JP2002519975A - 内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路 - Google Patents
内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
- H02P9/14—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field
- H02P9/26—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices
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- H02P9/305—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices using semiconductor devices controlling voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
励磁電流を制御するための出力段トランジスタの駆動をパルス幅変調器を用いて行う、内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路を提供する。使用されるディジタルのパルス幅変調器は励磁電流に対する制御回路の構成素子であり、励磁電流は発電機電圧の実際値として使用され、パルス幅の比は検出された発電機電圧に依存してキーイング比を制御し、その際に付加的に装置の発振抑制がキーイング比の周期全体を上位で遮断することにより行われる。上位で遮断された周期は持続時間中にキーイング比に適合化され、これにより電圧の変化はキーイング比とは独立に発生する。パルス幅変調器の最大変更速度を制限することにより、最大の電流上昇速度を制限することができる。
Description
【０００１】 本発明は、請求項１の上位概念に記載の内燃機関によって駆動される発電機の
ための電圧制御回路に関する。
ための電圧制御回路に関する。
【０００２】 従来の技術 車両の電源回路網内の大きな電気負荷をスイッチオンすると、発電機は強く負
荷されることが知られている。このような電気負荷のスイッチオンは電圧の低下
をもたらすので、電圧制御回路は励磁電流を高めることにより発電機から送出さ
れる出力を上昇させて発電機の出力電圧をほぼ一定に維持しようとする。この手
段により発電機によって生じる制動モーメント、すなわち最終的に内燃機関のク
ランクシャフトに作用するトルクは高まり、内燃機関の回転数が小さい場合（特
にアイドリング時には）回転数の低下が発生することがある。
荷されることが知られている。このような電気負荷のスイッチオンは電圧の低下
をもたらすので、電圧制御回路は励磁電流を高めることにより発電機から送出さ
れる出力を上昇させて発電機の出力電圧をほぼ一定に維持しようとする。この手
段により発電機によって生じる制動モーメント、すなわち最終的に内燃機関のク
ランクシャフトに作用するトルクは高まり、内燃機関の回転数が小さい場合（特
にアイドリング時には）回転数の低下が発生することがある。
【０００３】 大きな電気負荷のスイッチオン時のこのような回転数の低下をできる限り小さ
く維持するために、車両の発電機の電圧制御回路では“負荷応答（load-respons
e）”の概念で知られる処置が適用される。
く維持するために、車両の発電機の電圧制御回路では“負荷応答（load-respons
e）”の概念で知られる処置が適用される。
【０００４】 “負荷応答機能”を有する電圧制御回路では、大きな負荷がスイッチオンされ
た後、励磁電流は急激にではなく連続的に上昇する。負荷のスイッチオンを識別
するために、例えば制御トランジスタのオン時間が評価される。内燃機関によっ
て駆動される発電機のための電圧制御回路は“負荷応答機能”部および励磁電流
のキーイング比評価部を有しており、例えばドイツ連邦共和国特許出願公開第１
