JP2003008672A - 多チャンネル一括変調回路 - Google Patents
多チャンネル一括変調回路Info
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- JP2003008672A JP2003008672A JP2001193422A JP2001193422A JP2003008672A JP 2003008672 A JP2003008672 A JP 2003008672A JP 2001193422 A JP2001193422 A JP 2001193422A JP 2001193422 A JP2001193422 A JP 2001193422A JP 2003008672 A JP2003008672 A JP 2003008672A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 多チャンネル一括変調回路に関し、多チャン
ネル一括変調回路の構成を簡易化すると共に帯域端にお
ける帯域通過ろ波器の減衰が有限であるために混入する
隣接帯域の信号のイメージ信号の影響を受けない多チャ
ンネル一括変調回路を提供する。 【解決手段】 標本値の間引き比を標本化周波数を上昇
させる比より小さく設定すると共に、該間引き比をチャ
ンネル毎に異ならせ、該間引き比が最高な２チャンネル
と該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成し、上
記の如く合成された２つの信号と更に該間引き比が１段
小さい１チャンネルとを合成するという規則に従って複
数のチャンネルを合成する。
ネル一括変調回路の構成を簡易化すると共に帯域端にお
ける帯域通過ろ波器の減衰が有限であるために混入する
隣接帯域の信号のイメージ信号の影響を受けない多チャ
ンネル一括変調回路を提供する。 【解決手段】 標本値の間引き比を標本化周波数を上昇
させる比より小さく設定すると共に、該間引き比をチャ
ンネル毎に異ならせ、該間引き比が最高な２チャンネル
と該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成し、上
記の如く合成された２つの信号と更に該間引き比が１段
小さい１チャンネルとを合成するという規則に従って複
数のチャンネルを合成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多チャンネル一括
変調回路に係り、特に、多チャンネル一括変調回路の構
成を簡易化すると共に帯域端における帯域通過ろ波器の
減衰が有限であるために混入する隣接帯域の信号のイメ
ージ信号の影響を受けない多チャンネル一括変調回路に
関する。
変調回路に係り、特に、多チャンネル一括変調回路の構
成を簡易化すると共に帯域端における帯域通過ろ波器の
減衰が有限であるために混入する隣接帯域の信号のイメ
ージ信号の影響を受けない多チャンネル一括変調回路に
関する。
【０００２】通常、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ：Ti
me Division Multiple Access)方式の無線送信装置にお
いては、時分割多重処理を受けた信号を２つのデジタル
・アナログ変換器に導いてアナログ信号に変換した上で
帯域制限をして直交変調器において中間周波数信号を変
調して中間周波信号に周波数変換し、更に、無線周波数
信号に周波数変換した後に電力増幅してアンテナから送
信する。即ち、１つの時分割多重制御部に対して変調・
送信機能部がくくりつけになっている。従って、チャン
ネル数の増加に伴って複数の変調・送信機能部が必要に
なり、異なる無線周波数信号によって送信することにな
る。
me Division Multiple Access)方式の無線送信装置にお
いては、時分割多重処理を受けた信号を２つのデジタル
・アナログ変換器に導いてアナログ信号に変換した上で
帯域制限をして直交変調器において中間周波数信号を変
調して中間周波信号に周波数変換し、更に、無線周波数
信号に周波数変換した後に電力増幅してアンテナから送
信する。即ち、１つの時分割多重制御部に対して変調・
送信機能部がくくりつけになっている。従って、チャン
ネル数の増加に伴って複数の変調・送信機能部が必要に
なり、異なる無線周波数信号によって送信することにな
る。
【０００３】これを避けるために、複数の標本化周波数
で動作するＱＭＦ（QuadratureMirror Filter の頭文字
による略語である。）マルチ・レート・フィルタ・バン
クを用いた無線送信装置の検討がなされている。図８
は、マルチ・レート・フィルタ・バンクを使用した無線
送信装置の構成である。
で動作するＱＭＦ（QuadratureMirror Filter の頭文字
による略語である。）マルチ・レート・フィルタ・バン
クを用いた無線送信装置の検討がなされている。図８
は、マルチ・レート・フィルタ・バンクを使用した無線
送信装置の構成である。
【０００４】図８において、１０１は時分割多重アクセ
ス制御部＃１（図では「ＴＤＭＡ制御部」と略記してい
る。）、１０１ａは時分割多重アクセス制御部＃２、１
０１ｂは時分割多重アクセス制御部＃３、１０１ｃは時
分割多重アクセス制御部＃４で、各々独立な時分割多重
アクセス制御部である。１０２は時分割多重アクセス制
御部１０１乃至１０１ｃの出力を一括変調する一括変調
部で、ＱＰＳＫ変調器、ロール・オフ・フィルタ、一括
変調を行なうためのＱＭＦマルチ・レート・フィルタ・
バンクなどで構成されている。
ス制御部＃１（図では「ＴＤＭＡ制御部」と略記してい
る。）、１０１ａは時分割多重アクセス制御部＃２、１
０１ｂは時分割多重アクセス制御部＃３、１０１ｃは時
分割多重アクセス制御部＃４で、各々独立な時分割多重
アクセス制御部である。１０２は時分割多重アクセス制
御部１０１乃至１０１ｃの出力を一括変調する一括変調
部で、ＱＰＳＫ変調器、ロール・オフ・フィルタ、一括
変調を行なうためのＱＭＦマルチ・レート・フィルタ・
バンクなどで構成されている。
【０００５】１０３及び１０３ａはデジタル・アナログ
変換器（図では、Digital AnalogConvertorの一部頭文
字を使って「Ｄ／Ａ」と略記している。以降も、図では
同様に記載する。）、１０４及び１０４ａはデジタル・
アナログ変換器１０３及び１０３ａの出力信号の帯域を
制限する低域通過ろ波器（図ではLow Pass Filterの頭
文字によって「ＬＰＦ」と略記している。）、１０５は
低域通過ろ波器１０４及び１０４ａの出力を直交変調す
ると共に中間周波数帯に周波数変換する直交変調部、１
０６は直交変調部１０５の出力を無線周波数帯に周波数
変換する無線周波数部（図ではRadio Frequency の頭文
字によって「ＲＦ部」と略記している。）、１０７は無
線周波数部１０６の出力の電力増幅する電力増幅部（図
ではPower Amplification の頭文字によって「ＰＡ部」
と略記している。）、１０８は電力増幅された無線周波
数帯の信号を空間に送出するアンテナである。
変換器（図では、Digital AnalogConvertorの一部頭文
字を使って「Ｄ／Ａ」と略記している。以降も、図では
同様に記載する。）、１０４及び１０４ａはデジタル・
アナログ変換器１０３及び１０３ａの出力信号の帯域を
制限する低域通過ろ波器（図ではLow Pass Filterの頭
文字によって「ＬＰＦ」と略記している。）、１０５は
低域通過ろ波器１０４及び１０４ａの出力を直交変調す
ると共に中間周波数帯に周波数変換する直交変調部、１
０６は直交変調部１０５の出力を無線周波数帯に周波数
変換する無線周波数部（図ではRadio Frequency の頭文
字によって「ＲＦ部」と略記している。）、１０７は無
線周波数部１０６の出力の電力増幅する電力増幅部（図
ではPower Amplification の頭文字によって「ＰＡ部」
と略記している。）、１０８は電力増幅された無線周波
数帯の信号を空間に送出するアンテナである。
【０００６】時分割多重アクセス制御部１０１乃至１０
１ｃにおいて生成された各々のチャンネルのベース・バ
ンド信号は一括変調部１０２において４相位相シフト・
キーイング変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift K
eying)され、ロール・オフ・フィルタによって帯域制限
を受けた後、マルチ・レート・フィルタ・バンクにおけ
る処理に適合するように標本化周波数を変換される。
１ｃにおいて生成された各々のチャンネルのベース・バ
ンド信号は一括変調部１０２において４相位相シフト・
キーイング変調（ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift K
eying)され、ロール・オフ・フィルタによって帯域制限
を受けた後、マルチ・レート・フィルタ・バンクにおけ
る処理に適合するように標本化周波数を変換される。
【０００７】標本化周波数を変換された信号はマルチ・
レート・フィルタ・バンクに導かれて後述する種々の処
理を受ける中、各々のチャンネルの信号が周波数軸上の
異なる周波数帯域に並べられて一括変調される。一括変
調部１０２の出力である複素ベース・バンド信号はデジ
タルＩ信号、デジタルＱ信号としてデジタル・アナログ
変換器１０３及び１０３ａに導かれてアナログ信号に変
換され、低域通過ろ波器１０４及び１０４ａによってデ
ジタル・アナログ変換器１０３及び１０３ａのアパーチ
ャ効果によって生じた雑音と一括変調部１０２のマルチ
・レート・フィルタ・バンクにおける補間処理によって
生じた折り返し成分を除去される。
レート・フィルタ・バンクに導かれて後述する種々の処
理を受ける中、各々のチャンネルの信号が周波数軸上の
異なる周波数帯域に並べられて一括変調される。一括変
調部１０２の出力である複素ベース・バンド信号はデジ
タルＩ信号、デジタルＱ信号としてデジタル・アナログ
変換器１０３及び１０３ａに導かれてアナログ信号に変
換され、低域通過ろ波器１０４及び１０４ａによってデ
ジタル・アナログ変換器１０３及び１０３ａのアパーチ
ャ効果によって生じた雑音と一括変調部１０２のマルチ
・レート・フィルタ・バンクにおける補間処理によって
生じた折り返し成分を除去される。
【０００８】次いで、直交変調部１０５において直交変
調されると共に中間周波数帯の信号に周波数変換され
る。更に、無線周波数部１０６において無線周波数帯に
周波数変換され、電力増幅部１０７において必要なレベ
ルまで電力増幅された後、アンテナ１０８から空間に放
射される。かくの如くして、図８の構成の無線送信装置
によって多チャンネルのベース・バンド信号が一括変調
されて送信される。
調されると共に中間周波数帯の信号に周波数変換され
る。更に、無線周波数部１０６において無線周波数帯に
周波数変換され、電力増幅部１０７において必要なレベ
ルまで電力増幅された後、アンテナ１０８から空間に放
射される。かくの如くして、図８の構成の無線送信装置
によって多チャンネルのベース・バンド信号が一括変調
されて送信される。
【０００９】
【従来の技術】図９は、従来の多チャンネル一括変調回
路の構成で、複数の信号源も併せて図示している。図９
において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャンネル
２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャンネ
ル４信号源で、図８における時分割多重アクセス制御部
＃１乃至＃４と同じものである。
路の構成で、複数の信号源も併せて図示している。図９
において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャンネル
２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャンネ
ル４信号源で、図８における時分割多重アクセス制御部
＃１乃至＃４と同じものである。
【００１０】３はＱＰＳＫ変調／補間部で、チャンネル
１信号源、チャンネル２信号源、チャンネル３信号源及
びチャンネル４信号源の出力をＱＰＳＫ変調した上で
“０”補間処理をして標本化周波数を上昇させる。後で
図９の構成の動作を詳細に説明するが、ここでは８倍の
周波数で“０”補間処理を行なうことを想定している。
４乃至４ｃは周波数変換部で、ＱＰＳＫ変調／補間部３
におけるシンボル・レートを、後段のマルチ・レート・
フィルタ・バンクにおけるサブ・チャンネル間隔を基調
とした周波数に変換する。
１信号源、チャンネル２信号源、チャンネル３信号源及
びチャンネル４信号源の出力をＱＰＳＫ変調した上で
“０”補間処理をして標本化周波数を上昇させる。後で
図９の構成の動作を詳細に説明するが、ここでは８倍の
周波数で“０”補間処理を行なうことを想定している。
４乃至４ｃは周波数変換部で、ＱＰＳＫ変調／補間部３
におけるシンボル・レートを、後段のマルチ・レート・
フィルタ・バンクにおけるサブ・チャンネル間隔を基調
とした周波数に変換する。
【００１１】５ｇ乃至５ｋは、ＱＰＳＫ変調／補間部３
において８倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部
４乃至４ｃにおいてマルチ・レート・フィルタ・バンク
のサブ・チャンネル間隔を基調とした周波数に変換され
たデータを間引く間引回路で、後で説明するように、こ
こでは間引き比８でデータを１／８に間引くことを想定
している。尚、間引き比が重要なパラメタであるので、
図では１／８間引回路と記載している。以降も、異なる
間引き比の間引回路についても同様に記載する。
において８倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部
４乃至４ｃにおいてマルチ・レート・フィルタ・バンク
のサブ・チャンネル間隔を基調とした周波数に変換され
たデータを間引く間引回路で、後で説明するように、こ
こでは間引き比８でデータを１／８に間引くことを想定
している。尚、間引き比が重要なパラメタであるので、
図では１／８間引回路と記載している。以降も、異なる
間引き比の間引回路についても同様に記載する。
【００１２】６ｃは間引回路５ｇ乃至５ｋが出力するデ
ータ毎に（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ
／２だけシフトする周波数シフト回路で、チャンネル対
応に（−１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）
を生成する回路と乗算回路とを備えている。これは、複
素ＱＭＦフィルタ・バンクへの入力条件である、主信号
を正規化角周波数０からπ又は正規化角周波数（−π）
から０の基底帯域に合わせるためである。
ータ毎に（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ
／２だけシフトする周波数シフト回路で、チャンネル対
応に（−１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）
を生成する回路と乗算回路とを備えている。これは、複
素ＱＭＦフィルタ・バンクへの入力条件である、主信号
を正規化角周波数０からπ又は正規化角周波数（−π）
から０の基底帯域に合わせるためである。
【００１３】７乃至７ｃは補間回路で、後で説明するよ
うに、ここでは２倍の周波数で“０”補間をすることを
想定しているので、「補間回路×２」の如く記載してい
る。以降も、これと同様に記載する。８及び８ａは正規
化角周波数０からπの基底帯域の信号を通過させる複素
ＱＭＦフィルタであるボジティブ・パス・フィルタ（図
では「ＰＰＦ」と略記している。これは、Positive Pas
s Filterの頭文字による略語で、以降、明細書及び図面
において略語を使用して記載する。）、９及び９ａは正
規化角周波数（−π）から０の基底帯域の信号を通過さ
せるネガティブ・パス・フィルタ（図では「ＮＰＦ」と
略記している。これは、Negative Pass Filterの頭文字
による略語で、以降、略語で記載する。）である。
うに、ここでは２倍の周波数で“０”補間をすることを
