JP2002540714A

JP2002540714A - プログラマブル整合フィルタサーチャ

Info

Publication number: JP2002540714A
Application number: JP2000608513A
Authority: JP
Inventors: アグラワル、アブニーシュ; ゾウ、キーゼン
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1999-03-31
Filing date: 2000-03-30
Publication date: 2002-11-26
Also published as: HK1044239A1; CN1280996C; WO2000059123A1; AU4251400A; AU767051B2; KR20010108418A; CA2368982A1; BR0009344A; MXPA01009715A; EP1163731A1; IL145488A; CN1354916A; US6363108B1; HK1044239B; KR100736986B1; IL145488A0

Abstract

(57)【要約】【課題】プログラマブル整合フィルタサーチャ【手段】探索するための新規なおよび改良された方法および装置が記述される。チャネルデータは整合フィルタ機構を使用して逆拡散される。逆拡散（４１０）の同相および直交振幅はプログラマブルな持続期間中で合計するためにコヒーレントアキュムレータ（４３０，４３２）に伝送される。振幅累算はエネルギー測定値を生成するために２乗されそして合計される（４４０）。エネルギー測定値は非コヒーレント累算を実行するために第２のプログラマブルな時間の間蓄積される（４５０）。その結果はこのオフセットでパイロット信号の可能性を決定するために使用される。各整合フィルタ機構は、受信データのためのＮ値シフトレジスタ、逆拡散とオプションのウォルシュデカバリングとを実行するためのタップのプログラマブルバンク、および結果のフィルタタップ計算値を合計するための加算器機構から成る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は通信に関する。さらに明確には、本発明はプログラマブル整合フィル
タサーチャ(searcher)でパイロット信号を検出するための新規で改良された方法
および装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

疑似ランダム雑音（ＰＮ）シーケンスは一般に、エアインターフェイス標準に
よるＩＳ−９５と、ＩＳ−９５−Ａおよび電気通信工業協会（ＴＩＡ）により公
表され、最初にセルラ電気通信システムで使用されたＡＮＳＩＪ−ＳＴＤ−０
０８（今後集合的にＩＳ−９５標準と呼ばれる）のようなその派生物(derivativ
es)において記述されたようなダイレクトシーケンススペクトル拡散(direct seq
uence spread spectrum)通信システムにおいて使用される。ＩＳ−９５標準は符
号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）信号変調技術を組み込んで、同じＲＦ帯域幅に
よる多重通信を同時に処理する。包括的なパワー制御を伴うとき、同じ帯域幅に
よる多重通信を処理することは、特に、他の無線電気通信技術と比較して周波数
再使用を増やすことによって無線通信システムで処理することができる呼（ｃａ
ｌｌ）および他の通信の総数を増加する。多重アクセス通信システムにおけるＣ
ＤＭＡ技術の使用は、“衛星または地上中継器使用のスペクトル拡散通信システ
ム”と題された米国特許第４，９０１，３０７号、、および“ＣＤＭＡセルラ電
話システムにおける信号波形を発生するためのシステムおよび方法”と題された
米国特許第５，１０３，４５９号、およびに開示されており、この両者は本発明
の譲受人に譲渡され、ここに引用にされて組み込まれる。

【０００３】図１はＩＳ−９５標準の使用にしたがって構成されたセルラ電話システムの非
常に簡略化された図を提供する。動作中、１組の加入者ユニット１０ａ−ｄはＣ
ＤＭＡ変調されたＲＦ信号を使用して、１つ以上の基地局１２ａ乃至ｄとともに
１つ以上のＲＦインターフェイスを確立することによって無線通信を処理する。
基地局１２と加入者ユニット１０との間の各ＲＦインターフェイスは、基地局１
２から送信された順方向リンク信号と、加入者ユニットから送信された逆方向リ
ンク信号とから成る。これらのＲＦインターフェイスを使用して、他のユーザと
の通信は通常、移動電話交換局（ＭＴＳＯ）１４と公衆電話交換網（ＰＳＴＮ）
１６とを経由して処理される。基地局１２、ＭＴＳＯ１４、およびＰＳＴＮ１６
の間のリンクは、追加のＲＦまたはマイクロウェーブリンクの使用も良く知られ
るが、通常は有線接続によって形成される。

【０００４】各加入者ユニット１０はレーキ受信器(rake receiver)を使用することによっ
て１つ以上の基地局１２と通信する。レーキ受信器は、“ＣＤＭＡセルラ電話シ
ステムにおけるダイバーシティ受信器（ＤＩＶＥＲＳＩＴＹＲＥＣＥＩＶＥＲ
ＩＮＡＣＤＭＡＣＥＬＬＵＬＡＲＴＥＬＥＰＨＯＮＥＳＹＳＴＥＭ
）”と題された米国特許第５，１０９，３９０号、に記述されており、本発明の
譲受人に譲渡され、ここに引用されて組み込まれる。レーキ受信器は近隣基地局
からダイレクトおよびマルチパスパイロットの位置を突き止めるための１つ以上
のサーチャ、およびこれらの基地局から情報信号を受信して結合するための２つ
以上のフィンガから一般的に構成される。サーチャは“スペクトル拡散多重アク
セス通信システムのためのマルチパスサーチプロセッサ（ＭＵＬＴＩＰＡＴＨ
ＳＥＡＲＣＨＰＲＯＣＥＳＳＯＲＦＯＲＳＰＲＥＡＤＳＰＥＣＴＲＵＭ
ＭＵＬＴＩＰＬＥＡＣＣＥＳＳＣＯＭＭＵ８ＮＩＣＡＴＩＯＮＳＹＳＴ
ＥＭＳ）”と題する出願中の米国特許出願番号第０８／３１６，１７７号、１９
９４年９月３０日出願、に記述されており、本発明の譲受人に譲渡され、ここに
引用により組み込まれる。

【０００５】ダイレクトシーケンススペクトル拡散通信システムの設計に固有なことは、受
信器は基地局のＰＮシーケンスにそのＰＮシーケンスを整列させねばならないと
いう要求である。ＩＳ−９５では、各基地局と加入者ユニットとは全く同じＰＮ
シーケンスを使用する。基地局はそれのＰＮシーケンスの発生において特有のオ
フセットを挿入することによって、それ自身を他の基地局から区別する。ＩＳ−
９５システムでは、全基地局は６４チップの整数多重(integer multiple)によっ
てオフセットされる。加入者ユニットは、基地局に少なくとも１つのフィンガ(f
inger)を割り当てることによりその基地局と通信する。割り当てられたフィンガ
は、その基地局と通信するためにそれのＰＮシーケンスに適切なオフセットを挿
入しなければならない。同じＰＮシーケンスのオフセットよりもむしろそれぞれ
に関して特有のＰＮシーケンスを使用することによって基地局を区別することも
できる。この場合、フィンガーは、それらのＰＮ発生器を調整して、それが割り
当てられる基地局のための適切なＰＮシーケンスを生成するであろう。

