるので、
図示を省略するが、フレーム信号生成部４においては、
図６を参照して説明した実施の形態と同様に、少なくと
も、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定するた
めの信号を挿入する。具体的には、ＴＤＭＡの１バース
ト（１スロット）において、データ中のパイロットシン
ボルの外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポストアン
ブルの信号系列を挿入し、受信機側で伝搬路特性として
の遅延スプレッドを推定するためのシンボル系列や、適
応等化器のためのトレーニングシンボル系列として、こ
れらの信号系列を使用する。また、同期ワード，ユニー
クワードとしてもこれらのシンボル系列を使用する。１
つのシンボル系列を、同期ワード，ユニークワード，遅
延スプレッド推定用、トレーニング用に兼用させてもよ
い。
【００５３】図１５（ｂ）と同様な部分には同じ符号を
付して説明を省略する。この実施の形態は、受信ダイバ
ーシチ合成を行うものであって、その一例として、受信
機側で複数のスペースダイバーシチブランチを、最大比
合成法でダイバーシチ合成するものである。ダイバーシ
チブランチを区別するために、ａ，ｂの添え字を付して
いる。ダイバーシチブランチは、３以上であってもよ
い。準同期検波のための局部発振器１６は２個のダイバ
ーシチブランチに共通して使用する。受信アンテナ１１
ａと受信アンテナ１１ｂとで受信した２個のダイバーシ
チブランチの受信信号を、それぞれ直交復調部１５ａ，
１５ｂで個別に復調する。４１は、フェージング歪推定
・補償ダイバーシチ合成部であって、各ブランチからの
復調信号を基に、パイロット信号によりフェージング補
償を行った上でダイバーシチ合成をする。４２はブラン
チ合成遅延スプレッド推定およびｆｄ推定部であって、
各ブランチでの復調信号から遅延スプレッドの推定およ
びｆｄの推定とを行い、ブランチ合成としてｆｄの平均
値を求めて、ｆｄ推定データ４３をデータが出力され
る。ただし、この実施の形態では、遅延スプレッドの出
力は行っていない。
付して説明を省略する。この実施の形態は、受信ダイバ
ーシチ合成を行うものであって、その一例として、受信
機側で複数のスペースダイバーシチブランチを、最大比
合成法でダイバーシチ合成するものである。ダイバーシ
チブランチを区別するために、ａ，ｂの添え字を付して
いる。ダイバーシチブランチは、３以上であってもよ
い。準同期検波のための局部発振器１６は２個のダイバ
ーシチブランチに共通して使用する。受信アンテナ１１
ａと受信アンテナ１１ｂとで受信した２個のダイバーシ
チブランチの受信信号を、それぞれ直交復調部１５ａ，
１５ｂで個別に復調する。４１は、フェージング歪推定
・補償ダイバーシチ合成部であって、各ブランチからの
復調信号を基に、パイロット信号によりフェージング補
償を行った上でダイバーシチ合成をする。４２はブラン
チ合成遅延スプレッド推定およびｆｄ推定部であって、
各ブランチでの復調信号から遅延スプレッドの推定およ
びｆｄの推定とを行い、ブランチ合成としてｆｄの平均
値を求めて、ｆｄ推定データ４３をデータが出力され
る。ただし、この実施の形態では、遅延スプレッドの出
力は行っていない。
【００５４】図９は、図８に示したフェージング歪推定
・補償ダイバーシチ合成部４１，ブランチ合成遅延スプ
レッド推定およびｆｄ推定部４２の内部構成を示すブロ
ック図である。いずれも、ダイバーシチブランチを区別
するために、ａ，ｂの添え字を付している。図９（ａ）
は、フェージング歪推定・補償ダイバーシチ合成部４１
の内部構成を示すブロック図である。５１ａ，５１ｂは
ダイバーシチブランチａ，ｂのフェージング歪推定部で
あって、図１７に示した、フェージング歪推定部１１１
と同様に、フェージング歪の推定値を位相歪補償部５３
ａ，５３ｂに出力する。加えて、ブランチａ，ｂのパイ
ロット信号の位相を合成部５４に出力する。位相歪補償
部５３ａ，５３ｂは、図１７に示したフェージング歪補
償部１１２と同様に、ブランチａ，ｂのフェージング歪
を補償して、合成部５４に出力する。フレーム検出部５
２ａ，５２ｂは、図１７に示したフレーム同期部１４、
クロック再生部１１５に相当し、フェージング歪推定部
１８ａ，１８ｂ、位相補償部５３ａ，５３ｂ、合成部５
４に対して処理のタイミングを制御する。合成部５４
は、クロックタイミングおよびフレーム同期タイミング
を入力する。
・補償ダイバーシチ合成部４１，ブランチ合成遅延スプ
レッド推定およびｆｄ推定部４２の内部構成を示すブロ
ック図である。いずれも、ダイバーシチブランチを区別
するために、ａ，ｂの添え字を付している。図９（ａ）
は、フェージング歪推定・補償ダイバーシチ合成部４１
の内部構成を示すブロック図である。５１ａ，５１ｂは
ダイバーシチブランチａ，ｂのフェージング歪推定部で
あって、図１７に示した、フェージング歪推定部１１１
と同様に、フェージング歪の推定値を位相歪補償部５３
ａ，５３ｂに出力する。加えて、ブランチａ，ｂのパイ
ロット信号の位相を合成部５４に出力する。位相歪補償
部５３ａ，５３ｂは、図１７に示したフェージング歪補
償部１１２と同様に、ブランチａ，ｂのフェージング歪
を補償して、合成部５４に出力する。フレーム検出部５
２ａ，５２ｂは、図１７に示したフレーム同期部１４、
クロック再生部１１５に相当し、フェージング歪推定部
１８ａ，１８ｂ、位相補償部５３ａ，５３ｂ、合成部５
４に対して処理のタイミングを制御する。合成部５４
は、クロックタイミングおよびフレーム同期タイミング
を入力する。
【００５５】合成部５４において、位相補償部５３ａ，
５３ｂから出力される、位相補正された各ブランチ出力
に対して、それぞれの基準位相が一致するように位相を
回転させることによって、各ブランチを同相化する。な
お、各ブランチの基準位相は、各ブランチのパイロット
信号の位相が一致するように位相を回転させることによ
って一致させることができる。同時に、各ブランチのフ
ェージング歪の推定値の絶対値に応じた重み付けを、位
相補正された各ブランチ出力に対して行う。このように
して得られた各ブランチの複素ベースバンド信号を加算
合成し、加算合成された信号を、デジタル復調方式に応
じた判定をすることにより、出力データが得られる。な
お、各ブランチのフェージング歪の推定値の絶対値に応
じた重み付けに代えて、位相補正された各ブランチ出力
の絶対値に応じた重み付けを、位相補正された各ブラン
チ出力に対して行ってもよい。
５３ｂから出力される、位相補正された各ブランチ出力
に対して、それぞれの基準位相が一致するように位相を
回転させることによって、各ブランチを同相化する。な
お、各ブランチの基準位相は、各ブランチのパイロット
信号の位相が一致するように位相を回転させることによ
って一致させることができる。同時に、各ブランチのフ
ェージング歪の推定値の絶対値に応じた重み付けを、位
相補正された各ブランチ出力に対して行う。このように
して得られた各ブランチの複素ベースバンド信号を加算
合成し、加算合成された信号を、デジタル復調方式に応
じた判定をすることにより、出力データが得られる。な
お、各ブランチのフェージング歪の推定値の絶対値に応
じた重み付けに代えて、位相補正された各ブランチ出力
の絶対値に応じた重み付けを、位相補正された各ブラン