想定しているので、「補間回路×２」の如く記載してい
る。以降も、これと同様に記載する。８及び８ａは正規
化角周波数０からπの基底帯域の信号を通過させる複素
ＱＭＦフィルタであるボジティブ・パス・フィルタ（図
では「ＰＰＦ」と略記している。これは、Positive Pas
s Filterの頭文字による略語で、以降、明細書及び図面
において略語を使用して記載する。）、９及び９ａは正
規化角周波数（−π）から０の基底帯域の信号を通過さ
せるネガティブ・パス・フィルタ（図では「ＮＰＦ」と
略記している。これは、Negative Pass Filterの頭文字
による略語で、以降、略語で記載する。）である。
【００１４】尚、ＰＰＦは正規化角周波数０からπの基
底帯域の信号を通過させ、πから２πの帯域の信号と
（−π）から０の信号を阻止し、２πから３πの信号と
（−２π）から（−π）の信号を通過させる、・・・と
いう特性を有する。即ち、ＰＰＦは正規化角周波数０か
らπの基底帯域の信号及び該基底帯域から正規化角周波
数が２πの整数倍だけ離れた帯域πの信号を通過させる
リカーシブ・フィルタである。同様に、ＮＰＦは正規化
角周波数（−π）から０の基底帯域の信号及び該基底帯
域から正規化角周波数が２πの整数倍だけ離れた帯域π
の信号を通過させるリカーシブ・フィルタである。
底帯域の信号を通過させ、πから２πの帯域の信号と
（−π）から０の信号を阻止し、２πから３πの信号と
（−２π）から（−π）の信号を通過させる、・・・と
いう特性を有する。即ち、ＰＰＦは正規化角周波数０か
らπの基底帯域の信号及び該基底帯域から正規化角周波
数が２πの整数倍だけ離れた帯域πの信号を通過させる
リカーシブ・フィルタである。同様に、ＮＰＦは正規化
角周波数（−π）から０の基底帯域の信号及び該基底帯
域から正規化角周波数が２πの整数倍だけ離れた帯域π
の信号を通過させるリカーシブ・フィルタである。
【００１５】１１及び１１ａは加算回路で、加算回路１
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力を合成し、加算回路１１
ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａの出力を合成する。１２乃
び１２ａは補間回路で、ここでは２倍の周波数で“０”
補間をすることを想定している。１３は補間回路１２の
出力の基底帯域０からπの信号を通過させるＰＰＦ、１
４は補間回路１２ａの出力の基底帯域（−π）から０の
信号を通過させるＮＰＦである。
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力を合成し、加算回路１１
ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａの出力を合成する。１２乃
び１２ａは補間回路で、ここでは２倍の周波数で“０”
補間をすることを想定している。１３は補間回路１２の
出力の基底帯域０からπの信号を通過させるＰＰＦ、１
４は補間回路１２ａの出力の基底帯域（−π）から０の
信号を通過させるＮＰＦである。
【００１６】１６は加算回路で、ＰＰＦ１３及びＮＰＦ
１４の出力を合成する。そして、加算回路１６の出力が
図９の構成の多チャンネル一括変調回路の出力となり、
後段のデジタル・アナログ変換器に供給される。図１０
は、従来の一括変調のプロセスを説明する図（その
１）、図１１は、従来の一括変調のプロセスを説明する
図（その２）で、図１０及び図１１全体で図９の構成の
一括変調プロセスを説明するものである。
１４の出力を合成する。そして、加算回路１６の出力が
図９の構成の多チャンネル一括変調回路の出力となり、
後段のデジタル・アナログ変換器に供給される。図１０
は、従来の一括変調のプロセスを説明する図（その
１）、図１１は、従来の一括変調のプロセスを説明する
図（その２）で、図１０及び図１１全体で図９の構成の
一括変調プロセスを説明するものである。
【００１７】図１０（１）は、図９のＱＰＳＫ変調／補
間部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調／補
間部３において８倍の周波数で“０”補間処理を行なう
ことを想定しているので、シンボル・レートをｆd とす
ると正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、８ｆd ず
つ離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。図１０
（２）は、図９の周波数変換部４乃至４ｃのいずれかの
出力である。周波数変換部４乃至４ｃにおいてシンボル
・レートｆd をマルチ・レート・フィルタ・バンクのサ
ブ・チャンネル間隔ｆchに変換しているので周波数は異
なっているが、信号成分が存在する帯域は図１０（１）
と相似である。
間部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調／補
間部３において８倍の周波数で“０”補間処理を行なう
ことを想定しているので、シンボル・レートをｆd とす
ると正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、８ｆd ず
つ離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。図１０
（２）は、図９の周波数変換部４乃至４ｃのいずれかの
出力である。周波数変換部４乃至４ｃにおいてシンボル
・レートｆd をマルチ・レート・フィルタ・バンクのサ
ブ・チャンネル間隔ｆchに変換しているので周波数は異
なっているが、信号成分が存在する帯域は図１０（１）
と相似である。
【００１８】図１０（３）は、図９における間引回路５
ｇ乃至５ｋのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、データを１／８に間引きを行なっ
ているので、サブ・チャンネル周波数ｆchに等しい帯域
で信号成分が存在するようになっている。図１０（４）
は、図９における周波数シフト回路６ｃの出力で、デー
タ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の帯域幅ｆchの信号は０からｆchの帯域にシフトされ
ている。
ｇ乃至５ｋのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、データを１／８に間引きを行なっ
ているので、サブ・チャンネル周波数ｆchに等しい帯域
で信号成分が存在するようになっている。図１０（４）
は、図９における周波数シフト回路６ｃの出力で、デー
タ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の帯域幅ｆchの信号は０からｆchの帯域にシフトされ
ている。
【００１９】図１０（５）は、図１０（４）の信号を補
間回路７又は７ｂのいずれかによって２倍の周波数で
“０”補間した上でＰＰＦ処理をしたもので、図９にお
けるＰＰＦ８又は８ａの出力である。ＰＰＦの基底帯域
は０からｆchであるので、帯域０からｆchの信号及びｆ
chずつ離れた帯域の信号が存在している。図１０（６）
は、図１０（４）の信号を補間回路７ａ又は７ｃのいず
れかによって２倍の周波数で“０”補間した上でＮＰＦ
処理をしたもので、図９におけるＮＰＦ９又は９ａの出
力である。ＮＰＦの基底帯域は（−ｆch）０から０であ
るので、帯域（−ｆch）から０の信号及びｆchずつ離れ
た帯域の信号が存在している。
間回路７又は７ｂのいずれかによって２倍の周波数で
“０”補間した上でＰＰＦ処理をしたもので、図９にお
けるＰＰＦ８又は８ａの出力である。ＰＰＦの基底帯域
は０からｆchであるので、帯域０からｆchの信号及びｆ
chずつ離れた帯域の信号が存在している。図１０（６）
は、図１０（４）の信号を補間回路７ａ又は７ｃのいず
れかによって２倍の周波数で“０”補間した上でＮＰＦ
処理をしたもので、図９におけるＮＰＦ９又は９ａの出
力である。ＮＰＦの基底帯域は（−ｆch）０から０であ
るので、帯域（−ｆch）から０の信号及びｆchずつ離れ
た帯域の信号が存在している。
【００２０】図１１（７）は、図１０（５）の信号と図
１０（６）の信号を合成したもので、図１０（５）が図
９におけるチャンネル１信号源の信号を処理したもの
（以降、単に「チャンネル１」と記載する。）であり、
図１０（６）の信号がチャンネル２信号源の信号を処理
したもの（以降、単に「チャンネル２」と記載する。）
であるとすれば、図１１（７）の信号はチャンネル１と
チャンネル２を合成したもので、図９における加算回路
１１の出力になる。そして、図１１（７）に示す如く、
チャンネル１とチャンネル２の信号が交互に並んでい
る。
１０（６）の信号を合成したもので、図１０（５）が図
９におけるチャンネル１信号源の信号を処理したもの
（以降、単に「チャンネル１」と記載する。）であり、
図１０（６）の信号がチャンネル２信号源の信号を処理
したもの（以降、単に「チャンネル２」と記載する。）
であるとすれば、図１１（７）の信号はチャンネル１と
チャンネル２を合成したもので、図９における加算回路
１１の出力になる。そして、図１１（７）に示す如く、
チャンネル１とチャンネル２の信号が交互に並んでい
る。
【００２１】図１１（８）は、図１１（７）の信号を２
倍の周波数で“０”補間した上でＰＰＦ処理したもの
で、図９おけるＰＰＦ１３の出力である。即ち、図１１
（７）の信号を２倍の周波数で“０”補間して基底帯域
が０から２ｆchのＰＰＦを通過させるので、０から２ｆ
chの帯域のチャンネル１とチャンネル２を合成した信号
と２ｆchずつ離れた帯域のチャンネル１とチャンネル２
を合成した信号が存在しうる。
倍の周波数で“０”補間した上でＰＰＦ処理したもの
で、図９おけるＰＰＦ１３の出力である。即ち、図１１
（７）の信号を２倍の周波数で“０”補間して基底帯域
が０から２ｆchのＰＰＦを通過させるので、０から２ｆ
chの帯域のチャンネル１とチャンネル２を合成した信号
と２ｆchずつ離れた帯域のチャンネル１とチャンネル２
を合成した信号が存在しうる。
【００２２】図１１（９）は、図９におけるＮＰＦ１４
の出力で、図１１（８）に対応する信号である。即ち、
（−２ｆch）から０の帯域のチャンネル３とチャンネル
４を合成した信号と２ｆchずつ離れた帯域のチャンネル
３とチャンネル４を合成した信号が存在している。図１
１（１０）は、図１１（８）の信号と図１１（９）の信
号を合成したもので、図９における加算回路１６の出力
である。即ち、（−２ｆch）から２ｆchの帯域を基底帯
域とするチャンネル１からチャンネル４を合成した信号
と互いに隣接するチャンネル１からチャンネル４を合成
した信号が存在している。
の出力で、図１１（８）に対応する信号である。即ち、
（−２ｆch）から０の帯域のチャンネル３とチャンネル
４を合成した信号と２ｆchずつ離れた帯域のチャンネル
３とチャンネル４を合成した信号が存在している。図１
１（１０）は、図１１（８）の信号と図１１（９）の信
号を合成したもので、図９における加算回路１６の出力
である。即ち、（−２ｆch）から２ｆchの帯域を基底帯
域とするチャンネル１からチャンネル４を合成した信号
と互いに隣接するチャンネル１からチャンネル４を合成
した信号が存在している。
【００２３】図１１（１０）の信号をデジタル・アナロ
グ変換器に導いてアナログ変換し、帯域４ｆchの帯域通
過ろ波器で帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器
におけるアパーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な
帯域の信号とを除去できる。そして、無線送信装置にお
ける以降の送信処理は図８における直交変調部１０５以
降の構成要素によって行なわれる。
グ変換器に導いてアナログ変換し、帯域４ｆchの帯域通
過ろ波器で帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器
におけるアパーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な
帯域の信号とを除去できる。そして、無線送信装置にお
ける以降の送信処理は図８における直交変調部１０５以
降の構成要素によって行なわれる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、従来の多
チャンネル一括変調回路においては２チャンネルずつ組
み合わせて所謂トーナメント型で複数のチャンネルを合
成してゆく。従って、図９の如く４チャンネルを一括変
調するために複素ＱＭＦフィルタ・バンクを構成するフ
ィルタは６個必要で、一般的に２n チャンネルを一括変
調するために複素ＱＭＦフィルタ・バンクを構成するフ
ィルタは２（２n −１）個必要になり、回路規模を十分
縮減できているとは言いがたい。
チャンネル一括変調回路においては２チャンネルずつ組
み合わせて所謂トーナメント型で複数のチャンネルを合
成してゆく。従って、図９の如く４チャンネルを一括変
調するために複素ＱＭＦフィルタ・バンクを構成するフ
ィルタは６個必要で、一般的に２n チャンネルを一括変
調するために複素ＱＭＦフィルタ・バンクを構成するフ
ィルタは２（２n −１）個必要になり、回路規模を十分
縮減できているとは言いがたい。
【００２５】又、例えば図１０（４）の信号から図１０
（５）の信号を抽出する際、ＰＰＦの帯域端特性が十分
に急峻でない場合（実用的には全てこの仮定が成立す
る。）に、隣接帯域に存在する同一信号の帯域端成分を
十分に切りきれないために雑音として残留するという問
題が生ずる。図１２は、隣接帯域に存在する同一信号の
帯域端成分が雑音として残留する問題点を説明する図で
ある。
（５）の信号を抽出する際、ＰＰＦの帯域端特性が十分
に急峻でない場合（実用的には全てこの仮定が成立す
る。）に、隣接帯域に存在する同一信号の帯域端成分を
十分に切りきれないために雑音として残留するという問
題が生ずる。図１２は、隣接帯域に存在する同一信号の
帯域端成分が雑音として残留する問題点を説明する図で
ある。
【００２６】図１２は、図１０（４）から図１０（５）
に至る処理の結果雑音として残留する成分を示してい
る。即ち、図１２において１つだけ代表的に破線の楕円
で囲んでいるのが雑音として残留する成分である。この
残留成分は、一部は所定の帯域の信号に対して帯域内の
雑音となり、残りの分は所定の帯域の隣接帯域信号に対
する雑音となる。
に至る処理の結果雑音として残留する成分を示してい
る。即ち、図１２において１つだけ代表的に破線の楕円
で囲んでいるのが雑音として残留する成分である。この
残留成分は、一部は所定の帯域の信号に対して帯域内の
雑音となり、残りの分は所定の帯域の隣接帯域信号に対
する雑音となる。
【００２７】帯域内の雑音となる成分は当該チャンネル
の信号に対する伝送品質を低下させ、隣接帯域の雑音と
なる成分は隣接帯域を使用するチャンネルに対する伝送
品質を低下させる。そして、上記雑音成分は図１０
（４）から図１０（６）に至る処理、図１１（８）の信
号を抽出する処理、図１１（９）の信号を抽出する処理
においても発生しうる。従って、図１１（１０）の信号
はチャンネル１からチャンネル４を合成しただけではな
く、上記雑音成分も含んだものになっている。従って、
一括変調するチャンネル数が多い程上記雑音成分が大き
くなり、伝送品質を一層低下させる。
の信号に対する伝送品質を低下させ、隣接帯域の雑音と
なる成分は隣接帯域を使用するチャンネルに対する伝送
品質を低下させる。そして、上記雑音成分は図１０
（４）から図１０（６）に至る処理、図１１（８）の信
号を抽出する処理、図１１（９）の信号を抽出する処理
においても発生しうる。従って、図１１（１０）の信号
はチャンネル１からチャンネル４を合成しただけではな
く、上記雑音成分も含んだものになっている。従って、
一括変調するチャンネル数が多い程上記雑音成分が大き
くなり、伝送品質を一層低下させる。
【００２８】本発明は、かかる問題点に鑑み、多チャン
ネル一括変調回路に係り、特に、多チャンネル一括変調
回路の構成を簡易化すると共に帯域端における帯域通過
ろ波器の減衰が有限であるために混入する隣接帯域の信