【０００６】加入者ユニットはサーチャを使用することによって基地局の位置を確認する。
図２は加入者ユニット内で探索(search)のために使用される一般タイプの直列相
関器を図示する。このサーチャは、“ＣＤＭＡ通信システムにおける探索捕捉を
実行するための方法および装置（ＭＥＴＨＯＤＡＮＤＡＰＰＡＲＡＴＵＳ
ＦＯＲＰＥＲＦＯＲＭＩＮＧＳＥＡＲＣＨＡＣＱＵＩＳＩＴＩＯＮＩＮ
ＡＣＤＭＡＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＳＹＳＴＥＭ）”と題する米
国特許第５，６４４，５９１号、１９９７年７月１日発行、に記述されており、
本発明の譲受人に譲渡され、ここに引用により組み込まれる。

【０００７】図２では、アンテナ２０は１つ以上の基地局からのパイロット信号送信を含む
信号を受信する。信号は、受信信号の同相（Ｉ）要素および直交（Ｑ）要素を発
生し、それらを逆拡散器２２に配する(deliver)受信器２１においてダウンコン
バートされ、増幅される。ＩおよびＱＰＮシーケンス発生器２３は、サーチャ
コントローラ２７によって指示されるように候補オフセットのための固有のＩお
よびＱＰＮシーケンスを生成する。逆拡散器２２はＩおよびＱＰＮシーケン
スを受信し、そのＩおよびＱ受信信号を逆拡散して、その結果をコヒーレント(c
oherent)アキュムレータ２４と２５とに受け渡す。これらのアキュムレータは、
サーチャコントローラ２７によって指定された時間周期の間に、逆拡散されたＩ
およびＱ信号の振幅を積分する。コヒーレントアキュムレータ２４と２５とは到
来信号の位相がほぼ一定である時間周期の間のＩおよびＱ振幅を合計する。その
結果はエネルギー計算ブロック２６に渡され、ここでＩおよびＱコヒーレント累
算が２乗され、合計される。その結果は非コヒーレントアキュムレータ２８内に
累算される。非コヒーレントアキュムレータ２８はエネルギーを合計しているの
で、コヒーレント累積に関する一定位相要求は適用されない。エネルギーはサー
チャコントローラ２７によって指示されるように時間周期の間累算される。その
結果はしきい値比較２９において比較される。ＩおよびＱＰＮシーケンス発生
器２３においてプログラムされた候補オフセット用の処理が完了すると、サーチ
ャコントローラ２７は解析されるべき新しい候補オフセットを指示する。

【０００８】ちょうど記述されたようなサーチャは大きい柔軟性の利点を有している。いく
つかのコヒーレント積分（ｃｏｈｅｒｅｎｔｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ）、Ｃ
、（コヒーレンス時間の制限内で）が候補オフセット上で実行されてもよく、そ
していくつかの非コヒーレント累算、Ｍ、が実行されてもよい。探索すべきいく
つかの仮説（ｈｙｐｏｔｈｅｓｅｓ）、Ｌ、を探索されることができる。Ｌ仮説
のウィンドウに関する総探索時間はそれからＬ^＊Ｃ^＊Ｍによって与えられる。こ
のアーキテクチャの欠点（ｄｒａｗｂａｃｋ）は各候補が直列法で計算されるこ
とである。与えられたＭおよびＮのための探索時間を減らすために２倍のハード
ウェアが追加される必要がある。

【０００９】図３は一般に整合フィルタサーチャと呼ばれる代替のサーチャのアーキテクチ
ャを示す。この方法の検討のために、シモン、大村、ショルツおよびレヴィット
、“スペクトル拡散通信ハンドブック（ＳＰＲＥＡＤＳＰＥＣＴＲＵＭＣＯ
ＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳＨＡＮＤＢＯＯＫ）”ｐｐ．８１５−８２２、マグ
ローヒル社、ニューヨーク（１９９４年）を見られたい。

【００１０】到来信号はアンテナ３０で受信されそしてダウンコンバージョンおよび増幅用
の受信器３１に渡される。ＩおよびＱチャネルはそれから遅延チェーン３６およ
び３８にそれぞれ配される。各遅延チェーンはＤＩ１−ＤＩＮおよびＤＱ１−Ｄ
ＱＮと表記されたＮ遅延素子を含む。各遅延素子の出力はタップ値チェーン３５
および３７内に表記されたＰＮ値によって掛け算される。タップ値はＩおよびＱ
ＰＮ発生器で作り出されそしてＰＮＩ１−ＰＮＩＮおよびＰＮＱ１−ＰＮＱＮ
と表記された掛け算素子に装荷(loaded)またはハード符号化される(hard coded)
。単純な場合にはタップ値が１および−１のみを含み、それでインバータ（また
は否定素子(negaters)）が事実上の掛け算器に代わることに注目されたい。遅延
素子出力とタップ値との組み合わせ（ａｓｓｏｃｉａｔｉｏｎｓ）が図３に示さ
れる。タップ値は到来データと関連して使用されるＰＮシーケンスの一部で構成
される。すべての掛け算の結果は加算器３４および３２に伝送され、そこでそれ
らが合計される。その結果はその後２乗されそしてブロック３３においてエネル
ギー推定を作るために合計され、それの結果はしきい値比較３９において比較さ
れる。エネルギー結果が高い時はいつでも、それは基地局パイロットが存在しそ
してそのＰＮ発生器はタップ素子に含まれるＰＮシーケンスの部分と整列される
。全体のＰＮシーケンスを通して循環するのに必要な時間の単純な通過（ｐａｓ
ｓ）では、あらゆる起こりうる（ｐｏｓｓｉｂｌｅ）オフセットはそれのために
計算された１つのエネルギー値を有する。

【００１１】このアーキテクチャの利益は、遅延素子が更新されるサイクル毎に１度その結
果が発生されるようなＮ仮説の並列計算を含むことである。このアーキテクチャ
は、探索されるべき仮説の数Ｌが全体のＰＮ空間と等しく、望ましいコヒーレン
ト累算の数Ｃがタップ数Ｎと等しく、そして非コヒーレント累算の数Ｍが１に設
定される場合について最適である。このシナリオでは、（それが遅延素子を有効
データで満たすのにＮサイクルを要すると仮定して）全体の探索時間はＬ＋Ｎで
あるだろう。遅延素子は既に有効データを含み、そしていかなる場合にもＮは典
型的にＰＮ空間よりも小さい、故に探索時間は本質的にＬに直接関係する。これ
を上述の直列相関サーチャのための時間と比較されたい：Ｌ^＊Ｃ^＊Ｍ＝Ｌ^＊Ｃ。