チ出力に対して行ってもよい。
【００５６】図９（ｂ）は、ブランチ合成遅延スプレッ
ド推定およびｆｄ推定部４２の構成図である。遅延スプ
レッド推定部３１ａ，３１ｂは、図６に示した遅延スプ
レッド推定部３１を各ダイバーシチブランチについて設
けたものである。ｆｄ推定部３３ａ，３３ｂは、図６に
示したｆｄ推定部３３を各ダイバーシチブランチについ
て設けたものである。ｆｄ平均化部は、各ダイバーシチ
ブランチでのｆｄ推定値データの平均を求めて、ブラン
チ合成ｆｄ推定値データ４３として出力する。このよう
にダイバーシチ合成法を用いる場合には、ｆｄの推定に
もブランチ合成を行うことにより、ｆｄの推定精度を上
げることができる。この実施の形態では、遅延スプレッ
ド推定値データ３２ａ，３２ｂを使用していないが、使
用する場合には、両者の相加平均をとればよい。
ド推定およびｆｄ推定部４２の構成図である。遅延スプ
レッド推定部３１ａ，３１ｂは、図６に示した遅延スプ
レッド推定部３１を各ダイバーシチブランチについて設
けたものである。ｆｄ推定部３３ａ，３３ｂは、図６に
示したｆｄ推定部３３を各ダイバーシチブランチについ
て設けたものである。ｆｄ平均化部は、各ダイバーシチ
ブランチでのｆｄ推定値データの平均を求めて、ブラン
チ合成ｆｄ推定値データ４３として出力する。このよう
にダイバーシチ合成法を用いる場合には、ｆｄの推定に
もブランチ合成を行うことにより、ｆｄの推定精度を上
げることができる。この実施の形態では、遅延スプレッ
ド推定値データ３２ａ，３２ｂを使用していないが、使
用する場合には、両者の相加平均をとればよい。
【００５７】図１０は、本発明の第４の実施の形態を示
すブロック構成図である。この実施の形態は、高速適応
変調通信装置において、最大ドップラー周波数ｆｄの推
定結果を用いて、高速適応変調方式と固定変調方式とを
切り替えるものである。この図は、移動端末と基地局と
がフェージング回線７１を通して通信する例を概念的に
示す。時分割多元接続（TDMA：Time Division Multiple
Access）、時分割複信（TDD：Time Division Duplex）
方式を用いる場合には、基地局から移動局、および移動
局から基地局への通信に同一周波数を用いる。
すブロック構成図である。この実施の形態は、高速適応
変調通信装置において、最大ドップラー周波数ｆｄの推
定結果を用いて、高速適応変調方式と固定変調方式とを
切り替えるものである。この図は、移動端末と基地局と
がフェージング回線７１を通して通信する例を概念的に
示す。時分割多元接続（TDMA：Time Division Multiple
Access）、時分割複信（TDD：Time Division Duplex）
方式を用いる場合には、基地局から移動局、および移動
局から基地局への通信に同一周波数を用いる。
【００５８】図示左側の移動端末側において、送信デー
タは、変調器６１において変調され、送信アンテナ６２
から基地局に送信される。その際、変調多値数制御部６
３で、シンボルレートの異なる変調方式の中から１つの
変調方式が選択される。一方、基地局からの送信信号
は、受信アンテナ６４で受信され、復調器６５において
復調されて受信データが出力されるとともに、変調多値
数推定部６６，瞬時C/N0および遅延スプレッド推定部６
７，ｆｄ推定部６８に入力される。なお、図６に示した
ように、直交復調された信号のＬＰＦ１７出力から、変
調多値数推定部６６，瞬時C/N0および遅延スプレッド推
定部６７，ｆｄ推定部６８それぞれに分岐させればよ
い。
タは、変調器６１において変調され、送信アンテナ６２
から基地局に送信される。その際、変調多値数制御部６
３で、シンボルレートの異なる変調方式の中から１つの
変調方式が選択される。一方、基地局からの送信信号
は、受信アンテナ６４で受信され、復調器６５において
復調されて受信データが出力されるとともに、変調多値
数推定部６６，瞬時C/N0および遅延スプレッド推定部６
７，ｆｄ推定部６８に入力される。なお、図６に示した
ように、直交復調された信号のＬＰＦ１７出力から、変
調多値数推定部６６，瞬時C/N0および遅延スプレッド推
定部６７，ｆｄ推定部６８それぞれに分岐させればよ
い。
【００５９】その際、変調多値数推定部６６において
は、復調器６５に対して復調方式を指定する。この変調
多値数推定部６６は、受信信号中の、例えば、ミッドア
ンブル内に含まれた変調パラメータ推定ワードＭＣを、
変調多値数に対応して予め決められた符号系列と乗積、
積分して相関度を比較することにより、基地局側で行っ
た各バーストの変調多値数（変調方式）を推定して、復
調器６５に復調方式を指示する。また、瞬時C/N0および
遅延スプレッド推定部６７は、図６に示した遅延スプレ
ッド推定部３１と同様に、遅延スプレッドを推定するた
めの信号を用いて、遅延スプレッドを推定する。同時
に、遅延プロファイルと遅延スプレッドを推定するため
の信号を畳み込むことにより、受信信号のレプリカを生
成し、受信信号から引き算することにより、雑音電力を
出力し、この雑音電力に基づいて、C/N0（搬送波電力対
雑音電力密度比）を得る。
は、復調器６５に対して復調方式を指定する。この変調
多値数推定部６６は、受信信号中の、例えば、ミッドア
ンブル内に含まれた変調パラメータ推定ワードＭＣを、
変調多値数に対応して予め決められた符号系列と乗積、
積分して相関度を比較することにより、基地局側で行っ
た各バーストの変調多値数（変調方式）を推定して、復
調器６５に復調方式を指示する。また、瞬時C/N0および
遅延スプレッド推定部６７は、図６に示した遅延スプレ
ッド推定部３１と同様に、遅延スプレッドを推定するた
めの信号を用いて、遅延スプレッドを推定する。同時
に、遅延プロファイルと遅延スプレッドを推定するため
の信号を畳み込むことにより、受信信号のレプリカを生
成し、受信信号から引き算することにより、雑音電力を
出力し、この雑音電力に基づいて、C/N0（搬送波電力対
雑音電力密度比）を得る。
【００６０】一方、変調多値数制御部６３は、瞬時C/N0
および遅延スプレッド推定部６７から、遅延スプレッド
およびC/N0を入力して、シンボルレートの異なる変調多
値数（変調方式）の中から１つの変調方式を選択して、
変調器６１に指定する。このように、高速適応変調方式
では、送信側で、バーストごとに用いる変調多値数を、
受信時の瞬時伝搬路特性の推定値に応じて設定する。す
なわち、推定値を基に、基準となるBER（Bit Error Rat
e）を満たし、かつ伝送速度が最も大きくなる変調多値
数を選択し、次の送信バーストにおける変調多値数とし
て用いる。
および遅延スプレッド推定部６７から、遅延スプレッド
およびC/N0を入力して、シンボルレートの異なる変調多
値数（変調方式）の中から１つの変調方式を選択して、
変調器６１に指定する。このように、高速適応変調方式
では、送信側で、バーストごとに用いる変調多値数を、
受信時の瞬時伝搬路特性の推定値に応じて設定する。す
なわち、推定値を基に、基準となるBER（Bit Error Rat
e）を満たし、かつ伝送速度が最も大きくなる変調多値
数を選択し、次の送信バーストにおける変調多値数とし
て用いる。
【００６１】以上の説明は、従来の高速適応変調方式の
構成と同様である。この場合、フェージング変動が速い
場合には、従来技術で説明したように、変調多値数の推