号のイメージ信号の影響を受けない多チャンネル一括変
調回路を提供することを目的とする。尚、多チャンネル
一括変調されて送信されてきた信号を一括復調する技術
は一括変調の技術とは独立な技術であり、松田、原、森
永の「周波数分割多重されたＴＤＭＡ信号の一括復調へ
のマルチレートフィルタバンクの応用」、電子情報通信
学会論文誌Ｂ、Ｖｏｌ．Ｊ８３−Ｂ、Ｎｏ．９、ｐｐ．
１２１７−１２２５、２０００年９月に記載があるの
で、本発明の範囲外である。
ネル一括変調回路に係り、特に、多チャンネル一括変調
回路の構成を簡易化すると共に帯域端における帯域通過
ろ波器の減衰が有限であるために混入する隣接帯域の信
号のイメージ信号の影響を受けない多チャンネル一括変
調回路を提供することを目的とする。尚、多チャンネル
一括変調されて送信されてきた信号を一括復調する技術
は一括変調の技術とは独立な技術であり、松田、原、森
永の「周波数分割多重されたＴＤＭＡ信号の一括復調へ
のマルチレートフィルタバンクの応用」、電子情報通信
学会論文誌Ｂ、Ｖｏｌ．Ｊ８３−Ｂ、Ｎｏ．９、ｐｐ．
１２１７−１２２５、２０００年９月に記載があるの
で、本発明の範囲外である。
【００２９】
【課題を解決するための手段】第一の発明は、複数チャ
ンネルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化
周波数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、
間引き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトし
た後に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャ
ンネル一括変調回路であって、標本値の間引き比を標本
化周波数を上昇させる比より小さく設定すると共に該間
引き比をチャンネルによって異ならせ、該間引き比が最
高な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネ
ルとを合成し、上記の如く合成された２つの信号と更に
該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成するとい
う規則に従って複数のチャンネルを合成する多チャンネ
ル一括変調回路の技術である。
ンネルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化
周波数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、
間引き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトし
た後に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャ
ンネル一括変調回路であって、標本値の間引き比を標本
化周波数を上昇させる比より小さく設定すると共に該間
引き比をチャンネルによって異ならせ、該間引き比が最
高な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネ
ルとを合成し、上記の如く合成された２つの信号と更に
該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成するとい
う規則に従って複数のチャンネルを合成する多チャンネ
ル一括変調回路の技術である。
【００３０】第一の発明によれば、標本値を間引き比を
標本化周波数を上昇させる比より小さく設定するので、
特定の該間引き比によって間引かれた信号の周波数帯域
が隣接することがなくなって、隣接帯域に存在する同一
信号の帯域端成分が雑音として残留することがなくな
る。又、チャンネルによって該間引き比を異ならせるか
らチャンネルが占める帯域が異なり、且つ、該間引き比
が大きい程チャンネルが占める帯域の間隔が大きくな
る。従って、該間引き比を異ならせることによって複数
のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させることが可
能になって、チャンネル間の干渉なしに該間引き比が同
一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネ
ルを合成することができる。
標本化周波数を上昇させる比より小さく設定するので、
特定の該間引き比によって間引かれた信号の周波数帯域
が隣接することがなくなって、隣接帯域に存在する同一
信号の帯域端成分が雑音として残留することがなくな
る。又、チャンネルによって該間引き比を異ならせるか
らチャンネルが占める帯域が異なり、且つ、該間引き比
が大きい程チャンネルが占める帯域の間隔が大きくな
る。従って、該間引き比を異ならせることによって複数
のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させることが可
能になって、チャンネル間の干渉なしに該間引き比が同
一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネ
ルを合成することができる。
【００３１】更に、上記の如く合成された３チャンネル
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。以降は、上記規
則の繰り返しによって複数のチャンネルを合成するの
で、更に多数のチャンネルを合成する時にもチャンネル
間の干渉なしに合成することが可能になる。
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。以降は、上記規
則の繰り返しによって複数のチャンネルを合成するの
で、更に多数のチャンネルを合成する時にもチャンネル
間の干渉なしに合成することが可能になる。
【００３２】第二の発明は、第一の発明の多チャンネル
一括変調回路において、上記間引き比が同一な２チャン
ネルと該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成す
る際に、該間引き比が同一な２チャンネルのうちの一方
はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比
が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネガティブ・
パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１段小さい１
チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガ
ティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延
回路を通過させる多チャンネル一括変調回路の技術であ
る。
一括変調回路において、上記間引き比が同一な２チャン
ネルと該間引き比が１段小さい１チャンネルとを合成す
る際に、該間引き比が同一な２チャンネルのうちの一方
はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比
が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネガティブ・
パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１段小さい１
チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガ
ティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延
回路を通過させる多チャンネル一括変調回路の技術であ
る。
【００３３】第二の発明によれば、第一の発明の多チャ
ンネル一括変調回路において、上記間引き比が同一な２
チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネルとを
合成する際に、該間引き比が同一な２チャンネルのうち
の一方はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、該間
引き比が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネガテ
ィブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１段小
さい１チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ及び
該ネガティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補償す
る遅延回路を通過させるので、３チャンネルを合成する
ために２個のフィルタを使用すればよく、２チャンネル
を合成するために２個のフィルタを必要とした従来の多
チャンネル一括変調回路に比較してフィルタの個数を縮
減することができる。
ンネル一括変調回路において、上記間引き比が同一な２
チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネルとを
合成する際に、該間引き比が同一な２チャンネルのうち
の一方はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、該間
引き比が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネガテ
ィブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１段小
さい１チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ及び
該ネガティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補償す
る遅延回路を通過させるので、３チャンネルを合成する
ために２個のフィルタを使用すればよく、２チャンネル
を合成するために２個のフィルタを必要とした従来の多
チャンネル一括変調回路に比較してフィルタの個数を縮
減することができる。
【００３４】又、該間引き比が１段小さい１チャンネル
は該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パ
ス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過
させるので、全てのチャンネルに対する処理遅延時間を
一致させることが可能で、合成された信号の伝送品質を
確保することが可能である。
は該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パ
ス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過
させるので、全てのチャンネルに対する処理遅延時間を
一致させることが可能で、合成された信号の伝送品質を
確保することが可能である。
【００３５】
【発明の実施の形態】以降、図面を用いて本発明の技術
を詳細に説明する。図１は、本発明の多チャンネル一括
変調回路の構成（その１）で、チャンネル０乃至チャン
ネル６の７チャンネルを一括多重する構成である。図１
において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャンネル
２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャンネ
ル６信号源、１ｄはチャンネル５信号源、１ｅはチャン
ネル４信号源、１ｆはチャンネル０信号源である。
を詳細に説明する。図１は、本発明の多チャンネル一括
変調回路の構成（その１）で、チャンネル０乃至チャン
ネル６の７チャンネルを一括多重する構成である。図１
において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャンネル
２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャンネ
ル６信号源、１ｄはチャンネル５信号源、１ｅはチャン
ネル４信号源、１ｆはチャンネル０信号源である。
【００３６】２乃至２ｃは遅延時間τ1 の遅延回路であ
る。遅延回路２乃至２ｃをチャンネル１信号源、チャン
ネル３信号源、チャンネル６信号源及びチャンネル４信
号源の出力側に挿入するのは、後で説明するように、チ
ャンネル１、チャンネル３、チャンネル４及びチャンネ
ル６については間引き比４によってデータを１／４に間
引き、チャンネル２及びチャンネル５については間引き
比２によってデータを１／２に間引くため、間引き処理
の遅延時間が異なるのを補償するためである。
る。遅延回路２乃至２ｃをチャンネル１信号源、チャン
ネル３信号源、チャンネル６信号源及びチャンネル４信
号源の出力側に挿入するのは、後で説明するように、チ
ャンネル１、チャンネル３、チャンネル４及びチャンネ
ル６については間引き比４によってデータを１／４に間
引き、チャンネル２及びチャンネル５については間引き
比２によってデータを１／２に間引くため、間引き処理
の遅延時間が異なるのを補償するためである。
【００３７】３は各チャンネル毎のデータをＱＰＳＫ変
調した後に“０”補間をして標本化周波数を上昇させる
ＱＰＳＫ変調／補間部である。４乃至４ｅはＱＰＳＫ変
調／補間部の各チャンネル毎の出力の標本化周波数を後
段のマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換する周波数変換部で
ある。
調した後に“０”補間をして標本化周波数を上昇させる
ＱＰＳＫ変調／補間部である。４乃至４ｅはＱＰＳＫ変
調／補間部の各チャンネル毎の出力の標本化周波数を後
段のマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換する周波数変換部で
ある。
【００３８】５は、ＱＰＳＫ変調／補間部３において８
倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４において
マルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャンネル
間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル１のデ
ータを間引く間引回路で、ここでは間引き比４で１／４
にデータを間引くことを想定している。同様に、５ａは
チャンネル３のデータを間引く間引回路、５ｂはチャン
ネル６のデータを間引く間引回路、５ｃはチャンネル４
のデータを間引く間引回路で、いすれも間引き比４でデ
ータを１／４に間引くことを想定している。
倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４において
マルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャンネル
間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル１のデ
ータを間引く間引回路で、ここでは間引き比４で１／４
にデータを間引くことを想定している。同様に、５ａは
チャンネル３のデータを間引く間引回路、５ｂはチャン
ネル６のデータを間引く間引回路、５ｃはチャンネル４
のデータを間引く間引回路で、いすれも間引き比４でデ
ータを１／４に間引くことを想定している。
【００３９】５ｄは、ＱＰＳＫ変調／補間部３において
８倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ａにお
いてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル２
のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比２で１
／２にデータを間引くことを想定している。同様に、５
ｅはチャンネル５のデータを間引く間引回路で、間引き
比２でデータを１／２に間引くことを想定している。
８倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ａにお
いてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル２
のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比２で１
／２にデータを間引くことを想定している。同様に、５
ｅはチャンネル５のデータを間引く間引回路で、間引き
比２でデータを１／２に間引くことを想定している。
【００４０】６は間引回路５乃至５ｅが出力するデータ
毎に（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ／２
だけシフトする周波数シフト回路で、チャンネル毎に
（−１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）を生
成する回路と乗算回路とを備えている。これは、複素Ｑ
ＭＦフィルタ・バンクへの入力条件である、主信号を正
規化角周波数０からπ又は正規化角周波数（−π）から
０の基底帯域に合わせるためである。
毎に（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ／２
だけシフトする周波数シフト回路で、チャンネル毎に
（−１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）を生
成する回路と乗算回路とを備えている。これは、複素Ｑ
ＭＦフィルタ・バンクへの入力条件である、主信号を正
規化角周波数０からπ又は正規化角周波数（−π）から
０の基底帯域に合わせるためである。
【００４１】７乃至７ｃは補間回路で、ここでは２倍の
周波数で“０”補間をすることを想定している。８及び
８ａは正規化角周波数０からπの基底帯域の信号を通過
させる複素ＱＭＦフィルタであるＰＰＦ、９及び９ａは
正規化角周波数（−π）から０の基底帯域の信号を通過
させるＮＰＦである。
周波数で“０”補間をすることを想定している。８及び
８ａは正規化角周波数０からπの基底帯域の信号を通過
させる複素ＱＭＦフィルタであるＰＰＦ、９及び９ａは
正規化角周波数（−π）から０の基底帯域の信号を通過
させるＮＰＦである。
【００４２】尚、ＰＰＦは正規化角周波数０からπの基
底帯域の信号を通過させ、πから２πの帯域の信号と
（−π）から０の信号を阻止し、２πから３πの信号と
（−２π）から（−π）の信号を通過させる、・・・と
いう特性を有する。即ち、ＰＰＦは正規化角周波数０か
らπの基底帯域の信号及び該基底帯域から正規化角周波
数がπだけ離れた帯域πの信号を通過させるリカーシブ
・フィルタである。同様に、ＮＰＦは正規化角周波数
（−π）から０の基底帯域の信号及び該基底帯域から正
規化角周波数がπだけ離れた帯域πの信号を通過させる
リカーシブ・フィルタである。
底帯域の信号を通過させ、πから２πの帯域の信号と
（−π）から０の信号を阻止し、２πから３πの信号と
（−２π）から（−π）の信号を通過させる、・・・と
いう特性を有する。即ち、ＰＰＦは正規化角周波数０か
らπの基底帯域の信号及び該基底帯域から正規化角周波
数がπだけ離れた帯域πの信号を通過させるリカーシブ
・フィルタである。同様に、ＮＰＦは正規化角周波数
（−π）から０の基底帯域の信号及び該基底帯域から正
規化角周波数がπだけ離れた帯域πの信号を通過させる
リカーシブ・フィルタである。
【００４３】１０及び１０ａは遅延時間τ2 の遅延回路
である。ここで、遅延回路１０を用いるのは、チャンネ
ル１の信号は補間回路７とＰＰＦ８を通過し、チャンネ
ル３の信号は補間回路７ａとＮＰＦ９を通過するのに対
して、チャンネル２の信号はこれらの回路を通過せずに
チャンネル１及びチャンネル３と合成されるので、チャ
ンネル１乃至チャンネル３で遅延時間を合わせるためで
ある。遅延回路１０ａを用いるのも同様な理由である。
である。ここで、遅延回路１０を用いるのは、チャンネ
ル１の信号は補間回路７とＰＰＦ８を通過し、チャンネ
ル３の信号は補間回路７ａとＮＰＦ９を通過するのに対
して、チャンネル２の信号はこれらの回路を通過せずに
チャンネル１及びチャンネル３と合成されるので、チャ
ンネル１乃至チャンネル３で遅延時間を合わせるためで
ある。遅延回路１０ａを用いるのも同様な理由である。
【００４４】１１及び１１ａは加算回路で、加算回路１
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力及び遅延回路１０の出力
を合成し、加算回路１１ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａの
出力及び遅延回路１０ａの出力を合成する。即ち、加算
回路１１によってチャンネル１乃至チャンネル３が合成
され、加算回路１１ａによってチャンネル４乃至チャン
ネル６が合成される。
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力及び遅延回路１０の出力
を合成し、加算回路１１ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａの
出力及び遅延回路１０ａの出力を合成する。即ち、加算
回路１１によってチャンネル１乃至チャンネル３が合成
され、加算回路１１ａによってチャンネル４乃至チャン
ネル６が合成される。
【００４５】１２及び１２ａは補間回路で、ここでは２
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
３は補間回路１２の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１４は補間回路１２ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
３は補間回路１２の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１４は補間回路１２ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
【００４６】１５は遅延時間τ3 の遅延回路である。遅
延回路１５を使用するのは、チャンネル１乃至チャンネ
ル６は周波数変換部、間引回路を通過した後補間回路と
ＰＰＦ又は補間回路とＮＰＦよりなる回路を２段通過す
るのに対して、チャンネル０は上記回路のいずれをも通
過していないので、全てのチャンネルにおける処理遅延
時間を合わせるためである。
延回路１５を使用するのは、チャンネル１乃至チャンネ
ル６は周波数変換部、間引回路を通過した後補間回路と
ＰＰＦ又は補間回路とＮＰＦよりなる回路を２段通過す
るのに対して、チャンネル０は上記回路のいずれをも通
過していないので、全てのチャンネルにおける処理遅延
時間を合わせるためである。
【００４７】１６は加算回路で、ＰＰＦ１３の出力、Ｎ
ＰＦ１４の出力及び遅延回路１５の出力を合成する。即
ち、加算回路１６においてチャンネル０乃至チャンネル
６の７チャンネルが合成され、加算回路１６の出力が図
１の構成の多チャンネル一括変調回路の出力となり、後
段のデジタル・アナログ変換器に供給される。図２は、
本発明の一括変調のプロセスを説明する図（その１−
１）、図３は、本発明の一括変調のプロセスを説明する
図（その１−２）で、図２及び図３全体で図１の構成の
一括変調プロセスを説明するものである。
ＰＦ１４の出力及び遅延回路１５の出力を合成する。即
ち、加算回路１６においてチャンネル０乃至チャンネル
６の７チャンネルが合成され、加算回路１６の出力が図
１の構成の多チャンネル一括変調回路の出力となり、後
段のデジタル・アナログ変換器に供給される。図２は、
本発明の一括変調のプロセスを説明する図（その１−
１）、図３は、本発明の一括変調のプロセスを説明する
図（その１−２）で、図２及び図３全体で図１の構成の
一括変調プロセスを説明するものである。
【００４８】図２（１）は、図１のＱＰＳＫ変調／補間
部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調／補間
部３において８倍の周波数で“０”補間処理を行なうこ
とを想定しているので、シンボル・レートをｆd とする
と正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、８ｆd ずつ
離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。図２（２）
は、図１の周波数変換部４乃至４ｅのいずれかの出力で
ある。周波数変換部４乃至４ｅにおいてシンボル・レー
トｆd をマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チ
ャンネル間隔ｆchに変換しているので周波数は異なって
いるが、信号成分が存在する帯域は図２（１）と相似で
ある。
部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調／補間
部３において８倍の周波数で“０”補間処理を行なうこ
とを想定しているので、シンボル・レートをｆd とする
と正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、８ｆd ずつ
離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。図２（２）
は、図１の周波数変換部４乃至４ｅのいずれかの出力で
ある。周波数変換部４乃至４ｅにおいてシンボル・レー
トｆd をマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チ
ャンネル間隔ｆchに変換しているので周波数は異なって
いるが、信号成分が存在する帯域は図２（１）と相似で
ある。
【００４９】図２（３）は、図１における間引回路５ｄ
又は５ｅのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比２でデータを１／２に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の４倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。図２（４）は、図１における間引回路
５乃至５ｃのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比４でデータを１／４に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の２倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。
又は５ｅのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比２でデータを１／２に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の４倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。図２（４）は、図１における間引回路
５乃至５ｃのいずれかの出力である。８倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比４でデータを１／４に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の２倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。
【００５０】図２（５）は、図２（３）の信号を図１に
おける周波数シフト回路６を通過させた出力で、データ
毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の信号は（３／２）ｆchから（５／２）ｆchの帯域に
シフトされている。図２（３）がチャンネル２の信号で
あれば、図２（５）はチャンネル２の信号である。
おける周波数シフト回路６を通過させた出力で、データ
毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の信号は（３／２）ｆchから（５／２）ｆchの帯域に
シフトされている。図２（３）がチャンネル２の信号で
あれば、図２（５）はチャンネル２の信号である。
【００５１】図３（６）は、図２（４）の信号を図１に
おける周波数シフト回路６を通過させた出力で、データ
毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の信号は（１／２）ｆchから（３／２）ｆchの帯域に
シフトされている。これは、図１の補間回路７乃至７ｃ
のいずれかへの入力である。
おける周波数シフト回路６を通過させた出力で、データ
毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっているの
で、正規化角周波数はπ／２だけシフトされている。即
ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）ｆchの帯
域の信号は（１／２）ｆchから（３／２）ｆchの帯域に
シフトされている。これは、図１の補間回路７乃至７ｃ
のいずれかへの入力である。
【００５２】図３（７）は、図３（６）の信号にＰＰＦ
処理をした出力である。図３（６）がチャンネル１の信
号であれば、図３（７）はチャンネル１の信号である。
図３（８）は、図３（６）の信号にＮＰＦ処理をした出
力である。図３（６）がチャンネル３の信号であれば、
図３（８）はチャンネル３の信号である。図３（９）
は、チャンネル１からチャンネル３の信号を加算回路１
１によって合成したものである。従って、（１／２）ｆ
chから（７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル１からチ
ャンネル３が多重化され、ｆchずつ離れた帯域幅３ｆch
の帯域にチャンネル１からチャンネル３の信号が存在し
ている。
処理をした出力である。図３（６）がチャンネル１の信
号であれば、図３（７）はチャンネル１の信号である。
図３（８）は、図３（６）の信号にＮＰＦ処理をした出
力である。図３（６）がチャンネル３の信号であれば、
図３（８）はチャンネル３の信号である。図３（９）
は、チャンネル１からチャンネル３の信号を加算回路１
１によって合成したものである。従って、（１／２）ｆ
chから（７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル１からチ
ャンネル３が多重化され、ｆchずつ離れた帯域幅３ｆch
の帯域にチャンネル１からチャンネル３の信号が存在し
ている。
【００５３】図３（１０）は、図３（９）の信号を補間
回路１２によって２倍の周波数で“０”補間してＰＰＦ
１３によってＰＰＦ処理したものである。従って、（１
／２）ｆchから（７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル
１からチャンネル３が多重化され、５ｆchずつ離れた帯
域幅３ｆchの帯域にチャンネル１からチャンネル３の信
号が存在している。
回路１２によって２倍の周波数で“０”補間してＰＰＦ
１３によってＰＰＦ処理したものである。従って、（１
／２）ｆchから（７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル
１からチャンネル３が多重化され、５ｆchずつ離れた帯
域幅３ｆchの帯域にチャンネル１からチャンネル３の信
号が存在している。
【００５４】図３（１１）は、上記と同様にしてチャン
ネル４乃至チャンネル６を多重化し、補間回路１２ａに
よって２倍の周波数で“０”補間してＮＰＦ１４によっ
てＮＰＦ処理したものである。従って、（−１／２）ｆ
chから（−７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル４から
チャンネル６が多重化され、５ｆchずつ離れた帯域幅３
ｆchの帯域にチャンネル４からチャンネル６の信号が存
在している。
ネル４乃至チャンネル６を多重化し、補間回路１２ａに
よって２倍の周波数で“０”補間してＮＰＦ１４によっ
てＮＰＦ処理したものである。従って、（−１／２）ｆ
