JP2002298368A - 位相測定方法及び位相測定装置 - Google Patents
位相測定方法及び位相測定装置Info
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- JP2002298368A JP2002298368A JP2001105155A JP2001105155A JP2002298368A JP 2002298368 A JP2002298368 A JP 2002298368A JP 2001105155 A JP2001105155 A JP 2001105155A JP 2001105155 A JP2001105155 A JP 2001105155A JP 2002298368 A JP2002298368 A JP 2002298368A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 Ｌｐｐ信号のようなピーク信号の位相を正確
に測定することができる位相測定方法及び位相測定装置
の提供。 【解決手段】 直交検波部２０により１／１２８デシメ
ーション部１５でデシメーションされた信号に対して直
交検波し、その信号の周波数に基づいて、Δθ／Δｔ周
波数算出部２２、２５及び周波数シフト部２３、２６に
より該直交検波信号をほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信
号に変換し、その一方でＦＦＴ部１６、ピーク検出部１
７、スレッシュホールドレベル決定部１８、Ｌｐｐ信号
位置決定部１９によりメモリ１４のデータに対するＬｐ
ｐ信号の位置を決定し、Ｌｐｐ信号の位置及び複素ベー
スバンド信号に基づき、Ｌｐｐ信号の位相を検出してい
る。
に測定することができる位相測定方法及び位相測定装置
の提供。 【解決手段】 直交検波部２０により１／１２８デシメ
ーション部１５でデシメーションされた信号に対して直
交検波し、その信号の周波数に基づいて、Δθ／Δｔ周
波数算出部２２、２５及び周波数シフト部２３、２６に
より該直交検波信号をほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信
号に変換し、その一方でＦＦＴ部１６、ピーク検出部１
７、スレッシュホールドレベル決定部１８、Ｌｐｐ信号
位置決定部１９によりメモリ１４のデータに対するＬｐ
ｐ信号の位置を決定し、Ｌｐｐ信号の位置及び複素ベー
スバンド信号に基づき、Ｌｐｐ信号の位相を検出してい
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えばＤＶＤ−Ｒ
やＤＶＤ−ＲＷ等の記録ディスクに記録されたＬｐｐ
（Ｌａｎｄ Ｐｒｅ−Ｐｉｔ）信号の位相（ＰＷＰ）を
測定するための位相測定装置及び位相測定方法に関す
る。
やＤＶＤ−ＲＷ等の記録ディスクに記録されたＬｐｐ
（Ｌａｎｄ Ｐｒｅ−Ｐｉｔ）信号の位相（ＰＷＰ）を
測定するための位相測定装置及び位相測定方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＤＶＤ−ＲやＤＶＤ−ＲＷ等の記録ディ
スクには、ディスク上の物理的なアドレスを認識するた
めに、各アドレスに応じて所定の出現パターンでＬｐｐ
（Ｌａｎｄ Ｐｒｅ−Ｐｉｔ）が形成されている。
スクには、ディスク上の物理的なアドレスを認識するた
めに、各アドレスに応じて所定の出現パターンでＬｐｐ
（Ｌａｎｄ Ｐｒｅ−Ｐｉｔ）が形成されている。
【０００３】Ｌｐｐはウォブル（Ｗｏｂｂｌｅ）に対し
て深い"ヒゲ"のように形成されている。ウォブルは、通
常ディスクの回転速度を検出するために形成された正弦
波状の溝（Ｇｒｏｏｖｅ）であり、この溝に応じて抽出
される信号がウォブル信号と呼ばれている。
て深い"ヒゲ"のように形成されている。ウォブルは、通
常ディスクの回転速度を検出するために形成された正弦
波状の溝（Ｇｒｏｏｖｅ）であり、この溝に応じて抽出
される信号がウォブル信号と呼ばれている。
【０００４】Ｌｐｐ信号は通常ウォブル信号のゼロクロ