定誤差による選択エラーによるBERの劣化がある。この
実施の形態では、ｆｄ推定部６８の出力に応じて、変調
多値数制御部６３の制御態様を切り替える。ｆｄの推定
値が予め設定された閾値以下の場合には、変調多値数を
選択する高速適応変調方式を採用するが、ｆｄの推定値
が閾値を超える場合には、変調多値数を固定値に設定す
る固定変調方式を採用する。その結果、最大ドップラー
周波数ｆｄが大きいために、フェージング変動が速い場
合には、固定変調方式を採用して、変調多値数の推定誤
差による選択エラーによるBERの劣化を抑えることがで
きる。なお、ｆｄの推定値が予め設定された閾値に等し
くなる場合には、高速適応変調方式および固定変調方式
のいずれを採用してもよい。その際、固定される変調多
値数は、直前の変調多値数とするか、予め設定しておい
た所定の変調多値数に設定する。なお、ｆｄ推定部６８
は、瞬時C/N0および遅延スプレッド推定部３１が出力す
る遅延スプレッドによって、ｆｄ算出式を変更する。基
地局側についても同様であり、変調器８１からｆｄ推定
部８８までは、それぞれ、端末側の変調器６１からｆｄ
推定部６８までと同様であるので、説明を省略する。
構成と同様である。この場合、フェージング変動が速い
場合には、従来技術で説明したように、変調多値数の推
定誤差による選択エラーによるBERの劣化がある。この
実施の形態では、ｆｄ推定部６８の出力に応じて、変調
多値数制御部６３の制御態様を切り替える。ｆｄの推定
値が予め設定された閾値以下の場合には、変調多値数を
選択する高速適応変調方式を採用するが、ｆｄの推定値
が閾値を超える場合には、変調多値数を固定値に設定す
る固定変調方式を採用する。その結果、最大ドップラー
周波数ｆｄが大きいために、フェージング変動が速い場
合には、固定変調方式を採用して、変調多値数の推定誤
差による選択エラーによるBERの劣化を抑えることがで
きる。なお、ｆｄの推定値が予め設定された閾値に等し
くなる場合には、高速適応変調方式および固定変調方式
のいずれを採用してもよい。その際、固定される変調多
値数は、直前の変調多値数とするか、予め設定しておい
た所定の変調多値数に設定する。なお、ｆｄ推定部６８
は、瞬時C/N0および遅延スプレッド推定部３１が出力す
る遅延スプレッドによって、ｆｄ算出式を変更する。基
地局側についても同様であり、変調器８１からｆｄ推定
部８８までは、それぞれ、端末側の変調器６１からｆｄ
推定部６８までと同様であるので、説明を省略する。
【００６２】図１１は、本発明の第５の実施の形態のブ
ロック構成図である。従来技術で説明したように、遅延
スプレッドの値により、フェージング歪補償法を切り替
える方式が知られている。この実施の形態は、上述した
切り替え方式に、ｆｄ推定機能を組み込むことにより、
切り替え精度を向上させるものである。送信機側の構成
は、図１６（ａ）を参照して説明した従来の送信機構成
と同様であるが、フレーム信号生成部４においては、少
なくとも、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定
するための信号と判定帰還型等化器のトレーニング信号
の挿入をする。具体的には、ＴＤＭＡの１バースト（１
スロット）において、データ中のパイロットシンボルの
外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポストアンブルの
信号系列を挿入し、遅延スプレッドを推定するためのシ
ンボル系列や、適応等化器のためのトレーニングシンボ
ル系列として、これらのシンボル系列が使用される。ま
た、同期ワード，ユニークワードとしてもこれらの信号
系列が使用される。ある１つのシンボル系列を、同期ワ
ード，ユニークワード，遅延スプレッド推定用、トレー
ニング用の少なくとも２つに兼用させてもよい。
ロック構成図である。従来技術で説明したように、遅延
スプレッドの値により、フェージング歪補償法を切り替
える方式が知られている。この実施の形態は、上述した
切り替え方式に、ｆｄ推定機能を組み込むことにより、
切り替え精度を向上させるものである。送信機側の構成
は、図１６（ａ）を参照して説明した従来の送信機構成
と同様であるが、フレーム信号生成部４においては、少
なくとも、パイロットシンボルと遅延スプレッドを推定
するための信号と判定帰還型等化器のトレーニング信号
の挿入をする。具体的には、ＴＤＭＡの１バースト（１
スロット）において、データ中のパイロットシンボルの
外、プリアンブル、ミッドアンブル、ポストアンブルの
信号系列を挿入し、遅延スプレッドを推定するためのシ
ンボル系列や、適応等化器のためのトレーニングシンボ
ル系列として、これらのシンボル系列が使用される。ま
た、同期ワード，ユニークワードとしてもこれらの信号
系列が使用される。ある１つのシンボル系列を、同期ワ
ード，ユニークワード，遅延スプレッド推定用、トレー
ニング用の少なくとも２つに兼用させてもよい。
【００６３】図１１（ｂ）の受信機側の構成において、
図１５（ｂ），図１８，図６と同様な部分には同じ符号
を付して説明を省略する。９１は図１８に示した従来の
適応等化器９１と同様のものであるが、使用するトレー
ニング信号は従来と同一でなくてもよい。９２は切り替
え閾値設定部、９３は出力選択部、９４は比較部、９５
は切り替え部、９６は出力データである。直交復調器１
５において直交復調され、ＬＰＦ１７を通して出力され
た複素ベースバンド信号は、遅延スプレッド推定部３１
およびｆｄ推定部３３に出力されるとともに、フェージ
ング歪推定・補償部１８および適応等化器９１に出力さ
れる。ｆｄ推定部３３の出力は、切り替え閾値設定部９
２に入力されて、後述する切り替え閾値を制御する。具
体的には、ｆｄが小さいときには切り替え閾値を小さく
し、ｆｄが大きいときには切り替え閾値を大きくする。
図１５（ｂ），図１８，図６と同様な部分には同じ符号
を付して説明を省略する。９１は図１８に示した従来の
適応等化器９１と同様のものであるが、使用するトレー
ニング信号は従来と同一でなくてもよい。９２は切り替
え閾値設定部、９３は出力選択部、９４は比較部、９５
は切り替え部、９６は出力データである。直交復調器１
５において直交復調され、ＬＰＦ１７を通して出力され
た複素ベースバンド信号は、遅延スプレッド推定部３１
およびｆｄ推定部３３に出力されるとともに、フェージ
ング歪推定・補償部１８および適応等化器９１に出力さ
れる。ｆｄ推定部３３の出力は、切り替え閾値設定部９
２に入力されて、後述する切り替え閾値を制御する。具
体的には、ｆｄが小さいときには切り替え閾値を小さく
し、ｆｄが大きいときには切り替え閾値を大きくする。
【００６４】フェージング歪推定・補償部１８は、周期
的に挿入された既知のパイロットシンボルでフェージン
グ歪を推定し、フェージング歪補償を行い、判定部１９
において、多値ＱＡＭのシンボル判定を行い、出力選択
部９３の切り替え部９５に出力する。一方、適応等化器
９１として、判定帰還型等化器（ＤＦＥ）を使用し、ト
レーニング系列を用いてフェージング利得を推定し、Ｒ
ＬＳアルゴリズム等に基づいて、タップ係数の更新を行
い、遅延歪およびフェージング歪を補償し、多値ＱＡＭ
のシンボル判定をして、判定出力を切り替え部９５に出
力する。出力選択部９３は、比較部９４において、遅延
スプレッド推定部３１から出力される遅延スプレッド推
