JP2002513236A - 送信機のチューブを中和するための方法 - Google Patents
送信機のチューブを中和するための方法Info
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- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
- H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion
Abstract
(57)【要約】
この方法は、飽和時に利得V1を有して動作し、チューブ(4)のグリッドを制御するように2つの直交信号I(t)、Q(t)を伝送周波数(F0)で変調する変調器(2)から発する位相変調入力信号E(t)を増幅する増幅器(3)を備え、チューブ(4)が利得飽和時にV2を有して動作する高出力デジタル型の無線放送送信機のチューブの中和に適用される。この方法は、送信機の出力が所望の出力信号S(t)に対応するように送信機のチューブ(4)のアノードとグリッドの間での望ましくない結合(5)を補償するために、デジタル手段によって入力信号E(t)を予歪させることにある。適用例:デジタル無線放送送信機図1A
Description
【0001】 本発明は、高出力デジタル型の無線放送送信機のチューブを中和するための方
法、およびこの方法を実施する無線放送送信機に関する。
法、およびこの方法を実施する無線放送送信機に関する。
【0002】 現在短い波長で使用されている無線放送送信機は、残留搬送波を用いた純粋な
振幅変調下で伝送するとき、非常に高い効率を有するように最適化されている。
振幅変調下で伝送するとき、非常に高い効率を有するように最適化されている。
【0003】 この最適化は、特に、伝送すべき搬送波と速さを合わせて制御されたスイッチ
として本質的に働く高出力の伝送チューブを使用することによって達成される。
この伝送チューブは、使用される変調(例えば、PWM変調、「pulse w
idth modulation(パルス幅変調)」を意味する略語)に適合さ
れた構造の変調器によって供給され、HF信号の瞬時振幅に比例する高電圧信号
に対して働く。標準化を受ける新たな無線放送システムはデジタル型のものであ
り、したがってシステムが伝送する波形は、音声周波数信号の波形と直接的な関
係を有しない。
として本質的に働く高出力の伝送チューブを使用することによって達成される。
この伝送チューブは、使用される変調(例えば、PWM変調、「pulse w
idth modulation(パルス幅変調)」を意味する略語)に適合さ
れた構造の変調器によって供給され、HF信号の瞬時振幅に比例する高電圧信号
に対して働く。標準化を受ける新たな無線放送システムはデジタル型のものであ
り、したがってシステムが伝送する波形は、音声周波数信号の波形と直接的な関
係を有しない。
【0004】 これらの無線放送システムにおいて、1つまたは複数の変調器と関連付けられ
る前と同じチューブを使用するとともに、そのような波形を伝送することも望む
ことは、一方で、基準搬送波が位相変調されること、他方で、チューブの中和が
非常によく行われることを要求する。増幅器の最終段の構成に一般的に課せられ
る幾何的制約を鑑みて、アナログ補償回路に依拠する現在の方法によって行われ
る中和を、完全に効率的なものにすることはできない。
る前と同じチューブを使用するとともに、そのような波形を伝送することも望む
ことは、一方で、基準搬送波が位相変調されること、他方で、チューブの中和が
非常によく行われることを要求する。増幅器の最終段の構成に一般的に課せられ
る幾何的制約を鑑みて、アナログ補償回路に依拠する現在の方法によって行われ
る中和を、完全に効率的なものにすることはできない。
【0005】 本発明の目的は、前述の欠点を軽減するためのデジタル型の無線放送システム
に適合された方法を提案することである。
に適合された方法を提案することである。
【0006】 このため、本発明の対象は、飽和時に利得V1を有して動作し、チューブのグ
リッドを制御するように2つの直交信号を伝送周波数で変調する変調器から発す
る位相変調入力信号を増幅する増幅器を備え、チューブが飽和時に利得V2を有
して動作する高出力デジタル型の無線放送送信機のチューブを中和するための方
法であって、送信機の出力が所望の出力信号に対応するように送信機のチューブ
のアノードとグリッドの間での望ましくない結合を補償するために、デジタル手
段によって入力信号を予歪させることにある方法である。