【００１２】Ｎについての最大値はコヒーレンス時間により与えられる。サーチャの整合フ
ィルタ部は本質的に逆拡散入力信号のコヒーレント累算を実行している。これは
従前のアーキテクチャにおける最大Ｃについてと同じ制約である。非コヒーレン
ト累算の数を増加するためには、探索すべきあらゆる仮説についての中間計算を
保持するためにメモリ蓄積、またはＬ追加メモリ素子を追加する必要がある。そ
れからＭ＞１の間の探索時間はＭ＊ＰＮによって与えられ、ここでＰＮは全体の
ＰＮ空間である。

【００１３】このアーキテクチャの障害は柔軟性の欠乏を含むことである。それは上に示さ
れた制限された環境についてのみハードウェアおよび時間において最適である。
望ましいＣがタップ数Ｎ以下であるときはいつでも、または探索されるべきウィ
ンドウＬが全体のＰＮ空間以下でありそしてＭが１以上であるとき、ハードウェ
アは十分に利用されない（ｕｎｄｅｒｕｔｉｌｉｚｅｄ）であろう。第１の例
では、遅延素子およびＰＮタップはそれらが使用されるか否かがハードウェア内
にある。第２の例では、全体のＰＮシーケンスは第２の非コヒーレントエネルギ
ー値が計算される前に循環し（ｃｙｃｌｅｔｈｒｏｕｇｈ）なければならない
。さらに、特別なメモリが各オフセットについてすべての部分累算を蓄積するた
めに要求される。

【００１４】ある数字の例として、ＰＮ空間ＰＮが３００００であると仮定されたい。われ
われは記述されたような整合フィルタサーチャをＮ＝１００遅延素子と比較する
であろう。まず望ましいサ−チウィンドウも３０，０００であり、望ましいＣは
１００であり、そして望ましいＭが１であると仮定されたい。これらの条件は整
合フィルタサーチャにとって最適であり、それでそのハードウェアも完全に使用
されるであろう。必要な探索時間はＬ^＊Ｍ＝３０，０００であるだろう。上述さ
れた直列相関器サーチャもまたそれのハードウェアを効率的に使用するであろう
が、しかしそれの探索時間はＬ^＊Ｍ^＊Ｃ＝３，０００，０００、すなわち１００
倍以上であるだろう。それで速度性能（ｓｐｅｅｄｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）
を直列相関器と等しくするために、われわれはそれらの１００を並列に実施する
必要があるであろう。これは整合フィルタと同じ分野においては効果がないであ
ろう。

【００１５】今われわれが同じハードウェアで全体のＰＮシーケンス：Ｌ＝１０００よりも
小さいウィンドウを探索したいと仮定されたい。さらにコヒーレント統合（ｉｎ
ｔｅｇｒａｔｉｏｎｓ）Ｃが２５のみに設定されると仮定されたい。Ｍが１であ
ることを続けよう。この事例（ｃａｓｅ）は、整合フィルタの３／４が使用され
ないので、整合フィルタはそのハードウェアのすべてを有効に使用しないであろ
うことを示す。総探索時間１０００はなお直列相関器のそれ、１０００＊２５＝
２５，０００よりも低いが、しかしそれは２５倍だけ早い。これは、タップが縮
小されたウィンドウサイズ−これは事例ではない固定タップを有しそして探索時
間は実際に僅かに遅い３０，０００のままであるであろう−を利用するのと同じ
方法でプログラムできると仮定する。

【００１６】最後に、Ｍ＝５の仮定だけが変化する。今整合フィルタサーチャはハードウェ
ア効率２５％で動作し続け、そしてそれは検索するためにＭ^＊ＰＮすなわち１５
０，０００サイクルを要するであろう（そして付加メモリがＬ部分アキュムレー
ションを蓄積するために必要である）。直列相関器はハードウェア効率１００％
で動作し続けそしてＬ^＊Ｃ^＊Ｍすなわち１２５，０００内でタスクを完了するだ
ろう。明瞭に、Ｍは５から増加されるので、直列相関器の動作利得は増加するだ
けであろう。

【００１７】初期の捕捉（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）からマルチパス復調のために基地局ハ
ンドオフまで測距する（ｒａｎｇｉｎｇ）探索時間を減らすことには明確な利益
がある。速い探索を柔軟性およびハードウェア効率と結合するサーチャのための
技術には必要性がある。

【課題を解決するための手段】

探索するための新規なおよび改良された方法および装置が説明される。この発
明の１実施例にしたがって、コヒーレント累算の変数および非コヒーレント累算
の変数が資源の有効な方法における広範囲な探索仮説について高速で実行できる
ようにして、サーチャは整合フィルタの並列計算の特徴に柔軟性を加える。本発
明のこの例示的実施例は、タイムスライスされる(time-sliced)手法における整
合フィルタ機構の並列使用がマルチウィンドウを探索できるようにする。さらに
、サーチャが各サーチウィンドウについてオプションの独立ウォルシュデカバリ
ング（ｄｅｃｏｖｅｒｉｎｇ）できるようにする。時分割アプローチはどのオフ
セットについてもオプションの周波数探索を可能とする。

【００１８】例示的実施例では、ＩおよびＱチャネルデータは整合フィルタ機構を使用して
逆拡散される。逆拡散の同相および直交振幅はプログラマブルな持続期間中で合
計するためにコヒーレントアキュムレータに伝送される。振幅累算はエネルギー
測定値を生成するために２乗されそして合計される。エネルギー測定値は非コヒ
ーレント累算を実行するために第２のプログラマブルな時間の間累算される。そ
の結果の値はこのオフセットでパイロット信号の可能性を決定するために使用さ
れる。

【００１９】各整合フィルタ機構は、受信データのためのＮ値シフトレジスタ、逆拡散とオ
プションのウォルシュデカバリングとを実行するためのタップのプログラマブル
バンク(bank)、および結果のフィルタタップ計算値を合計するための加算器機
構から成る。整合フィルタ機構は、（そのタップ値内に含まれるオプションのウ
ォルシュデカバリングとともに）逆拡散のためのタップ値の種々の流れを供給す
るマルチプレクサによって指令される（ｄｉｃｔａｔｅｄ）ようなマルチウィン
ドウを探索するために、時分割法においてオプションとして使用することができ
る。さらに、オプションの位相ローテータが周波数分割を実行するための多重位相値を適用するために付加されることができる。サ
イクルごとに整合フィルタ機構は、特定のオフセット（オプションのウォルシュ
デカバリングとオプションの位相回転とを有する）のための中間計算値を生成し
、このオフセットはシフトレジスタ内のデータに基づくＮ計算値を含む。マスキ
ング特徴が実行されるべきＮ値以下を使用して計算できるようにするために使用
されてよい。オプションとしてのある特徴の確認は他の特徴が要求されることを
意味しない。この発明の別の局面が別の実施例に組み込まれても、または省かれ
てもよい。

