JP2002531985A - 改善された歪性能を備えたab級出力ステージ - Google Patents
改善された歪性能を備えたab級出力ステージInfo
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3066—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the collectors of complementary power transistors being connected to the output
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/30—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor
- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
- H03F3/3076—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output with symmetrical driving of the end stage
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Abstract
(57)【要約】
本発明は、従来技術のAB級出力ステージの歪性能に比べて改良された歪性能を有する出力ステージを教示する。全般的概念は、出力ステージのフィードフォワード回路を低歪作動状態に常時バイアスするということである。これは、いくつかの異なる方法によってなされ得るが、それらの各々は、各自特別な回路を必要としている。例えば、一実施形態において、バイアス回路(I5、Q7、Q8、Q9、Q10、Q11、Q12、I6)は、出力ステージの出力値を無視してフィードフォワード回路(Q5、Q6)を低歪作動状態にするべく、ほぼ一定のバイアス電流を生成する。
Description
【0001】 (技術分野) 本発明は、電子増幅器の設計に関する。より詳細には、本発明は、バッファ出
力回路、フィードフォワード制御回路、及びバイアス回路を有する出力ステージ
を意図するものである。応用に際し、本発明の概念は、例えば、AB級の改善さ
れた歪の出力ステージを与えるものである。
力回路、フィードフォワード制御回路、及びバイアス回路を有する出力ステージ
を意図するものである。応用に際し、本発明の概念は、例えば、AB級の改善さ
れた歪の出力ステージを与えるものである。
【0002】 (背景技術) 従来技術の概要を示す図1は、トランジスタQ1〜Q4及びソース電流デバイ
スI1及びシンク電流デバイスI2を備えた4トランジスタエミッタフォロワ1
00を表わす。理解されるように、エミッタフォロワ100は、良好な出力ステ
ージについての多くの本質的特徴を提供するため、オペアンプにおける出力バッ
ファステージとして一般に使用されている。しかしながら、電流ソースI1及び
I2の零入力電流の生成、並びに出力トランジスタデバイスQ3及びQ4の電流
増幅率によって、エミッタフォロワの出力電流Iefは制限される。斯かる制限は
、特に低温において、ベータPNPが20又はそれより低くなる高速の補足両極
プロセス(complementary bipolar process)にとって特に邪魔になり得る。
スI1及びシンク電流デバイスI2を備えた4トランジスタエミッタフォロワ1
00を表わす。理解されるように、エミッタフォロワ100は、良好な出力ステ
ージについての多くの本質的特徴を提供するため、オペアンプにおける出力バッ
ファステージとして一般に使用されている。しかしながら、電流ソースI1及び
I2の零入力電流の生成、並びに出力トランジスタデバイスQ3及びQ4の電流
増幅率によって、エミッタフォロワの出力電流Iefは制限される。斯かる制限は
、特に低温において、ベータPNPが20又はそれより低くなる高速の補足両極
プロセス(complementary bipolar process)にとって特に邪魔になり得る。
【0003】 従来技術は、図1のエミッタフォロワ100における変形及び改良である出力
バッファステージを教示する。例えば、出力電流性能は、他のエミッタフォロワ
ステージを付加することにより、しばしば改良され、低減される電圧変動及び増