リッドを制御するように2つの直交信号を伝送周波数で変調する変調器から発す
る位相変調入力信号を増幅する増幅器を備え、チューブが飽和時に利得V2を有
して動作する高出力デジタル型の無線放送送信機のチューブを中和するための方
法であって、送信機の出力が所望の出力信号に対応するように送信機のチューブ
のアノードとグリッドの間での望ましくない結合を補償するために、デジタル手
段によって入力信号を予歪させることにある方法である。
【0007】 本発明の対象はまた、前述の方法を実施する無線放送送信機である。
【0008】 本発明の利点は、アノードとグリッドの間での干渉に対する補償がデジタル方
式で実施されることである。この特徴が、最終増幅段の設計に一般的に付随する
幾何形状の制約を回避することを可能にする。デジタルの性質はまた、送信機の
扱いにくい修正を必要としない、十分に適合され、柔軟であり、拡張性の高い補
償を可能にする。
式で実施されることである。この特徴が、最終増幅段の設計に一般的に付随する
幾何形状の制約を回避することを可能にする。デジタルの性質はまた、送信機の
扱いにくい修正を必要としない、十分に適合され、柔軟であり、拡張性の高い補
償を可能にする。
【0009】 この方法の実施形態の好ましい形態によれば、アノード/グリッド結合の伝達
関数H(t)の割出しが、定期的な時点で実施される。この形態は、特に相回転
によって現れるドリフト現象(例えば老化や熱による)を考慮した中和を得るこ
とを可能にする。
関数H(t)の割出しが、定期的な時点で実施される。この形態は、特に相回転
によって現れるドリフト現象(例えば老化や熱による)を考慮した中和を得るこ
とを可能にする。
【0010】 本発明の他の特徴および利点は、以下の説明を添付図面と共に読めば明らかに
なろう。
なろう。
【0011】 基本送信機のモデルを図1Aに示す。送信機は、シンセサイザ1、変調器2、
「ドライバ」と呼ばれる増幅器段3、および出力チューブ4を備える。図は、チ
ューブのアノードとグリッドの間に存在する結合5を示す。
「ドライバ」と呼ばれる増幅器段3、および出力チューブ4を備える。図は、チ
ューブのアノードとグリッドの間に存在する結合5を示す。
【0012】 シンセサイザ1は、搬送周波数とも呼ばれる伝送周波数F0で、正弦のいわゆ
る「基準」信号を生成する。
る「基準」信号を生成する。
【0013】 変調器2は、2つの直交経路を有し、一方が入力信号I(t)に対応し、他方
が入力信号Q(t)に対応する。変調器2は、シンセサイザ1によって生成され
た基準信号の周波数F0での変調信号である出力信号E(t)を生成する。これ
は、次の式で表現される。 E(t)=I(t)cos2πF0(t)+Q(t)sin2πF0(t) (1)
が入力信号Q(t)に対応する。変調器2は、シンセサイザ1によって生成され
た基準信号の周波数F0での変調信号である出力信号E(t)を生成する。これ
は、次の式で表現される。 E(t)=I(t)cos2πF0(t)+Q(t)sin2πF0(t) (1)
【0014】 変調信号E(t)は、出力が数kWであり、ハード・リミタと、それに続く固
定利得V1の乗算器との形でモデル化される増幅器段3によって増幅される。用
語「ハード・リミタ」は、入力信号の位相を改変せず、一定の振幅を有する出力
信号を配送するデバイスを指す。
定利得V1の乗算器との形でモデル化される増幅器段3によって増幅される。用
語「ハード・リミタ」は、入力信号の位相を改変せず、一定の振幅を有する出力
信号を配送するデバイスを指す。
【0015】 したがって、増幅信号X(t)は、変調信号E(t)の位相ψを保持し、しか
し変調信号E(t)の振幅を基準として取って、振幅V1を示す。
し変調信号E(t)の振幅を基準として取って、振幅V1を示す。
【0016】 図1Bは、関連のある信号の複素数平面での図を与え、それらの相対振幅およ
びそれらの相対位相を考察する。信号E(t)が振幅1を有して表されている。
したがって、信号X(t)は振幅V1を有する。チューブ入力と見なされる出力
チューブ4のグリッドは、チューブのアノードで取られる出力信号S(t)の部
分Y(t)を加算された増幅信号X(t)を見る。部分Y(t)は、グリッドと
アノードの間に存在する漂遊キャパシタンスによって誘発されるチューブのアノ
ードとグリッドの間での結合5によるものである。アノードとグリッドの間の結
合5の伝達関数をH(t)とすると、部分Y(t)は、出力信号S(t)を伝達
関数H(t)を用いて畳み込んだ結果である。すなわち、以下の式である。 Y(t)=S(t)*H(t) (2)
