JP2002303183A - 誘導性負荷駆動装置の異常検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コンデンサに充電した高電圧を半導体スイッ
チング素子を介して誘導性負荷に印加する誘導性負荷駆
動装置において、誘導性負荷の通電経路の異常を正確に
検出することを目的とする。 【解決手段】 コモン端子４３及び各接地側端子４３ａ
〜４３ｄの電源（バッテリ電圧ＶB ）ショート検出時に
は、トランジスタＴ３をオフすることによりプルアップ
抵抗Ｒ１が切り離される（つまりプルアップ抵抗Ｒ１や
トランジスタＴ３を介したバッテリ２との接続が遮断さ
れる）ため、たとえ周囲温度の上昇によるトランジスタ
ＴＲｋのリーク抵抗の影響が増大しても、コモン端子４
３の電圧がしきい値ＶthB 以上に上昇するのを抑制でき
る。そのため、電源ショートの誤検出を防止でき、電源
ショート検出及びグランドショート検出を正確に行うこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、コンデンサに充電
した高電圧を半導体スイッチング素子を介して電磁弁等
の誘導性負荷に印加することにより誘導性負荷を通電駆
動する装置において、誘導性負荷の通電経路の異常を検
出するのに好適な誘導性負荷駆動装置の異常検出装置に
関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、例えば車両の内燃機関の各気
筒に夫々燃料を噴射供給する燃料噴射弁には、通常、電
磁ソレノイドを備え、電磁ソレノイドへの通電により開
弁される、電磁弁が使用されている。そして、電磁ソレ
ノイドへの通電時間や通電タイミングを制御することに
より、内燃機関への燃料噴射量及び燃料噴射時期を制御
している。

【０００３】そして、こうした燃料噴射弁を駆動して燃
料噴射を制御する従来の燃料噴射制御装置として、電磁
ソレノイドへの通電開始時に所定の大電流（ピーク電
流）を供給して燃料噴射弁を速やかに開弁させ、その後
は開弁保持用の一定電流（ホールド電流）を流して、所
望の期間中は燃料噴射弁の開弁状態を保持するようにし
たものが知られている。

【０００４】以下、従来の燃料噴射制御装置について、
図４に基づいて説明する。図４は、従来の燃料噴射制御
装置全体の概略構成を示す構成図であり、車両用ディー
ゼルエンジンの各気筒＃１〜＃４に燃料を噴射供給する
４個の電磁ソレノイド式ユニットインジェクタ（以下、
単にインジェクタという）の電磁ソレノイドＬ１，Ｌ
２，Ｌ３，Ｌ４への通電時間及び通電タイミングを制御
することにより、ディーゼルエンジン各気筒＃１〜＃４
への燃料噴射量及び燃料噴射時期を制御するものであ
る。

【０００５】図４に示す如く、従来の燃料噴射制御装置
４０は、予め設定された制御プログラムに従い燃料噴射
制御のための各種制御処理を実行するＣＰＵ，ＲＯＭ，
ＲＡＭ等からなる周知のマイクロコンピュータ（以下
「マイコン」と称す）４１を中心に構成されており、デ
ィーゼルエンジンの運転状態を検出する各種センサやス
イッチからの信号を夫々マイコン４１に入力するバッフ
ァ２１、バッテリ２（バッテリ電圧ＶB ：この例では１
２Ｖ）からイグニションスイッチ３を介して電源供給を
受け、当該燃料噴射制御装置４０内の各部に所定の電源
電圧（定電圧Ｖcc：この例では５Ｖ）を供給する電源回
路１１、マイコン４１からの噴射指令パルスにより、各
気筒＃１〜＃４の電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の電流経路
を夫々導通・遮断するスイッチング回路１３、スイッチ
ング回路１３により電流経路が導通された電磁ソレノイ
ドＬ１〜Ｌ４のいずれかに、ダイオードＤ２を介して所
定のホールド電流（定電流）を供給するホールド電流回
路１２、各気筒＃１〜＃４の電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４
にピーク電流を供給するための高電圧が充電されるコン
デンサＣ１、スイッチング回路１３のオフ時にコンデン
サＣ１に所定電圧値の高電圧（この例では１３０Ｖ）を
充電する充電回路１４、コンデンサＣ１に所定の高電圧
が充電されたか否かを判定し、その判定結果をマイコン
４１に出力するコンパレータ１５などを備えている。

【０００６】充電回路１４は、一端にバッテリ電圧が印
加されたコイルＬｏと、コイルＬｏの通電電流を検出す
る抵抗Ｒ７と、自励式昇圧回路１７からのスイッチング
信号によって高速スイッチングすることにより、コイル
Ｌｏの他端に高電圧を発生させる昇圧用のトランジスタ
ＴＲｏ（ＭＯＳ型トランジスタ）と、抵抗Ｒ７にて検出
されたコイルＬｏの通電電流が所定の値以下のときはト
ランジスタＴＲｏをオンさせ、所定の値より大きいとき
はトランジスタＴＲｏをオフさせるようにトランジスタ
ＴＲｏへスイッチング信号を出力することにより、トラ
ンジスタＴＲｏを短い周期でスイッチングさせる自励式
昇圧回路１７と、から構成された周知のものである。

【０００７】尚、自励式昇圧回路１７は、マイコン４１
からの作動指令によって制御され、電磁ソレノイドＬ１
〜Ｌ４の通電オフ期間中に動作すると共に、コンデンサ
Ｃ１の充電電圧値が所定の高電圧（１３０Ｖ）になった
ときはその動作を中止（トランジスタＴＲｏをオフ）す
る。

【０００８】コンパレータ１５は、分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６
により得られた、コンデンサＣ１の充電電圧値に対応し
た検出電圧と、所定の充電基準電圧ＶthC （定電圧Ｖcc
を所定の分圧比にて分圧した電圧）とを比較することに
より、検出電圧が充電基準電圧ＶthC 以上であるか否か
を判定し、充電基準電圧ＶthC 以上であればLow レベ
ル、充電基準電圧ＶthC 未満であればHighレベルの信号
を発生するようにされている。

【０００９】そして、マイコン４１が、このコンパレー
タ１５からの出力に基づいて自励式昇圧回路１７の動作
（延いては充電回路１４の動作）を制御することによ
り、コンデンサＣ１に所定の高電圧（１３０Ｖ）が充電
される。分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６は、コンデンサＣ１の充電
電圧（蓄積電荷）がこれらを介して放電しにくいよう、
高い抵抗値（例えば数ＭΩ）のものを用いている。これ
により、コンデンサＣ１を確実に所定の高電圧に充電す
ることができる。