【００２０】

【発明の実施の形態】

本発明の特徴、対象および長所は、ここでおよび全体を通して付記される参照
符号を有する図面と関連して、下に述べる詳細説明からさらに明白になるであろ
う。

【００２１】この発明の１実施例にしたがって構成されたブロック図は図４に示される。Ｉ
およびＱデータ（下文ではＤ_ＩおよびＤ_Ｑ）がシフトレジスタ４００および４０
２にそれぞれ入力する。この発明の整合フィルタ要素のサイズはシフトレジスタ
内のメモリ位置番号Ｎによって与えられる。データは連続的に装荷されそしてシ
フトレジスタにより一定のレートでシフトされる。例示的実施例では、データは
チップレートの２倍で装荷される。これは各チップおよび半チップ境界上で探索
することを可能とする。

【００２２】シフトレジスタ４００および４０２内のデータはその後、逆拡散器４１０に装
荷されるＩおよびＱＰＮシーケンス（下文ではＰＮ_ＩおよびＰＮ_Ｑ）のＮビ
ット部分と相関される。ＱＰＳＫ拡散パイロット信号を逆拡散するために、複素
逆拡散が実行される：（Ｄ_Ｉ＋ｊＤ_Ｑ）・（ＰＮ_Ｉ＋ｊＰＮ_Ｑ）＝（Ｄ_ＩＰＮ _Ｉ＋Ｄ_ＱＰＮ_Ｑ）＋ｊ（Ｄ_ＱＰＮ_Ｉ−Ｄ_ＩＰＮ_Ｑ）。図５はＮステージＱＰＳＫ
逆拡散器の１ステージを描写する。Ｄ_ＩのＮ値の１つは掛け算器６００内の相当
するタップ値ＰＮ_Ｉによっておよび掛け算器６０４内の相当するタップ値ＰＮ_Ｑによって掛け算される。同様に、Ｄ_Ｑは掛け算器６０４および６０６内のタップ
値ＰＮ_ＩおよびＰＮ_Ｑによってそれぞれ掛け算される。掛け算器６００および６
０６の出力は加算器６０８で合計される。掛け算器６０４の出力は加算器６１０
において掛け算器６０２の出力から引き算される。加算器６０８の出力は逆拡散
Ｉの値である。加算器６１０の出力は逆拡散Ｑの値である。Ｎステージがあるの
で、そのような複雑な(complex)結果Ｎがあるであろう。

【００２３】本発明はまたＢＰＳＫ逆拡散のためにも有用である。この場合には相互関係を
示すために単一のＰＮシーケンスのみがあり、それは逆拡散器４１０におけるＩ
およびＱの両方のためのタップ値を供給する。図５に示される回路はＰＮ_Ｉおよ
びＰＮ_Ｑの両者に伝送されている単一のＰＮシーケンスを有するとして使用する
ことができる。図６はもしもＢＰＳＫ逆拡散のみが望まれるならば使用すること
ができる単純化された逆拡散器を示す。Ｄ_ＩおよびＤ_Ｑはそれぞれ掛け算器６１
２および６１４内のＰＮシーケンスによって掛け算される。その結果は逆拡散Ｉ
値を生成するために加算器６１６において合計される。掛け算器６１２の出力は
逆拡散Ｑ値を生成するために加算器６１８において掛け算器６１４から引き算さ
れる。再びＮステージがあり、それでＮ複雑な結果があるであろう。図５および
図６は使用されている掛け算器を示すが、単純化は周知のことである。この例示
的実施例にあるように、タップ値がバイナリであるときは、値１および−１のみ
から成り、そして固有のデータフォーマットはＤ_ＩおよびＤ_Ｑについて選択され
、逆拡散工程はＸＯＲゲートおよびマルチプレクサ（詳細は図示せず）のみを使
用して達成することができる。

【００２４】再び図４を参照して、逆拡散器４１０内で生成されたＮ逆拡散Ｉ値および逆拡
散Ｑ値はそれぞれ合計器４２０および４２２で合計される。いつもシフトレジス
タ４００および４０２内のデータは変化し、新しい合計値は合計器４２０および
４２２で計算される。各合計値は特定オフセットのＮチップコヒーレント累算で
ある。処理は逆拡散器４１０内のタップ値を変更すること無しに、プログラマブ
ルなサイクル数の間繰り返される。例えば、例示的実施例では整合フィルタのサ
イズＮは６４である。サ−チウィンドウサイズＬは６４そしてコヒーレント累算
Ｃは２５６が希望されたと考えられたい。この場合には、ウィンドウの開始にふ
さわしいタップ値が逆拡散器４１０に装荷され、そしてデータは、各サイクルで
合計器４２０および４２２から結果を生成して、シフトレジスタを通して循環さ
れる。各結果はコヒーレントアキュムレータ４３０および４３２にそれぞれ装荷
される。これらのアキュムレータは単一の時間でマルチアキュムレーションを調
節する（ａｃｃｏｍｍｏｄａｔｅ）。例示的実施例では、それらはＲＡＭベース
である。各サイクルの間、合計器４２０か４２２のいずれかの出力に加えて、適
切な部分累算が回復され、そしてその結果としての部分累算はＲＡＭに再び蓄積
される。われわれの例では、６４サイクルが過ぎたとき、最初の６４ＩおよびＱ
の和がアキュムレータ４３０および４３２に装荷された。これらの各々の和は整
合フィルタの幅であるので、これはＣの６４に対応する。