９６３８３５７号明細書から公知である。
た後、励磁電流は急激にではなく連続的に上昇する。負荷のスイッチオンを識別
するために、例えば制御トランジスタのオン時間が評価される。内燃機関によっ
て駆動される発電機のための電圧制御回路は“負荷応答機能”部および励磁電流
のキーイング比評価部を有しており、例えばドイツ連邦共和国特許出願公開第１
９６３８３５７号明細書から公知である。
【０００５】 内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路には、他にも同様に
励磁電流を負荷のスイッチオン後に制限するものがあり、これはヨーロッパ特許
出願公開第０４９６１８５号明細書から公知である。この公知の電圧制御回路で
は発電機の出力電圧の実際値と励磁電流の実際値とが検出される。検出された２
つの値に依存して一方では電気負荷のスイッチオン後の励磁電流の上昇が所定の
限界範囲内で保持され、他方では発電機の出力電圧の実際値が強く降下する場合
にこの限界範囲がシフトされる。
励磁電流を負荷のスイッチオン後に制限するものがあり、これはヨーロッパ特許
出願公開第０４９６１８５号明細書から公知である。この公知の電圧制御回路で
は発電機の出力電圧の実際値と励磁電流の実際値とが検出される。検出された２
つの値に依存して一方では電気負荷のスイッチオン後の励磁電流の上昇が所定の
限界範囲内で保持され、他方では発電機の出力電圧の実際値が強く降下する場合
にこの限界範囲がシフトされる。
【０００６】 ただしこれらの公知の手段には欠点が存在する。すなわちドイツ連邦共和国特
許出願公開第１９６３８３５７号明細書から公知の電圧制御回路では所定の時間
が経過しないと応働が行われず、電流の上昇が発生してしまうことがあり、また
ヨーロッパ特許出願第０４９８１８５号明細書から公知の電圧制御回路では励磁
電流を検出する付加的な手段が必要となり、この手段は必要な精度を達成するた
めに回路コストの相当な増大をまねいてしまう。
許出願公開第１９６３８３５７号明細書から公知の電圧制御回路では所定の時間
が経過しないと応働が行われず、電流の上昇が発生してしまうことがあり、また
ヨーロッパ特許出願第０４９８１８５号明細書から公知の電圧制御回路では励磁
電流を検出する付加的な手段が必要となり、この手段は必要な精度を達成するた
めに回路コストの相当な増大をまねいてしまう。
【０００７】 本発明の利点 本発明の請求項１の特徴部分の構成を有する内燃機関によって駆動される発電
機のための電圧制御回路では、励磁電流の上昇速度が大きな電気負荷のスイッチ
オン後直ちに制限され、その際にコストのかかる励磁電流の検出手段は必要ない
。この利点は請求項１の特徴部分の構成を有する電圧制御回路と請求項１の上位
概念に記載の構成を有する励磁電流のための制御回路とを組み合わせることによ
り得られる。すなわち電圧制御回路はディジタルのパルス幅変調器を備えた装置
を有しており、パルス幅変調器はパルス幅の比を発電機で検出された出力電圧に
依存して閉制御し、その際にこの制御は付加的に発振抑制（Bedaempfen）と重畳
され、これによりパルス幅変調器から送出される信号の周期が上位で遮断される
。
機のための電圧制御回路では、励磁電流の上昇速度が大きな電気負荷のスイッチ
オン後直ちに制限され、その際にコストのかかる励磁電流の検出手段は必要ない
。この利点は請求項１の特徴部分の構成を有する電圧制御回路と請求項１の上位
概念に記載の構成を有する励磁電流のための制御回路とを組み合わせることによ
り得られる。すなわち電圧制御回路はディジタルのパルス幅変調器を備えた装置
を有しており、パルス幅変調器はパルス幅の比を発電機で検出された出力電圧に
依存して閉制御し、その際にこの制御は付加的に発振抑制（Bedaempfen）と重畳
され、これによりパルス幅変調器から送出される信号の周期が上位で遮断される
。
【０００８】 このような電圧制御回路により発電機の出力電圧の閉制御が達成される。発電