【００１０】ホールド電流回路１２は、バッテリ２から
の電源供給を受けて、電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４のうち
電流経路が導通されたもの（以下単に「電磁ソレノイド
Ｌ」ともいう）に、インジェクタ開弁保持用のホールド
電流を供給する定電流回路であり、電磁ソレノイドＬ１
〜Ｌ４へのバッテリ電圧ＶB の供給を導通・遮断するト
ランジスタＴＲｈ（ＭＯＳ型トランジスタ）、及びその
トランジスタＴＲｈのスイッチング動作を制御して電磁
ソレノイドＬに流れる電流を所定のホールド電流に保持
するための定電流制御回路１２ａから構成されている。

【００１１】電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の通電経路に接
続された抵抗Ｒ９は、電磁ソレノイドＬの通電電流を検
出するものであり、図示は省略するものの、この抵抗Ｒ
９両端の電圧はホールド電流回路１２内の定電流制御回
路１２ａに入力され、これに基づいて定電流制御回路１
２ａの動作が行われる。

【００１２】スイッチング回路１３は、各気筒＃１〜＃
４の電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の電流経路に夫々直列に
設けられたスイッチング用のトランジスタＴＲ１，ＴＲ
２，ＴＲ３，ＴＲ４（いずれもＭＯＳ型トランジスタ）
にて構成され、これらのトランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の
オン・オフはマイコン４１からの噴射指令パルスにより
制御される。

【００１３】また、電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の電流経
路がスイッチング回路１３により遮断されている時にも
コンデンサＣ１の充電電圧が常時電磁ソレノイドＬ１〜
Ｌ４に印加された状態にあるのは好ましくなく、その必
要もない。そのため、ダイオードＤｏのカソードとダイ
オードＤ１のアノードとの間には、高電圧切り離しトラ
ンジスタＴＲｋ（ＭＯＳ型トランジスタ）が接続されて
いる。この高電圧切り離しトランジスタＴＲｋは、図示
しないもののマイコン４１からの制御信号に基づいてオ
ン・オフが制御される。

【００１４】これにより、スイッチング回路１３による
電流経路の遮断時にはコンデンサＣ１の充電電圧が電磁
ソレノイドＬ１〜Ｌ４に印加されないように高電圧切り
離しトランジスタＴＲｋをオフし、スイッチング回路１
３によりいずれかの電磁ソレノイドＬの電流経路が導通
されたときは、同時に高電圧切り離しトランジスタＴＲ
ｋをオンして、その導通した電磁ソレノイドＬにコンデ
ンサＣ１の充電電圧（１３０Ｖ）を印加してピーク電流
を供給させるようにしている。

【００１５】このように構成された燃料噴射制御装置４
０では、マイコン４１からの指令によりスイッチング回
路１３の各トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４がいずれもオフ
状態であるときに、コンデンサＣ１が所定の高電圧（１
３０Ｖ）にまで充電される。そして、いずれかの気筒の
電磁ソレノイドを通電するための指令がマイコン４１が
らスイッチング回路１３へ入力されて、対応する気筒の
トランジスタＴＲがオンすると、同時にマイコン４１か
ら高電圧切り離しトランジスタＴＲｋをオンする制御信
号も出力される。

【００１６】そのため、コンデンサＣ１に充電された電
圧（換言すれば蓄積された電荷）が電磁ソレノイドＬを
介して放電され、電磁ソレノイドＬにピーク電流が流れ
る。その後は、高電圧切り離しトランジスタＴＲｋをオ
フし、ホールド電流回路１２の動作によって電磁ソレノ
イドＬにホールド電流が所定期間流れたあと、電磁ソレ
ノイドＬの通電が遮断される。

【００１７】そして、電磁ソレノイドＬの通電が遮断さ
れると、充電回路１４の動作によってコンデンサＣ１が
所定の高電圧（１３０Ｖ）にまで再び急速充電され、次
に電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４のいずれかを通電する際に
ピーク電流を供給可能な状態となる。

【００１８】ところで、上記構成の燃料噴射制御装置４
０を含む、車両に搭載され各種電気負荷を通電制御する
ための各種電子制御装置においては、通常、何らかの要
因で通電経路に異常が生じた場合に、その異常を検出し
て運転者等に報知する必要がある。

【００１９】そこで、上記燃料噴射制御装置４０でも、
電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の通電経路における、電磁ソ
レノイドＬ１〜Ｌ４の各電源側端部からコモン端子４３
を経てダイオードＤ１又はＤ２に至る経路（以下「コモ
ン側経路」という）又は電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の各
接地側端部から各接地側端子４３ａ，４３ｂ，４３ｃ，
４３ｄを経て各トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４に至る経路
（以下「接地側経路」という）が、当該燃料噴射制御装
置４０内部において何らかの要因で、外部バッテリ２の
正極側に接続されバッテリ電圧ＶB が供給される電源ラ
インに短絡（以下「電源ショート」という）したり、或
いは外部バッテリ２の負極側に接続された接地（グラン
ド）ラインに短絡（以下「グランドショート」という）
するといった異常が生じたときにその異常（短絡）を検
出するための、短絡検出回路４５が備えられている。

【００２０】この短絡検出回路４５では、バッテリ電圧
ＶB （１２Ｖ）がプルアップ抵抗Ｒ１及びプルダウン抵
抗Ｒ２によって等分圧され、各抵抗Ｒ１，Ｒ２の接続点
（厳密にはダイオードＤ３とプルダウン抵抗Ｒ２の接続
点）は、電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の通電経路における
コモン端子４３側（つまりコモン側経路）に接続されて
いる。

【００２１】これにより、高電圧切り離しトランジスタ
ＴＲｋ，トランジスタＴＲｈ，及び各トランジスタＴＲ
１〜ＴＲ４がいずれもオフした非通電状態（以下「負荷
駆動トランジスタ全オフ状態」ともいう）であってコモ
ン側経路が電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の通電経路から電
気的に浮いた状態にあるとき、そのコモン側経路の電圧
（以下「コモン電圧Ｖco」という）は、プルアップ抵抗
Ｒ１及びプルダウン抵抗Ｒ２による分圧値（この例では
６Ｖ）に保持されることになる。

【００２２】尚、プルアップ抵抗Ｒ１及びプルダウン抵
抗Ｒ２はいずれも、各電磁ソレノイドＬ１〜Ｌ４の抵抗
やスイッチング回路１３の各トランジスタＴＲ１〜ＴＲ
４のオン抵抗等に対して充分大きい値を持つものであ
り、この例では両抵抗Ｒ１，Ｒ２共に６ｋΩである。