【００２５】この時間の間、逆拡散器４１０のための新しい組のタップ値が計算された。こ
れらは最初の通過においてテストされた同じ６４オフセット仮説が再びテストで
きるように計算される。もしもタップ値が変更されなかったならば、（上述され
た標準整合フィルタサーチャのように）新オフセットは全体のＰＮ空間が探索さ
れるまで各サイクルでテストされるであろう。整合フィルタの手順はもう１つの
６４サイクルの間再び繰り返される。今度は、各結果はアキュムレータ４３０お
よび４３２に蓄積されたようなそれのオフセットについて対応する部分累算とと
もに合計される。６４サイクルが通過した後、各部分累算は、Ｃの１２８に対応
して、２つの６４チップ部分累算に構成される。アキュムレータが望ましいＣの
２５６の間４つの６４チップ値を累算するまでの各時間でタップを変更して、処
理は２度以上繰り返される。この構成では、サーチャはＮの整数倍であるいずれ
かのＣ上でコヒーレント累算を実行できる。同時に探索できるウィンドウサイズ
はアキュムレータ４３０および４３２に蓄積できる部分累算の数によって決定さ
れる。（Ｃに関する上限は、もしあるなら、使用された精度のビット数および使
用されたスケーリング技術によって決定される。この分野の技術者は望ましいＣ
値を調節する回路を容易に設計することができる。）ＰＮタップ値の装荷は次のように行われる：ＰＮシーケンスは同じ組の仮説が
テストされるべきであるか、または新しい組が始まっているかのいずれかによっ
て異なるように発生されるであろう。例示的実施例では、ＰＮシーケンスは線形
帰還シフトレジスタ（ＬＦＳＲ）ベースのＰＮ発生器経由で発生される。タップ
発生のタイミングは１例で最も良く説明される。例示的実施例では、整合フィル
タはＮ値幅であるので、Ｎビットタップシーケンスが発生されなければならない
。簡単のためわれわれは、ＰＮ発生器が更新されねばならないレートと同じレー
トであるチップレートでデータが変化すると仮定するであろう。これはデータが
チップレートの２倍で更新され、それで２つのデータサンプルが各ＰＮ状態と相
互に関係がある例示的実施例とは著しく異なっている。われわれは１２８のウィ
ンドウサイズに対してＣ＝１９２値を累算したいと仮定されたい。われわれのＰ
Ｎ発生器は逆拡散器４１０に装荷される適切な第１の６４ＩおよびＱタップ値を
発生したと仮定されたい。６４組のデータはシフトレジスタ４００および４０２
を通して循環するであろう。各組について６４値のコヒーレントＩの和が計算さ
れて非コヒーレントアキュムレータ４３０内に蓄積され、そして６４値のコヒー
レントＱの和は計算されてアキュムレータ４３２内に蓄積される。各コヒーレン
ト和は探索されている第１の６４シーケンシャルオフセット仮説の１つに対応す
る。１９２のＣが要求されるので、上記６４サイクルは１９２に到達するのに３
度繰り返されねばならない。しかし逆拡散器４１０内のＰＮタップを到来データ
に適当に整列するために、適切な方法が取られなければならない。われわれは、
第２の組のコヒーレント値を生成するために同じオフセットが再びテストされる
ことを要求する。到来データを作り出すのに使用されたＰＮ発生器は前部の６４
チップを移動した。われわれはまた同じオフセットを再テストするために新しい
組のＰＮ値の前部の６４チップを装荷する必要がある。第１の６４の和が発生さ
れると同時に（ｗｈｉｌｅ）これらの値はＰＮ発生器によって作り出される。１
９２チップのコヒーレント累算を作り出すために、処理が第３の組について繰り
返される。

【００２６】今サーチウィンドウの第１の半分が実行された。到来データを常に作り出した
ＰＮ発生器は６４チップだけ前方に再び移動した。もしわれわれが同様に前進し
たＰＮシーケンスを逆拡散器４１０に装荷したならば、われわれは、この例では
必要がない第１の６４オフセット上により多くのデータを集めるであろう。その
代わりとして、われわれは次の６４オフセットをテストするために１つの６４オ
フセットを導入したい。（到来データ内のＰＮシーケンスは、現在逆拡散器４１
０内の値に関して進んだので）われわれは簡単にＰＮ値を更新しないことによっ
てこれをすることができる。ウィンドウの第２の半分について第１の６４計算が
実行されるとき、ちょうど上述したように、同じオフセット上により多くのデー
タを集めるために新しい組のＰＮ値は逆拡散器４１０内に装荷されなければなら
ない。この処理は１９２チップのデータ値が累算されるまで繰り返す。

【００２７】ちょうど上述されたように、ＩおよびＱデータのコヒーレント累算が完了する
と、エネルギー計算器４４０に示されるように結果としての値は２乗されそして
合計される（Ｉ^２＋Ｑ^２）。各オフセットについての結果は非コヒーレントアキ
ュムレータ４５０に装荷される。このアキュムレータはアキュムレータ４３０お
よび４３２と同種のマルチ累算可能なアキュムレータである。プログラムされた
番号の非コヒーレント累算について、独立のコヒーレント累算の値Ｍはサーチウ
ィンドウ内の各オフセットのために累算される。いつもエネルギーは非コヒーレ
ントアキュムレータ４５０に累算され、コヒーレントアキュムレータ４３０およ
び４３２内の部分累算はもう１つのＣ計算のためリセットされる。

【００２８】この分野の技術者は非コヒーレントアキュムレータ４５０に蓄積された結果を
処理するために多数の解を使用するであろう。例示的実施例では、非コヒーレン
トアキュムレータ４５０の結果はＤＳＰ４６０に伝送され、そこではサーチウィ
ンドウ内のどのオフセットが、もしあるなら、多分パイロット信号の位置に対応
するかを決定するために、その値が検査される。いずれかのＤＳＰまたはマイク
ロプロセッサが望ましい動作を敢えて実行することができるところの、ＤＳＰ４
６０はすべての整合フィルタ探索手順を制御できる。それはサーチャに捧げられ
てもよく、すなわち探索機能はＤＳＰ４６０が加入者ユニットの動作において実
行する種々のタスクのまさに１小部分を構成してもよい。ちょうど記述されたよ
うに全体の処理は、必要ならばマルチサーチウィンドウのために繰り返すことが
できる。

【００２９】図７は本発明の例示的実施例を描写する。受信信号はアンテナ５０１によって
集められる。受信信号はＲＸＩＱＤＡＴＡと表記された受信器５００内で処
理される。受信器はチップレートの８倍でサンプルされたディジタル形式のＩお
よびＱデータストリームを供給するのに必要なすべての処理を実行する。周知の
ように、いろいろな他のサンプリングレートもまた使用される。これらのサンプ
ルはその後ｍｕｘ５０４を通してサブサンプラ(subsampler)５０６に伝送され、
そこでチップ×８レートのＩおよびＱサンプルストリームはこの例示的実施例の
ための他の可能性の中から選択されたレートであるチップ×２ストリームに下げ
られる。チップ×２のＩおよびＱデータストリームはその後ｍｕｘ５０８に供給
される。