機は高い安定性を有しており、残留リップル特性のきわめて小さな被制御の電圧
を発生する。いわゆる“負荷応答”、すなわち負荷スイッチオンへの応答特性を
特に有利に制御することができ、励磁電流の上昇速度を任意の値へ低減できるよ
うになる。本発明の別の利点は従属請求項に記載された手段により達成される。
機は高い安定性を有しており、残留リップル特性のきわめて小さな被制御の電圧
を発生する。いわゆる“負荷応答”、すなわち負荷スイッチオンへの応答特性を
特に有利に制御することができ、励磁電流の上昇速度を任意の値へ低減できるよ
うになる。本発明の別の利点は従属請求項に記載された手段により達成される。
【０００９】 図面 本発明の実施例を図示し、以下に詳細に説明する。図１には本発明の回路装置
のブロック回路図が示されている。図２にはパルス幅変調器のキーイング比が示
されている。図３には発電機の出力電圧について得られた電圧特性がパルス幅変
調器の２つの異なるキーイング比に対して示されている。
のブロック回路図が示されている。図２にはパルス幅変調器のキーイング比が示
されている。図３には発電機の出力電圧について得られた電圧特性がパルス幅変
調器の２つの異なるキーイング比に対して示されている。
【００１０】 実施例の説明 図１には本発明の実施例が示されている。ここでは参照番号１０で電圧制御回
路が示されており、この電圧制御回路は整流器１２で整流された発電機１１の出
力電圧ＵＧを制御する。発電機１１の出力電圧ＵＧは発電機端子Ｂ＋で取り出さ
れる。電圧制御回路１０は端子Ｂ＋、ＤＦ、Ｂ−を有しており、ここで端子Ｂ−
はアースに接続されている。端子Ｂ＋、ＤＦには発電機の励磁巻線１３が接続さ
れており、この励磁巻線１３を介して励磁電流ＩＥが流れる。励磁巻線１３に対
して並列にフリーホイールダイオード１４が接続されており、このダイオードは
励磁巻線１３の誘導負荷が遮断される際に誘導されたフリーホイール電流を収容
する。
路が示されており、この電圧制御回路は整流器１２で整流された発電機１１の出
力電圧ＵＧを制御する。発電機１１の出力電圧ＵＧは発電機端子Ｂ＋で取り出さ
れる。電圧制御回路１０は端子Ｂ＋、ＤＦ、Ｂ−を有しており、ここで端子Ｂ−
はアースに接続されている。端子Ｂ＋、ＤＦには発電機の励磁巻線１３が接続さ
れており、この励磁巻線１３を介して励磁電流ＩＥが流れる。励磁巻線１３に対
して並列にフリーホイールダイオード１４が接続されており、このダイオードは
励磁巻線１３の誘導負荷が遮断される際に誘導されたフリーホイール電流を収容
する。
【００１１】 励磁巻線１３の駆動または励磁巻線１３を通って流れる励磁電流ＩＥの制御は
トランジスタ出力段１５を用いて行われる。トランジスタ出力段１５はここでは
オン状態で端子ＤＦと端子Ｂ−とを接続しており、その場合励磁電流ＩＥは励磁
巻線１３を介してアースへ流れる。これにより周知のように磁界が形成され、こ
の磁界は発電機巻線１１ａ、１１ｂ、１１ｃに電圧を誘導する。この電圧は整流
されて最終的に発電機の出力電圧ＵＧとなる。トランジスタ出力段１５の駆動は
論理モジュールを用いて行われ、その際にＲＳフリップフロップのＱ出力側がト
ランジスタ出力段１５を駆動する。駆動論理回路自体はトランジスタ出力段１５
にパルス幅変調された駆動信号を供給するパルス幅変調器１７と、以下に詳細に
説明する実際値検出部１８とを有している。
トランジスタ出力段１５を用いて行われる。トランジスタ出力段１５はここでは
オン状態で端子ＤＦと端子Ｂ−とを接続しており、その場合励磁電流ＩＥは励磁
巻線１３を介してアースへ流れる。これにより周知のように磁界が形成され、こ
の磁界は発電機巻線１１ａ、１１ｂ、１１ｃに電圧を誘導する。この電圧は整流
されて最終的に発電機の出力電圧ＵＧとなる。トランジスタ出力段１５の駆動は
論理モジュールを用いて行われ、その際にＲＳフリップフロップのＱ出力側がト
ランジスタ出力段１５を駆動する。駆動論理回路自体はトランジスタ出力段１５
にパルス幅変調された駆動信号を供給するパルス幅変調器１７と、以下に詳細に