【００２３】また、ダイオードＤ３は、高電圧切り離し
トランジスタＴＲｋがオンしたときにコンデンサＣ１の
高電圧がプルアップ抵抗Ｒ１を介してバッテリ２側に印
加されないようにするためのものであり、厳密にはこの
ダイオードＤ３によっても電圧降下が生じるが、この電
圧降下分は各抵抗Ｒ１，Ｒ２による電圧降下（約６Ｖ）
に比べて非常に小さい（約０．７Ｖ）ため、ここではこ
のダイオードＤ３による電圧降下分は無視し、バッテリ
電圧ＶB が各抵抗Ｒ１，Ｒ２のみによって等分圧される
ものとして扱う。

【００２４】そして、トランジスタＴ１（バイポーラ型
トランジスタ）は、コモン側経路から電磁ソレノイドＬ
１〜Ｌ４を経て接地側経路に至る経路（以下「検出対象
経路」という）のグランドショートを検出するためのも
のであり、エミッタに定電圧Ｖcc（５Ｖ）が印加され、
コレクタがマイコン４１に接続されると共に抵抗Ｒ８を
介して接地され、ベースが抵抗Ｒ10及び二つのダイオー
ドＤ４，Ｄ５を介してコモン側経路に接続されている。

【００２５】即ち、負荷駆動トランジスタ全オフ状態時
に検出対象経路が正常であるならば、コモン電圧Ｖco
は、バッテリ電圧ＶB がプルアップ抵抗Ｒ１及びプルダ
ウン抵抗Ｒ２により分圧された６Ｖであるため、トラン
ジスタＴ１はオフする。そのため、トランジスタＴ１の
コレクタからマイコン４１にはLow レベル（接地電位）
の信号が入力される。

【００２６】一方、検出対象経路が何らかの要因でグラ
ンドショートすると、コモン電圧Ｖcoは接地電位近傍に
まで低下するため、トランジスタＴ１がオンしてエミッ
タ−コレクタ間が導通し、マイコン４１にはHighレベル
（Ｖcc：５Ｖ）の信号が入力される。尚、この例ではト
ランジスタＴ１オン時のベース・エミッタ間電圧及びダ
イオードＤ４，Ｄ５の順方向電圧はいずれも約０．７Ｖ
であり、トランジスタＴ１オン時の抵抗Ｒ10による電圧
降下は約０．１Ｖであるため、コモン電圧ＶcoがＶcc
（５Ｖ）よりこれらの電圧の総和（約２．２Ｖ）だけ低
い値（約２．８Ｖ）にまで低下すると、トランジスタＴ
１がオンすることになる。以下、トランジスタＴ１がオ
フからオンに変わるときのコモン側経路の電圧を、グラ
ンドショートしきい値ＶthG といい、この例では上記の
ようにＶthG ＝２．８Ｖである。

【００２７】次に、コンパレータ１６は、検出対象経路
の電源ショートを検出するためのものであり、その反転
入力端子は抵抗Ｒ13を介してコモン側経路と接続され、
非反転入力端子は、抵抗Ｒ11及びＲ12の接続点と接続さ
れ、その出力はマイコン４１へ入力される。抵抗Ｒ11及
びＲ12は、バッテリ電圧（１２Ｖ）を分圧して電源ショ
ート検出の際の基準となる電源ショートしきい値ＶthB
を生成しコンパレータ１６の非反転入力端子へ入力する
ためのものであり、ここでは抵抗Ｒ11とＲ12の抵抗比を
例えば１：３としている。そのため、バッテリ電圧が１
２Ｖの場合、コンパレータ１６の非反転入力端子には、
バッテリ電圧をこの抵抗比にて分圧した９Ｖが、電源シ
ョートしきい値ＶthB として入力されることになる。

【００２８】そのため、負荷駆動トランジスタ全オフ状
態時に検出対象経路が正常であるならば、コモン電圧Ｖ
coは、バッテリ電圧ＶB がプルアップ抵抗Ｒ１及びプル
ダウン抵抗Ｒ２により分圧された６Ｖであるため、コン
パレータ１６の出力はHighレベルである。一方、検出対
象経路が何らかの要因で電源ショートすると、コンパレ
ータ１６の反転入力端子にはほぼバッテリ電圧に等しい
電圧（約１２Ｖ）が入力されるため、コンパレータ１６
からはLow レベルの信号が出力される。

【００２９】このように、負荷駆動トランジスタ全オフ
状態時であって、検出対象経路が正常であるときは、ト
ランジスタＴ１のコレクタはLow レベルになると共にコ
ンパレータ１６の出力はHighレベルとなる。しかし、検
出対象経路がグランドショートするとトランジスタＴ１
のコレクタがHighレベルとなり、電源ショートするとコ
ンパレータ１６の出力がLow レベルとなって、夫々マイ
コン４１に入力され、グランドショート或いは電源ショ
ートが検出されることになる。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記方法で
は、グランドショートについては何ら問題なく検出する
ことができるものの、電源ショートを検出する場合、周
囲の温度やバッテリ電圧ＶB によっては、正しく検出さ
れない場合がある。以下、このことについて、図３を参
照しながら説明する。図３は、バッテリ電圧ＶB の変化
に対する燃料噴射制御装置４０内の各部電圧の変化を示
す説明図である。

【００３１】負荷駆動トランジスタ全オフ状態時のコモ
ン電圧Ｖco（延いては検出対象経路の電圧）は、通常
は、バッテリ電圧ＶB がプルアップ抵抗Ｒ１及びプルダ
ウン抵抗Ｒ２により分圧された電圧となっており（図３
の（ｉ）参照）、例えばバッテリ電圧ＶB が１２Ｖの時
のコモン電圧は６Ｖである。これは、コンデンサＣ１に
１３０Ｖの高電圧が充電されていても、高電圧切り離し
トランジスタＴＲｋによってコモン側経路から遮断され
ているからである。

【００３２】そして、バッテリ電圧ＶB を分圧して得ら
れる電源ショートしきい値ＶthB は、図３に一点鎖線で
示す（iii） のようになるため、検出対象経路が正常で
ある限り、バッテリ電圧ＶB にかかわらず常にＶco＜Ｖ
thB となり、コンパレータ１６の出力はLow レベル（つ
まり検出対象経路が正常）である。

【００３３】しかしながら、ＭＯＳ型トランジスタであ
る高電圧切り離しトランジスタＴＲｋのソース・ドレイ
ン間には、非常に大きい値ではあるものの抵抗分（リー
ク抵抗）が存在し、高温であるほど顕著となる（つまり
抵抗値が小さくなる）。そのため、高電圧切り離しトラ
ンジスタＴＲｋがオフであっても、実際には、このリー
ク抵抗を介してコンデンサの充電電圧１３０Ｖがコモン
側経路に印加されているのと等価となる。

【００３４】つまり、コモン側経路には、バッテリ電圧
ＶB （１２Ｖ）がプルアップ抵抗Ｒ１及びダイオードＤ
３を介して印加されるのに加え、コンデンサの充電電圧
（１３０Ｖ）も高電圧切り離しトランジスタＴＲｋのリ
ーク抵抗及びダイオードＤ１を介して印加されているこ
とになる。