定値３２を、切り替え閾値設定部９２によって設定され
た切り替え閾値と比較し、遅延スプレッド推定値３２が
切り替え閾値よりも小さいときには、フェージング歪推
定・補償されたシンボル判定部１９の出力を出力データ
２２とし、遅延スプレッド推定値３２が切り替え閾値よ
りも大きいときには、適応等化器９１の出力を出力デー
タ２２とするように切り替える。
的に挿入された既知のパイロットシンボルでフェージン
グ歪を推定し、フェージング歪補償を行い、判定部１９
において、多値ＱＡＭのシンボル判定を行い、出力選択
部９３の切り替え部９５に出力する。一方、適応等化器
９１として、判定帰還型等化器（ＤＦＥ）を使用し、ト
レーニング系列を用いてフェージング利得を推定し、Ｒ
ＬＳアルゴリズム等に基づいて、タップ係数の更新を行
い、遅延歪およびフェージング歪を補償し、多値ＱＡＭ
のシンボル判定をして、判定出力を切り替え部９５に出
力する。出力選択部９３は、比較部９４において、遅延
スプレッド推定部３１から出力される遅延スプレッド推
定値３２を、切り替え閾値設定部９２によって設定され
た切り替え閾値と比較し、遅延スプレッド推定値３２が
切り替え閾値よりも小さいときには、フェージング歪推
定・補償されたシンボル判定部１９の出力を出力データ
２２とし、遅延スプレッド推定値３２が切り替え閾値よ
りも大きいときには、適応等化器９１の出力を出力デー
タ２２とするように切り替える。
【００６５】図１２は、閾値の切り替えによる作用効果
の説明図である。横軸は遅延スプレッドの値、縦軸はBE
R(Bit Error Rate)である。パイロットシンボル挿入法
（ＰＳＡＭ）と、適応等化器使用時のBER特性（最大ド
ップラー周波数ｆｄが大きい場合）と、適応等化器使用
時のBER特性（最大ドップラー周波数ｆｄが小さい場
合）を、模式的に表している。パイロットシンボル挿入
法（ＰＳＡＭ）では、BER特性は、最大ドップラー周波
数ｆｄの値に関係しない。これに対し、判定帰還型等化
器（ＤＦＥ）の場合、ｆｄが大きくなるほどBERが高く
なり、受信品質の劣化が大きい。そのため、パイロット
シンボル挿入法（ＰＳＡＭ）のBERと判定帰還型等化器
（ＤＦＥ）のBERとが交差するところの遅延スプレッド
の点が、σth1とσth2のように異なることになる。その
ため、ｆｄの値を推定して、切り替えのための遅延スプ
レッドの閾値を制御することにより、低いBERを選択す
るための正確な切り替えが行える。
の説明図である。横軸は遅延スプレッドの値、縦軸はBE
R(Bit Error Rate)である。パイロットシンボル挿入法
（ＰＳＡＭ）と、適応等化器使用時のBER特性（最大ド
ップラー周波数ｆｄが大きい場合）と、適応等化器使用
時のBER特性（最大ドップラー周波数ｆｄが小さい場
合）を、模式的に表している。パイロットシンボル挿入
法（ＰＳＡＭ）では、BER特性は、最大ドップラー周波
数ｆｄの値に関係しない。これに対し、判定帰還型等化
器（ＤＦＥ）の場合、ｆｄが大きくなるほどBERが高く
なり、受信品質の劣化が大きい。そのため、パイロット
シンボル挿入法（ＰＳＡＭ）のBERと判定帰還型等化器
（ＤＦＥ）のBERとが交差するところの遅延スプレッド
の点が、σth1とσth2のように異なることになる。その
ため、ｆｄの値を推定して、切り替えのための遅延スプ
レッドの閾値を制御することにより、低いBERを選択す
るための正確な切り替えが行える。
【００６６】図１１を参照して説明した実施の形態で
は、遅延スプレッドを推定するためのシンボルがＴＤＭ
Ａの１バースト（１スロット）毎に挿入されている。し
たがって、出力選択も、１バースト単位で行うことが可
能である。シンボル判定部１９、適応等化器９１は、判
定した情報シンボルを一時的にバッファに記憶してお
く。出力選択部９３は、遅延スプレッドが切り替え閾値
よりも小さいときにはシンボル判定部１９が判定した情
報シンボルをフレームバッファから出力し、遅延スプレ
ッドが閾値よりも大きいときには適応等化器９１が判定
した情報シンボルをフレームバッファから出力すればよ
い。
は、遅延スプレッドを推定するためのシンボルがＴＤＭ
Ａの１バースト（１スロット）毎に挿入されている。し
たがって、出力選択も、１バースト単位で行うことが可
能である。シンボル判定部１９、適応等化器９１は、判
定した情報シンボルを一時的にバッファに記憶してお
く。出力選択部９３は、遅延スプレッドが切り替え閾値
よりも小さいときにはシンボル判定部１９が判定した情
報シンボルをフレームバッファから出力し、遅延スプレ
ッドが閾値よりも大きいときには適応等化器９１が判定
した情報シンボルをフレームバッファから出力すればよ
い。
【００６７】上述した説明では、出力選択部９３は、１
バースト毎に、シンボル判定部１９が判定した情報シン
ボル、適応等化器９１が判定した情報シンボルの一方に
切り替え可能にしていた。しかし、１バーストタイミン
グ以外の、任意の所定のタイミングにおいて切り替えて
もよい。移動端末が移動しても、フェージング環境は急
激には変化しないため、遅延スプレッドに応じて、所定
の複数バースト間隔で、あるいは、ある定期的な時間間
隔で、シンボル判定部１９、適応等化器９１の切り替え
を可能としてもよい。通信開始時の呼設定シーケンスに
おいて、あるいは、ゾーンを切り替えるハンドオフ時
に、遅延スプレッドに応じて、シンボル判定部１９、適
応等化器９１の切り替えを可能としてもよい。
バースト毎に、シンボル判定部１９が判定した情報シン
ボル、適応等化器９１が判定した情報シンボルの一方に
切り替え可能にしていた。しかし、１バーストタイミン
グ以外の、任意の所定のタイミングにおいて切り替えて
もよい。移動端末が移動しても、フェージング環境は急
激には変化しないため、遅延スプレッドに応じて、所定
の複数バースト間隔で、あるいは、ある定期的な時間間
隔で、シンボル判定部１９、適応等化器９１の切り替え
を可能としてもよい。通信開始時の呼設定シーケンスに
おいて、あるいは、ゾーンを切り替えるハンドオフ時
に、遅延スプレッドに応じて、シンボル判定部１９、適
応等化器９１の切り替えを可能としてもよい。
【００６８】上述した説明では、遅延スプレッド推定を
１バースト（１スロット）単位で行っていた。しかし、
１バースト単位で切り替えを行わない場合には、複数バ
ーストについて統計的に遅延スプレッド計算をすれば精
度が向上する。また、切り替えるかどうかを判断する必
要のある、呼設定シーケンスやハンドオフ時などのとき
にだけ、遅延スプレッド推定やｆｄ推定をするようにし
て処理を軽減してもよい。さらには、遅延スプレッド推
定のためのシンボル系列も、１バースト毎に付加するの
ではなく、切り替えるかどうかを判断する必要のあると
きにのみに付加して送信するようにしてもよい。
１バースト（１スロット）単位で行っていた。しかし、
１バースト単位で切り替えを行わない場合には、複数バ
ーストについて統計的に遅延スプレッド計算をすれば精
度が向上する。また、切り替えるかどうかを判断する必
要のある、呼設定シーケンスやハンドオフ時などのとき
にだけ、遅延スプレッド推定やｆｄ推定をするようにし
て処理を軽減してもよい。さらには、遅延スプレッド推
定のためのシンボル系列も、１バースト毎に付加するの
ではなく、切り替えるかどうかを判断する必要のあると
きにのみに付加して送信するようにしてもよい。
【００６９】図１３は、本発明の第６の実施の形態のブ