加される零入力電流の必要性を犠牲にして、「3倍の」バッファをもたらす。前
記低減される電圧変動は、5ボルト以下の供給から動作しなければならない増幅
器にとって、通常許容できないものである。
バッファステージを教示する。例えば、出力電流性能は、他のエミッタフォロワ
ステージを付加することにより、しばしば改良され、低減される電圧変動及び増
加される零入力電流の必要性を犠牲にして、「3倍の」バッファをもたらす。前
記低減される電圧変動は、5ボルト以下の供給から動作しなければならない増幅
器にとって、通常許容できないものである。
【0004】 また、前記従来技術は、4トランジスタバッファ100の出力電流性能が、出
力エミッタフォロワコレクタ電流を、バッファ出力に並列な出力を備えた電流ミ
ラーの入力に適用することにより、改良され得ることを提案する。この出力ステ
ージは、電流ミラー増幅率に直接比例する更なる出力電流を提供し得る。しかし
ながら、バッファ出力デバイスの零入力電流の生成及び電流ミラー増幅率に匹敵
する更なる零入力電流が必要とされる。
力エミッタフォロワコレクタ電流を、バッファ出力に並列な出力を備えた電流ミ
ラーの入力に適用することにより、改良され得ることを提案する。この出力ステ
ージは、電流ミラー増幅率に直接比例する更なる出力電流を提供し得る。しかし
ながら、バッファ出力デバイスの零入力電流の生成及び電流ミラー増幅率に匹敵
する更なる零入力電流が必要とされる。
【0005】 従来技術の概要を示す図2は、図1のエミッタフォロワ100における通常の
変形である一つのAB級出力ステージ150を表わす。出力ステージ150は、
補完的な4トランジスタエミッタフォロワ100、共通のエミッタトランジスタ
デバイスQ5及びQ6、並びにソース電流デバイスI3及びシンク電流デバイス
I4を備えている。AB級出力ステージ150は、改善された出力電流性能を提
供するが、必要とされる零入力電流を増加させ、出力電圧の変動性能を犠牲にし
ている。
変形である一つのAB級出力ステージ150を表わす。出力ステージ150は、
補完的な4トランジスタエミッタフォロワ100、共通のエミッタトランジスタ
デバイスQ5及びQ6、並びにソース電流デバイスI3及びシンク電流デバイス
I4を備えている。AB級出力ステージ150は、改善された出力電流性能を提
供するが、必要とされる零入力電流を増加させ、出力電圧の変動性能を犠牲にし
ている。
【0006】 図2の出力ステージ150は、以下のように作動する。電流ソースI3及びI
4は、それぞれ、エミッタフォロワデバイスQ3及びQ4の零入力電流をソース
及びシンクし、共通のエミッタ出力デバイスQ5及びQ6に零入力ベース電流を
与える。エミッタフォロワデバイスQ3及びQ4のコレクタにおけるシグナル電
流の全ては、共通の出力デバイスであるQ5及びQ6のベースを駆動するのに利
用可能である。本質的には、共通のエミッタ出力デバイスQ5及びQ6は、出力
においてフィードフォワード電流を提供している。
4は、それぞれ、エミッタフォロワデバイスQ3及びQ4の零入力電流をソース
及びシンクし、共通のエミッタ出力デバイスQ5及びQ6に零入力ベース電流を
与える。エミッタフォロワデバイスQ3及びQ4のコレクタにおけるシグナル電
流の全ては、共通の出力デバイスであるQ5及びQ6のベースを駆動するのに利
用可能である。本質的には、共通のエミッタ出力デバイスQ5及びQ6は、出力
においてフィードフォワード電流を提供している。
【0007】 実際、出力ステージ150は、機能していない。温度及びデバイスの変化は、
共通の出力デバイスQ5及びQ6の零入力電流における耐え難き変動を引き起こ
す。シグナル電流増幅率を制限しない共通のエミッタ出力デバイスの零入力電流
を制御する手段が必要とされる。
共通の出力デバイスQ5及びQ6の零入力電流における耐え難き変動を引き起こ
す。シグナル電流増幅率を制限しない共通のエミッタ出力デバイスの零入力電流
を制御する手段が必要とされる。
【0008】 図3に示す従来技術は、シグナル電流増幅率を制限しない態様で、共通のエミ
ッタ出力デバイスを制御する出力回路200を表わす。不幸にも、以下に述べる
ように、出力回路200は、質の悪い歪特性を有する。出力回路200は、ドラ
イバQ10及びQ13に並列に接続されたAB級の出力ステージ150と、トラ
ンジスタQ7、Q8、Q11及びQ12と共に電流ミラーとして作動する定電流