【００３５】そのため、例えば周囲温度が約１５０℃程
度の高温時であってリーク抵抗が約１５０ｋΩにまで低
下したときのコモン側経路の電圧（コモン電圧Ｖcl）
は、図３の（ii）に示すようになり、例えばバッテリ電
圧が１２Ｖのとき、コモン電圧Ｖclは約８．４Ｖとな
る。つまりこのとき、リーク抵抗の影響により、コモン
側経路の電圧は約２．４Ｖ程度上昇してしまい、検出対
象経路が正常時のコモン電圧Ｖclが電源ショートしきい
値ＶthB により近づいてしまうのである。

【００３６】そして、この状態（周囲温度が約１５０
℃）において更にバッテリ電圧ＶB が低下すると、図３
に示すように、バッテリ電圧ＶB が約９．７９Ｖより小
さくなったとき（図３のハッチング部）、コモン電圧Ｖ
clは電源ショートしきい値ＶthB を超えてしまう。

【００３７】つまり、周囲温度が高くなって高電圧切り
離しトランジスタＴＲｋのリーク抵抗が低下すると共に
バッテリ電圧ＶB も低下するといった悪条件が重なった
とき、検出対象経路が正常であるにもかかわらず、電源
ショートしたものと誤判定されてしまうのである。

【００３８】その一方で、車両の製造、特に車両に搭載
される各種電子制御装置の製造に当たっては、例えば
「バッテリ電圧ＶB が８〜１６Ｖの範囲で変動しても正
常に動作すること」といった動作電圧範囲、或いは「周
囲温度が１６０℃になるまでは正常に動作すること」と
いった動作温度範囲などの、各種動作仕様が要求されて
いるのが一般的である。そのため、たとえ各仕様におけ
る最も厳しい条件が重なったとき（この例でいえばバッ
テリ電圧ＶB が８Ｖ且つ周囲温度が１６０℃のとき）で
も、動作仕様の範囲内にある限り、正常動作を保証しな
ければならない。

【００３９】しかしながら、上記例においては、図３に
示したとおり、周囲温度が約１５０℃にまで上昇しただ
けでバッテリ電圧ＶB が１２Ｖであるときは、コモン電
圧Ｖclが上昇はするものの電源ショートしきい値ＶthB
を超えることはないのだが、周囲温度の上昇に加えてバ
ッテリ電圧ＶB まで低下すると、電源ショートと誤判定
されてしまう場合が生じてしまい、結果として、動作仕
様の全範囲において正常に動作しなければならない、と
いう要求を満たさなくなってしまうのである。

【００４０】本発明は上記課題に鑑みなされたものであ
り、コンデンサに充電した高電圧を半導体スイッチング
素子を介して誘導性負荷に印加する誘導性負荷駆動装置
において、誘導性負荷の通電経路の異常を正確に検出す
ることを目的とする。

【００４１】

【課題を解決するための手段及び発明の効果】上記課題
を解決するためになされた請求項１記載の異常検出装置
は、直流電源から誘導性負荷への通電経路上に主スイッ
チング素子が設けられ、その通電経路における誘導性負
荷及び主スイッチング素子のいずれよりも直流電源側に
副スイッチング素子が設けられると共に、直流電源より
も高い所定電圧値の高電圧を生成する高電圧生成手段が
備えるコンデンサが、高電圧印加用半導体スイッチング
素子を介して副スイッチング素子の誘導性負荷側の一端
に接続され、通電制御手段が、誘導性負荷の通電時に、
まず主スイッチング素子及び高電圧印加用半導体スイッ
チング素子を夫々オンすることにより、コンデンサに充
電された高電圧を誘導性負荷に印加（コンデンサの充電
エネルギを誘導性負荷に供給）して、誘導性負荷に所定
のピーク電流を供給し、ピーク電流の供給後は、高電圧
印加用半導体スイッチング素子をオフすると共に副スイ
ッチング素子をオン・オフ制御することにより、誘導性
負荷への通電を制御するように構成された誘導性負荷駆
動装置において、誘導性負荷の通電経路の異常を検出す
るためのものである。

【００４２】そして、既述した従来の短絡検出回路４５
（図４参照）と同様、誘導性負荷の通電経路における、
副スイッチング素子の誘導性負荷側端部から主スイッチ
ング素子へ至る経路（従来技術における検出対象経路に
相当；以下「検出経路」という）のグランドショート及
び電源ショートを検出する。

【００４３】具体的には、第１抵抗及び第２抵抗の直列
回路からなる直流電源分圧手段と、グランドショート検
出手段と、電源ショート検出手段とからなり、直流電源
分圧手段では、第１抵抗の他端が直流電源に接続され、
第２抵抗の他端が接地されると共に、両抵抗の接続点が
通電経路における高電圧印加用半導体スイッチング素子
の接続点に接続されている。言い換えれば、両抵抗の接
続点の電圧（直流電源を両抵抗にて分圧した値）が通電
経路における高電圧印加用半導体スイッチング素子の接
続点に常時印加されている。

【００４４】そして、グランドショート検出手段は、各
スイッチング素子（主スイッチング素子、副スイッチン
グ素子、及び高電圧印加用半導体スイッチング素子）が
いずれもオフである非通電時において、通電経路におけ
る高電圧印加用半導体スイッチング素子の接続点の電圧
（つまり検出経路の電圧）が、予め設定されたグランド
ショート判定用の第１基準電圧よりも低い場合に、当該
接続点が接地（グランドショート）したものと判定す
る。また、電源ショート検出手段は、同じく各スイッチ
ング素子がいずれもオフである非通電時において、検出
経路の電圧が、直流電源の電圧を分圧することにより得
られる電源ショート判定用の第２基準電圧よりも高い場
合に、当該接続点が直流電源側に短絡（電源ショート）
したものと判定する。

【００４５】尚、上記のように、各検出手段はいずれ
も、各スイッチング素子が全てオフしているときにその
動作を行う。そのため、各検出手段の動作時は、誘導性
負荷の通電経路において、高電圧印加用半導体スイッチ
ング素子の接続点を含む上記検出経路上は全て同電位で
ある。つまり、通電経路における「高電圧印加用半導体
スイッチング素子の接続点の接地（グランドショー
ト）、直流電源短絡（電源ショート）を検出」すること
と「検出経路のグランドショート、電源ショートを検
出」することとは同義であり、以下もそのように扱う。