ロック構成図である。この実施の形態は、図１１に示し
た、遅延スプレッドの値により、フェージング歪補償法
を切り替える無線通信装置を、受信ダイバーシチ合成を
行う構成にしたものである。フェージング歪推定・補償
ダイバーシチ合成部４１、およびブランチ合成遅延スプ
レッド推定およびｆｄ推定部４２については、図８，図
９に示した構成と同様のものである。図中、図１５，図
８，図１１と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。１０１はダイバーシチ入力適応等化器であっ
て、図１１に示した適応等化器９１を受信ダイバーシチ
ブランチ入力としたものである。例えば、Monsen，IEEE
Communications Magazine，Vol．18，p．16-25，1980-
1等で知られたものである。図示は省略するが、その一
具体例を説明する。判定帰還型適応等化器のフィードフ
ォワードタップが、複数のダイバーシチブランチ毎に設
けられており、ダイバーシチブランチ毎に各タップ出力
が重み付け加算され、その各ダイバーシチブランチの重
み付け加算出力が合成されて１個の判定器で判定され
る。判定後のデータは１系統のフィードバックタップに
出力され、各タップ出力が重み付け加算される。判定器
の判定誤差を取り出し、それによって、それぞれのタッ
プの重み付け係数を逐次修正する。
ロック構成図である。この実施の形態は、図１１に示し
た、遅延スプレッドの値により、フェージング歪補償法
を切り替える無線通信装置を、受信ダイバーシチ合成を
行う構成にしたものである。フェージング歪推定・補償
ダイバーシチ合成部４１、およびブランチ合成遅延スプ
レッド推定およびｆｄ推定部４２については、図８，図
９に示した構成と同様のものである。図中、図１５，図
８，図１１と同様な部分には同じ符号を付して説明を省
略する。１０１はダイバーシチ入力適応等化器であっ
て、図１１に示した適応等化器９１を受信ダイバーシチ
ブランチ入力としたものである。例えば、Monsen，IEEE
Communications Magazine，Vol．18，p．16-25，1980-
1等で知られたものである。図示は省略するが、その一
具体例を説明する。判定帰還型適応等化器のフィードフ
ォワードタップが、複数のダイバーシチブランチ毎に設
けられており、ダイバーシチブランチ毎に各タップ出力
が重み付け加算され、その各ダイバーシチブランチの重
み付け加算出力が合成されて１個の判定器で判定され
る。判定後のデータは１系統のフィードバックタップに
出力され、各タップ出力が重み付け加算される。判定器
の判定誤差を取り出し、それによって、それぞれのタッ
プの重み付け係数を逐次修正する。
【００７０】図１４は、図１３に示した実施の形態の動
作を説明するための、シミュレーション結果を示すグラ
フである。400MHz帯の業務用デジタル移動通信システム
における、シミュレーション結果のグラフを示す。マル
チパスフェージングとして、２波等電力モデルを用いて
いる。直接波（希望波）と遅延波（不要波）の電力が等
しい。横軸は、直接波に対する遅延波の遅延時間τであ
る。縦軸はBER(Bit Error Rate)である。帯域幅12.5KH
ｚ／ch、9.6ksymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭ
である。フォーマットとして、先頭に１６シンボルの同
期ワード、その後に、パイロットシンボル１シンボルに
情報シンボル１５シンボルを付加したものを５組、次
に、ユニークワード１６シンボル、その後に、情報シン
ボル１５シンボル、次に、パイロットシンボル１シンボ
ルに情報シンボル１５シンボルを付加したものを４組、
最後に、パイロットシンボル１シンボルとし、ユニーク
ワードの先頭および後尾の１シンボルはパイロットシン
ボルと同じにしている。なお、ＴＤＭＡ（Time Divisio
n Multiple Access）方式の公共業務用デジタル移動通
信システムにおいては、上述したフォーマットは、１つ
の移動端末の１バースト（１スロット）に対応する。こ
の場合、移動端末から基地局に送信される場合には、バ
ーストの先頭部にガードシンボルやランプシンボル等が
付加される。
作を説明するための、シミュレーション結果を示すグラ
フである。400MHz帯の業務用デジタル移動通信システム
における、シミュレーション結果のグラフを示す。マル
チパスフェージングとして、２波等電力モデルを用いて
いる。直接波（希望波）と遅延波（不要波）の電力が等
しい。横軸は、直接波に対する遅延波の遅延時間τであ
る。縦軸はBER(Bit Error Rate)である。帯域幅12.5KH
ｚ／ch、9.6ksymbol/sec(104μs／symbol)の１６ＱＡＭ
である。フォーマットとして、先頭に１６シンボルの同
期ワード、その後に、パイロットシンボル１シンボルに
情報シンボル１５シンボルを付加したものを５組、次
に、ユニークワード１６シンボル、その後に、情報シン
ボル１５シンボル、次に、パイロットシンボル１シンボ
ルに情報シンボル１５シンボルを付加したものを４組、
最後に、パイロットシンボル１シンボルとし、ユニーク
ワードの先頭および後尾の１シンボルはパイロットシン
ボルと同じにしている。なお、ＴＤＭＡ（Time Divisio
n Multiple Access）方式の公共業務用デジタル移動通
信システムにおいては、上述したフォーマットは、１つ
の移動端末の１バースト（１スロット）に対応する。こ
の場合、移動端末から基地局に送信される場合には、バ
ーストの先頭部にガードシンボルやランプシンボル等が
付加される。
【００７１】ＲＬＳ判定帰還型等化器のフィードフォワ
ード（FF）タップは、４タップ（タップ間隔１/２シン
ボル）、フィードバック（FB）タップは２（タップ間隔
１シンボル）である。フェージング歪推定・補償および
適応等化器は、受信ダイバーシチ構成としている。ただ
し、このシミュレーションは、ｆｄ推定による作用効果
を説明するためのものであって、ｆｄ推定を行ってはい
ない。したがって、変形Ｍ系列符号など、ｆｄを推定す
るためのシンボル系列を用いていない。最大ドップラー
周波数ｆｄが、20Hzと40Hzの場合について、遅延時間τ
の値を0μｓ、6.5μｓ、13μｓ、19.5μｓ、26μｓ、3
2.5μｓそして52μｓと変えたときの、ＰＳＡＭとＤＦ
Ｅの各BERのシミュレーション結果を表した図である。
シンボル長はＴs＝104μsであるから、0.5シンボルまで
について求めている。
ード（FF）タップは、４タップ（タップ間隔１/２シン
ボル）、フィードバック（FB）タップは２（タップ間隔
１シンボル）である。フェージング歪推定・補償および
適応等化器は、受信ダイバーシチ構成としている。ただ
し、このシミュレーションは、ｆｄ推定による作用効果
を説明するためのものであって、ｆｄ推定を行ってはい
ない。したがって、変形Ｍ系列符号など、ｆｄを推定す
るためのシンボル系列を用いていない。最大ドップラー
周波数ｆｄが、20Hzと40Hzの場合について、遅延時間τ
の値を0μｓ、6.5μｓ、13μｓ、19.5μｓ、26μｓ、3
2.5μｓそして52μｓと変えたときの、ＰＳＡＭとＤＦ
Ｅの各BERのシミュレーション結果を表した図である。
シンボル長はＴs＝104μsであるから、0.5シンボルまで