トランジスタQ9及びQ14の補足対とを備えている。電流ミラー入力は、比較
的低電流のソース/シンクIREFから得られる。トランジスタのサイズは、出
力対の零入力電流が、電流ミラー入力の所望の倍数になるように選択される。ま
た、定電流トランジスタQ9及びQ14は、エミッタフォロワ出力デバイスQ3
及びQ4のコレクタ電流をソース及びシンクし、図2の電流ソースI3及びI4
の均等物として作用する。
ッタ出力デバイスを制御する出力回路200を表わす。不幸にも、以下に述べる
ように、出力回路200は、質の悪い歪特性を有する。出力回路200は、ドラ
イバQ10及びQ13に並列に接続されたAB級の出力ステージ150と、トラ
ンジスタQ7、Q8、Q11及びQ12と共に電流ミラーとして作動する定電流
トランジスタQ9及びQ14の補足対とを備えている。電流ミラー入力は、比較
的低電流のソース/シンクIREFから得られる。トランジスタのサイズは、出
力対の零入力電流が、電流ミラー入力の所望の倍数になるように選択される。ま
た、定電流トランジスタQ9及びQ14は、エミッタフォロワ出力デバイスQ3
及びQ4のコレクタ電流をソース及びシンクし、図2の電流ソースI3及びI4
の均等物として作用する。
【0009】 出力回路200の動作は、以下の記載を考慮すれば、より十分に理解されるで
あろう。出力電流をVOUTに接続された負荷にソースすることになる、VIN
における入力に適用される正方向の信号を考える。負荷電流が流れ始める際、Q
3を通る電流は増加する一方、Q4を通る電流は減少する。Q3のコレクタに入
る増加電流は、Q5のベースにおいて電位を低減し、その結果、前記負荷にソー
スされる全電流に加わるQ5電流を増加させる。Q5のベースにおける減少する
電位は、Q10における電流を減少させる。これにより、Q4において低減され
た電流は強化され、共通のエミッタ出力デバイスQ6のベースにおいて、より低
い電位をもたらす。Q6におけるコレクタ電流は低減され、負荷への電流のネッ
トソーシング(net sourcing)を更に強調する。Q6のベースにおいて低減され
た電位もまた、Q13における電流を増加させ、回路の電流ソーシング作用を更
に強化することに留意しなければならない。
あろう。出力電流をVOUTに接続された負荷にソースすることになる、VIN
における入力に適用される正方向の信号を考える。負荷電流が流れ始める際、Q
3を通る電流は増加する一方、Q4を通る電流は減少する。Q3のコレクタに入
る増加電流は、Q5のベースにおいて電位を低減し、その結果、前記負荷にソー
スされる全電流に加わるQ5電流を増加させる。Q5のベースにおける減少する
電位は、Q10における電流を減少させる。これにより、Q4において低減され
た電流は強化され、共通のエミッタ出力デバイスQ6のベースにおいて、より低
い電位をもたらす。Q6におけるコレクタ電流は低減され、負荷への電流のネッ
トソーシング(net sourcing)を更に強調する。Q6のベースにおいて低減され
た電位もまた、Q13における電流を増加させ、回路の電流ソーシング作用を更
に強化することに留意しなければならない。
【0010】 このように、出力回路200は、高出力電流ドライブを提供することができる
が、トランジスタQ5のベータ電流マルチプライヤが十分に利用されているとき
のみである。これは、Q3が十分な電流負荷を有しなければならないことを意味
する。トランジスタQ3が十分な電流負荷を有するためには、Q9は、ほぼ完全
な電流ソースとして動作しなければならない。トランジスタQ9がほぼ完全な電
流ソースとして作動するには、トランジスタQ10は、オンからオフの状態に遷
移しなければならない。Q10の如何なる変調も出力信号の歪を引き起こすが、
オン/オフの遷移がおそらく最大である。したがって、出力回路200は、歪を
犠牲にして高電流増幅率を提供する。
が、トランジスタQ5のベータ電流マルチプライヤが十分に利用されているとき
のみである。これは、Q3が十分な電流負荷を有しなければならないことを意味
する。トランジスタQ3が十分な電流負荷を有するためには、Q9は、ほぼ完全
な電流ソースとして動作しなければならない。トランジスタQ9がほぼ完全な電
流ソースとして作動するには、トランジスタQ10は、オンからオフの状態に遷
移しなければならない。Q10の如何なる変調も出力信号の歪を引き起こすが、
オン/オフの遷移がおそらく最大である。したがって、出力回路200は、歪を