説明する実際値検出部１８とを有している。
【００１２】 実際値検出部１８は抵抗１９、２０を備えた分圧器に接続された電圧検出回路
であり、この分圧器は制御端子Ｂ＋とアースとの間に接続されている。実際値検
出部１８は少なくとも１つの比較器２１を有しており、この比較器の反転入力側
は分圧器１９、２０に接続されており、非反転入力側は電圧閾値ＵＳに接続され
ている。この実際値検出部１８を用いれば、発電機出力電圧ＵＧを制御するため
に必要となる正確な電圧検出を行うことができる。電圧検出の出力信号としてア
ップ／ダウン信号が形成され、この信号は発電機１１の出力電圧ＵＧが電圧ＵＳ
よりも小さい場合にローとなり、電圧ＵＧが電圧ＵＳよりも大きい場合にハイと
なる。
であり、この分圧器は制御端子Ｂ＋とアースとの間に接続されている。実際値検
出部１８は少なくとも１つの比較器２１を有しており、この比較器の反転入力側
は分圧器１９、２０に接続されており、非反転入力側は電圧閾値ＵＳに接続され
ている。この実際値検出部１８を用いれば、発電機出力電圧ＵＧを制御するため
に必要となる正確な電圧検出を行うことができる。電圧検出の出力信号としてア
ップ／ダウン信号が形成され、この信号は発電機１１の出力電圧ＵＧが電圧ＵＳ
よりも小さい場合にローとなり、電圧ＵＧが電圧ＵＳよりも大きい場合にハイと
なる。
【００１３】 実際値１８内で求められた出力信号はパルス幅変調器１７に供給される。パル
ス幅変調器１７は次のように構成されている。すなわちアップ／ダウン入力側に
は発電機の実際値電圧ＵＩｓｔに相応する信号が供給される。スタート出力側Ｃ
ＡＰＴＵＲＥはＲＳフリップフロップ１６のセット入力側Ｓに接続されている。
出力側ＣＯＭＰＡＲＥはＯＲゲート２２を介してＲＳフリップフロップ１６のリ
セット入力側Ｒに接続されている。スタート出力側ＣＡＰＴＵＲＥはさらにＤフ
リップフロップ２３に接続されており、このＤフリップフロップの出力側はＯＲ
ゲート２２の別の入力側に接続されている。
ス幅変調器１７は次のように構成されている。すなわちアップ／ダウン入力側に
は発電機の実際値電圧ＵＩｓｔに相応する信号が供給される。スタート出力側Ｃ
ＡＰＴＵＲＥはＲＳフリップフロップ１６のセット入力側Ｓに接続されている。
出力側ＣＯＭＰＡＲＥはＯＲゲート２２を介してＲＳフリップフロップ１６のリ
セット入力側Ｒに接続されている。スタート出力側ＣＡＰＴＵＲＥはさらにＤフ
リップフロップ２３に接続されており、このＤフリップフロップの出力側はＯＲ
ゲート２２の別の入力側に接続されている。
【００１４】 パルス幅変調器１７の出力側ＣＯＭＰＡＲＥはさらに発振器２５の構成素子の
周期の持続時間を短縮するブロック２４に供給され、これによりクロックパルス
ｃｌｋがパルス幅変調器へ送出される。ブロック２４にはさらに実際値電圧ＵＩ ｓｔ が供給される。別のブロック２６には実際値電圧とパルス幅変調器のＣＡＰ
ＴＵＲＥ出力側で形成された信号が供給される。ブロック２６はアップ信号が印
加される際にはカウントアップを阻止する。ブロック２６はパルス幅変調器１７
の入力側ｉｎｈに接続されている。装置全体の機能を以下に説明する。
周期の持続時間を短縮するブロック２４に供給され、これによりクロックパルス
ｃｌｋがパルス幅変調器へ送出される。ブロック２４にはさらに実際値電圧ＵＩ ｓｔ が供給される。別のブロック２６には実際値電圧とパルス幅変調器のＣＡＰ
ＴＵＲＥ出力側で形成された信号が供給される。ブロック２６はアップ信号が印
加される際にはカウントアップを阻止する。ブロック２６はパルス幅変調器１７
の入力側ｉｎｈに接続されている。装置全体の機能を以下に説明する。
【００１５】 発電機の出力電圧ＵＧは励磁電流ＩＥと負荷抵抗ＲＬとの関数であり、これは
励磁電流ＩＥを介して励磁巻線１３内で制御される。このために周知のように出
力段トランジスタ１５が駆動される。出力段トランジスタでの損失電力を低減す
るために、電流制御は線形にではなくタイミング制御により行われる。負荷抵抗