びそれらの相対位相を考察する。信号E(t)が振幅1を有して表されている。
したがって、信号X(t)は振幅V1を有する。チューブ入力と見なされる出力
チューブ4のグリッドは、チューブのアノードで取られる出力信号S(t)の部
分Y(t)を加算された増幅信号X(t)を見る。部分Y(t)は、グリッドと
アノードの間に存在する漂遊キャパシタンスによって誘発されるチューブのアノ
ードとグリッドの間での結合5によるものである。アノードとグリッドの間の結
合5の伝達関数をH(t)とすると、部分Y(t)は、出力信号S(t)を伝達
関数H(t)を用いて畳み込んだ結果である。すなわち、以下の式である。 Y(t)=S(t)*H(t) (2)
【0017】 加算の結果は、チューブ入力によって「見られる」信号Z(t)に対応する。 Z(t)=X(t)+S(t)*H(t) (3)
【0018】 出力チューブ4は、飽和時に動作するようにバイアスされている。したがって
、ハード・リミタと、それに続く固定利得V2の乗算器とによってモデル化され
る。したがって、信号S(t)は、振幅V2、およびチューブ入力信号Z(t)
の位相と同一の位相を有して表される。結合5の伝達関数H(t)によって導入
される位相ひずみδを修正するために、増幅信号X(t)は、送信機出力信号S
(t)が伝送すべき所望の信号に対応するように予歪される。この予歪を実施す
るために採用される手段が、図2Aに図示されている。図2Aのデバイスに対応
する信号が図2Bに表され、それらの相対振幅およびそれらの相対位相を考察す
る。図示される送信機は、送信機が本発明による方法を実施することを可能にす
る手段6を備える。
、ハード・リミタと、それに続く固定利得V2の乗算器とによってモデル化され
る。したがって、信号S(t)は、振幅V2、およびチューブ入力信号Z(t)
の位相と同一の位相を有して表される。結合5の伝達関数H(t)によって導入
される位相ひずみδを修正するために、増幅信号X(t)は、送信機出力信号S
(t)が伝送すべき所望の信号に対応するように予歪される。この予歪を実施す
るために採用される手段が、図2Aに図示されている。図2Aのデバイスに対応
する信号が図2Bに表され、それらの相対振幅およびそれらの相対位相を考察す
る。図示される送信機は、送信機が本発明による方法を実施することを可能にす
る手段6を備える。
【0019】 手段6は、信号処理装置を本質的に備える事前補正システムからなる。伝達関
数H(t)を有する結合5がわかっていると、事前補正システム6は、補正装置
信号W(t)を計算して、それを所望の出力信号S(t)に加算し、それにより
システム6が生成する信号I(t)およびQ(t)が以下の関係を満足する。 I(t)+jQ(t)=S(t)+W(t) (4)
数H(t)を有する結合5がわかっていると、事前補正システム6は、補正装置
信号W(t)を計算して、それを所望の出力信号S(t)に加算し、それにより
システム6が生成する信号I(t)およびQ(t)が以下の関係を満足する。 I(t)+jQ(t)=S(t)+W(t) (4)
【0020】 所望の出力信号S(t)は、直交信号I(t)およびQ(t)に関して複素数
平面内で与えられる位相αによって特徴付けられる。信号I(t)は、実数軸を
表すように選択され、Q(t)は虚数軸を表すように選択される。図によって示
されるように、補正信号W(t)に関して可能な値が無限にあり、それに対応し
て信号I(t)およびQ(t)に関する値が無限にある。信号W(t)、I(t
)、およびQ(t)は、関係(4)を満たさなければならない。
平面内で与えられる位相αによって特徴付けられる。信号I(t)は、実数軸を
表すように選択され、Q(t)は虚数軸を表すように選択される。図によって示
されるように、補正信号W(t)に関して可能な値が無限にあり、それに対応し
て信号I(t)およびQ(t)に関する値が無限にある。信号W(t)、I(t
)、およびQ(t)は、関係(4)を満たさなければならない。
【0021】 事前補正システムによって基準として取られる信号S(t)は、その係数が1
に等しいように選択される。出力信号V2S(t)は、振幅V2を有し、かつ信
号S(t)と同じ位相αを有する。これは、事前補正システム6によって実施さ
れる予歪が、増幅信号X(t)が位相βおよび振幅V1を示すように相回転を導
入するためである。伝達関数H(t)を有する結合5は、事前補正システム6に
よって導入された予歪とは逆の相回転効果を有する。相回転は、出力信号V2S