について求めている。
【００７２】既に、図７に関して説明したように、遅延
スプレッド推定部４２から出力される遅延スプレッドの
推定値σを換算する（例えば、２倍する）ことにより、
直接波に対する遅延波の遅延時間τが推定される。した
がって、図１１や図１３に示した、切り替え閾値を設定
する方法としては、例えば、図１４に示したようなシミ
ュレーション結果、あるいは、実際の測定に基づいて、
最大ドップラー周波数ｆｄの各値毎に、パイロットシン
ボル挿入法（ＰＳＡＭ）の特性曲線と、判定帰還型等化
器(ＲＬＳ-ＤＦＥ)の特性曲線との交点における遅延時
間τの１／２の値を求めておき、これを遅延スプレッド
推定値σに対する切り替え閾値として設定すればよい。
スプレッド推定部４２から出力される遅延スプレッドの
推定値σを換算する（例えば、２倍する）ことにより、
直接波に対する遅延波の遅延時間τが推定される。した
がって、図１１や図１３に示した、切り替え閾値を設定
する方法としては、例えば、図１４に示したようなシミ
ュレーション結果、あるいは、実際の測定に基づいて、
最大ドップラー周波数ｆｄの各値毎に、パイロットシン
ボル挿入法（ＰＳＡＭ）の特性曲線と、判定帰還型等化
器(ＲＬＳ-ＤＦＥ)の特性曲線との交点における遅延時
間τの１／２の値を求めておき、これを遅延スプレッド
推定値σに対する切り替え閾値として設定すればよい。
【００７３】なお、本発明の最大ドップラー周波数推定
装置は、無線通信装置に適用される場合に、無線通信装
置の制御を行うための制御パラメータとして、最大ドッ
プラー周波数を推定するものである。したがって、出力
される最大ドップラー周波数は、最大ドップラー周波数
の数値自体を出力する場合に限られない。最大ドップラ
ー周波数と所定の比例関係にある数値を出力するもので
あれば、最大ドップラー周波数の数値自体で制御する場
合と同様の制御が可能となるからである。また、周波数
選択性フェージング環境下では、遅延スプレッドを考慮
しなければ、変移率と最大ドップラー周波数との間に正
確な相関関係を有しない。しかし、推定誤差の許容範囲
によっては、遅延スプレッドを考慮しないで、最大ドッ
プラー周波数を推定してもよい。
装置は、無線通信装置に適用される場合に、無線通信装
置の制御を行うための制御パラメータとして、最大ドッ
プラー周波数を推定するものである。したがって、出力
される最大ドップラー周波数は、最大ドップラー周波数
の数値自体を出力する場合に限られない。最大ドップラ
ー周波数と所定の比例関係にある数値を出力するもので
あれば、最大ドップラー周波数の数値自体で制御する場
合と同様の制御が可能となるからである。また、周波数
選択性フェージング環境下では、遅延スプレッドを考慮
しなければ、変移率と最大ドップラー周波数との間に正
確な相関関係を有しない。しかし、推定誤差の許容範囲
によっては、遅延スプレッドを考慮しないで、最大ドッ
プラー周波数を推定してもよい。
【００７４】
【発明の効果】上述した説明から明らかように、本発明
によれば、フェージング変動の速さに関連する最大ドッ
プラー周波数ｆｄを、車速等を用いることなく、無線通
信装置単独で推定できるという効果がある。受信ダイバ
ーシチ合成を用いれば、最大ドップラー周波数ｆｄの推
定精度を上げることができるという効果がある。最大ド
ップラー周波数ｆｄを推定することにより、フェージン
グ変動に追従できる場合に限り高速適応変調を行うこと
により、通信品質の劣化を防止するとともに、伝送効率
を向上させることができるという効果がある。また、最
大ドップラー周波数ｆｄを推定することにより、使用さ
れるフェージング環境に適したフェージング歪補償法を
用いることができるという効果がある。
によれば、フェージング変動の速さに関連する最大ドッ
プラー周波数ｆｄを、車速等を用いることなく、無線通
信装置単独で推定できるという効果がある。受信ダイバ
ーシチ合成を用いれば、最大ドップラー周波数ｆｄの推
定精度を上げることができるという効果がある。最大ド
ップラー周波数ｆｄを推定することにより、フェージン
グ変動に追従できる場合に限り高速適応変調を行うこと
により、通信品質の劣化を防止するとともに、伝送効率
を向上させることができるという効果がある。また、最
大ドップラー周波数ｆｄを推定することにより、使用さ
れるフェージング環境に適したフェージング歪補償法を
用いることができるという効果がある。
【図1】本発明の第１の実施の形態の受信機側を示すブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図２】パイロット信号の象限配置の説明図である。
【図３】パイロットシンボルのフェージング変動の一例
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図４】図１（ｂ）に示したｆｄ推定部の処理動作を説
明するフローチャートである。
明するフローチャートである。
【図５】直接波（希望波）のみで不要な遅延波がない場
合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の比
率との関係を、シミュレーション結果を用いて示すグラ
フである。
合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点数の比
率との関係を、シミュレーション結果を用いて示すグラ
フである。
【図６】本発明の第２の実施の形態の信機側を示すブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【図７】直接波（希望波）の他に、不要な遅延波が存在
する場合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点
数の比率との関係を、シミュレーション結果を用いて示
すグラフである。
する場合の、最大ドップラー周波数ｆｄとゼロクロス点
数の比率との関係を、シミュレーション結果を用いて示
すグラフである。
【図８】本発明の第３の実施の形態の受信機側を示すブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図９】図８に示したフェージング歪推定・補償ダイバ
ーシチ合成部，ブランチ合成遅延スプレッドおよびｆｄ
推定部の内部構成を示すブロック図である。
ーシチ合成部，ブランチ合成遅延スプレッドおよびｆｄ
推定部の内部構成を示すブロック図である。
【図１０】本発明の第４の実施の形態を示すブロック構
成図である。
成図である。
【図１１】本発明の第５の実施の形態のブロック構成図
である。
である。
【図１２】閾値の切り替えによる作用効果の説明図であ
る。
る。
【図１３】本発明の第６の実施の形態のブロック構成図
である。
である。
【図１４】図１３に示した実施の形態の動作を説明する
ための、シミュレーション結果を示すグラフである。
ための、シミュレーション結果を示すグラフである。
【図１５】パイロットシンボル挿入法を用いた従来の無
線通信装置のブロック構成図である。
線通信装置のブロック構成図である。
【図１６】パイロットシンボル挿入法における送信デー
タのフレーム構成を示す説明図である。
タのフレーム構成を示す説明図である。
【図１７】図１５に示したフェージング歪推定・補償部
のブロック構成図である。
のブロック構成図である。