犠牲にして高電流増幅率を提供する。
【0011】 従来技術を示す図4は、バッファ出力回路252及びフィードフォワード制御
回路254を備えた出力回路250の概要を表わす。図1〜図3の出力回路を参
照すれば、当業者はパターンがあることを認識するであろう。4トランジスタの
共通のエミッタフォロワ回路100は、バッファ出力回路として利用され、図2
及び図3に付加された改良回路は、バッファ出力回路100の欠陥を解決するフ
ィードフォワード制御回路である。従来技術を示す図4は、バッファリング及び
フィードフォワード制御の両方を有する出力回路に対する一つのブロック図モデ
ルを表わす。例えば、図2の出力回路150において、トランジスタデバイスQ
5及びQ6は、フィードフォワードし、出力Voutにおいて更なる電流を利用可
能にする。図3の出力回路200は、出力回路150内の零入力電流についての
制御の欠如を補償する粗コントローラを提供する。
回路254を備えた出力回路250の概要を表わす。図1〜図3の出力回路を参
照すれば、当業者はパターンがあることを認識するであろう。4トランジスタの
共通のエミッタフォロワ回路100は、バッファ出力回路として利用され、図2
及び図3に付加された改良回路は、バッファ出力回路100の欠陥を解決するフ
ィードフォワード制御回路である。従来技術を示す図4は、バッファリング及び
フィードフォワード制御の両方を有する出力回路に対する一つのブロック図モデ
ルを表わす。例えば、図2の出力回路150において、トランジスタデバイスQ
5及びQ6は、フィードフォワードし、出力Voutにおいて更なる電流を利用可
能にする。図3の出力回路200は、出力回路150内の零入力電流についての
制御の欠如を補償する粗コントローラを提供する。
【0012】 必要とされているのは、質の悪い回路歪特性を招くことの無いフィードフォワ
ード回路の適切なバイアシングである。
ード回路の適切なバイアシングである。
【0013】 (発明の開示) 本発明は、従来技術のAB級出力ステージの歪性能に比べて改良された歪性能
を有する出力ステージを教示する。全般的概念は、出力ステージのフィードフォ
ワード回路を低歪作動状態に常時バイアスするということである。これは、いく
つかの異なる方法によってなされ得るが、それらの各々は、各自特別な回路を必
要としている。例えば、一実施形態において、バイアス回路は、出力ステージの
出力値を無視してフィードフォワード回路を低歪作動状態にするべく、ほぼ一定
のバイアス電流を生成する。
を有する出力ステージを教示する。全般的概念は、出力ステージのフィードフォ
ワード回路を低歪作動状態に常時バイアスするということである。これは、いく
つかの異なる方法によってなされ得るが、それらの各々は、各自特別な回路を必
要としている。例えば、一実施形態において、バイアス回路は、出力ステージの
出力値を無視してフィードフォワード回路を低歪作動状態にするべく、ほぼ一定
のバイアス電流を生成する。
【0014】 本発明に係る一つの出力ステージは、バッファ出力回路、フィードフォワード
制御回路及びバイアス回路を備える。前記バッファ出力回路は、信号入力、非バ
ッファ信号出力及びバッファ信号出力を有する。前記フィードフォワード制御回
路は、制御入力及び制御出力を有する。前記制御入力は、前記バッファ出力回路
の前記非バッファ信号出力に連結され、前記制御出力は、前記バッファ出力回路
の前記バッファ信号出力に連結される。前記バイアス回路は、前記フィードフォ
ワード制御回路の前記制御入力に連結されたバイアス出力を有する。
制御回路及びバイアス回路を備える。前記バッファ出力回路は、信号入力、非バ
ッファ信号出力及びバッファ信号出力を有する。前記フィードフォワード制御回
路は、制御入力及び制御出力を有する。前記制御入力は、前記バッファ出力回路
の前記非バッファ信号出力に連結され、前記制御出力は、前記バッファ出力回路
の前記バッファ信号出力に連結される。前記バイアス回路は、前記フィードフォ
ワード制御回路の前記制御入力に連結されたバイアス出力を有する。
【0015】 (本発明を実施するための最良の形態) 図1から図4は、従来技術の出力回路を示す。
【0016】 図5は、本発明の一実施形態に係る歪が低減された出力回路300を示す。出
力回路300は、図1から図4に示す回路よりも優れた所定の歪特性を有する高
出力電流を提供する。他の応用例に加え、本実施形態は、オペアンプのAB級出