chから（−７／２）ｆchの基底帯域にチャンネル４から
チャンネル６が多重化され、５ｆchずつ離れた帯域幅３
ｆchの帯域にチャンネル４からチャンネル６の信号が存
在している。
【００５５】図３（１２）は、図１の加算回路１６によ
ってチャンネル０、図１のＰＰＦ１３の出力である図３
（１０）の信号及び図１のＮＰＦ１４の出力である図３
（１１）の信号を合成したものである。従って、（−７
／２）ｆchから（７／２）ｆ chの帯域幅７ｆChの帯域に
チャンネル０乃至チャンネル６の７チャンネルが多重化
されており、ｆchずつ離れた帯域幅７ｆChの帯域にチャ
ンネル０乃至チャンネル６の７チャンネルが存在してい
る。
ってチャンネル０、図１のＰＰＦ１３の出力である図３
（１０）の信号及び図１のＮＰＦ１４の出力である図３
（１１）の信号を合成したものである。従って、（−７
／２）ｆchから（７／２）ｆ chの帯域幅７ｆChの帯域に
チャンネル０乃至チャンネル６の７チャンネルが多重化
されており、ｆchずつ離れた帯域幅７ｆChの帯域にチャ
ンネル０乃至チャンネル６の７チャンネルが存在してい
る。
【００５６】図３（１２）の信号をデジタル・アナログ
変換器に導いてアナログ変換し、帯域７ｆchのろ波器で
帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器におけるア
パーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な帯域の信号
とを除去できる。そして、無線送信装置における以降の
送信処理は図８における直交変調部１０５以降の構成要
素によって行なわれる。
変換器に導いてアナログ変換し、帯域７ｆchのろ波器で
帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器におけるア
パーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な帯域の信号
とを除去できる。そして、無線送信装置における以降の
送信処理は図８における直交変調部１０５以降の構成要
素によって行なわれる。
【００５７】さて、図１の構成の特徴は、複数チャンネ
ルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化周波
数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、間引
き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトした後
に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャンネ
ル一括変調回路において、標本値の間引き比を標本化周
波数を上昇させる比８より小さく設定すると共に、該間
引き比をチャンネル１、チャンネル３、チャンネル４及
びチャンネル６については４とし、チャンネル２及びチ
ャンネル５については２とし、チャンネル０については
１として、チャンネルによって異ならせ、該間引き比が
最高４であるチャンネル１及びチャンネル３の２チャン
ネルと該間引き比が１段小さく２であるチャンネル２と
を合成し、同様に該間引き比が４であるチャンネル４及
びチャンネル６と該間引き比が２であるチャンネル５と
を合成し、上記の如くして合成された２つの３チャンネ
ルの信号とチャンネル０を合成する点にある。
ルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化周波
数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、間引
き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトした後
に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャンネ
ル一括変調回路において、標本値の間引き比を標本化周
波数を上昇させる比８より小さく設定すると共に、該間
引き比をチャンネル１、チャンネル３、チャンネル４及
びチャンネル６については４とし、チャンネル２及びチ
ャンネル５については２とし、チャンネル０については
１として、チャンネルによって異ならせ、該間引き比が
最高４であるチャンネル１及びチャンネル３の２チャン
ネルと該間引き比が１段小さく２であるチャンネル２と
を合成し、同様に該間引き比が４であるチャンネル４及
びチャンネル６と該間引き比が２であるチャンネル５と
を合成し、上記の如くして合成された２つの３チャンネ
ルの信号とチャンネル０を合成する点にある。
【００５８】即ち、標本値の間引き比を標本化周波数を
上昇させる比より小さく設定するので、間引き比４と間
引き比２で間引かれた信号と間引きを行なわない信号の
周波数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存
在する同一信号の帯域端成分が雑音として残留すること
がなくなる。これは、図２（５）において例えばチャン
ネル２の信号が３ｆchだけ離れて存在すること、図３
（６）において例えばチャンネル１の信号がｆchだけ離
れて存在することを見れば判ることである。
上昇させる比より小さく設定するので、間引き比４と間
引き比２で間引かれた信号と間引きを行なわない信号の
周波数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存
在する同一信号の帯域端成分が雑音として残留すること
がなくなる。これは、図２（５）において例えばチャン
ネル２の信号が３ｆchだけ離れて存在すること、図３
（６）において例えばチャンネル１の信号がｆchだけ離
れて存在することを見れば判ることである。
【００５９】又、チャンネルによって該間引き比を異な
らせるからチャンネルによって占める帯域が異なり、且
つ、該間引き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間
隔が狭くなる。従って、該間引き比を異ならせることに
よって複数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させ
ることが可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間
引き比が同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい
１チャンネルを合成することができる。
らせるからチャンネルによって占める帯域が異なり、且
つ、該間引き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間
隔が狭くなる。従って、該間引き比を異ならせることに
よって複数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させ
ることが可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間
引き比が同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい
１チャンネルを合成することができる。
【００６０】これは、図３（９）においてチャンネル１
からチャンネル３の信号がｆchだけ離れて存在すること
を見れば判ることである。更に、上記の如く合成された
３チャンネルよりなる２つの信号と更に該間引き比が１
段小さい１チャンネルとを合成するので、チャンネル間
の干渉なしに７チャンネルを合成することができる。
からチャンネル３の信号がｆchだけ離れて存在すること
を見れば判ることである。更に、上記の如く合成された
３チャンネルよりなる２つの信号と更に該間引き比が１
段小さい１チャンネルとを合成するので、チャンネル間
の干渉なしに７チャンネルを合成することができる。
【００６１】しかも、図１と図９を比較すれば明白な通
り、本発明の多チャンネル一括変調回路は従来の多チャ
ンネル一括変調回路より複素ＱＭＦフィルタの数が少な
くて済む。即ち、従来の多チャンネル一括変調回路にお
いては、図９の例では４チャンネルの信号を一括変調す
るために６個の複素ＱＭＦフィルタが必要であり、図示
はしていないが、８チャンネルの信号を一括変調するた
めには１４個の複素ＱＭＦフィルタが必要なのに対し
て、本発明の多チャンネル一括変調回路においては、図
１の例では７チャンネルの信号を一括変調するために６
個のＱＭＦフィルタがあればよい。
り、本発明の多チャンネル一括変調回路は従来の多チャ
ンネル一括変調回路より複素ＱＭＦフィルタの数が少な
くて済む。即ち、従来の多チャンネル一括変調回路にお
いては、図９の例では４チャンネルの信号を一括変調す
るために６個の複素ＱＭＦフィルタが必要であり、図示
はしていないが、８チャンネルの信号を一括変調するた
めには１４個の複素ＱＭＦフィルタが必要なのに対し
て、本発明の多チャンネル一括変調回路においては、図
１の例では７チャンネルの信号を一括変調するために６
個のＱＭＦフィルタがあればよい。
【００６２】図４は、本発明の多チャンネル一括変調回
路の構成（その２）で、チャンネル０乃至チャンネル１
４の１５チャンネルの信号を一括多重する構成である。
図４において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャン
ネル２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャ
ンネル６信号源、１ｄはチャンネル５信号源、１ｅはチ
ャンネル４信号源、１ｆはチャンネル０信号源、１ｇは
チャンネル７信号源、１ｈはチャンネル８信号源、１ｊ
はチャンネル９信号源、１ｋはチャンネル１０信号源、
１ｍはチャンネル１１信号源、１ｎはチャンネル１２信
号源、１ｐはチャンネル１３信号源、１ｑはチャンネル
１４信号源である。尚、図では「チャンネル」を「Ｃ
Ｈ」と略記すると共に、「信号源」を省略して記載して
いる。
路の構成（その２）で、チャンネル０乃至チャンネル１
４の１５チャンネルの信号を一括多重する構成である。
図４において、１はチャンネル１信号源、１ａはチャン
ネル２信号源、１ｂはチャンネル３信号源、１ｃはチャ
ンネル６信号源、１ｄはチャンネル５信号源、１ｅはチ
ャンネル４信号源、１ｆはチャンネル０信号源、１ｇは
チャンネル７信号源、１ｈはチャンネル８信号源、１ｊ
はチャンネル９信号源、１ｋはチャンネル１０信号源、
１ｍはチャンネル１１信号源、１ｎはチャンネル１２信
号源、１ｐはチャンネル１３信号源、１ｑはチャンネル
１４信号源である。尚、図では「チャンネル」を「Ｃ
Ｈ」と略記すると共に、「信号源」を省略して記載して
いる。
【００６３】２乃至２ｇは遅延時間τ1 の遅延回路、２
ｈ乃至２ｍは遅延時間τ2 の遅延回路である。尚、図で
はτ1 又はτ2 のみを記載している。以降も、図では同
様に記載する。遅延回路２乃至２ｇをチャンネル１信号
源、チャンネル３信号源、チャンネル５信号源、チャン
ネル７信号源、チャンネル８信号源、チャンネル１０信
号源、チャンネル１２信号源及びチャンネル１４信号源
の出力側に挿入し、遅延回路２ｈ乃至２ｍをチャンネル
２信号源、チャンネル６信号源、チャンネル９信号源及
びチャンネル１３信号源の出力側に挿入するのは、後で
説明するように、チャンネル１、チャンネル３、チャン
ネル５、チャンネル７、チャンネル８、チャンネル１
０、チャンネル１２及びチャンネル１４については間引
き比８によってデータを１／８に間引き、チャンネル
２、チャンネル６、チャンネル９及びチャンネル１３に
ついては間引き比４によってデータを１／４に間引くた
め、間引き処理の遅延時間が異なるのを補償するためで
ある。
ｈ乃至２ｍは遅延時間τ2 の遅延回路である。尚、図で
はτ1 又はτ2 のみを記載している。以降も、図では同
様に記載する。遅延回路２乃至２ｇをチャンネル１信号
源、チャンネル３信号源、チャンネル５信号源、チャン
ネル７信号源、チャンネル８信号源、チャンネル１０信
号源、チャンネル１２信号源及びチャンネル１４信号源
の出力側に挿入し、遅延回路２ｈ乃至２ｍをチャンネル
２信号源、チャンネル６信号源、チャンネル９信号源及
びチャンネル１３信号源の出力側に挿入するのは、後で
説明するように、チャンネル１、チャンネル３、チャン
ネル５、チャンネル７、チャンネル８、チャンネル１
０、チャンネル１２及びチャンネル１４については間引
き比８によってデータを１／８に間引き、チャンネル
２、チャンネル６、チャンネル９及びチャンネル１３に
ついては間引き比４によってデータを１／４に間引くた
め、間引き処理の遅延時間が異なるのを補償するためで
ある。
【００６４】３は各チャンネル毎のデータをＱＰＳＫ変
調した後に“０”補間をして標本化周波数を上昇させる
ＱＰＳＫ変調／補間部である。ここでは、１６倍の周波
数で“０”補間することを想定している。４ｆ乃至４ｗ
はＱＰＳＫ変調／補間部の各チャンネル毎の出力の標本
化周波数を後段のマルチ・レート・フィルタ・バンクの
サブ・チャンネル間隔を基調とした周波数に変換する周
波数変換部である。尚、図では「ｆ変換」と略記してい
る。
調した後に“０”補間をして標本化周波数を上昇させる
ＱＰＳＫ変調／補間部である。ここでは、１６倍の周波
数で“０”補間することを想定している。４ｆ乃至４ｗ
はＱＰＳＫ変調／補間部の各チャンネル毎の出力の標本
化周波数を後段のマルチ・レート・フィルタ・バンクの
サブ・チャンネル間隔を基調とした周波数に変換する周
波数変換部である。尚、図では「ｆ変換」と略記してい
る。
【００６５】５は、ＱＰＳＫ変調／補間部３において１
６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｇにお
いてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル２
のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比４で１
／４にデータを間引くことを想定している。同様に、５
ａはチャンネル６のデータを間引く間引回路、５ｂはチ
ャンネル９のデータを間引く間引回路、５ｃはチャンネ
ル１３のデータを間引く間引回路で、いすれも間引き比
４でデータを１／４に間引くことを想定している。
６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｇにお
いてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャン
ネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル２
のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比４で１
／４にデータを間引くことを想定している。同様に、５
ａはチャンネル６のデータを間引く間引回路、５ｂはチ
ャンネル９のデータを間引く間引回路、５ｃはチャンネ
ル１３のデータを間引く間引回路で、いすれも間引き比
４でデータを１／４に間引くことを想定している。
【００６６】５ｄは、ＱＰＳＫ変調／補間部３において
１６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｊに
おいてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャ
ンネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル
２のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比２で
１／２にデータを間引くことを想定している。同様に、
５ｅはチャンネル１１のデータを間引く間引回路で、間
引き比２でデータを１／２に間引くことを想定してい
る。
１６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｊに
おいてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャ
ンネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル
２のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比２で
１／２にデータを間引くことを想定している。同様に、
５ｅはチャンネル１１のデータを間引く間引回路で、間
引き比２でデータを１／２に間引くことを想定してい
る。
【００６７】５ｆは、ＱＰＳＫ変調／補間部３において
１６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｆに
おいてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャ
ンネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル
１のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比８で
１／８にデータを間引くことを想定している。同様に、
５ｇはチャンネル３のデータを間引く間引回路、５ｈは
チャンネル５のデータを間引く間引回路、５ｊはチャン
ネル７のデータを間引く間引回路、５ｋはチャンネル８
のデータを間引く間引回路、５ｍはチャンネル１０のデ
ータを間引く間引回路、５ｎはチャンネル１２のデータ
を間引く間引回路、５ｐはチャンネル１４のデータを間
引く間引回路で、いずれも間引き比８でデータを１／８
に間引くことを想定している。
１６倍の周波数で“０”補間され、周波数変換部４ｆに
おいてマルチ・レート・フィルタ・バンクのサブ・チャ
ンネル間隔を基調とした周波数に変換されたチャンネル
１のデータを間引く間引回路で、ここでは間引き比８で
１／８にデータを間引くことを想定している。同様に、
５ｇはチャンネル３のデータを間引く間引回路、５ｈは
チャンネル５のデータを間引く間引回路、５ｊはチャン
ネル７のデータを間引く間引回路、５ｋはチャンネル８
のデータを間引く間引回路、５ｍはチャンネル１０のデ
ータを間引く間引回路、５ｎはチャンネル１２のデータ
を間引く間引回路、５ｐはチャンネル１４のデータを間
引く間引回路で、いずれも間引き比８でデータを１／８
に間引くことを想定している。
【００６８】６ａは間引回路５ｆ、５、５ｇ、５ｄ、５
ｈ、５ａ及び５ｊが出力するデータ毎に（−１）を交互
に乗算して正規化角周波数をπ／２だけシフトする周波
数シフト回路で、チャンネル毎に（−１）n （ｎはデー
タ番号で正の整数である。）を生成する回路と乗算回路
とを備えている。これは、複素ＱＭＦフィルタ・バンク
への入力条件である、主信号を正規化角周波数０からπ
又は正規化角周波数（−π）から０の基底帯域に合わせ
るためである。
ｈ、５ａ及び５ｊが出力するデータ毎に（−１）を交互
に乗算して正規化角周波数をπ／２だけシフトする周波
数シフト回路で、チャンネル毎に（−１）n （ｎはデー
タ番号で正の整数である。）を生成する回路と乗算回路
とを備えている。これは、複素ＱＭＦフィルタ・バンク
への入力条件である、主信号を正規化角周波数０からπ
又は正規化角周波数（−π）から０の基底帯域に合わせ
るためである。
【００６９】同様に、６ｂは間引回路５ｋ、５ｂ、５
ｍ、５ｅ、５ｎ、５ｃ及び５ｐが出力するデータ毎に
（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ／２だけ
シフトする周波数シフト回路で、チャンネル毎に（−
１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）を生成す
る回路と乗算回路とを備えている。７乃至７ｇは補間回
路で、ここでは２倍の周波数で“０”補間をすることを
想定している。尚、図では「×２」とだけ記載してい
る。
ｍ、５ｅ、５ｎ、５ｃ及び５ｐが出力するデータ毎に
（−１）を交互に乗算して正規化角周波数をπ／２だけ
シフトする周波数シフト回路で、チャンネル毎に（−
１）n （ｎはデータ番号で正の整数である。）を生成す
る回路と乗算回路とを備えている。７乃至７ｇは補間回
路で、ここでは２倍の周波数で“０”補間をすることを
想定している。尚、図では「×２」とだけ記載してい
る。
【００７０】８及び８ｃは正規化角周波数０からπの基
底帯域の信号を通過させる複素ＱＭＦフィルタであるＰ
ＰＦ、９及び９ｃは正規化角周波数（−π）から０の基
底帯域の信号を通過させるＮＰＦである。尚、ＰＰＦ及
びＮＰＦの周波数特性は図１の説明において記載した通
りである。
底帯域の信号を通過させる複素ＱＭＦフィルタであるＰ
ＰＦ、９及び９ｃは正規化角周波数（−π）から０の基
底帯域の信号を通過させるＮＰＦである。尚、ＰＰＦ及
びＮＰＦの周波数特性は図１の説明において記載した通
りである。
【００７１】１０ｂ乃至１０ｅは遅延時間τ4 の遅延回
路である。ここで、遅延回路１０ｂを用いるのは、チャ
ンネル１の信号は補間回路７とＰＰＦ８を通過し、チャ
ンネル３の信号は補間回路７ａとＮＰＦ９を通過するの
に対して、チャンネル２の信号はこれらの回路を通過せ
ずにチャンネル１及びチャンネル３と合成されるので、
チャンネル１乃至チャンネル３で遅延時間を合わせるた
めである。遅延回路１０ｃ乃至遅延回路１０ｅを用いる
のも同様な理由である。
路である。ここで、遅延回路１０ｂを用いるのは、チャ
ンネル１の信号は補間回路７とＰＰＦ８を通過し、チャ
ンネル３の信号は補間回路７ａとＮＰＦ９を通過するの
に対して、チャンネル２の信号はこれらの回路を通過せ
ずにチャンネル１及びチャンネル３と合成されるので、
チャンネル１乃至チャンネル３で遅延時間を合わせるた
めである。遅延回路１０ｃ乃至遅延回路１０ｅを用いる
のも同様な理由である。
【００７２】１１及び１１ｃは加算回路で、加算回路１
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力及び遅延回路１０ｂの出
力を合成し、加算回路１１ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａ
の出力及び遅延回路１０ｃの出力をを合成し、加算回路
１１ｂはＰＰＦ８ｂとＮＰＦ９ｂの出力及び遅延回路１
０ｄの出力を合成し、加算回路１１ｃはＰＰＦ８ｃとＮ
ＰＦ９ｃの出力及び遅延回路１０ｅの出力をを合成す
る。即ち、加算回路１１によってチャンネル１乃至チャ
ンネル３が合成され、加算回路１１ａによってチャンネ
ル５乃至チャンネル７が合成され、加算回路１１ｂによ
ってチャンネル８乃至チャンネル１０が合成され、加算
回路１１ｃによってチャンネル１２乃至チャンネル１４
が合成される。
１はＰＰＦ８とＮＰＦ９の出力及び遅延回路１０ｂの出
力を合成し、加算回路１１ａはＰＰＦ８ａとＮＰＦ９ａ
の出力及び遅延回路１０ｃの出力をを合成し、加算回路
１１ｂはＰＰＦ８ｂとＮＰＦ９ｂの出力及び遅延回路１
０ｄの出力を合成し、加算回路１１ｃはＰＰＦ８ｃとＮ
ＰＦ９ｃの出力及び遅延回路１０ｅの出力をを合成す
る。即ち、加算回路１１によってチャンネル１乃至チャ
ンネル３が合成され、加算回路１１ａによってチャンネ
ル５乃至チャンネル７が合成され、加算回路１１ｂによ
ってチャンネル８乃至チャンネル１０が合成され、加算
回路１１ｃによってチャンネル１２乃至チャンネル１４
が合成される。
【００７３】１２乃至１２ｃは補間回路で、ここでは２
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
３は補間回路１２の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１４は補間回路１２ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦ、１３ａは
補間回路１２ｂの出力の基底帯域０からπの信号を通過
させるＰＰＦ、１４ａは補間回路１２ｃの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
３は補間回路１２の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１４は補間回路１２ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦ、１３ａは
補間回路１２ｂの出力の基底帯域０からπの信号を通過
させるＰＰＦ、１４ａは補間回路１２ｃの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
【００７４】１５及び１５ａは遅延時間τ5 の遅延回路
である。遅延回路１５及び１５ａを使用するのは、チャ
ンネル１乃至チャンネル７の処理遅延時間を合わせるた
めとチャンネル８乃至チャンネル１４の処理遅延時間を
合わせるためである。１６及び１６ａは加算回路で、加
算回路１６はＰＰＦ１３の出力、ＮＰＦ１４の出力及び
遅延回路１５の出力を合成し、加算回路１６ａはＰＰＦ
１３ａの出力、ＮＰＦ１４ａの出力及び遅延回路１５ａ
の出力を合成する。
である。遅延回路１５及び１５ａを使用するのは、チャ
ンネル１乃至チャンネル７の処理遅延時間を合わせるた
めとチャンネル８乃至チャンネル１４の処理遅延時間を
合わせるためである。１６及び１６ａは加算回路で、加
算回路１６はＰＰＦ１３の出力、ＮＰＦ１４の出力及び
遅延回路１５の出力を合成し、加算回路１６ａはＰＰＦ
１３ａの出力、ＮＰＦ１４ａの出力及び遅延回路１５ａ
の出力を合成する。
【００７５】１７及び１７ａは補間回路で、ここでは２
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
８は補間回路１７の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１９は補間回路１７ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
倍の周波数で“０”補間をすることを想定している。１
８は補間回路１７の出力の基底帯域０からπの信号を通
過させるＰＰＦ、１９は補間回路１７ａの出力の基底帯
域（−π）から０の信号を通過させるＮＰＦである。
【００７６】２０は、遅延時間τ6 の遅延回路である。
遅延回路２０を使用するのはチャンネル０乃至チャンネ
ル１４の処理遅延時間を合わせるためである。２１は加
算回路で、ＰＰＦ１８の出力、ＮＰＦ１９の出力及び遅
延回路２０の出力を合成する。即ち、加算回路２１によ
ってチャンネル０乃至チャンネル１４の１５チャンネル
が合成され、加算回路２１の出力が図４の構成の多チャ
ンネル一括変調回路の出力である。
遅延回路２０を使用するのはチャンネル０乃至チャンネ
ル１４の処理遅延時間を合わせるためである。２１は加
算回路で、ＰＰＦ１８の出力、ＮＰＦ１９の出力及び遅
延回路２０の出力を合成する。即ち、加算回路２１によ
ってチャンネル０乃至チャンネル１４の１５チャンネル
が合成され、加算回路２１の出力が図４の構成の多チャ
ンネル一括変調回路の出力である。
【００７７】図５は、本発明の一括変調のプロセスを説
明する図（その２−１）、図６は、本発明の一括変調の
プロセスを説明する図（その２−２）、図７は、本発明
の一括変調のプロセスを説明する図（その２−３）で、
図５乃至図７全体で図４の構成の一括変調プロセスを説
明するものである。図５（１）は、図４のＱＰＳＫ変調
／補間部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調
／補間部３において１６倍の周波数で“０”補間処理を
行なうことを想定しているので、シンボル・レートをｆ
d とすると正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、１
６ｆd ずつ離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。
明する図（その２−１）、図６は、本発明の一括変調の
プロセスを説明する図（その２−２）、図７は、本発明
の一括変調のプロセスを説明する図（その２−３）で、
図５乃至図７全体で図４の構成の一括変調プロセスを説
明するものである。図５（１）は、図４のＱＰＳＫ変調
／補間部３の各チャンネルの出力である。ＱＰＳＫ変調
／補間部３において１６倍の周波数で“０”補間処理を
行なうことを想定しているので、シンボル・レートをｆ
d とすると正規化周波数０を中心とした帯域ｆd と、１
６ｆd ずつ離れた帯域ｆd に信号成分が存在している。
【００７８】図５（２）は、図４の周波数変換部４ｆ乃
至４ｗのいずれかの出力である。周波数変換部４ｆ乃至
４ｗにおいてシンボル・レートｆd をマルチ・レート・
フィルタ・バンクのサブ・チャンネル間隔ｆchに変換し
ているので周波数は異なっているが、信号成分が存在す
る帯域は図５（１）と相似である。図５（３）は、図４
における間引回路５ｄ又は５ｅのいずれかの出力であ
る。１６倍の周波数で“０”補間処理をし、間引き比２
でデータを１／２に間引きを行なっているので、サブ・
チャンネル周波数ｆchの８倍の周波数だけ離れた帯域に
信号成分が存在するようになっている。
至４ｗのいずれかの出力である。周波数変換部４ｆ乃至
４ｗにおいてシンボル・レートｆd をマルチ・レート・
フィルタ・バンクのサブ・チャンネル間隔ｆchに変換し
ているので周波数は異なっているが、信号成分が存在す
る帯域は図５（１）と相似である。図５（３）は、図４
における間引回路５ｄ又は５ｅのいずれかの出力であ
る。１６倍の周波数で“０”補間処理をし、間引き比２
でデータを１／２に間引きを行なっているので、サブ・
チャンネル周波数ｆchの８倍の周波数だけ離れた帯域に
信号成分が存在するようになっている。
【００７９】図５（４）は、図４における間引回路５乃
至５ｃのいずれかの出力である。１６倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比４でデータを１／４に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の４倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。図５（５）は、図４における間引回路
５ｆ乃至５ｐのいずれかの出力である。１６倍の周波数
で“０”補間処理をし、間引き比８でデータを１／８に
間引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆ
chの２倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在する
ようになっている。
至５ｃのいずれかの出力である。１６倍の周波数で
“０”補間処理をし、間引き比４でデータを１／４に間
引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆch
の４倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在するよ
うになっている。図５（５）は、図４における間引回路
５ｆ乃至５ｐのいずれかの出力である。１６倍の周波数
で“０”補間処理をし、間引き比８でデータを１／８に
間引きを行なっているので、サブ・チャンネル周波数ｆ
chの２倍の周波数だけ離れた帯域に信号成分が存在する
ようになっている。
【００８０】図５（６）は、図５（３）の信号を図４に
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（７／２）ｆchから（９／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。図５（３）がチャンネル４
の信号であれば、図５（６）はチャンネル４の信号であ
る。
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（７／２）ｆchから（９／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。図５（３）がチャンネル４
の信号であれば、図５（６）はチャンネル４の信号であ
る。
【００８１】図５（７）は、図５（４）の信号を図４に
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（３／２）ｆchから（５／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。これは、図４のチャンネル