【図１８】適応等化器を用いた従来の無線通信装置のブ
ロック構成図である。
ロック構成図である。
【図１９】適応等化器を用いた場合のフレーム構成図で
ある。
ある。
１…データ信号、２…シリアル・パラレル変換部、３…
ベースバンド信号発生部、４…フレーム信号生成部、５
…ローパスフィルタ、６…直交変調器、７…局部発振
器、８…増幅器、９…送信アンテナ、１１…受信アンテ
ナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…自動利得制御
部、１４…自動周波数制御部、１５…直交復調器、１６
…局部発振器、１７…ローパスフィルタ、１８…フェー
ジング歪推定．補償部、１９…シンボル判定部、２０，
３３…最大ドップラー周波数（ｆｄ）推定部、３１…遅
延スプレッド推定部、９１…適応等化器
ベースバンド信号発生部、４…フレーム信号生成部、５
…ローパスフィルタ、６…直交変調器、７…局部発振
器、８…増幅器、９…送信アンテナ、１１…受信アンテ
ナ、１２…バンドパスフィルタ、１３…自動利得制御
部、１４…自動周波数制御部、１５…直交復調器、１６
…局部発振器、１７…ローパスフィルタ、１８…フェー
ジング歪推定．補償部、１９…シンボル判定部、２０，
３３…最大ドップラー周波数（ｆｄ）推定部、３１…遅
延スプレッド推定部、９１…適応等化器
Claims (8)
- 【請求項１】 複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分
による位相平面が分割されて複数の位相領域が構成され
ており、パイロットシンボルが情報シンボル区間に周期
的に挿入されて変調された受信信号が直交復調された前
記複素ベースバンド信号を入力し、前記各パイロットシ
ンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属する
位相領域から他の位相領域に変移した変移回数を計数す
る変移計数手段と、 前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出手段
と、 前記変移率に応じて最大ドップラー周波数を推定する最
大ドップラー周波数推定手段、 を有することを特徴とする最大ドップラー周波数推定装
置。 - 【請求項２】 複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分
による位相平面が分割されて複数の位相領域が構成され
ており、パイロットシンボルが情報シンボル区間に周期
的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定用シンボ
ル系列が付加されて変調された受信信号が直交復調され
た前記複素ベースバンド信号を入力し、前記各パイロッ
トシンボルの受信信号点が、直前の前記受信信号点の属
する位相領域から他の位相領域に変移した変移回数を計
数する変移計数手段と、 前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出手段
と、 直交復調された前記遅延スプレッド測定用シンボル系列
を用いて伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレ
ッド推定手段と、 算出された前記変移率および推定された前記遅延スプレ
ッドに応じて、最大ドップラー周波数を推定する最大ド
ップラー周波数推定手段、 を有することを特徴とする最大ドップラー周波数推定装
置。 - 【請求項３】 複数のダイバーシチブランチを有し、 各ダイバーシチブランチにおいて、 複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面
が分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロ
ットシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入されて
変調された受信信号が直交復調された前記複素ベースバ
ンド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受信信
号点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域から他
の位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数手段
と、 前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出手段
と、 前記変移率に応じて最大ドップラー周波数を推定するダ
イバーシチブランチ最大ドップラー周波数推定手段を有
し、かつ、 前記各ダイバーシチブランチ最大ドップラー周波数推定
手段の出力値を平均化して出力する最大ドップラー周波
数推定手段を有する、 ことを特徴とする最大ドップラー周波数推定装置。 - 【請求項４】 複数のダイバーシチブランチを有し、 各ダイバーシチブランチにおいて、 複素ベースバンド信号のＩ成分、Ｑ成分による位相平面
が分割されて複数の位相領域が構成されており、パイロ
ットシンボルが情報シンボル区間に周期的に挿入される
とともに、遅延スプレッド測定用シンボル系列が付加さ
れて変調された受信信号が直交復調された前記複素ベー
スバンド信号を入力し、前記各パイロットシンボルの受
信信号点が、直前の前記受信信号点の属する位相領域か
ら他の位相領域に変移した変移回数を計数する変移計数
手段と、 前記変移回数に応じて変移率を算出する変移率算出手段
と、 直交復調された前記遅延スプレッド測定用シンボル系列
を用いて伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレ
ッド推定手段と、 算出された前記変移率および推定された前記遅延スプレ
ッドに応じて、最大ドップラー周波数を推定するダイバ
ーシチブランチ最大ドップラー周波数推定手段と、 前記各ダイバーシチブランチ最大ドップラー周波数推定
手段の出力値を平均化して出力する最大ドップラー周波
数推定手段を有する、 ことを特徴とする最大ドップラー周波数推定装置。 - 【請求項５】 前記複数の位相領域は、前記位相平面の
４象限であり、 前記変移計数手段は、前記各パイロットシンボルの受信
信号点が、直前の前記受信信号点と比べて、前記Ｉ成分
または前記Ｑ成分の少なくとも一方がゼロクロスした回
数を前記変移回数として計数するものである、 ことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記
載の最大ドップラー周波数推定装置。 - 【請求項６】 瞬時伝搬路特性を推定することにより該
瞬時伝搬路特性に応じて変調多値数を選択して送信デー
タを高速適応変調する無線通信装置において、 請求項１ないし５のいずれか１項に記載の最大ドップラ
ー周波数推定装置と、 該最大ドップラー周波数推定装置から出力される最大ド
ップラー周波数の推定値を予め設定された閾値と比較
し、該閾値より大きいときには前記変調多値数を固定し
て前記送信データを変調し、該閾値より小さいときには
前記送信データを高速適応変調する変調多値数制御手
段、を有することを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項７】 パイロットシンボルが情報シンボル区間