【００３０】サンプルＲＡＭ５０２とｍｕｘ５０４および５０６はデータ源オプションを構
成する。ＩおよびＱサンプルはサンプルＲＡＭ５０２にチップ×８レートまたは
チップ×２レートで累算することができる。上述したようにチップ×８レートス
トリームはその後ｍｕｘ５０４を通してサブサンプラ５０６に伝送することがで
きる。代わりとして、チップ×２ストリームはｍｕｘ５０８を通してサブサンプ
ラ５０６にバイパスすることができる。明瞭に、より小さいＲＡＭ累算はチップ
×８データを累算するよりもチップ×２データを累算することを要求される。こ
のデータ源オプションは本発明を実行するために必須ではない。それは受信器ま
たは移動局の残りが低電力または空きモードにある間データを処理することがで
きる特別の利益を加える。オフセット仮説のマルチサーチウィンドウはサンプル
されたデータの同じグループ上でテストすることができる。それらのデータを陳
腐にするように外部条件が変化する前に結果が発生されさえすれば、この手順は
電力節約を生ずることができる。サンプルＲＡＭ５０２はオプションとして受信
器５００からのそれらのものより外の値で装荷することができる。（チップ×８
レートサンプリングが適当であるかもしれない）他の復調活動としてサンプルＲ
ＡＭ５０２からの累算されたデータを使用することも可能である。累算されてい
るサンプル上で探索を同時に実行している間、サンプルＲＡＭ５０２は後の追加
処理のために装荷されるであろうということが考えられる。利得５１０は必要で
あるかもしれない何かの増幅を供給するためのオプションのブロックである。ロ
ーテータ５１２はその除去が望ましい周波数オフセットが存在する状態において
追加されるべきもう１つのオプションである。その結果はＮビットシフトレジス
タ５１４に伝送される。前述のオプションのどれでも組み合わせがこの発明を実
施するのに必要であるか何も必要がないかを前節から明らかにしなければならな
い。ＩおよびＱデータストリームはＮビットシフトレジスタ５１４に直接伝送す
ることができる。さらに、ＱＰＳＫ逆拡散およびコヒーレント探索を行うために
、図４に示されたように１つのＩおよびＱパスの両者のための回路が（または同
等の時分割が）使用される必要があることは明白である。簡単および明解のため
ＩおよびＱパスはシングルパスとして示されるであろう。例えば、Ｎビットシフ
トレジスタ５１４は、２つのＮビット蓄積素子、Ｉ値のためのものおよびＱ値の
ための第２のものから成る。

【００３１】ＩおよびＱサンプルはその後ＱＰＳＫ逆拡散器５１８に伝送される。サンプル
はｍｕｘ５１６を通して伝送されたＰＮシーケンスで逆拡散される。本発明は時
分割による並列使用に良くかなう。オプションのウォルシュカバリング（Ｗａｌ
ｓｈｃｏｖｅｒｉｎｇ）を有する４つの異なるＰＮストリームがｍｕｘ５１６
への入力として示される。例示的実施例では、回路はチップレートの８倍（チッ
プ×８）の内部クロックレートで動作している。上に述べたように、ＩおよびＱ
サンプルはチップ×２のレートで伝送される。これはチップ境界ばかりでなく各
チップ間におけるオフセットについて行われるべき探索を考慮に入れる。そのよ
うに、整合フィルタハードウェアは各組のデータの４倍を使用することができる
。したがって、４つの異なるＰＮシーケンス（または４つの異なるウォルシュ符
号を有するシングルＰＮシーケンス、あるいはそれのいずれかの組み合わせ）は
４つの異なるウィンドウを同時に探索するために使用することができる。データ
レートに関してシステムクロックを増分することにより、より多数のまたはより
少数のウィンドウが同時に探索することができる。

【００３２】逆拡散値はマスクブロック５１９に入って示される。これはＮ以下のコヒーレ
ント計算を行わせるために使用できるオプションのブロックである。例えば、例
示的実施例では、Ｎは６４に設定される。もしＣ＝３２のみが望まれたならば、
マスクは６４結果の３２からゼロに設定されねばならない。これはまたこの発明
をレガシー（ｌｅｇａｃｙ）アルゴリズムで展開するときに便利である。アルゴ
リズムが、例えば、１５２のＣを要求するために設定されると仮定されたい。マ
スクは６４値計算の２回の反復の間無能とすることができる。残りの１５２−１
２８＝２４チップのデータの価値は、適宜にマスクを設定することによって増や
すことができる。代替のマスク位置が、Ｎビットシフトレジスタ５１４内のデー
タをゼロにすることを含んで、同じ機能を実行できることはこの分野の技術者に
は明白であるだろう。（マスクは加算器ツリーを分析（ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）
のコストでさらにオプション的に適用されるることができる）。

【００３３】結果としてのＮＩ値およびＮＱ値は、Ｉ総計とＱ総計とが計算されるであろう
加算器ツリーに配されるであろう。典型的な加算器ツリーは図７に示されるが、
しかしいずれかの加算器機構（例えば、整合フィルタより速く走行する直列加算
器）が合計を実行するために使用することができる。

【００３４】ｍｕｘ５２２および位相ローテータ５２４は本発明を高めることができるもう
１つのオプションを構成する。４つの異なる位相値θ_０、θ_１、θ_２およびθ_３までｍｕｘ５２２およびローテータ５２４を通して含むことができる。これは位
相オフセット仮説上の４周波数の周波数探索を可能とする。もちろん、もしシス
テムクロック選択が到来ＩおよびＱデータレートに関して、より少数のまたはよ
り多数の予備の周期を供給するならば、より少数のまたはより多数の周波数を探
索することができる。ｍｕｘ５１６を使用している周波数探索およびＰＮ探索の
総数は１つの整合フィルタ機構のための予備周期の数よりも大きくなり得ない。
例えば、例示的実施例ではデータはチップ×２レートで更新される。システムク
ロックはチップ×８で走行するので、使用するために４サイクルがある。４つの
探索のいずれかの組み合わせは各組のデータについて実行可能である。例えば、
単一のＰＮシーケンスは逆拡散器５１８内のすべての逆拡散のために使用できる
。その後、４つの異なる周波数が探索できる。代わりとして、単一の周波数が探
索できそして４つの異なるＰＮ／ウォルシュ組み合わせが探索でき、または２つ
の異なるＰＮ／ウォルシュ組み合わせが２つの異なる周波数で探索でき、あるい
はそれぞれ異なる周波数を有している４つの異なるＰＮ／ウォルシュ組み合わせ
、等である。