ＲＬは電源回路網に代えて示されており、この抵抗はスイッチ２６を介してオン
される。バッテリ２８は発電機１１からスイッチ２７が閉成される際に充電され
、発電機が充分な電流を送出できない場合の電流供給を保証する。図１に示され
た本発明の実施例では出力段トランジスタ１５を駆動する制御回路がディジタル
のパルス幅変調器１７から形成されており、このパルス幅変調器はアップ／ダウ
ン信号によって制御される。このアップ／ダウン信号は発電機出力電圧の実際値
に基づいて形成される。発電機出力電圧の実際値はその場合に実際値検出部１８
を用いて求められる。
励磁電流ＩＥを介して励磁巻線１３内で制御される。このために周知のように出
力段トランジスタ１５が駆動される。出力段トランジスタでの損失電力を低減す
るために、電流制御は線形にではなくタイミング制御により行われる。負荷抵抗
ＲＬは電源回路網に代えて示されており、この抵抗はスイッチ２６を介してオン
される。バッテリ２８は発電機１１からスイッチ２７が閉成される際に充電され
、発電機が充分な電流を送出できない場合の電流供給を保証する。図１に示され
た本発明の実施例では出力段トランジスタ１５を駆動する制御回路がディジタル
のパルス幅変調器１７から形成されており、このパルス幅変調器はアップ／ダウ
ン信号によって制御される。このアップ／ダウン信号は発電機出力電圧の実際値
に基づいて形成される。発電機出力電圧の実際値はその場合に実際値検出部１８
を用いて求められる。
【００１６】 実際値検出部１８または実際値検出部１８の比較器２１で発電機の出力電圧が
目標値ＵＳと比較される。図１の実施例では目標値ＵＳは比較器２１の非反転入
力側に印加され、実際値は比較器２１の反転入力側に供給される。比較器２１の
出力側でアップ／ダウン信号が形成される。ここで目標値が下方超過されるとア
ップ信号が形成され、発電機の出力電圧ＵＧが目標値を上方超過するとダウン信
号がパルス幅変調器１７へ送出される。アップ信号がパルス幅変調器１７のアッ
プ／ダウン入力側に印加されると、パルス幅変調器のキーイング信号の各周期に
ついてキーイング比が１ステップずつ増大される。ダウン信号が印加されると、
相応にパルス幅変調器のキーイング比が１ステップずつ低減される。
目標値ＵＳと比較される。図１の実施例では目標値ＵＳは比較器２１の非反転入
力側に印加され、実際値は比較器２１の反転入力側に供給される。比較器２１の
出力側でアップ／ダウン信号が形成される。ここで目標値が下方超過されるとア
ップ信号が形成され、発電機の出力電圧ＵＧが目標値を上方超過するとダウン信
号がパルス幅変調器１７へ送出される。アップ信号がパルス幅変調器１７のアッ
プ／ダウン入力側に印加されると、パルス幅変調器のキーイング信号の各周期に
ついてキーイング比が１ステップずつ増大される。ダウン信号が印加されると、
相応にパルス幅変調器のキーイング比が１ステップずつ低減される。
【００１７】 発電機１１の出力電圧ＵＧが目標値の周辺で振動することを回避するために、
制御装置は目標値が上方超過されてパルス幅変調器のアップ／ダウン入力側にダ
ウン信号が印加される場合、パルス幅変調器の後続の周期が上位で遮断されるよ
うに強く制御される。これにより過振動は回避される。こうした上位での遮断に
より制御回路ごとに異なる安定な状態が発生し、パルス幅変調器の内部のキーイ
ング比と出力段に印加される外部のキーイング比とが大きく異なって生じる。図
２には５０％の真のキーイング比に対して５０％および１００％のパルス幅変調
器の内部のキーイング比が示されている。上位での遮断は時点ＵｅＡで行われ、
周期の持続時間はＴｐｅｒである。
制御装置は目標値が上方超過されてパルス幅変調器のアップ／ダウン入力側にダ
ウン信号が印加される場合、パルス幅変調器の後続の周期が上位で遮断されるよ
うに強く制御される。これにより過振動は回避される。こうした上位での遮断に
より制御回路ごとに異なる安定な状態が発生し、パルス幅変調器の内部のキーイ