スポイントから−９０°程度位相（ＰＷＰ）がずれた位
置（ウォブル信号が極小値なる位置）に形成されてお
り、Ｌｐｐ信号の抽出を確実に行うためにはある程度の
範囲、例えば位相が−９０°±１０°の範囲にある必要
がある。ゼロクロスポイントの算出方法は従来より様々
なものがあるが、例えば平均値をとる方法、すなわち Σｘ／Ｎ （Σ ０→Ｎ−１） をあげることができる。
スポイントから−９０°程度位相（ＰＷＰ）がずれた位
置（ウォブル信号が極小値なる位置）に形成されてお
り、Ｌｐｐ信号の抽出を確実に行うためにはある程度の
範囲、例えば位相が−９０°±１０°の範囲にある必要
がある。ゼロクロスポイントの算出方法は従来より様々
なものがあるが、例えば平均値をとる方法、すなわち Σｘ／Ｎ （Σ ０→Ｎ−１） をあげることができる。
【０００５】ところで、従来からＬｐｐ信号の位相が上
記の範囲にあるか否かの測定は、ウォブル信号にローパ
スフィルタをかけてウォブル信号の周波数（１４０ｋＨ
ｚ）の高調波を除去する。そして、その信号のゼロクロ
ス点のうち信号が正の勾配をもちながら通過する点を０
°位相、負の勾配をもちながら通過する点を１８０°位
相とし、Ｌｐｐ信号とこれらのゼロクロス点との関係か
ら位相を推定することで、そのような測定を行ってい
る。
記の範囲にあるか否かの測定は、ウォブル信号にローパ
スフィルタをかけてウォブル信号の周波数（１４０ｋＨ
ｚ）の高調波を除去する。そして、その信号のゼロクロ
ス点のうち信号が正の勾配をもちながら通過する点を０
°位相、負の勾配をもちながら通過する点を１８０°位
相とし、Ｌｐｐ信号とこれらのゼロクロス点との関係か
ら位相を推定することで、そのような測定を行ってい
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、ウォブ
ル信号にローパスフィルタをかけても確実に高調波ノイ
ズを除去できず、ゼロクロス点を誤って判別することが
あり、またウォブル信号はバイアス変動や位相の前後の
変動を含んでいるので、ゼロクロス点に偏差が発生して
しまい、Ｌｐｐ信号位相の正確な値が得られない、とい
う問題がある。本発明者等が実際にＬｐｐ信号の位相の
測定したところ、上記の変動によって５°程度の位相の
偏差が観測された。また、極端な場合には、ＤＣバイア
スの変動が信号の振幅を超えてしまい、ゼロクロス点の
認識ができなくなり、位相を求めることができなってし
まう場合もあった。
ル信号にローパスフィルタをかけても確実に高調波ノイ
ズを除去できず、ゼロクロス点を誤って判別することが
あり、またウォブル信号はバイアス変動や位相の前後の
変動を含んでいるので、ゼロクロス点に偏差が発生して
しまい、Ｌｐｐ信号位相の正確な値が得られない、とい
う問題がある。本発明者等が実際にＬｐｐ信号の位相の
測定したところ、上記の変動によって５°程度の位相の
偏差が観測された。また、極端な場合には、ＤＣバイア
スの変動が信号の振幅を超えてしまい、ゼロクロス点の
認識ができなくなり、位相を求めることができなってし
まう場合もあった。
【０００７】本発明は、このような課題を解決するため
になされたもので、Ｌｐｐ信号のようなピーク信号の位
相を正確に測定することができる位相測定方法及び位相
測定装置を提供することを目的としている。
になされたもので、Ｌｐｐ信号のようなピーク信号の位
相を正確に測定することができる位相測定方法及び位相
測定装置を提供することを目的としている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明の第１の観点に係る位相測定方法は、入力信
号に含まれるピーク信号の、入力信号上の位置を検出す
る工程と、前記入力信号を直交検波する工程と、前記直
交検波された信号の周波数に基づいて、該信号をほぼ０
Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する工程と、前記入
力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベースバンド
信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出する工程と
を具備することを特徴とするものである。
め、本発明の第１の観点に係る位相測定方法は、入力信
号に含まれるピーク信号の、入力信号上の位置を検出す
る工程と、前記入力信号を直交検波する工程と、前記直
交検波された信号の周波数に基づいて、該信号をほぼ０
Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する工程と、前記入
力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベースバンド
信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出する工程と
を具備することを特徴とするものである。
【０００９】本発明の第２の観点に係る位相測定装置
は、入力信号に含まれるピーク信号の、入力信号上の位
置を検出する手段と、前記入力信号を直交検波する手段
と、前記直交検波された信号の周波数に基づいて、該信
号をほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する手段
と、前記入力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベ
ースバンド信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出
する手段とを具備することを特徴とするものである。
は、入力信号に含まれるピーク信号の、入力信号上の位
置を検出する手段と、前記入力信号を直交検波する手段
と、前記直交検波された信号の周波数に基づいて、該信
号をほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する手段
と、前記入力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベ
ースバンド信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出
する手段とを具備することを特徴とするものである。
【００１０】本発明では、入力信号を直交検波し、その
信号の周波数に基づいて、該信号をほぼ０Ｈｚの複素ベ
ースバンド信号に変換し、入力信号上のピーク信号の位
置及び複素ベースバンド信号に基づき、ピーク信号の位
相を検出しているので、Ｌｐｐ信号のようなピーク信号
の位相を正確に測定することができる。
信号の周波数に基づいて、該信号をほぼ０Ｈｚの複素ベ
ースバンド信号に変換し、入力信号上のピーク信号の位
置及び複素ベースバンド信号に基づき、ピーク信号の位
相を検出しているので、Ｌｐｐ信号のようなピーク信号
の位相を正確に測定することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づき説明する。
に基づき説明する。
【００１２】図１は本発明の一実施形態に係る測定シス
テムの構成を示す概略的ブロック図である。
テムの構成を示す概略的ブロック図である。
【００１３】この図に示すように、１１はモータによっ
て回転されるＤＶＤ−ＲやＤＶＤ−ＲＷ等の記録ディス
ク１０上の信号（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ）を読み取る
ための４分割光ピックアップである。マトリックス回路
１２は、ピックアップ１１により読み取られた信号（Ｉ
ａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ）からウォブル信号（（Ｉａ＋Ｉ
ｂ）−（Ｉｃ＋Ｉｄ））を生成する。
て回転されるＤＶＤ−ＲやＤＶＤ−ＲＷ等の記録ディス
ク１０上の信号（Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ）を読み取る
ための４分割光ピックアップである。マトリックス回路
１２は、ピックアップ１１により読み取られた信号（Ｉ