に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定用
シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記情
報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレーニ
ング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列が
前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号により
変調されている送信信号を受信する受信手段と、 復調された前記パイロットシンボルを用いてフェージン
グ歪を推定することにより、前記復調された前記情報シ
ンボルをフェージング歪補償した上で判定する第１の判
定手段と、 復調された前記トレーニング信号を用いて適応等化を行
うことにより、復調された前記情報シンボルを判定する
第２の判定手段と、 直交復調された前記遅延スプレッド測定用シンボル系列
を用いて伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレ
ッド推定手段と、 請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の最大ド
ップラー周波数推定装置と、 該最大ドップラー周波数推定装置により推定された最大
ドップラー周波数に応じて、前記最大ドップラー周波数
が高くなるほど閾値を高く設定する閾値設定手段と、 前記遅延スプレッドが、設定された前記閾値よりも小さ
いときには前記第１の判定手段から出力される前記情報
シンボルを、前記遅延スプレッドが前記閾値よりも大き
いときには前記第２の判定手段から出力される前記情報
シンボルを、所定の切り替えタイミングにおいて選択し
て出力する出力選択手段、を有することを特徴とする無
線通信装置。 - 【請求項８】 パイロットシンボルが情報シンボル区間
に周期的に挿入されるとともに、遅延スプレッド測定用
シンボル系列とトレーニング用シンボル系列とが前記情
報シンボル区間に付加されるか、または、前記トレーニ
ング用かつ前記遅延スプレッド測定用のシンボル系列が
前記情報シンボル区間に付加されたフレーム信号により
変調されている送信信号を、複数のダイバーシチブラン
チで受信するダイバーシチ受信手段と、 各ダイバーシチブランチにおいて復調された前記パイロ
ットシンボルを用いて前記フェージング歪を推定するこ
とにより、復調された前記情報シンボルをフェージング
歪補償した上でダイバーシチ合成判定する第１のダイバ
ーシチ合成判定手段と、 各ダイバーシチブランチにおいて復調された前記トレー
ニング信号を用いて適応等化およびダイバーシチ合成を
することにより、復調された前記情報シンボルを判定す
る第２の判定手段と、 直交復調された前記遅延スプレッド測定用信号を用いて
伝搬路の遅延スプレッドを推定する遅延スプレッド推定
手段と、 請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の最大ド
ップラー周波数推定装置と、 該最大ドップラー周波数推定装置により推定された最大
ドップラー周波数に応じて、前記最大ドップラー周波数
が高くなるほど閾値を高く設定する閾値設定手段と、 前記遅延スプレッドが、設定された前記閾値よりも小さ
いときには前記第１の判定手段から出力される前記情報
シンボルを、前記遅延スプレッドが前記閾値よりも大き
いときには前記第２の判定手段から出力される前記情報
シンボルを、所定の切り替えタイミングにおいて選択し
て出力する出力選択手段、を有することを特徴とする無
線通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001186233A JP3472768B2 (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001186233A JP3472768B2 (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003008675A true JP2003008675A (ja) | 2003-01-10 |
| JP3472768B2 JP3472768B2 (ja) | 2003-12-02 |
Family
ID=19025698
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001186233A Expired - Fee Related JP3472768B2 (ja) | 2001-06-20 | 2001-06-20 | 最大ドップラー周波数推定装置および無線通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3472768B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007180755A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Kyocera Corp | 無線通信装置及び無線通信制御方法 |
| WO2008136399A1 (ja) * | 2007-04-26 | 2008-11-13 | Kyocera Corporation | 無線通信装置及び信号処理方法 |
| JP2019012985A (ja) * | 2017-07-03 | 2019-01-24 | アンリツ株式会社 | 変調方式検出装置及びそれを備えた測定装置並びに変調方式検出方法及び測定方法 |
-
2001
- 2001-06-20 JP JP2001186233A patent/JP3472768B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007180755A (ja) * | 2005-12-27 | 2007-07-12 | Kyocera Corp | 無線通信装置及び無線通信制御方法 |
| JP4732161B2 (ja) * | 2005-12-27 | 2011-07-27 | 京セラ株式会社 | 無線通信装置及び無線通信制御方法 |
| WO2008136399A1 (ja) * | 2007-04-26 | 2008-11-13 | Kyocera Corporation | 無線通信装置及び信号処理方法 |
| US8565826B2 (en) | 2007-04-26 | 2013-10-22 | Kyocera Corporation | Radio communication device and signal processing method |
| JP2019012985A (ja) * | 2017-07-03 | 2019-01-24 | アンリツ株式会社 | 変調方式検出装置及びそれを備えた測定装置並びに変調方式検出方法及び測定方法 |
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|---|---|
| JP3472768B2 (ja) | 2003-12-02 |
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