(t)の部分V2Y(t)に増幅信号X(t)を加算することによって導入され
る。
に等しいように選択される。出力信号V2S(t)は、振幅V2を有し、かつ信
号S(t)と同じ位相αを有する。これは、事前補正システム6によって実施さ
れる予歪が、増幅信号X(t)が位相βおよび振幅V1を示すように相回転を導
入するためである。伝達関数H(t)を有する結合5は、事前補正システム6に
よって導入された予歪とは逆の相回転効果を有する。相回転は、出力信号V2S
(t)の部分V2Y(t)に増幅信号X(t)を加算することによって導入され
る。
【0022】 この方法を実施するための好ましい形態によれば、補正信号W(t)が、信号
S(t)と直交するように計算される。補正信号は、以下の式で書くことができ
る。 W(t)=jg(t)S(t) (5) ここで、g(t)は、時間依存利得である。
S(t)と直交するように計算される。補正信号は、以下の式で書くことができ
る。 W(t)=jg(t)S(t) (5) ここで、g(t)は、時間依存利得である。
【0023】 図2Bに表される各信号を関連付ける様々な関係を考えて、g(t)に関する
以下の数式を得る。
以下の数式を得る。
【数3】 ここで、Im(SIGNAL)は、SIGNALの虚部を表し、SIGNAL * は、SIGNALの共役を表す。
【0024】 数式(6)によれば、g(t)は、S(t)Y*(t)の虚部がゼロのときに
ゼロである。これは、Y(t)がS(t)と、したがってX(t)と同一直線上
にある場合にこれが対応し、その結果位相ひずみを導入しないためである。
ゼロである。これは、Y(t)がS(t)と、したがってX(t)と同一直線上
にある場合にこれが対応し、その結果位相ひずみを導入しないためである。
【0025】 簡単な例が、上の好ましい形態を示すことを可能にする。この例では、アノー
ド/グリッド結合が、抵抗/キャパシタンス型のものであり、伝達関数H(t)
がラプラス変換H(p)によって表される。
ド/グリッド結合が、抵抗/キャパシタンス型のものであり、伝達関数H(t)
がラプラス変換H(p)によって表される。
【数4】 τは、10から100nsの間の小さな時定数である。
【0026】 事前補正システムは、デジタル型である。サンプリング周期Tでサンプリング
される信号に対して動作する。したがって、伝達関数H(t)に関して考慮すべ
き式はH(z)であり、H(p)のサンプリング・バージョンである。
される信号に対して動作する。したがって、伝達関数H(t)に関して考慮すべ
き式はH(z)であり、H(p)のサンプリング・バージョンである。
【0027】 H(z)は、H(p)において、pを
【数5】 によって置換することにより得られる。
【0028】 搬送周波数がF0であり、ω0=2πF0であることを考慮すると、
【数6】 となる。
【0029】 S(t)をH(t)を用いて畳み込んだ結果である信号Y(t)の第nのサン
プルは、以下の漸化式によって計算される。 Y(nT)=G[S(nt)+AS((n−1)T)−BY((n−1)T
)] (10)
プルは、以下の漸化式によって計算される。 Y(nT)=G[S(nt)+AS((n−1)T)−BY((n−1)T
)] (10)
【0030】 Y(nT)がわかると、関係(6)を使用することによって時点t=nTでg
(t)を求め、次いで関係(5)を適用することによって同じ時点でg(t)か
らW(t)を導出することが可能である。最後に、I(t)およびQ(t)が、
関係(4)を適用することによって時点t=nTに関して求められる。すなわち
、 I(nT)+jQ(nT)=S(nT)(1+jg(nT)) (11)
(t)を求め、次いで関係(5)を適用することによって同じ時点でg(t)か
らW(t)を導出することが可能である。最後に、I(t)およびQ(t)が、
関係(4)を適用することによって時点t=nTに関して求められる。すなわち
、 I(nT)+jQ(nT)=S(nT)(1+jg(nT)) (11)
【0031】 システムは、より複雑な補正を実施することができる。これを行うためには、
アノード/グリッド結合のより綿密な伝達関数H(t)を考慮に入れれば十分で
ある。伝達関数H(p)を、より高次の関数、例えば2次関数になるように選択
することができる。H(p)のサンプリング・バージョンH(z)は、以下の式
で表現される。
アノード/グリッド結合のより綿密な伝達関数H(t)を考慮に入れれば十分で
ある。伝達関数H(p)を、より高次の関数、例えば2次関数になるように選択
することができる。H(p)のサンプリング・バージョンH(z)は、以下の式