力ステージとしての応用に好適である。
力回路300は、図1から図4に示す回路よりも優れた所定の歪特性を有する高
出力電流を提供する。他の応用例に加え、本実施形態は、オペアンプのAB級出
力ステージとしての応用に好適である。
【0017】 出力回路300は、バッファ出力回路252、フィードフォワード制御回路2
54及びバイアス回路302を備えている。バッファ出力回路252は、出力回
路300によって出力Voutで生成される出力信号から、入力Vinで適用される
入力信号をバッファリング又は遮断する機能によって定義される種々の形態をと
り得る。例えば、エミッタフォロワ100は、バッファ出力回路に適切な設計で
ある。バッファ出力回路252は、入力信号を電力増幅し得る。或いは、バッフ
ァ出力回路252は、単に入力信号を遮断するのを目的とした単一のゲインを有
し得る。
54及びバイアス回路302を備えている。バッファ出力回路252は、出力回
路300によって出力Voutで生成される出力信号から、入力Vinで適用される
入力信号をバッファリング又は遮断する機能によって定義される種々の形態をと
り得る。例えば、エミッタフォロワ100は、バッファ出力回路に適切な設計で
ある。バッファ出力回路252は、入力信号を電力増幅し得る。或いは、バッフ
ァ出力回路252は、単に入力信号を遮断するのを目的とした単一のゲインを有
し得る。
【0018】 フィードフォワード制御回路254は、出力Voutに並列のフィードフォワー
ド電流を与える。フィードフォワード制御回路254の目的は、バッファ出力回
路252によって与えられる供給電流の欠如を補償することである。前記発明の
背景の欄で述べたように、従来技術のフィードフォワード制御回路は、高出力電
流を与えるが、フィードフォワード制御回路内のトランジスタの変調による歪の
影響を受ける。歪を減少させるには、バイアス回路302は、フィードフォワー
ド制御回路254内に生じるトランジスタの変調を引き起こす歪を防止するべく
、フィードフォワード制御回路254の入力を駆動する必要がある。本発明は、
種々のバイアス回路302を意図している。機能面において、バイアス回路30
2は、フィードフォワード制御回路254を固定の制御位置にバイアスする一定
のバイアス電流ソースを与える。このようなバイアス回路302の特定の一例を
図7を参照して以下に記載する。或いは、機能面において、バイアス回路302
は、フィードフォワード出力電流の量をより正確に制御する一方、トランジスタ
変調を引き起こす歪を解決するべく、フィードバックアルゴリズムを実行し得る
。
ド電流を与える。フィードフォワード制御回路254の目的は、バッファ出力回
路252によって与えられる供給電流の欠如を補償することである。前記発明の
背景の欄で述べたように、従来技術のフィードフォワード制御回路は、高出力電
流を与えるが、フィードフォワード制御回路内のトランジスタの変調による歪の
影響を受ける。歪を減少させるには、バイアス回路302は、フィードフォワー
ド制御回路254内に生じるトランジスタの変調を引き起こす歪を防止するべく
、フィードフォワード制御回路254の入力を駆動する必要がある。本発明は、
種々のバイアス回路302を意図している。機能面において、バイアス回路30
2は、フィードフォワード制御回路254を固定の制御位置にバイアスする一定
のバイアス電流ソースを与える。このようなバイアス回路302の特定の一例を
図7を参照して以下に記載する。或いは、機能面において、バイアス回路302
は、フィードフォワード出力電流の量をより正確に制御する一方、トランジスタ
変調を引き起こす歪を解決するべく、フィードバックアルゴリズムを実行し得る
。
【0019】 図6は、本発明の他の実施形態に係る歪が低減された出力回路350を概略的
に表わす。出力回路350は、AB級の出力ステージ150及びバイアス回路3
02を備えている。前述のように、AB級出力ステージ150は、理論的には十
分機能するが、フィードフォワードトランジスタデバイスQ5及びQ6の零入力
電流についての制御が欠如している点に問題がある。バイアス回路302は、低
歪状態で高出力電流を与えるべく、トランジスタデバイスQ5及びQ6を通る零
入力電流を維持制御するべく作動する。図5に関して記載したように、バイアス
回路302は、固定バイアス電流を単に与えるか、或いは、電流需要に従って可
変バイアス電流を与え得る。