【００４６】このように構成された異常検出装置では、
各検出手段の動作時は、各スイッチング素子を全てオフ
にするため検出経路とコンデンサとの電気的接続が遮断
されているが、検出経路とコンデンサとは、例えばバイ
ポーラ型トランジスタやＭＯＳ型トランジスタ等の高電
圧印加用半導体スイッチング素子により接続されてい
る。そのため、［発明が解決しようとする課題］で説明
したように、たとえ高電圧印加用半導体スイッチング素
子がオフしていても、半導体スイッチング素子であるが
故に生じる素子内部のリーク抵抗により、コンデンサの
高電圧がこのリーク抵抗を介して検出経路上に印加さ
れ、この影響で検出経路の電圧が第２基準電圧を超えて
電源ショートと誤検出されてしまうおそれがある。

【００４７】ここで、グランドショート及び電源ショー
トの各検出の原理を考えると、検出経路を第１抵抗を介
して直流電源に接続することは、グランドショート検出
時には必要であるが、電源ショート検出時は必須ではな
い。つまり、検出経路が少なくとも第２抵抗を介して接
地されていれば、検出経路の電源ショートを検出するこ
とができるのである。

【００４８】そこで、本発明の異常検出装置の直流電源
分圧手段には、電源ショート検出手段の動作時に、直流
電源分圧手段が備える両抵抗の接続点の、第１抵抗を介
した直流電源との電気的接続を遮断するための、直流電
源遮断手段が設けられている。これにより、電源ショー
ト検出手段の動作時の検出経路は、直流電源分圧手段内
において、単に第２抵抗を介して接地された状態になる
だけで、直流電源が第１抵抗を介して両抵抗の接続点に
印加されない（つまり検出経路に印加されない）状態に
なる。そのため、検出経路の電圧は、第１抵抗を介して
直流電源と接続されている場合より低い値となる。

【００４９】従って、本発明の異常検出装置によれば、
高電圧印加用半導体スイッチング素子が有するリーク抵
抗の影響によりコンデンサと検出経路とが電気的に接続
された状態となって、検出経路の電圧が必要以上に上昇
しても、電源ショート検出手段の動作時には、直流電源
遮断手段により直流電源が第１抵抗を介して検出経路に
印加されないようにするため、検出経路の電圧が第２基
準電圧を超えてしまうのを防ぐことができ、グランドシ
ョートはもちろん、電源ショートも正確に検出すること
ができる。

【００５０】そして、本発明における直流電源遮断手段
は、具体的には、例えば請求項２に記載したように、直
流電源から第１抵抗を介して、両抵抗の直列回路におけ
る誘導性負荷の通電経路との接続点（つまり検出経路と
の接続点）へ至る経路に設けられた遮断用スイッチング
素子と、グランドショート検出手段の動作時には遮断用
スイッチング素子をオンし、電源ショート検出手段の動
作時には遮断用スイッチング素子をオフするスイッチン
グ制御手段と、を備えたものとして構成するとよい。

【００５１】このようにすれば、電源ショート検出時に
は遮断用スイッチング素子をオフすることにより、直流
電源が第１抵抗を介して検出経路と接続されるのを確実
に遮断することができ、電源ショートを正確に検出する
ことができる。また、遮断用スイッチング素子として
は、例えば有接点リレー等の機械式スイッチを用いても
よいが、より好ましくは、例えば請求項３に記載のよう
に、半導体スイッチング素子を用いるとよい。半導体ス
イッチング素子は、他のスイッチング素子に比べて、高
速動作が可能であると共に機械的な可動部もないため信
頼性が高く、本発明の異常検出装置の信頼性をより高め
ることができる。

【００５２】ところで、本発明の異常検出装置を適用可
能な誘導性負荷駆動装置としては、通電電流が大きいほ
ど高速に動作し、且つ、一旦動作した後は通電電流が低
くてもその動作状態を保持可能な電磁アクチュエータ等
を駆動する装置を挙げることができるが、例えば請求項
４に記載したように、誘導性負荷として、電磁ソレノイ
ドへの通電により開弁して内燃機関に燃料を噴射供給す
る燃料噴射用の電磁弁を備え、電磁ソレノイドの通電時
に、主スイッチング素子をオンすると共に、高電圧印加
用半導体スイッチング素子をオンして電磁ソレノイドに
高電圧を印加することにより、電磁ソレノイドに所定の
ピーク電流を流して電磁弁を速やかに開弁させるように
構成された車両用燃料噴射装置に適用すると特に効果的
である。

【００５３】このように本発明を車両用燃料噴射装置に
適用すれば、電磁弁の開弁時にはコンデンサの高電圧を
放電することによりピーク電流を流して高速開弁させ、
開弁後は、所定の燃料噴射期間中だけ、副スイッチング
素子を介した直流電源供給による開弁状態の保持が可能
であるため、車両用燃料噴射装置のより適切な動作が可
能となる。

【００５４】

【発明の実施の形態】以下に、本発明の好適な実施形態
を図面に基づいて説明する。図１は、本実施形態の燃料
噴射制御装置全体の概略構成を示す構成図である。図１
に示す如く、本実施形態の燃料噴射制御装置１は、図４
に示した従来の燃料噴射制御装置４０と同様、車両用デ
ィーゼルエンジンの各気筒＃１〜＃４に燃料を噴射供給
する４個のインジェクタ（本発明の電磁弁に相当）の電
磁ソレノイドＬ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４への通電時間及び
通電タイミングを制御することにより、ディーゼルエン
ジン各気筒＃１〜＃４への燃料噴射量及び燃料噴射時期
を制御するものである。そのため、図４と同じ構成要素
には図４と同じ符号を付し、その詳細説明を省略する。

【００５５】即ち、本実施形態の燃料噴射制御装置１に
おいても、スイッチング回路１３の各トランジスタＴＲ
１〜ＴＲ４のいずれかがオンすると同時に、高電圧切り
離しトランジスタＴＲｋがオンし、充電回路１４にてコ
ンデンサＣ１に充電された所定電圧値の高電圧（本実施
形態では１３０Ｖ）がこの高電圧切り離しトランジスタ
ＴＲｋ及びダイオードＤ１を介して、通電経路が形成さ
れた電磁ソレノイドＬに印加される。これにより、この
電磁ソレノイドＬにはピーク電流が流れてインジェクタ
が高速開弁し、その後はホールド電流回路１２により供
給されるホールド電流により開弁状態が保持される。

【００５６】そして、本実施形態の燃料噴射制御装置１
が従来の燃料噴射制御装置４０と異なるのは、短絡検出
回路１８である。即ち、従来の短絡検出回路４５では、
プルアップ抵抗Ｒ１が直接、バッテリ電圧ＶB に接続さ
れていたのに対し、本実施形態の短絡検出回路１８で
は、プルアップ抵抗Ｒ１がバイポーラ型のトランジスタ
Ｔ３（本発明の遮断用スイッチング素子に相当）を介し
てバッテリ電圧ＶB に接続されている。