ング比と出力段に印加される外部のキーイング比とが大きく異なって生じる。図
２には５０％の真のキーイング比に対して５０％および１００％のパルス幅変調
器の内部のキーイング比が示されている。上位での遮断は時点ＵｅＡで行われ、
周期の持続時間はＴｐｅｒである。
【００１８】 図２のこの状態を回避するために、ダウンからアップへの移行後に（ダウン信
号が印加されてからアップ信号が印加される場合）ｎの周期に対してキーイング
比の上昇を回避する。これによりパルス幅変調器１７のキーイング比が出力段ト
ランジスタで真に必要なキーイング比から残留する不鮮明さを除けば迅速に接近
する。残留する不鮮明さの大きさは周期の数ｎに依存している。残留する不鮮明
さは周期ｎを選定することにより必要条件へ適合化することができる。アップ信
号が印加される際のカウントアップの阻止はブロック２６から相応の信号をパル
ス幅変調器のｉｎｈ入力側へ送出することにより行われ、これはｎの周期の間通
用する。
号が印加されてからアップ信号が印加される場合）ｎの周期に対してキーイング
比の上昇を回避する。これによりパルス幅変調器１７のキーイング比が出力段ト
ランジスタで真に必要なキーイング比から残留する不鮮明さを除けば迅速に接近
する。残留する不鮮明さの大きさは周期の数ｎに依存している。残留する不鮮明
さは周期ｎを選定することにより必要条件へ適合化することができる。アップ信
号が印加される際のカウントアップの阻止はブロック２６から相応の信号をパル
ス幅変調器のｉｎｈ入力側へ送出することにより行われ、これはｎの周期の間通
用する。
【００１９】 パルス幅変調器のキーイング比の周期全体を上位で遮断することにより、励磁
電流ＩＥひいては発電機の出力電圧ＵＧが変更され、この出力電圧はその時点で
の平均のキーイング比に強く依存している。この残留リップル特性を低減するた
めに上位で遮断された周期は持続時間中にキーイング比に適合化され、キーイン
グ比に依存しない電圧変化が発生する。こうした特徴は図３に示されており、こ
こでは小さなキーイング比での電圧特性と大きなキーイング比での電圧特性とが
示されている。大きなキーイング比では遮断の短縮される場合の電圧特性が破線
で示されている。記号Ｔａｕｓで周期の持続時間が上位で遮断される時間範囲が
示されており、ΔＵないしΔＵ’は発生する電圧差を有している。
電流ＩＥひいては発電機の出力電圧ＵＧが変更され、この出力電圧はその時点で
の平均のキーイング比に強く依存している。この残留リップル特性を低減するた
めに上位で遮断された周期は持続時間中にキーイング比に適合化され、キーイン
グ比に依存しない電圧変化が発生する。こうした特徴は図３に示されており、こ
こでは小さなキーイング比での電圧特性と大きなキーイング比での電圧特性とが
示されている。大きなキーイング比では遮断の短縮される場合の電圧特性が破線
で示されている。記号Ｔａｕｓで周期の持続時間が上位で遮断される時間範囲が
示されており、ΔＵないしΔＵ’は発生する電圧差を有している。
【００２０】 パルス幅変調器１７の内部のキーイング比ＴＰＷＭは出力段で真に要求される
キーイング比ＴＥＮＤ（これは発電機の目標出力電圧を達成するのに必要なキー
イング比である）とほぼ同一であるため、負荷のスイッチオンが行われて電圧の
実際値が低下すると、パルス幅変調器の変更速度がどの程度許容されるかという
尺度でのみ制御が行われる。パルス幅変調器の変更速度が定められると、ｍ番目
ごとの周期でのみアップ信号の印加時にキーイング比の上昇が行われ、励磁電流
の上昇速度を制限して基本的に任意に低減することができる。周期の数ｍを設定
することにより選定可能な電流上昇速度が定められる。
キーイング比ＴＥＮＤ（これは発電機の目標出力電圧を達成するのに必要なキー
イング比である）とほぼ同一であるため、負荷のスイッチオンが行われて電圧の
実際値が低下すると、パルス幅変調器の変更速度がどの程度許容されるかという
尺度でのみ制御が行われる。パルス幅変調器の変更速度が定められると、ｍ番目