で表現される。
【数7】 または
【数8】
【0032】 アノード/グリッド結合の伝達関数H(t)は、わかっているものと仮定する
ことができ、そのまま送信機の特徴になる。わかっていない場合は、復調器に関
連付けられた較正システムによって求めることができる。図3は、本発明による
方法を実施し、アノード/グリッド結合の伝達関数を評価するためのシステムを
備える送信機を示す。前の送信機の図である図2Aと比べると、増幅器と最終チ
ューブが、伝送チェーン7として一体にまとめられている。伝送チェーン7の入
力E(t)は、増幅器3、いわゆる「ドライバ」の入力に対応し、伝送チェーン
7の出力V2S(t)は、最終チューブ4の出力に対応する。
ことができ、そのまま送信機の特徴になる。わかっていない場合は、復調器に関
連付けられた較正システムによって求めることができる。図3は、本発明による
方法を実施し、アノード/グリッド結合の伝達関数を評価するためのシステムを
備える送信機を示す。前の送信機の図である図2Aと比べると、増幅器と最終チ
ューブが、伝送チェーン7として一体にまとめられている。伝送チェーン7の入
力E(t)は、増幅器3、いわゆる「ドライバ」の入力に対応し、伝送チェーン
7の出力V2S(t)は、最終チューブ4の出力に対応する。
【0033】 アノード/グリッド結合の伝達関数を評価するためのシステムは、2つの直交
経路を有する復調器8と、較正システム9とを備える。
経路を有する復調器8と、較正システム9とを備える。
【0034】 復調器8は、実際に伝送される出力信号V2S(t)を、変調用に供給された
周波数F0によって復調することによって復調する。復調信号は、2つの直交信
号Id(t)およびQd(t)によって表される。
周波数F0によって復調することによって復調する。復調信号は、2つの直交信
号Id(t)およびQd(t)によって表される。
【0035】 較正システム(9)の機能は、伝達関数H(z)の係数G、Ai、Biを調整
することである。この調整は、以下の手順に従って実施することができる。 −初期ステップで、係数G、Ai、Biをゼロに初期化する。 −第2のステップで、伝送周波数F0を、選択された伝送チャネル範囲内にあ
る所与の値に固定する。 −第3のステップで、関係(9)を使用して係数G、Ai、Biを計算する。 −第4のステップで、係数G、Ai、Biをn−1回改変し、変調信号Id+
jQdと予想される信号S(t)との間の位相偏移を最小限に抑えることを可能
にするもののみを保持する。
することである。この調整は、以下の手順に従って実施することができる。 −初期ステップで、係数G、Ai、Biをゼロに初期化する。 −第2のステップで、伝送周波数F0を、選択された伝送チャネル範囲内にあ
る所与の値に固定する。 −第3のステップで、関係(9)を使用して係数G、Ai、Biを計算する。 −第4のステップで、係数G、Ai、Biをn−1回改変し、変調信号Id+
jQdと予想される信号S(t)との間の位相偏移を最小限に抑えることを可能
にするもののみを保持する。
【0036】 例えば、第3のステップで求めた値G0、A0、B0について、各係数に関し
てn−1個の他の値を試験する。すなわち、例えばn=5の場合、全部でn×n
×n=125の値のセットである。
てn−1個の他の値を試験する。すなわち、例えばn=5の場合、全部でn×n
×n=125の値のセットである。
【0037】 例えばGに関して、試験される値は、εを小さな定数として、 G0/G0+ε/G0−ε/G0+jεおよびG0−jε によって与えることができる。上のステップの手順は、位相偏移をそれ以上減少
することができなくなるまで、関連するチャネルの他の周波数を用いて繰り返す
ことができる。
することができなくなるまで、関連するチャネルの他の周波数を用いて繰り返す
ことができる。
【0038】 アノード/グリッド結合の伝達関数は、送信機が稼動されるとき、すなわち一
度だけ評価することができる。
度だけ評価することができる。
【0039】 評価のデジタルな性質を考えると、この評価を定期的に実施するのがより効果
的であることは明らかである。例えば、送信機がオンに切り替えられるたびに、
または各伝送の後に実施する。
的であることは明らかである。例えば、送信機がオンに切り替えられるたびに、
または各伝送の後に実施する。
【図1A】 基本送信機のモデルを示す図である。
【図1B】 図1Aの基本送信機に関する信号を複素数平面で示す図である。
【図2A】 本発明による方法を実施する送信機のモデルを示す図である。