【００５７】具体的には、トランジスタＴ３のコレクタ
がプルアップ抵抗Ｒ１に接続され、エミッタがバッテリ
電圧ＶB に接続され、ベースがマイコン２０に接続され
ている。そして、マイコン２０からベースに入力される
プルアップ切り離し信号Ｖｓに基づいてこのトランジス
タＴ３がオン・オフされる。

【００５８】そのため、マイコン２０には、プルアップ
切り離し信号Ｖｓを出力してトランジスタＴ３をオン・
オフ制御するためのプルアップ切り離し制御プログラム
が、各トランジスタＴＲｋ，ＴＲｈ，ＴＲ１〜ＴＲ４を
夫々オン・オフ制御してディーゼルエンジン各気筒＃１
〜＃４への燃料噴射量及び燃料噴射時期を制御する燃料
噴射制御プログラムの中にその一部として格納されてい
る。以下、マイコン２０がこの燃料噴射制御プログラム
に従って実行する燃料噴射制御処理（プルアップ切り離
し制御処理を含む）について、図２に基づいて説明す
る。図２は、マイコン２０内の図示しないＣＰＵが実行
する燃料噴射制御処理を示すフローチャートである。こ
の燃料噴射制御処理は、イグニションスイッチ３のオン
後、所定の周期で繰り返し実行されるものである。

【００５９】この処理が開始されると、まずステップ
（以下「Ｓ」と略す）２１０にて、カウンタＴＷＶを０
にリセットすると共にプルアップ切り離し信号Ｖｓを０
（Lowレベル）にセットする初期設定を行う。カウンタ
ＴＷＶは、ディーゼルエンジンの各気筒のうちどの気筒
に燃料噴射を行うかを決めるためのものであり、後述す
るように、このカウンタＴＷＶに従って、各気筒に順次
燃料噴射が行われる（つまり本実施形態では独立噴射方
式による燃料噴射が行われる）。また、プルアップ切り
離し信号Ｖｓが０のため、トランジスタＴ３はオンし
て、検出対象経路には、バッテリ電圧ＶB がプルアップ
抵抗Ｒ１及びプルダウン抵抗Ｒ２にて分圧された分圧値
が印加されることになる。

【００６０】続くＳ２２０では、エンジンを始動させる
ためにイグニションスイッチ３がスタート位置（図示省
略）に切り換えられたか否かを判定するものであり、単
にイグニションスイッチ３がオンされただけの状態では
否定判定されてこのＳ２２０を繰り返すが、運転者等が
エンジンを始動させようとしてイグニションスイッチ３
がスタート位置に切り換えると（Ｓ２２０：ＹＥＳ）、
Ｓ２３０に移行してカウンタＴＷＶをインクリメントし
（つまりＴＷＶ＝１）、更にＳ２４０に進む。

【００６１】Ｓ２４０では、カウンタＴＷＶが２以下か
否かが判定され、ここではまだＴＷＶ＝１であるため肯
定判定されて、Ｓ２５０へ移行する。そして、Ｓ２５０
でプルアップ切り離し信号Ｖｓを０（つまりLow レベ
ル）にしてＳ２６０に移行する。Ｓ２６０では、カウン
タＴＷＶが１か否かが判定され、ここでは１であるた
め、Ｓ２７０に進んで気筒＃１への燃料噴射が実行され
る。

【００６２】Ｓ２７０における燃料噴射処理では、ま
ず、スイッチング回路１３内のトランジスタＴＲ１をオ
ンすると同時に高電圧切り離しトランジスタＴＲｋをオ
ンして、コンデンサＣ１に充電された高電圧（１３０
Ｖ）を電磁ソレノイドＬ１に印加することにより、電磁
ソレノイドＬ１にピーク電流を流す。そして、ピーク電
流の供給後は、高電圧切り離しトランジスタＴＲｋをオ
フすると共に、ホールド電流回路１２によるホールド電
流の供給が行われ、気筒＃１のインジェクタを所定期間
開弁させる。そして、燃料噴射の終了後は、各トランジ
スタＴＲｋ，ＴＲｈ，ＴＲ１〜ＴＲ４をいずれもオフす
る。

【００６３】尚、以降説明するＳ２８０，Ｓ３２０，Ｓ
３３０においても、エンジンの気筒が異なる以外は全く
このＳ２７０と同じ処理を行うことにより、各気筒のイ
ンジェクタを開弁させる。そのため、Ｓ２８０，Ｓ３２
０，Ｓ３３０の処理の詳細については省略する。

【００６４】そして、気筒＃１の燃料噴射終了後は、Ｓ
２９０に移行して、検出対象経路のグランドショート検
出を行う。これは、図４にて既に説明したとおり、短絡
検出回路１８内のトランジスタＴ１からの信号（電圧）
をマイコン２０が取り込み、この信号がHighレベルのと
きは検出対象経路がグランドショートしたものと判断
し、逆にLow レベルのときは検出対象経路は正常である
ものと判断する。

【００６５】グランドショート検出の実行後は、Ｓ３６
０に進み、イグニションスイッチ３がスタート位置のま
まであるか否かが判断される。そして、イグニションス
イッチ３の操作によりエンジンが停止された場合は、そ
のままこの処理を終了するが、スタート位置のままであ
ればＳ２３０に戻る。

【００６６】以降の処理では、上記と同様、まずＳ２３
０でカウンタＴＷＶをインクリメントし（つまりＴＷＶ
＝２）、Ｓ２４０で肯定判定されてＳ２５０に進む。Ｓ
２５０では、上記同様、プルアップ切り離し信号Ｖｓを
０（つまりLow レベル）にしてＳ２６０に移行する。そ
して、このときカウンタＴＷＶは２にインクリメントさ
れているため、Ｓ２６０では否定判定されてＳ２８０に
進み、気筒＃２への燃料噴射が行われる。その後、Ｓ３
６０に進んで、エンジン始動中であれば再びＳ２３０へ
戻る。

【００６７】以降の処理（３回目）では、まずＳ２３０
でカウンタＴＷＶをインクリメントするが、これにより
ＴＷＶ＝３となる。そのため、続くＳ２４０では否定判
定され、Ｓ３００に進む。Ｓ３００では、プルアップ切
り離し信号Ｖｓを１（つまりHighレベル）にしてＳ３１
０に移行する。これにより、トランジスタＴ３がオフす
るため、バッテリ電圧ＶB がトランジスタＴ３を介して
プルダウン抵抗Ｒ２側（検出対象経路）に印加されない
状態となる。そして、このときカウンタＴＷＶは３にイ
ンクリメントされているため、Ｓ３１０では肯定判定さ
れてＳ３２０に進み、気筒＃３への燃料噴射が行われ
る。