に表わす。出力回路350は、AB級の出力ステージ150及びバイアス回路3
02を備えている。前述のように、AB級出力ステージ150は、理論的には十
分機能するが、フィードフォワードトランジスタデバイスQ5及びQ6の零入力
電流についての制御が欠如している点に問題がある。バイアス回路302は、低
歪状態で高出力電流を与えるべく、トランジスタデバイスQ5及びQ6を通る零
入力電流を維持制御するべく作動する。図5に関して記載したように、バイアス
回路302は、固定バイアス電流を単に与えるか、或いは、電流需要に従って可
変バイアス電流を与え得る。
【0020】 図7は、本発明に係る特定の一つの出力回路400を概略的に示す。図6と同
様に、出力回路400は、AB級のバッファアンプ及びバイアス回路302を備
えている。バイアス回路302は、フィードフォワード電流デバイスQ5及びQ
6の入力に一定のバイアス電流を与える。バイアス回路302は、ソース電流デ
バイスI5及びシンク電流デバイスI6、デバイスQ8及びQ9と共に形成され
た電流ミラー内に結合された定電流トランジスタQ7及びQ10、並びにトラン
ジスタQ11及びQ12に接続されたダイオードを備えている。
様に、出力回路400は、AB級のバッファアンプ及びバイアス回路302を備
えている。バイアス回路302は、フィードフォワード電流デバイスQ5及びQ
6の入力に一定のバイアス電流を与える。バイアス回路302は、ソース電流デ
バイスI5及びシンク電流デバイスI6、デバイスQ8及びQ9と共に形成され
た電流ミラー内に結合された定電流トランジスタQ7及びQ10、並びにトラン
ジスタQ11及びQ12に接続されたダイオードを備えている。
【0021】 VOUTに接続された負荷に出力電流をソースすることになる、VINにおけ
る入力に適用される正方向の信号を考える。負荷電流が流れ始める際、Q3を通
る電流は増加する一方、Q4を通る電流は減少する。Q3のコレクタに入る増加
電流は、Q5のベースにおいて電位を低減し、その結果、前記負荷にソースされ
る全電流に加わるQ5電流を増加させる。Q5のベースにおける減少する電位は
、結果として、Q4を通る電流の減少に相当するQ9を通る電流を減少させる。
る入力に適用される正方向の信号を考える。負荷電流が流れ始める際、Q3を通
る電流は増加する一方、Q4を通る電流は減少する。Q3のコレクタに入る増加
電流は、Q5のベースにおいて電位を低減し、その結果、前記負荷にソースされ
る全電流に加わるQ5電流を増加させる。Q5のベースにおける減少する電位は
、結果として、Q4を通る電流の減少に相当するQ9を通る電流を減少させる。
【0022】 ここでは、本発明のいくつかの実施形態についてのみ説明したが、本発明は、
本発明の思想又は範囲から離れることの無い他の多くの特定の形態で具現化し得
ることが理解されるはずである。したがって、本実施例及び実施形態は、例示で
あって限定的なものではないと考えられ、本発明は、ここに記載した細部に制限
されるものではなく、添付した請求の範囲の範囲内で改良することができる。
本発明の思想又は範囲から離れることの無い他の多くの特定の形態で具現化し得
ることが理解されるはずである。したがって、本実施例及び実施形態は、例示で
あって限定的なものではないと考えられ、本発明は、ここに記載した細部に制限
されるものではなく、添付した請求の範囲の範囲内で改良することができる。
【図1】 図1は、従来技術の4トランジスタエミッタフォロワを概略的に示
す。
す。
【図2】 図2は、図1のエミッタフォロワにおける共通の変形である一つの
AB級出力ステージを概略的に示す。
AB級出力ステージを概略的に示す。
【図3】 図3は、信号電流増幅率を制限しないように、共通のエミッタ出力
デバイスを制御する従来技術の出力回路を概略的に示す。
デバイスを制御する従来技術の出力回路を概略的に示す。
【図4】 図4は、バッファ出力回路及びフィードフォワード制御回路を備え
た従来技術の出力回路を示すブロック図である。
た従来技術の出力回路を示すブロック図である。
【図5】 図5は、本発明の一実施形態に係る出力回路を示すブロック図であ
り、該出力回路は、バッファ出力回路、フィードフォワード制御回路及びバイア
ス回路を有する。
り、該出力回路は、バッファ出力回路、フィードフォワード制御回路及びバイア
ス回路を有する。
【図6】 図6は、本発明の他の実施形態に係る歪が低減された出力回路を概