ごとの周期でのみアップ信号の印加時にキーイング比の上昇が行われ、励磁電流
の上昇速度を制限して基本的に任意に低減することができる。周期の数ｍを設定
することにより選定可能な電流上昇速度が定められる。
【００２１】 本発明では電圧制御回路１０を集積回路として構成することができる。
【図１】 本発明の回路装置のブロック回路図である。
【図２】 パルス幅変調器のキーイング比を示す図である。
【図３】 発電機の出力電圧の電圧特性を示す図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１２年５月１１日（２０００．５．１１）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】特許請求の範囲
【補正方法】変更
【補正内容】
【特許請求の範囲】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ギュンター ナスヴェッター ドイツ連邦共和国 ゴーマリンゲン クリ ストフ−ヴィーラント−ヴェーク ３ (72)発明者 ヘルムート ズュルツレ ドイツ連邦共和国 フライベルク シュパ ーリングヴェーク １ Ｆターム(参考） 5G060 AA05 CA02 CA08 CA10 DB01 DB02 DB05 5H590 AA15 AB02 AB03 BB15 CA07 CA23 CC01 CD01 CE05 DD25 DD64 EA01 EA13 EB02 FB03 FC12 GA02 HA02 HB06 JA02 JB03 JB06 JB08
Claims (7)
- 【請求項１】 車両の電気負荷に対する電源電圧を制御するために、 発電機の出力電圧が励磁巻線を介して流れる励磁電流を制御することにより制
御され、負荷のスイッチオン時にトリガされる励磁電流の上昇が所定の値に制限
される、 内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路において、 励磁電流に対する制御回路はディジタルのパルス幅変調器を備えた装置を有し
ており、 トランジスタ出力段をパルス幅変調信号を用いて駆動することにより、前記装
置によって励磁電流のパルス幅の比が検出された発電機の出力電圧に依存して制
御され、 付加的に装置の発振抑制手段が設けられている、 ことを特徴とする内燃機関によって駆動される発電機のための電圧制御回路。 - 【請求項２】 前記装置の発振抑制手段がパルス幅変調器と共働して、出力
されたパルス幅変調信号の少なくとも１つの周期を抑圧する、請求項１記載の電
圧制御回路。 - 【請求項３】 パルス幅変調信号の抑圧された周期または遮断された周期の
持続時間は可変であり、該遮断は上位で行われる、請求項２記載の電圧制御回路
。 - 【請求項４】 上位で遮断された周期の持続時間はパルス幅変調器のキーイ
ング比に適合化される、請求項３記載の電圧制御回路。 - 【請求項５】 発電機の出力電圧の実際値検出は比較器を用いて行われ、該
比較器により分圧器を介して供給される発電機電圧（ＵＧ）と目標値（ＵＳ）と
が比較されて出力信号が送出され、該信号がアップ／ダウン信号としてパルス幅
変調器（１７）で評価され、パルス幅変調器でアップ信号が印加される際にキー
イング比の各周期は１ステップだけ上昇され、ダウン信号が印加される際にキー
イング比の各周期は１ステップだけ低減される、請求項１から４までのいずれか
１項記載の電圧制御回路。 - 【請求項６】 目標値が超過されてその結果ダウン信号が印加される場合、
パルス幅変調器では出力段トランジスタに供給される信号の後続の周期が遮断さ
れる、請求項５記載の電圧制御回路。 - 【請求項７】 パルス幅変調信号の周期の上位での遮断は少なくとも１つの
Ｄフリップフロップ（２３）およびＯＲゲート（２２）を用いて実現される、請
求項１から６までのいずれか１項記載の電圧制御回路。
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