ａ、Ｉｂ、Ｉｃ、Ｉｄ）からウォブル信号（（Ｉａ＋Ｉ
ｂ）−（Ｉｃ＋Ｉｄ））を生成する。
【００１４】ウォブル信号は、Ａ／Ｄ変換器１３により
例えば８０ＭＨｚ程度のサンプリング周波数を用いてデ
ィジタル信号に変換され、一旦メモリ１４に記憶される
ようになっている。通常、ウォブル信号の周波数は１４
０ｋＨｚ程度であるので、サンプリング周波数はナイキ
ストの定理によりその４倍以上であるのが好ましく、ま
たメモリ１４の容量は２５６ｋＷｏｒｄ程度以上が好ま
しい。ウォブル信号の周波数が１４０ｋＨｚであり、位
相の分解能が1°程度必要とすると、サンプリング周波
数は１４０ｋＨｚ×３６０で、５０ＭＨｚ程度必要とさ
れ、本実施形態の場合上記のように８０ＭＨｚとしてい
る。
例えば８０ＭＨｚ程度のサンプリング周波数を用いてデ
ィジタル信号に変換され、一旦メモリ１４に記憶される
ようになっている。通常、ウォブル信号の周波数は１４
０ｋＨｚ程度であるので、サンプリング周波数はナイキ
ストの定理によりその４倍以上であるのが好ましく、ま
たメモリ１４の容量は２５６ｋＷｏｒｄ程度以上が好ま
しい。ウォブル信号の周波数が１４０ｋＨｚであり、位
相の分解能が1°程度必要とすると、サンプリング周波
数は１４０ｋＨｚ×３６０で、５０ＭＨｚ程度必要とさ
れ、本実施形態の場合上記のように８０ＭＨｚとしてい
る。
【００１５】メモリ１４に記憶された信号は、１／１２
８デシメーション部１５により例えば１／１２８程度に
デシメーションされる。この１／１２８デシメーション
部１５は、例えばハーフバンドフィルタにより低域のみ
通過させた後に１サンプルおきに信号を間引きする動作
を７回繰り返すことにより１／１２８デシメーションが
実行される。この場合、最後のサンプリング周波数は３
１２．５ｋＨｚとなり、元データが２５６ｋＷｏｒｄと
すると、１／１２８デシメーション部１５から出力され
る信号はデシメーションされて２０４８ポイントとな
る。このようにデシメーションすることによって、計算
量を大幅に減らすことができ、処理の高速化を図ること
ができる。
８デシメーション部１５により例えば１／１２８程度に
デシメーションされる。この１／１２８デシメーション
部１５は、例えばハーフバンドフィルタにより低域のみ
通過させた後に１サンプルおきに信号を間引きする動作
を７回繰り返すことにより１／１２８デシメーションが
実行される。この場合、最後のサンプリング周波数は３
１２．５ｋＨｚとなり、元データが２５６ｋＷｏｒｄと
すると、１／１２８デシメーション部１５から出力され
る信号はデシメーションされて２０４８ポイントとな
る。このようにデシメーションすることによって、計算
量を大幅に減らすことができ、処理の高速化を図ること
ができる。
【００１６】ＦＦＴ部１６は、１／１２８デシメーショ
ン部１５から出力される２０４８ポイントの信号を高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）し、スペクトラムを求める。こ
のスペクトラムは１０２４ポイントとなる。ここで、Ｆ
ＦＴ部１６は、窓関数を用いた所定の分解能帯域幅（Ｒ
ＢＷ）で所定帯域のスペクトラム成分を抽出している。
窓関数は、例えばＲＢＷ＝１ｋＨｚとなるようにする。
その場合、例えば窓関数としてＧａｕｓｓ関数（ｇ
（ｔ））を選んだ場合、以下の式のようにしてＲＢＷ＝
１ｋＨｚの窓関数を作ることができる。
ン部１５から出力される２０４８ポイントの信号を高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）し、スペクトラムを求める。こ
のスペクトラムは１０２４ポイントとなる。ここで、Ｆ
ＦＴ部１６は、窓関数を用いた所定の分解能帯域幅（Ｒ
ＢＷ）で所定帯域のスペクトラム成分を抽出している。
窓関数は、例えばＲＢＷ＝１ｋＨｚとなるようにする。
その場合、例えば窓関数としてＧａｕｓｓ関数（ｇ
（ｔ））を選んだ場合、以下の式のようにしてＲＢＷ＝
１ｋＨｚの窓関数を作ることができる。
【００１７】 ＮＦＦＴ＝（ｋ／Rｂｗ）ｆｓ ＝（３．０／１０００）×６２５０００ ＝１８７５→２０４８ ＮＦＦＴ：ＦＦＴを実行するデータサイズ（２のべき