２又はチャンネル６又はチャンネル９又はチャンネル１
３の信号である。
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（３／２）ｆchから（５／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。これは、図４のチャンネル
２又はチャンネル６又はチャンネル９又はチャンネル１
３の信号である。
【００８２】図５（８）は、図５（５）の信号を図４に
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（１／２）ｆchから（３／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。これは、図４のチャンネル
１又はチャンネル３又はチャンネル５又はチャンネル７
又はチャンネル８又はチャンネル１０又はチャンネル１
２又はチャンネル１４の信号である。
おける周波数シフト回路６ａ又は６ｂを通過させた出力
で、データ毎に（−１）を交互に乗算する処理を行なっ
ているので、正規化角周波数はπ／２だけシフトされて
いる。即ち、例えば、（−１／２）ｆchから（１／２）
ｆchの帯域の信号は（１／２）ｆchから（３／２）ｆ ch
の帯域にシフトされている。これは、図４のチャンネル
１又はチャンネル３又はチャンネル５又はチャンネル７
又はチャンネル８又はチャンネル１０又はチャンネル１
２又はチャンネル１４の信号である。
【００８３】図６（９）は、図５（８）の信号にＰＰＦ
処理をした出力である。図５（８）がチャンネル１の信
号であれば、図６（９）はチャンネル１の信号である。
図６（１０）は、図５（８）の信号にＮＰＦ処理をした
出力である。図５（８）がチャンネル３の信号であれ
ば、図６（１０）はチャンネル３の信号である。図６
（１１）は、遅延回路１０ｂの出力である。図５（７）
がチャンネル２の信号であれば、図６（１１）はチャン
ネル２の信号である。
処理をした出力である。図５（８）がチャンネル１の信
号であれば、図６（９）はチャンネル１の信号である。
図６（１０）は、図５（８）の信号にＮＰＦ処理をした
出力である。図５（８）がチャンネル３の信号であれ
ば、図６（１０）はチャンネル３の信号である。図６
（１１）は、遅延回路１０ｂの出力である。図５（７）
がチャンネル２の信号であれば、図６（１１）はチャン
ネル２の信号である。
【００８４】図６（１２）は、チャンネル１からチャン
ネル３の信号を加算回路１１によって合成したものであ
る。従って、（１／２）ｆchから（７／２）ｆchの基底
帯域にチャンネル１からチャンネル３が多重化され、ｆ
chずつ離れた帯域幅３ｆchの帯域にチャンネル１とチャ
ンネル３の信号が存在する。図６（１３）は、図６（１
２）の信号を図４の補間回路１２によって２倍の周波数
で“０”補間してＰＰＦ１３によってＰＰＦ処理したも
のである。従って、（１／２）ｆchから（７／２）ｆch
の基底帯域にチャンネル１からチャンネル３が多重化さ
れ、５ｆchずつ離れた帯域幅３ｆchの帯域にチャンネル
１からチャンネル３の信号が存在している。
ネル３の信号を加算回路１１によって合成したものであ
る。従って、（１／２）ｆchから（７／２）ｆchの基底
帯域にチャンネル１からチャンネル３が多重化され、ｆ
chずつ離れた帯域幅３ｆchの帯域にチャンネル１とチャ
ンネル３の信号が存在する。図６（１３）は、図６（１
２）の信号を図４の補間回路１２によって２倍の周波数
で“０”補間してＰＰＦ１３によってＰＰＦ処理したも
のである。従って、（１／２）ｆchから（７／２）ｆch
の基底帯域にチャンネル１からチャンネル３が多重化さ
れ、５ｆchずつ離れた帯域幅３ｆchの帯域にチャンネル
１からチャンネル３の信号が存在している。
【００８５】図６（１４）は、上記と同様にしてチャン
ネル５乃至チャンネル７を多重化し、図４の補間回路１
２ａによって２倍の周波数で“０”補間してＮＰＦ１４
によってＮＰＦ処理したものである。従って、（−１／
２）ｆchから（−７／２）ｆ chの基底帯域にチャンネル
５からチャンネル７が多重化され、５ｆchずつ離れた帯
域幅３ｆchの帯域にチャンネル５からチャンネル７の信
号が存在している。
ネル５乃至チャンネル７を多重化し、図４の補間回路１
２ａによって２倍の周波数で“０”補間してＮＰＦ１４
によってＮＰＦ処理したものである。従って、（−１／
２）ｆchから（−７／２）ｆ chの基底帯域にチャンネル
５からチャンネル７が多重化され、５ｆchずつ離れた帯
域幅３ｆchの帯域にチャンネル５からチャンネル７の信
号が存在している。
【００８６】図６（１５）は、図４の遅延回路１５の出
力である。図６（１６）は、図４の加算回路１６の出力
で、チャンネル１乃至チャンネル３、チャンネル５乃至
チャンネル７及びチャンネル４の信号、即ち、図６（１
３）、図６（１４）及び図６（１５）の信号を合成した
ものである。図６（１７）は、図６（１５）の信号を２
倍の周波数で“０”補間して、図４のＰＰＦ１８によっ
てＰＰＦ処理したものである。
力である。図６（１６）は、図４の加算回路１６の出力
で、チャンネル１乃至チャンネル３、チャンネル５乃至
チャンネル７及びチャンネル４の信号、即ち、図６（１
３）、図６（１４）及び図６（１５）の信号を合成した
ものである。図６（１７）は、図６（１５）の信号を２
倍の周波数で“０”補間して、図４のＰＰＦ１８によっ
てＰＰＦ処理したものである。
【００８７】同様に、図７（１８）は、チャンネル８乃
至チャンネル１４の信号を合成したもので、図４のＮＰ
Ｆ１９の出力である。図７（１９）は、図４の加算回路
２１の出力で、チャンネル１乃至チャンネル７、チャン
ネル８乃至チャンネル１４及びチャンネル０の信号を合
成したものである。
至チャンネル１４の信号を合成したもので、図４のＮＰ
Ｆ１９の出力である。図７（１９）は、図４の加算回路
２１の出力で、チャンネル１乃至チャンネル７、チャン
ネル８乃至チャンネル１４及びチャンネル０の信号を合
成したものである。
【００８８】図７（１９）の信号をデジタル・アナログ
変換器に導いてアナログ変換し、帯域１６ｆchのろ波器
で帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器における
アパーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な帯域の信
号とを除去できる。そして、無線送信装置における以降
の送信処理は図８における直交変調部１０５以降の構成
要素によって行なわれる。
変換器に導いてアナログ変換し、帯域１６ｆchのろ波器
で帯域制限すれば、デジタル・アナログ変換器における
アパーチャ効果によって生ずる雑音と、不要な帯域の信
号とを除去できる。そして、無線送信装置における以降
の送信処理は図８における直交変調部１０５以降の構成
要素によって行なわれる。
【００８９】さて、図４の構成の特徴は、複数チャンネ
ルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化周波
数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、間引
き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトした後
に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャンネ
ル一括変調回路において、標本値の間引き比を標本化周
波数を上昇させる比１６より小さく設定すると共に、該
間引き比をチャンネル１、チャンネル３、チャンネル
５、チャンネル７、チャンネル８、チャンネル１０、チ
ャンネル１２及びチャンネル１４については８とし、チ
ャンネル２、チャンネル６、チャンネル９及びチャンネ
ル１３については４とし、チャンネル４及びチャンネル
１１については２とし、チャンネル０については１とし
て、チャンネルによって異ならせ、該間引き比が最高８
であるチャンネル１及びチャンネル３の２チャンネルと
該間引き比が１段小さく４であるチャンネル２とを合成
し、同様に該間引き比が８であるチャンネル５及びチャ
ンネル７と該間引き比が４であるチャンネル６とを合成
し、上記の如くして合成された２つの３チャンネルの信
号とチャンネル４を合成するという規則によって複数の
チャンネルの信号を合成する点にある。
ルの信号源のデータをデジタル値に変換し、標本化周波
数を上昇した後にチャンネル毎に標本値を間引き、間引
き処理を行なった信号の正規化角周波数をシフトした後
に複数のチャンネルを合成する処理を行なう多チャンネ
ル一括変調回路において、標本値の間引き比を標本化周
波数を上昇させる比１６より小さく設定すると共に、該
間引き比をチャンネル１、チャンネル３、チャンネル
５、チャンネル７、チャンネル８、チャンネル１０、チ
ャンネル１２及びチャンネル１４については８とし、チ
ャンネル２、チャンネル６、チャンネル９及びチャンネ
ル１３については４とし、チャンネル４及びチャンネル
１１については２とし、チャンネル０については１とし
て、チャンネルによって異ならせ、該間引き比が最高８
であるチャンネル１及びチャンネル３の２チャンネルと
該間引き比が１段小さく４であるチャンネル２とを合成
し、同様に該間引き比が８であるチャンネル５及びチャ
ンネル７と該間引き比が４であるチャンネル６とを合成
し、上記の如くして合成された２つの３チャンネルの信
号とチャンネル４を合成するという規則によって複数の
チャンネルの信号を合成する点にある。
【００９０】即ち、標本値の間引き比を標本化周波数を
上昇させる比より小さく設定するので、各々の間引き比
で間引かれた信号自体と間引きを行なわない信号自体の
周波数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存
在する同一信号の帯域端成分が雑音として残留すること
がなくなる。又、チャンネルによって該間引き比を異な
らせるからチャンネルによって占める帯域が異なり、且
つ、該間引き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間
隔が狭くなる。従って、該間引き比を異ならせることに
よって複数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させ
ることが可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間
引き比が同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい
１チャンネルを合成することができる。
上昇させる比より小さく設定するので、各々の間引き比
で間引かれた信号自体と間引きを行なわない信号自体の
周波数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存
在する同一信号の帯域端成分が雑音として残留すること
がなくなる。又、チャンネルによって該間引き比を異な
らせるからチャンネルによって占める帯域が異なり、且
つ、該間引き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間
隔が狭くなる。従って、該間引き比を異ならせることに
よって複数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させ
ることが可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間
引き比が同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい
１チャンネルを合成することができる。
【００９１】更に、上記の如く合成された３チャンネル
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。同様に、他の７
チャンネルの信号もチャンネル間の干渉なしに合成する
ことができ、これは上記７チャンネルの合成信号及びチ
ャンネル０とは帯域が異なっている。
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。同様に、他の７
チャンネルの信号もチャンネル間の干渉なしに合成する
ことができ、これは上記７チャンネルの合成信号及びチ
ャンネル０とは帯域が異なっている。
【００９２】従って、図４の構成によってチャンネル０
乃至チャンネル１４の１５チャンネルの信号をチャネル
間干渉なしに一括変調することが可能である。そして、
図４の構成では１５チャンネルの信号を一括変調するた
めに１４個の複素ＱＭＦフィルタを必要とするだけであ
る。図示はしていないが、従来の多チャンネル一括変調
回路によって１６チャンネルの信号を一括変調するため
には３０個の複素ＱＭＦフィルタが必要である。
乃至チャンネル１４の１５チャンネルの信号をチャネル
間干渉なしに一括変調することが可能である。そして、
図４の構成では１５チャンネルの信号を一括変調するた
めに１４個の複素ＱＭＦフィルタを必要とするだけであ
る。図示はしていないが、従来の多チャンネル一括変調
回路によって１６チャンネルの信号を一括変調するため
には３０個の複素ＱＭＦフィルタが必要である。
【００９３】一般的には、従来の多チャンネル一括変調
回路によれば２n チャンネルの信号を一括変調するため
に２（２n −１）個のＱＭＦフィルタが必要になるのに
対して、本発明の多チャンネル一括変調回路において
は、（２n −１）チャンネルの信号を一括変調するため
に３×２n-2 個のＱＭＦフィルタがあればよく、本発明
の多チャンネル一括変調回路は従来の多チャンネル一括
変調回路に比較して規模を縮減することが可能である。
回路によれば２n チャンネルの信号を一括変調するため
に２（２n −１）個のＱＭＦフィルタが必要になるのに
対して、本発明の多チャンネル一括変調回路において
は、（２n −１）チャンネルの信号を一括変調するため
に３×２n-2 個のＱＭＦフィルタがあればよく、本発明
の多チャンネル一括変調回路は従来の多チャンネル一括
変調回路に比較して規模を縮減することが可能である。
【００９４】図１乃至図７による説明で明らかなよう
に、本発明の多チャンネル一括変調回路の特徴は「標本
値の間引き比を標本化周波数を上昇させる比より小さく
設定すると共に、該間引き比をチャンネルによって異な
らせ、該間引き比が最高な２チャンネルと該間引き比が
１段小さい１チャンネルとを合成し、上記の如く合成さ
れた２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チャン
ネルとを合成するという規則に従って複数のチャンネル
を合成する」点にある。
に、本発明の多チャンネル一括変調回路の特徴は「標本
値の間引き比を標本化周波数を上昇させる比より小さく
設定すると共に、該間引き比をチャンネルによって異な
らせ、該間引き比が最高な２チャンネルと該間引き比が
１段小さい１チャンネルとを合成し、上記の如く合成さ
れた２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チャン
ネルとを合成するという規則に従って複数のチャンネル
を合成する」点にある。
【００９５】又、図１及び図４の構成図に明示している
ように、「間引き比が同一な２チャンネルと間引き比が
１段小さい１チャンネルとを合成する際に、該間引き比
が同一な２チャンネルのうちの一方はポジティブ・パス
・フィルタを通過させ、該間引き比が同一な２チャンネ
ルのうちのもう一方はネガティブ・パス・フィルタを通
過させ、該間引き比が１段小さい１チャンネルは該ポジ
ティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パス・フィ
ルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過させる」
ことが本発明の第二の特徴である。
ように、「間引き比が同一な２チャンネルと間引き比が
１段小さい１チャンネルとを合成する際に、該間引き比
が同一な２チャンネルのうちの一方はポジティブ・パス
・フィルタを通過させ、該間引き比が同一な２チャンネ