【図2B】 図2Aの送信機に関する信号を複素数平面で示す図である。
【図3】 本発明による方法を実施し、較正システムを備える送信機を示す図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Fターム(参考) 5J090 AA01 AA24 AA41 CA00 CA26 FA19 GN01 HA46 KA00 KA20 KA26 KA32 KA53 KA55 MA11 SA14 TA01 TA02 5J092 AA01 AA24 AA41 CA00 CA26 FA19 HA46 KA00 KA20 KA26 KA32 KA53 KA55 MA11 SA14 TA01 TA02 5K004 JE04 JF04 5K060 CC11 HH01 HH05 HH06 HH37 KK03 KK06 LL24 LL30
Claims (4)
- 【請求項1】 飽和時に利得V1を有して動作し、変調器(2)から発する
位相変調入力信号E(t)を増幅する増幅器(3)を備え、前記変調器(2)が
、チューブ(4)のグリッドを制御するように2つの直交信号I(t)、Q(t
)を伝送周波数(F0)で変調し、前記チューブ(4)が飽和時に利得V2を有
して動作する高出力デジタル型の無線放送送信機のチューブを中和するための方
法であって、 送信機の出力が所望の出力信号S(t)に対応するように、送信機のチューブ
(4)のアノードとグリッドの間での望ましくない結合(5)を補償するために
デジタル手段によって入力信号E(t)を予歪させることにあり、 −アノード/グリッド結合(5)の伝達関数H(t)に関する式を求めること
、 −Im(SIGNAL)をSIGNALの虚部とし、 *を畳み込み積、Y(t)をアノード/グリッド結合から生じてグリッドに帰
還される信号としてY(t)=S(t)*H(t)とし、 SIGNAL*を信号SIGNALの共役として、式 W(t)=jg(t)S(t)、ここで 【数1】 を計算することによって、所望の出力信号S(t)と直交する補正装置信号W(
t)を計算すること、および −関係 I(t)+jQ(t)=S(t)+W(t) を適用することによって、予歪された入力信号E(t)を得ることを可能にする
直交信号I(t)およびQ(t)を求めること にあることを特徴とする方法。 - 【請求項2】 出力信号(V2S(t))復調信号(Id(t)、Qd(t
))と、予想される信号S(t)との間での位相偏移を最小限に抑えるように伝
達関数H(t)に関する式を調整するために、上の位相偏移を測定する評価シス
テム(8、9)によってアノード/グリッド結合の伝達関数H(t)に関する式
を定期的に求めることにあることを特徴とする請求項1に記載の中和方法。 - 【請求項3】 請求項1に記載の方法を実施するための高出力デジタル型の
無線放送送信機であって、チェーン内に、周波数シンセサイザ(1)と、2つの
直交経路を有する変調器(2)と、増幅器(3)と、最終チューブ(4)とを備
え、 −Im(SIGNAL)をSIGNALの虚部とし、 *を畳み込み積、Y(t)をアノード/グリッド結合から生じてグリッドに帰
還される信号としてY(t)=S(t)*H(t)とし、 SIGNAL*を信号SIGNALの共役として、数式 W(t)=jg(t)S(t)、ここで 【数2】 を計算することによって、所望の信号S(t)と直交する補正装置信号W(t)
を計算するため、および関係I(t)+jQ(t)=S(t)+W(t)によっ
て求められる2つの直交信号I(t)およびQ(t)を生成するための事前補正
システム(6)を備えること、 ならびに変調器(2)が、最終チューブ(4)のグリッドをドライブするよう
に増幅器(3)によって増幅される変調信号E(t)を生成するために、I(t
)およびQ(t)を有する直交信号を変調することを特徴とする送信機。 - 【請求項4】 実際に伝送される出力信号(V2S(t))の伝送周波数(
F0)に関する復調によって出力信号が得られる2つの直交経路(Id(t)、
Qd(t))を有する復調器(8)と、復調器の出力信号によって形成される複
素信号と予想される信号(S(t))との間の位相偏移を最小限に抑えることを
追求することによって伝達関数(H(t))の評価を調整することがその機能で
ある較正システム(9)とを備える、アノード/グリッド結合の伝達関数H(t
)を評価するためのシステムを備えることを特徴とする請求項3に記載の高出力
デジタル型の無線放送送信機。
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