【００６８】そして、続くＳ３４０において、電源ショ
ート検出を行う。これについても、既に説明したとお
り、短絡検出回路１８内のコンパレータ１６からの信号
をマイコン２０が取り込み、この信号がHighレベルのと
きは検出対象経路が正常である物と判断し、逆にLow レ
ベルのときは、検出対象経路が電源ショートしたものと
判断する。電源ショート検出の実行後は、Ｓ３６０に進
み、エンジン始動中であれば再びＳ２３０へ戻る。

【００６９】そして、以降の処理（４回目）でも、まず
Ｓ２３０でカウンタＴＷＶをインクリメントし、ＴＷＶ
＝４となる。そのため、続くＳ２４０では否定判定さ
れ、Ｓ３００に進む。Ｓ３００では、上記３回目の処理
と同様、プルアップ切り離し信号Ｖｓを１（Highレベ
ル）にしてＳ３１０に移行する。これにより、トランジ
スタＴ３が引き続きオフするため、バッテリ電圧ＶB が
トランジスタＴ３を介してプルダウン抵抗Ｒ２側（検出
対象経路）に印加されない状態が維持される。そして、
このときカウンタＴＷＶは４にインクリメントされてい
るため、Ｓ３１０では否定判定されてＳ３３０に進み、
気筒＃４への燃料噴射が行われる。

【００７０】これにより、各気筒＃１〜＃４への燃料噴
射が順次行われたことになるため、その後のＳ３５０で
カウンタＴＷＶを０にリセットして、Ｓ３６０の処理に
進む。そして、エンジンが停止されない限りＳ３６０で
は肯定判定されて再びＳ２３０以降の処理が繰り返され
る。

【００７１】尚、トランジスタＴ１，抵抗Ｒ８，Ｒ10，
ダイオードＤ４，Ｄ５，からなる回路及びマイコン２０
により、本発明のグランドショート検出手段が実現され
ている。また、コンパレータ１６，抵抗Ｒ11〜Ｒ13から
なる回路及びマイコン２０により、本発明の電源ショー
ト検出手段が構成されている。

【００７２】以上詳述したように、本実施形態の燃料噴
射制御装置１では、グランドショート検出の実行タイミ
ングを、気筒＃１の燃料噴射が終了する毎とし、電源シ
ョート検出の実行タイミングを、気筒＃３の燃料噴射が
終了する毎としている。そして、グランドショート検出
時は、トランジスタＴ３をオンすることにより、検出対
象経路にはこのトランジスタＴ３等を介してバッテリ電
圧ＶB が印加された状態となる。

【００７３】この場合の検出対象経路の電圧は、図３の
（ii）に示したものとなり、万一検出対象経路がグラン
ドショートしたときは、検出対象経路の電圧が接地電位
（０Ｖ）とほぼ等しくなることにより、図３の（ｖ）で
示したグランドショートしきい値ＶthG より低くなるた
め、グランドショートが検出される。

【００７４】一方、電源ショート検出時は、トランジス
タＴ３をオフすることにより、検出対象経路がこのトラ
ンジスタＴ３等を介してバッテリ２へ接続されるのを遮
断する。そのため、トランジスタＴ３がオンしている時
（つまり従来の短絡検出回路４５と同じ状態）に、周囲
温度が上昇して高電圧切り離しトランジスタＴＲｋのリ
ーク抵抗の影響が顕著になると、図３の（ii）に示した
ようにコモン電圧Ｖco（図３の（ｉ））はＶclにまで上
昇してしまうが、トランジスタＴ３をオフして等価的に
プルアップ抵抗Ｒ１を検出対象経路から切り離すことに
より、図３の（iv）に示したように、コモン電圧は５Ｖ
にまで低下する。この電圧は、コンデンサＣ１の充電電
圧がリーク抵抗及びプルダウン抵抗Ｒ２によって分圧さ
れた値であるため、バッテリ電圧ＶB による変動もな
い。

【００７５】そして、このコモン電圧（５Ｖ）を基準と
して、万一電源ショートした場合は、検出対象経路の電
圧がバッテリ電圧ＶB 近傍にまで上昇することにより、
電源ショートしきい値ＶthB を超えるため、電源ショー
トが検出される。尚、本実施形態の燃料噴射制御装置１
には、短絡検出回路１８のほか、図示はしないものの、
検出対象経路が断線する異常が生じたときにその異常を
検出するための断線検出回路も備えられている。

【００７６】従って、本実施形態の燃料噴射制御装置１
によれば、電源ショート検出時には、トランジスタＴ３
をオフすることによりプルアップ抵抗Ｒ１が切り離され
る（つまりプルアップ抵抗Ｒ１やトランジスタＴ３を介
したバッテリ２との接続が遮断される）ため、たとえ周
囲温度の上昇によるリーク抵抗の影響の増大に加え、バ
ッテリ電圧ＶB が低下するといった悪条件が重なって
も、検出対象経路の電圧が必要以上に上昇するのを抑制
できるため、電源ショートの誤検出を防止でき、検出対
象経路のグランドショート検出・電源ショート検出をい
ずれも正確に行うことができる。

【００７７】ここで、本実施形態の構成要素と本発明の
構成要素の対応関係を明らかにする。本実施形態におい
て、スイッチング回路１３内の各トランジスタＴＲ１〜
ＴＲ４はいずれも本発明の主スイッチング素子に相当
し、バッテリ電圧ＶB は本発明の直流電源に相当し、高
電圧切り離しトランジスタＴＲｋは本発明の高電圧印加
用半導体スイッチング素子に相当し、トランジスタＴＲ
ｈは本発明の副スイッチング素子に相当し、コンデンサ
Ｃ１及び充電回路１４により本発明の高電圧生成手段が
構成され、マイコン２０及びホールド電流回路１２によ
り本発明の通電制御手段が構成され、電源ショートしき
い値ＶthB は本発明の第２基準電圧に相当し、グランド
ショートしきい値ＶthG は本発明の第１基準電圧に相当
し、プルアップ抵抗Ｒ１及びプルダウン抵抗Ｒ２は夫々
本発明の第１抵抗及び第２抵抗に相当すると共に、バッ
テリ２からトランジスタＴ３，プルアップ抵抗Ｒ１，ダ
イオードＤ３，及びプルダウン抵抗Ｒ２を介してグラン
ドラインに至る回路が本発明の直流電源分圧手段に相当
し、このうちトランジスタＴ３とマイコン２０により本
発明の直流電源遮断手段が構成される。尚、マイコン２
０は、本発明のスイッチング制御手段にも相当する。