【００３５】図４に関して記述されたように、整合フィルタからの結果はコヒーレントに累
算されねばならない。例示的実施例のコヒーレントアキュムレータは図７におけ
る項目５２６−５４０から構成される。この分野の技術者は、本発明を可能にす
るのに容易に取り替えることができるアキュムレータを造るために種々の手段が
あることを認めるであろう。ｍｕｘ５２６とゲート５２８および５４０はタイミ
ングを実現するための１方法を示す。４つの探索は到来データの各サイクルにつ
いて実施することができる。これらの各累算は時間整列されないので、ｍｕｘ５
２６への入力による４つの累算：ｓｔａｒｔｃｏａｃｃｕｍ０−ｓｔａｒｔｃｏａｃｃｕｍ３のそれぞれを開始するために準備がなされる。これらの信
号のいずれかが断定される（ａｓｓｅｒｔｅｄ）されるとき、ローテータ５２４
からの値が、そのアキュムレーションを効果的にリセットするところのゼロに加
算器５３０内で加えられるであろう。その他では、簡単に記述されたように、部
分累算はｍｕｘ５３８から受けたように加算器５３０内でローテータ５２４から
の値に加えられるであろう。項目５３２−５３８はアキュムレータの例示的蓄積
素子を構成する。蓄積素子は各サイクルの間それに書き込みそしてそれから読み
出すことができる必要がある。シングルポート(single port)ＲＡＭがサイクル
レートの２倍でアクセスされているように、二重ポートＲＡＭが使用可能であろ
う。その上、交互に読み出しおよび書き込みされる２つのシングルポートＲＡＭ
がタスクを達成する。すなわち、シングルポートコヒーレントＲＡＭ５３４は図
示するように使用できる。特定の部分累算が蓄積される時間とそれがアクセスさ
れる必要がある時との間には常に遅延があるので、ＲＡＭが各サイクルで交互に
読み出しまたは書き込みできるようにするためにバッファリングが使用可能であ
る。ＲＡＭの幅は部分累算の幅の２倍であるだろう。コヒーレントＲＡＭ５３４
が読み出される間に１つの部分累算がバッファ５３２内に蓄積される。読み出し
データは２つの部分累算から成り、それの第１はバッファ５３６に蓄積され、そ
れの第２は上述したようにｍｕｘ５３８を通してゲート５２８に進む。交互のサ
イクルでは、加算器５３０からの部分累算はバッファ５３２に蓄積されたものと
一緒にコヒーレントＲＡＭ５３４に書き込まれるだろう。どのデータも読み出さ
れることに利用できないので、ｍｕｘ５３８はゲート５２８に供給するためにバ
ッファ５３６からの部分累算を選択するであろう。この手順はダブルパッキング
（ｄｏｕｂｌｅｐａｃｋｉｎｇ）として知られる。

【００３６】ｍｕｘ５２６から到来している同じ開始信号は最終のコヒーレント累算の出力
を制御する。累算が開始されない時、ゲート５４０はそれの出力がゼロであるよ
うに不能となるであろう。前の完了されていることに対応する、新しい累算が始
まっているとき、ｍｕｘ５３８からの値はゲート５４０を通してエネルギー計算
器５４２に供給される（ゲート５２８はこの値が合計器５３０に入るのを同時に
妨げることに注意されたい）。この点までＩおよびＱパスの両方があり、それで
エネルギーアキュムレータ５４２は、明確にするため図７には１つのみが示され
ているが、２つのコヒーレントアキュムレータからＩおよびＱ値を受信すること
を思い出されたい。Ｉ値は２乗されてＱの２乗値に加えられそしてその結果は合
計器５４８に渡される（ｐｒｅｓｅｎｔｅｄ）。エネルギーアキュムレータ５
４２の出力は全サイクルの間ゼロであるが、しかしコヒーレント累算周期当たり
１であることに注意されたい。

【００３７】項目５４４−５５８はシングル非コヒーレントアキュムレータ（ＩおよびＱは
今合併される）を構成し、それは上述したアキュムレータと全く同じである。合
計器５４８は、バッファ５５０、非コヒーレントＲＡＭ５５２、バッファ５５４
、およびｍｕｘ５５６から成るダブルパックトＲＡＭにエネルギー値の部分累算
を供給する。タイミング制御はｍｕｘ５４４と、ゲート５４６および５５８と関
連して信号ｓｔａｒｔｎｃａｃｃｕｍ０−ｓｔａｒｔｎｃａｃｃｕｍ３
とを通して同様に成し遂げられる。

【００３８】ゲート５５８を通過したように、非コヒーレント累算の結果は、各オフセット
仮説と関連したエネルギー値である。上述したように、全体の機構は、ブロック
５６４に示されるようにマイクロプロセッサまたはＤＳＰにより制御されること
ができる。その値は例えば、各値を所定のしきい値と比較することにより、パイ
ロットの位置を決定するために使用することができる。

【００３９】例示的実施例では、ピーク検出器５６０は仮説のためのエネルギー値を受信す
る。ピーク検出器はエネルギーピークから半チップ離れている上記しきい値エネ
ルギーを抑制するために使用される。ピーク検出のアルゴリズムは次の通りであ
る。第ｎ番目のオフセットでのエネルギーとして定義される、Ｅ（ｎ）について
、下記が真実ならばピークが検出される：Ｅ（ｎ−１）＜Ｅ（ｎ）およびＥ（ｎ）＞＝Ｅ（ｎ＋１）（１）ウィンドウ境
界でのエネルギー値は保存されそして境界での可能性のある不正ピークを取り除
くためにさらにフィルタされてもよい。これは追加のバックエンドフィルタ内で
、もしかするとＤＳＰ５６４内で行われてよい。ピークフィルタリング後の残存
（ｒｅｍａｉｎｉｎｇ）ピークは整列キュー(sorting queue)５６２に伝送され
る。整列キュー５６２は各サーチウィンドウについて４対８最大値を発生するた
めに使用される。各エネルギー値およびその関連するＰＮ位置（またはオフセッ
ト）はキュー内に蓄積される。ＤＳＰ５６４はウィンドウ探索が終りそして整列
キュー内に蓄積された値へのアクセスを与えられるとき、中断中を通知される。

【００４０】本発明はそれらの多くはすでに記述されたところの、多量の柔軟性を供給する
。前の検討から変数Ｌ、Ｃ、ＭおよびＮ（それぞれ仮説数、コヒーレント累算、
非コヒーレントア累算、およびタップ数）を思い出されたい。周波数探索のため
の追加変数ｆを含めなさい。サーチャのスループットを増やすために、クロック
レートは例示的実施例において与えられたものから増加可能である。スループッ
トはクロックレートに直接比例する。クロックレートスケーリングによるアーキ
テクチャの並列使用について利用可能な時分割サイクル数としてＴを定義された
い。この発明は、積ＬＣＭｆによって与えられた探索のいずれかの組み合わせが
、そのような探索を達成するために直列相関器が実行しなければならないであろ
うサイクルの総数と等しいことを可能とする。この発明はもっと大きいレート：
ＬＣＭｆ／ＮＴで探索を実行することができる。

【００４１】この発明の何か特別な実施の構造的レベルでの計測能力もある。ほぼ同じ量の
ハードウェアについて、配列数はどの種類の探索特性が望まれるかによって展開
することができる。