略的に示しており、該歪が低減された特別の出力回路は、AB級の出力ステージ
及びバイアス回路を備える。
略的に示しており、該歪が低減された特別の出力回路は、AB級の出力ステージ
及びバイアス回路を備える。
【図7】 図7は、本発明に係る他の出力回路400を概略的に示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スミス ダグラス エル アメリカ合衆国 85745 アリゾナ州 タ クソン ウエスト アベニダ アザハール 2738 Fターム(参考) 5J090 AA01 AA47 AA63 CA21 FA10 GN01 GN07 HA08 HA19 KA03 KA05 KA09 KA12 MA01 MA14 TA01
Claims (27)
- 【請求項1】 改良された歪性能を備えた出力ステージであって、 該出力ステージは、 信号入力、非バッファ信号出力及びバッファ信号出力を有するバッファ出力回
路と、 制御入力及び制御出力を有し、前記制御入力が前記バッファ出力回路の前記非
バッファ信号出力に連結され、前記制御出力が前記バッファ出力回路の前記バッ
ファ信号出力に連結されるフィードフォワード制御回路と、 前記フィードフォワード制御回路の前記制御入力に連結されたバイアス出力を
有するバイアス回路とを備えることを特徴とする出力ステージ。 - 【請求項2】 前記バッファ出力回路は、出力を有する補足4トランジスタエ
ミッタフォロワを備えることを特徴とする請求項1に記載の出力ステージ。 - 【請求項3】 前記フィードフォワード制御回路は、第1及び第2の補足共通
エミッタデバイスを備えることを特徴とする請求項2に記載の出力ステージ。 - 【請求項4】 前記補足4トランジスタエミッタフォロワの出力は、前記第1
及び第2の補足共通エミッタデバイスに並列に連結されていることを特徴とする
請求項3に記載の出力ステージ。 - 【請求項5】 前記バイアス回路は、制御可能なバイアス電源を備え、 前記バイアス電源は、前記バイアス回路のバイアス出力においてバイアス信号
を生成することを特徴とする請求項4に記載の出力ステージ。 - 【請求項6】 前記バイアス電源は、2つの並列に連結された電流ミラーを備
えることを特徴とする請求項5に記載の出力ステージ。 - 【請求項7】 前記バイアス信号は、前記フィードフォワード制御回路を、非
バイアス制御位置よりも歪の少ない制御位置に向けて電気的にバイアスするよう
に作動することを特徴とする請求項5に記載の出力ステージ。 - 【請求項8】 前記バイアス回路は、制御可能なバイアス電源を備え、 前記バイアス電源は、前記バイアス回路のバイアス出力においてバイアス信号
を生成することを特徴とする請求項1に記載の出力ステージ。 - 【請求項9】 前記バイアス電源は、2つの並列に連結された電流ミラーを備
えることを特徴とする請求項8に記載の出力ステージ。 - 【請求項10】 前記バイアス信号は、前記フィードフォワード制御回路を、
非バイアス制御位置よりも歪の少ない制御位置に向けて電気的にバイアスするよ
うに作動することを特徴とする請求項8に記載の出力ステージ。 - 【請求項11】 所定の歪性能特性を備えた出力ステージであって、 該出力ステージは、 信号入力、非バッファ信号出力及びバッファ信号出力を有し、出力を有する補
足4トランジスタエミッタフォロワを備えたバッファ出力回路と、 制御入力及び制御出力を有するように形成され、前記制御入力が前記バッファ
出力回路の前記非バッファ信号出力に連結され、前記制御出力が前記バッファ出
力回路の前記バッファ信号出力に連結されており、第1及び第2の補足共通エミ
ッタデバイスを備えるフィードフォワード制御回路と、 前記フィードフォワード制御回路の前記制御入力に連結されたバイアス出力を
有するように形成されたバイアス回路であって、前記バイアス出力が制御可能な
バイアス電源を備え、前記バイアス電源が前記バイアス回路のバイアス出力にお
いてバイアス信号を生成する、前記バイアス回路とを備えることを特徴とする出
力ステージ。 - 【請求項12】 前記バッファ出力回路は、電源を供給するほぼ完全な電流ソ
ースの対を更に備えることを特徴とする請求項11に記載の出力ステージ。 - 【請求項13】 前記バッファ出力回路は、AB級の出力ステージであること
を特徴とする請求項11に記載の出力ステージ。 - 【請求項14】 前記フィードフォワード制御回路は、一対のソース及びシン