【００７８】また、図２の燃料噴射制御処理において、
Ｓ２５０及びＳ３００の処理は本発明の直流電源遮断手
段（スイッチング制御手段）が実行する処理に相当し、
Ｓ２９０の処理は本発明のグランドショート検出手段が
実行する処理に相当し、Ｓ３４０の処理は本発明の電源
ショート検出手段が実行する処理に相当し、Ｓ２７０，
Ｓ２８０，Ｓ３２０，Ｓ３３０の処理は本発明の通電制
御手段が実行する処理に相当する。

【００７９】尚、本発明の実施の形態は、上記実施形態
に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に
属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもな
い。例えば、上記実施形態では、電源ショート検出時
に、トランジスタＴ３をオフすることによりプルアップ
抵抗Ｒ１を検出対象経路から切り離すようにしたが、ト
ランジスタＴ３に限らず、リレー等を用いて切り離すよ
うにしてもよい。また、トランジスタＴ３の位置も、図
１に示したものに限らず、例えばプルアップ抵抗Ｒ１と
ダイオードＤ３の間に接続するなど、本発明の作用効果
を奏する限りあらゆる方法を採用できる。

【００８０】また、本発明は、上記実施形態のような車
両のディーゼルエンジンにおける燃料噴射制御装置に適
用するのに限定されず、コンデンサの高電圧を半導体ス
イッチング素子を介して誘導性負荷に供給するように構
成されたあらゆる誘導性負荷駆動装置に対して適用可能
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本実施形態の燃料噴射制御装置全体の概略構
成を示す構成図である。

【図２】 マイコン内のＣＰＵが実行する燃料噴射制御
処理を示すフローチャートである。

【図３】 バッテリ電圧ＶB の変化に対する燃料噴射制
御装置内の各部電圧の変化を示す説明図である。

【図４】 従来の燃料噴射制御装置全体の概略構成を示
す構成図である。

【符号の説明】

１，４０…燃料噴射制御装置、２…バッテリ、３…イグ
ニションスイッチ、１１…電源回路、１２…ホールド電
流回路、１２ａ…定電流制御回路、１３…スイッチング
回路、１４…充電回路、１５，１６…コンパレータ、１
７…自励式昇圧回路、１８，４５…短絡検出回路、２
０，４１…マイコン、２１…バッファ、Ｃ１…コンデン
サ、Ｄｏ，Ｄ１〜Ｄ５…ダイオード、Ｌ１〜Ｌ４…電磁
ソレノイド、Ｌｏ…コイル、Ｒ１…プルアップ抵抗、Ｒ
２…プルダウン抵抗、Ｔ１，Ｔ３，ＴＲｏ，ＴＲｈ，Ｔ
Ｒ１〜ＴＲ４…トランジスタ、ＴＲｋ…高電圧切り離し
トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3G066 AA01 AB02 BA31 BA33 CC06U CD26 CE29 DA01 DA04 3G301 HA01 JB03 LC01 LC10 MA11 MA18 NB20 PG01 PG02

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源から誘導性負荷への通電経路上
   に設けられた主スイッチング素子と、 前記通電経路における前記誘導性負荷及び前記主スイッ
   チング素子のいずれよりも前記直流電源側に設けられた
   副スイッチング素子と、 コンデンサを備え、該コンデンサを充電することにより
   前記直流電源よりも高い所定電圧値の高電圧を生成する
   高電圧生成手段と、 前記コンデンサを前記副スイッチング素子の前記誘導性
   負荷側の一端に接続する高電圧印加用半導体スイッチン
   グ素子と、 前記誘導性負荷の通電時には、まず前記主スイッチング
   素子及び前記高電圧印加用半導体スイッチング素子を夫
   々オンすることにより、前記コンデンサの前記高電圧を
   前記誘導性負荷に印加して、前記誘導性負荷に所定のピ
   ーク電流を供給し、前記ピーク電流の供給後は、前記高
   電圧印加用半導体スイッチング素子をオフすると共に前
   記副スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
   り、前記誘導性負荷への通電を制御する通電制御手段
   と、 を備えた誘導性負荷駆動装置に設けられ、 第１抵抗及び第２抵抗の直列回路からなり、該第１抵抗
   の他端が前記直流電源に接続され、該第２抵抗の他端が
   接地されると共に、該両抵抗の接続点が前記通電経路に
   おける前記高電圧印加用半導体スイッチング素子の接続
   点に接続された直流電源分圧手段と、 前記各スイッチング素子がいずれもオフである非通電時
   において、前記通電経路における前記高電圧印加用半導
   体スイッチング素子の接続点の電圧が、予め設定された
   グランドショート判定用の第１基準電圧よりも低い場合
   に、当該接続点が接地したものと判定するグランドショ
   ート検出手段と、 前記各スイッチング素子がいずれもオフである非通電時
   において、前記通電経路における前記高電圧印加用半導
   体スイッチング素子の接続点の電圧が、前記直流電源の
   電圧を分圧することにより得られる電源ショート判定用
   の第２基準電圧よりも高い場合に、当該接続点が前記直
   流電源側に短絡したものと判定する電源ショート検出手
   段と、 を備えた異常検出装置であって、 前記直流電源分圧手段には、前記電源ショート検出手段
   の動作時に、前記両抵抗の接続点の、前記第１抵抗を介
   した前記直流電源との電気的接続を遮断するための、直
   流電源遮断手段が設けられていることを特徴とする誘導
   性負荷駆動装置の異常検出装置。
2. 【請求項２】 前記直流電源遮断手段は、 前記直流電源から前記第１抵抗を介して前記直列回路に
   おける前記通電経路との接続点へ至る経路に設けられた
   遮断用スイッチング素子と、 前記グランドショート検出手段の動作時には前記遮断用
   スイッチング素子をオンし、前記電源ショート検出手段
   の動作時には前記遮断用スイッチング素子をオフするス
   イッチング制御手段と、 を備えたことを特徴とする請求項１記載の誘導性負荷駆
   動装置の異常検出装置。
3. 【請求項３】 前記遮断用スイッチング素子は、半導体
   スイッチング素子であることを特徴とする請求項１又は
   ２記載の誘導性負荷駆動装置の異常検出装置。
4. 【請求項４】 前記誘導性負荷駆動装置は、 前記誘導性負荷として、電磁ソレノイドへの通電により
   開弁して内燃機関に燃料を噴射供給する燃料噴射用の電
   磁弁を備え、 前記電磁ソレノイドの通電時に、前記主スイッチング素
   子をオンすると共に、前記高電圧印加用半導体スイッチ
   ング素子をオンして前記電磁ソレノイドに前記高電圧を
   印加することにより、前記電磁ソレノイドに所定のピー
   ク電流を流して前記電磁弁を速やかに開弁させるように
   構成された車両用燃料噴射装置であることを特徴とする
   請求項１〜３いずれかに記載の誘導性負荷駆動装置の異
   常検出装置。