【００４２】下記はそれぞれほぼ同じ複雑さ（そしてこの場合はそれぞれにおいて同じクロ
ックレート：チップ×２でのデータ変更およびチップ×８のシステムクロックを
仮定して）を含んでいる３つの例の配列である。１つのオプションは、サイズＮ
＝３２の４つの整合フィルタ（４つの整合フィルタのそれぞれは図５に示される
ように時間多重化による４つの並列サーチャを含んでいる）によって分担された
サイズＮ＝３２のシングルレジスタを使用することである。このオプションは最
小限のＣ＝３２、最小限のＬ＝６４、並列サーチャ数Ｓ＝１６を供給する。第２
のオプションはサイズＮ＝６４の１シングルレジスタと２つのパラレルＮ＝６４
の整合フィルタとを使用することである。ここで最小限のＣ＝６４、最小限のＬ
＝１２８、そしてＳ＝８。第３の同等に作られたオプションは図５に示されるよ
うに１つのＮ＝１２８のサーチャを使用することである。ここでＳ＝４と共に、
最小限のＣ＝１２８、最小限のＬ＝２５６。これら３つの例は徹底的であること
を意味しないが、しかし本発明の少数の可能な実施例を説明するのに役立つ。

【００４３】このように、プログラマブルな整合フィルタサーチャのための方法および装置
が記述された。この記述はこの分野のいかなる技術者も本発明を製造または使用
できるように提供される。これらの実施例への種々の変更はこの分野の技術者に
はたやすく明白になるであろうし、その中に定義された包括的な原理はさらなる
発明を必要とせずに他の実施例に適用されてもよい。したがって本発明はその中
に示された実施例に制限されるつもりはなく、しかしむしろこの中に開示された
原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲が許容されるべきである。

【図面の簡単な説明】

【図１】セルラ電話システムのブロック図である。

【図２】従来技術の直列相関器サーチャのブロック図である。

【図３】従来技術の整合フィルタサーチャのブロック図である。

【図４】本発明の例示的実施例にしたがって構成されたブロック図である。

【図５】ＱＰＳＫ逆拡散器を示す。

【図６】ＢＰＳＫ逆拡散器を示す。

【図７】本発明にしたがって構成されたより詳細なブロック図である。

【符号の説明】

１０…加入者ユニット，１２…基地局，１４…移動電話交換局，１６…公衆電
話交換網，３5…タップ値チェーン、３６…遅延チェーン，３７…タップ値チェ
ーン，３８…遅延チェーン。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ，ＺＷ )，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ (72)発明者ゾウ、キーゼンアメリカ合衆国、カリフォルニア州 92037 ラ・ジョラ、ルトガーズ・ロード 5791 Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE21 EE31

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】下記を具備する、プログラマブル整合フィルタサーチャ：複数組の到来データを受信するためのシフトレジスタ；ＰＮシーケンスを発生するためのＰＮ発生器；前記ＰＮシーケンスを装荷し、前記複数組の到来データを逆拡散しおよび該中
間結果を合計するための装荷可能な整合フィルタ；および前記合計値を受信しおよび１組の累算された合計値を生成するためにそれらを
複数組に累積するためのアキュムレータ。
【請求項２】下記を具備する、プログラマブル整合フィルタサーチャ：複数組の到来同相（Ｉ）データを受信するためのシフトレジスタ；複数組の
到来直交位相（Ｑ）データを受信するためのシフトレジスタ；ＰＮシーケンスを発生するためのＰＮ発生器；下記を有する整合フィルタ：前記複数組のＩデータ、前記複数組のＱデータ、および前記ＰＮシーケンス
を受信するためのおよび複数組の逆拡散Ｉ値を生成しおよび複数組の逆拡散Ｑ値
を生成するための逆拡散器；Ｉ合計値を生成するために前記複数組の逆拡散Ｉ値を合計するための合計器
；Ｑ合計値を生成するために前記複数組の逆拡散Ｑ値を合計するための合計器
；前記Ｉ合計値を受信しおよび累算されたＩ合計値の組を生成するために前記
Ｉ合計値を複数組に累積するためのＩアキュムレータ；前記Ｑ合計値を受信しおよび累算されたＱ合計値の組を生成するために前記Ｑ
合計値を複数組に累積するためのＱアキュムレータ；および複数組の累算されたＩ合計値および複数組の累算されたＱ合計値を受信し、複
数組の累算されたＩ合計値のそれぞれを２乗し、複数組の累算されたＱ合計値の
それぞれを２乗し、および複数組のエネルギー値を生成するために複数組のＩお
よびＱ合計値のそれぞれの前記２乗の該結果を合計するためのエネルギー計算器
。
【請求項３】前記複数組のエネルギー値を受信しおよび前記複数組のエネ
ルギー値のそれらを累算した複数組を生成するためのアキュムレータをさらに具
備する、請求項２のプログラマブル整合フィルタサーチャ。
【請求項４】ＩおよびＱＰＮシーケンスが前記ＰＮ発生器により生成され
、および前記逆拡散器がＱＰＳＫ逆拡散を実行する、請求項３のプログラマブル
整合フィルタサーチャ。
【請求項５】前記逆拡散器がＢＰＳＫ逆拡散を実行する、請求項３のプロ
グラマブル整合フィルタサーチャ。
【請求項６】多重ＰＮシーケンスを受信するためのマルチプレクサであつ
て、前記多重ＰＮシーケンスに基づいて追加の複数の組の合計値を生成するため
に前記装荷可能な整合フィルタのタイムシェアリングのために該多重ＰＮシーケ
ンスを配するためのマルチプレクサをさらに具備する、請求項３のプログラマブ
ル整合フィルタサーチャ。
【請求項７】下記をさらに具備する、請求項３のプログラマブル整合フィル
タサーチャ：１またはそれ以上の位相値を受信するためのマルチプレクサ；および前記ＩおよびＱ装荷可能な整合フィルタの出力を受信するためのおよび前記マ
ルチプレクサの該位相出力にしたがって前記出力を回転し、および前記Ｉおよび
Ｑアキュムレータに該結果を配するためのＩおよびＱローテータ。
【請求項８】下記工程を具備する、プログラマブル整合フィルタ探索を
実行するための方法：ａ）複数組のＩおよびＱデータを蓄積する；ｂ）ＰＮシーケンスを生成する；ｃ）ＩおよびＱ逆拡散値を生成するために前記ＰＮシーケンスで前記複数組の
ＩおよびＱデータを逆拡散する；ｄ）前記逆拡散Ｉ値の結果を合計する；ｅ）前記逆拡散Ｑ値の結果を合計する；ｆ）該結果の合計逆拡散Ｉ値を累算する；ｇ）該結果の合計逆拡散Ｑ値を累算する；ｈ）該累算された逆拡散Ｉ値を２乗する；ｉ）該累算された逆拡散Ｑ値を２乗する；ｊ）前記両２乗値を合計する。
【請求項９】前記２乗値の合計を累算する該工程をさらに具備する請求項
６の方法。
【請求項１０】下記を具備する、プログラマブル整合フィルタサーチャ。複数組の到来データを受信するためのメモリ；ＰＮシーケンスを発生するためのＰＮ発生器；前記ＰＮシーケンスを装荷し、前記複数組の到来データを逆拡散しおよび該中
間結果を合計するための装荷可能な整合フィルタ。