ク電流デバイスによって駆動される共通エミッタトランジスタデバイスの対を備
えることを特徴とする請求項13に記載の出力ステージ。 - 【請求項15】 前記フィードフォワード制御回路は、一対のソース及びシン
ク電流デバイスによって駆動される共通エミッタトランジスタデバイスの対を備
えることを特徴とする請求項11に記載の出力ステージ。 - 【請求項16】 前記フィードフォワード制御回路は、2つの並列に接続され
たドライバトランジスタと、定電流トランジスタの補足対とを備え、 前記定電流トランジスタの補足対は、4つのヘルパートランジスタと共に電流
ミラーとして動作することを特徴とする請求項15に記載の出力ステージ。 - 【請求項17】 前記バイアス回路のバイアス出力において生成されるバイア
ス信号は、前記フィードフォワード電流デバイスを所定の最少歪状態にする定バ
イアス電流であることを特徴とする請求項11に記載の出力ステージ。 - 【請求項18】 前記バイアス回路は、ソース及びシンク電流デバイスと、2
つのヘルパートランジスタデバイスと共に形成される電流ミラー内に連結された
定電流トランジスタと、トランジスタに接続された2つのダイオードとを備える
ことを特徴とする請求項17に記載の出力ステージ。 - 【請求項19】 補足4トランジスタエミッタフォロワを制御するように作動
可能なフィードフォワード制御回路であって、フィードフォワード制御回路を、
非バイアス制御位置よりも少ない歪を示す制御位置にバイアスするためのフォワ
ードバイアス手段を備えることを特徴とするフィードフォワード制御回路。 - 【請求項20】 前記フィードフォワード制御回路は、一対のソース及びシン
ク電流デバイスによって駆動される共通エミッタトランジスタデバイスの対を更
に備えることを特徴とする請求項19に記載のフィードフォワード制御回路。 - 【請求項21】 前記フィードフォワード制御回路は、2つの並列に接続され
たドライバトランジスタと、定電流トランジスタの補足対とを更に備え、 前記定電流トランジスタの補足対は、4つのヘルパートランジスタと共に電流
ミラーとして動作することを特徴とする請求項20に記載のフィードフォワード
制御回路。 - 【請求項22】 前記フィードフォワード制御回路は、2つの並列に接続され
たドライバトランジスタと、定電流トランジスタの補足対とを更に備え、 前記定電流トランジスタの補足対は、4つのヘルパートランジスタと共に電流
ミラーとして動作することを特徴とする請求項19に記載のフィードフォワード
制御回路。 - 【請求項23】 前記フィードフォワード制御回路をバイアスする手段は、バ
イアス電流に対する必要性に応じて変化するバイアス電流信号を生成することを
特徴とする請求項19に記載のフィードフォワード制御回路。 - 【請求項24】 補足4トランジスタエミッタフォロワを制御するためのフィ
ードフォワード制御方法であって、フィードフォワード制御回路を、非バイアス
制御位置よりも少ない歪を示す制御位置にフォワードバイアスする動作を備える
ことを特徴とするフィードフォワード制御方法。 - 【請求項25】 前記フォワードバイアスする動作は、バイアス電流信号を生
成することを含むことを特徴とする請求項24に記載のフィードフォワード制御
方法。 - 【請求項26】 前記バイアス電流信号を生成する動作は、フィードフォワー
ド制御回路の必要性に依存するバイアス電流信号の振幅を変化させることを含む
ことを特徴とする請求項25に記載のフィードフォワード制御方法。 - 【請求項27】 前記バイアス電流信号を生成する動作は、バイアス電流信号
をほぼ一定の振幅レベルに保持することを含むことを特徴とする請求項25に記
載のフィードフォワード制御方法。
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US09/204,322 | 1998-12-02 | ||
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-
1998
- 1998-12-02 US US09/204,322 patent/US6166603A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
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