ルのうちのもう一方はネガティブ・パス・フィルタを通
過させ、該間引き比が１段小さい１チャンネルは該ポジ
ティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パス・フィ
ルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過させる」
ことが本発明の第二の特徴である。
【００９６】
【発明の効果】以上詳述した如く、本発明により、多チ
ャンネル一括変調回路の構成を簡易化すると共に帯域端
における帯域通過ろ波器の減衰が有限であるために混入
する隣接帯域の信号のイメージ信号の影響を受けない多
チャンネル一括変調回路を実現することが可能になる。
ャンネル一括変調回路の構成を簡易化すると共に帯域端
における帯域通過ろ波器の減衰が有限であるために混入
する隣接帯域の信号のイメージ信号の影響を受けない多
チャンネル一括変調回路を実現することが可能になる。
【００９７】即ち、第一の発明によれば、標本値を間引
き比を標本化周波数を上昇させる比より小さく設定する
ので、特定の該間引き比によって間引かれた信号の周波
数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存在す
る同一信号の帯域端成分が雑音として残留することがな
くなる。又、チャンネルによって該間引き比を異ならせ
るからチャンネルが占める帯域が異なり、且つ、該間引
き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間隔が大きく
なる。従って、該間引き比を異ならせることによって複
数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させることが
可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間引き比が
同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャン
ネルを合成することができる。
き比を標本化周波数を上昇させる比より小さく設定する
ので、特定の該間引き比によって間引かれた信号の周波
数帯域が隣接することがなくなって、隣接帯域に存在す
る同一信号の帯域端成分が雑音として残留することがな
くなる。又、チャンネルによって該間引き比を異ならせ
るからチャンネルが占める帯域が異なり、且つ、該間引
き比が大きい程チャンネルが占める帯域の間隔が大きく
なる。従って、該間引き比を異ならせることによって複
数のチャンネルの信号を異なる帯域に分布させることが
可能になって、チャンネル間の干渉なしに該間引き比が
同一な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャン
ネルを合成することができる。
【００９８】更に、上記の如く合成された３チャンネル
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。以降は、上記規
則の繰り返しによって複数のチャンネルを合成するの
で、更に多数のチャンネルを合成する時にもチャンネル
間の干渉なしに合成することが可能になる。
よりなる２つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チ
ャンネルとを合成するので、チャンネル間の干渉なしに
７チャンネルを合成することができる。以降は、上記規
則の繰り返しによって複数のチャンネルを合成するの
で、更に多数のチャンネルを合成する時にもチャンネル
間の干渉なしに合成することが可能になる。
【００９９】又、第二の発明によれば、第一の発明の多
チャンネル一括変調回路において、上記間引き比が同一
な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネル
とを合成する際に、該間引き比が同一な２チャンネルの
うちの一方はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、
該間引き比が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネ
ガティブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１
段小さい１チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ
及び該ネガティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補
償する遅延回路を通過させるので、３チャンネルを合成
するために２個のフィルタを使用すればよく、２チャン
ネルを合成するために２個のフィルタを必要とした従来
の多チャンネル一括変調回路に比較してフィルタの個数
を縮減することができる。
チャンネル一括変調回路において、上記間引き比が同一
な２チャンネルと該間引き比が１段小さい１チャンネル
とを合成する際に、該間引き比が同一な２チャンネルの
うちの一方はポジティブ・パス・フィルタを通過させ、
該間引き比が同一な２チャンネルのうちのもう一方はネ
ガティブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比が１
段小さい１チャンネルは該ポジティブ・パス・フィルタ
及び該ネガティブ・パス・フィルタの処理遅延時間を補
償する遅延回路を通過させるので、３チャンネルを合成
するために２個のフィルタを使用すればよく、２チャン
ネルを合成するために２個のフィルタを必要とした従来
の多チャンネル一括変調回路に比較してフィルタの個数
を縮減することができる。
【０１００】又、該間引き比が１段小さい１チャンネル
は該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パ
ス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過
させるので、全てのチャンネルに対する処理遅延時間を
一致させることが可能で、合成された信号の伝送品質を
確保することが可能である。
は該ポジティブ・パス・フィルタ及び該ネガティブ・パ
ス・フィルタの処理遅延時間を補償する遅延回路を通過
させるので、全てのチャンネルに対する処理遅延時間を
一致させることが可能で、合成された信号の伝送品質を
確保することが可能である。
【図１】 本発明の多チャンネル一括変調回路の構成
（その１）。
（その１）。
【図２】 本発明の一括変調のプロセスを説明する図
（その１−１）。
（その１−１）。
【図３】 本発明の一括変調のプロセスを説明する図
（その１−２）。
（その１−２）。
【図４】 本発明の多チャンネル一括変調回路の構成
（その２）。
（その２）。
【図５】 本発明の一括変調のプロセスを説明する図
（その２−１）。
（その２−１）。
【図６】 本発明の一括変調のプロセスを説明する図
（その２−２）。
（その２−２）。
【図７】 本発明の一括変調のプロセスを説明する図
（その２−３）。
（その２−３）。
【図８】 マルチ・レート・フィルタ・バンクを使用し
た無線送信装置の構成。
た無線送信装置の構成。
【図９】 従来の多チャンネル一括変調回路の構成。
【図１０】 従来の一括変調のプロセスを説明する図
（その１）。
（その１）。
【図１１】 従来の一括変調のプロセスを説明する図
（その２）。
（その２）。
【図１２】 従来の一括変調プロセスで除去不能であっ
た雑音。
た雑音。
１ チャンネル１信号源
１ａ チャンネル２信号源
１ｂ チャンネル３信号源
１ｃ チャンネル６信号源
１ｄ チャンネル５信号源
１ｅ チャンネル４信号源
１ｆ チャンネル０信号源
１ｇ チャンネル７信号源
１ｈ チャンネル８信号源
１ｊ チャンネル９信号源
１ｋ チャンネル１０信号源
１ｍ チャンネル１１信号源
１ｎ チャンネル１２信号源
１ｐ チャンネル１３信号源
１ｑ チャンネル１４信号源
２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅ、２ｆ、２ｇ、２
ｈ、２ｊ、２ｋ、２ｍ遅延回路 ３ ＱＰＳＫ変調／補間部 ４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ、４ｇ、４
ｈ、４ｊ、４ｋ、４ｍ、４ｎ、４ｐ、４ｑ、４ｒ、４
ｓ、４ｔ、４ｕ、４ｖ、４ｗ 周波数変換部 ５、５ａ、５ｂ、５ｃ １／４間引回路 ５ｄ、５ｅ １／２間引回路 ５ｆ、５ｇ、５ｈ、５ｊ、５ｋ、５ｍ、５ｎ、５ｐ １
／８間引回路 ６、６ａ、６ｂ、６ｃ 周波数シフト回路 ７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆ、７ｇ 補間
回路 ８、８ａ、８ｂ、８ｃ ポジティブ・パス・フィルタ
（ＰＰＦ） ９、９ａ、９ｂ、９ｃ ネガティブ・パス・フィルタ
（ＮＰＦ） １０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ 遅延
回路 １１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ 加算回路 １２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ 補間回路 １３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ ポジティブ・パス・フ
ィルタ（ＰＰＦ） １４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ ネガティブ・パス・フ
ィルタ（ＮＰＦ） １５、１５ａ 遅延回路 １６、１６ａ 加算回路 １７、１７ａ 補間回路 １８ ポジティブ・パス・フィルタ（ＰＰＦ） １９ ネガティブ・パス・フィルタ（ＮＰＦ） ２０ 遅延回路 ２１ 加算回路 １０１ ＴＤＭＡ制御部＃１ １０１ａ ＴＤＭＡ制御部＃２ １０１ｂ ＴＤＭＡ制御部＃３ １０１ｃ ＴＤＭＡ制御部＃４ １０２ 一括変調部 １０３、１０３ａ デジタル・アナログ変換器 １０４、１０４ａ 低域通過ろ波器 １０５ 直交変調部 １０６ 無線周波数部 １０７ 電力増幅部 １０８ アンテナ
ｈ、２ｊ、２ｋ、２ｍ遅延回路 ３ ＱＰＳＫ変調／補間部 ４、４ａ、４ｂ、４ｃ、４ｄ、４ｅ、４ｆ、４ｇ、４
ｈ、４ｊ、４ｋ、４ｍ、４ｎ、４ｐ、４ｑ、４ｒ、４
ｓ、４ｔ、４ｕ、４ｖ、４ｗ 周波数変換部 ５、５ａ、５ｂ、５ｃ １／４間引回路 ５ｄ、５ｅ １／２間引回路 ５ｆ、５ｇ、５ｈ、５ｊ、５ｋ、５ｍ、５ｎ、５ｐ １
／８間引回路 ６、６ａ、６ｂ、６ｃ 周波数シフト回路 ７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ、７ｆ、７ｇ 補間
回路 ８、８ａ、８ｂ、８ｃ ポジティブ・パス・フィルタ
（ＰＰＦ） ９、９ａ、９ｂ、９ｃ ネガティブ・パス・フィルタ
（ＮＰＦ） １０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ 遅延
回路 １１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ 加算回路 １２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ 補間回路 １３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ ポジティブ・パス・フ
ィルタ（ＰＰＦ） １４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ ネガティブ・パス・フ
ィルタ（ＮＰＦ） １５、１５ａ 遅延回路 １６、１６ａ 加算回路 １７、１７ａ 補間回路 １８ ポジティブ・パス・フィルタ（ＰＰＦ） １９ ネガティブ・パス・フィルタ（ＮＰＦ） ２０ 遅延回路 ２１ 加算回路 １０１ ＴＤＭＡ制御部＃１ １０１ａ ＴＤＭＡ制御部＃２ １０１ｂ ＴＤＭＡ制御部＃３ １０１ｃ ＴＤＭＡ制御部＃４ １０２ 一括変調部 １０３、１０３ａ デジタル・アナログ変換器 １０４、１０４ａ 低域通過ろ波器 １０５ 直交変調部 １０６ 無線周波数部 １０７ 電力増幅部 １０８ アンテナ
Claims (2)
- 【請求項１】 複数チャンネルの信号源のデータをデジ
タル値に変換し、標本化周波数を上昇した後にチャンネ
ル毎に標本値を間引き、間引き処理を行なった信号の正
規化角周波数をシフトした後に複数のチャンネルを合成
する処理を行なう多チャンネル一括変調回路であって、 標本値の間引き比を標本化周波数を上昇させる比より小
さく設定すると共に、該間引き比をチャンネルによって
異ならせ、 該間引き比が最高な２チャンネルと該間引き比が１段小
さい１チャンネルとを合成し、上記の如く合成された２
つの信号と更に該間引き比が１段小さい１チャンネルと
を合成するという規則に従って複数のチャンネルを合成
することを特徴とする多チャンネル一括変調回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の多チャンネル一括変調回
路において、 上記間引き比が同一な２チャンネルと該間引き比が１段
小さい１チャンネルとを合成する際に、 該間引き比が同一な２チャンネルのうちの一方はポジテ
ィブ・パス・フィルタを通過させ、該間引き比が同一な
２チャンネルのうちのもう一方はネガティブ・パス・フ
ィルタを通過させ、 該間引き比が１段小さい１チャンネルは該ポジティブ・
パス・フィルタ及び該ネガティブ・パス・フィルタの処
理遅延時間を補償する遅延回路を通過させることを特徴
とする多チャンネル一括変調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001193422A JP4734784B2 (ja) | 2001-06-26 | 2001-06-26 | 多チャンネル一括変調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001193422A JP4734784B2 (ja) | 2001-06-26 | 2001-06-26 | 多チャンネル一括変調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003008672A true JP2003008672A (ja) | 2003-01-10 |
| JP4734784B2 JP4734784B2 (ja) | 2011-07-27 |
Family
ID=19031715
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001193422A Expired - Fee Related JP4734784B2 (ja) | 2001-06-26 | 2001-06-26 | 多チャンネル一括変調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4734784B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001111639A (ja) * | 1999-03-04 | 2001-04-20 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル信号分波装置、ディジタル信号合波装置、ディジタル信号伝送装置 |
-
2001
- 2001-06-26 JP JP2001193422A patent/JP4734784B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001111639A (ja) * | 1999-03-04 | 2001-04-20 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル信号分波装置、ディジタル信号合波装置、ディジタル信号伝送装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4734784B2 (ja) | 2011-07-27 |
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