乗） Rｂｗ：分解能帯域幅 ｋ：窓関数の時間幅と分解能帯域幅とを関係付ける定数 ｆｓ：サンプリング周波数 ｇ（ｔ）＝ｅｘｐ[−ｔ２／ａ２] ａ２＝４ｌｎ２／（π・Rｂｗ）２ Δｔ＝１／ｆｓ＝１／２×３１２．５ｋＨｚ ｇ[ｉ]＝ｅｘｐ[−９．１２×１０−６×ｉ２] ｉ＝−１０２４→１０２４ →ｇ＝７×１０−７ ＦＦＴ部１６は、例えば得られたスペクトラムから１４
０ｋＨｚを中心に前後５０ｋＨｚ、即ち９０ｋＨｚ〜１
９０ｋＨｚを所定の帯域として抽出する。
乗） Rｂｗ：分解能帯域幅 ｋ：窓関数の時間幅と分解能帯域幅とを関係付ける定数 ｆｓ：サンプリング周波数 ｇ（ｔ）＝ｅｘｐ[−ｔ２／ａ２] ａ２＝４ｌｎ２／（π・Rｂｗ）２ Δｔ＝１／ｆｓ＝１／２×３１２．５ｋＨｚ ｇ[ｉ]＝ｅｘｐ[−９．１２×１０−６×ｉ２] ｉ＝−１０２４→１０２４ →ｇ＝７×１０−７ ＦＦＴ部１６は、例えば得られたスペクトラムから１４
０ｋＨｚを中心に前後５０ｋＨｚ、即ち９０ｋＨｚ〜１
９０ｋＨｚを所定の帯域として抽出する。
【００１８】振幅・バイアス推定部１７は、ＦＦＴ部１
６で得られた９０ｋＨｚ〜１９０ｋＨｚ間の帯域のスペ
クトラム成分から振幅及び０Ｈｚ間の帯域のスペクトラ
ム成分からＤＣバイアスを推定している。
６で得られた９０ｋＨｚ〜１９０ｋＨｚ間の帯域のスペ
クトラム成分から振幅及び０Ｈｚ間の帯域のスペクトラ
ム成分からＤＣバイアスを推定している。
【００１９】スレッシュホールドレベル決定部１８は、
推定された振幅及びＤＣバイアスに基づき、ピーク信号
としてのＬｐｐ信号の位置を検出するためのスレッシュ
ホールドレベルを決定する。例えば、スレッシュホール
ドレベル決定部１８は、スレッシュホールドレベル＝Ｄ
Ｃバイアス−４×ピークレベルからスレッシュホールド
レベルを決定している。上式では、１／２振幅を４倍し
ているが、信号の状態に応じてその数値を例えば３〜５
の間で適当に選択すればよい。これにより、信号のＤＣ
バイアスに影響されず、確実にＬｐｐを検出することが
できる。
推定された振幅及びＤＣバイアスに基づき、ピーク信号
としてのＬｐｐ信号の位置を検出するためのスレッシュ
ホールドレベルを決定する。例えば、スレッシュホール
ドレベル決定部１８は、スレッシュホールドレベル＝Ｄ
Ｃバイアス−４×ピークレベルからスレッシュホールド
レベルを決定している。上式では、１／２振幅を４倍し
ているが、信号の状態に応じてその数値を例えば３〜５
の間で適当に選択すればよい。これにより、信号のＤＣ
バイアスに影響されず、確実にＬｐｐを検出することが
できる。
【００２０】Ｌｐｐ信号位置決定部１９は、メモリ１４
に記憶された信号からスレッシュホールドレベル決定部
１８により決定されたスレッシュホールドレベルを用い
てＬｐｐ信号の、前記記憶された信号上の位置を決定す
る。例えば、Ｌｐｐ信号は、２５６ｋポイントで５０個
前後あるが、これらの各Ｌｐｐ信号の位置及び要素番号
を決定する。
に記憶された信号からスレッシュホールドレベル決定部
１８により決定されたスレッシュホールドレベルを用い
てＬｐｐ信号の、前記記憶された信号上の位置を決定す
る。例えば、Ｌｐｐ信号は、２５６ｋポイントで５０個
前後あるが、これらの各Ｌｐｐ信号の位置及び要素番号
を決定する。
【００２１】直交検波部２０は、１／１２８デシメーシ
ョン部１５によりデシメーションされた信号に対して直
交検波を行う。すなわち、直交検波部２０は、信号ｆ
（ｔ）に対してｅｘｐ[ｊ２πｆｓｔ／４]を離散的に実
行する。
ョン部１５によりデシメーションされた信号に対して直
交検波を行う。すなわち、直交検波部２０は、信号ｆ
（ｔ）に対してｅｘｐ[ｊ２πｆｓｔ／４]を離散的に実
行する。
【００２２】 ｆＯＵＴ＝ｆＩＮＰＵＴ[ｉ]ｅｘｐ[ｊωｑｉ] 式 （１） ｉ＝０〜∞ ωｑ＝２πｆｓ／４ ｅｘｐ[ｊωｑｉ]＝１、ｊ、−１、−ｊ であり、入力信号を単振動であるとすると、 ｆＩＮＰＵＴ[ｉ]＝ｃｏｓωｔ＝Ｒｅ[ｅｘｐ[ｊωｔ]] ＝１／２（ｅｘｐ[ｊωｔ]＋ｅｘｐ[−ｊωｔ]） 式（２） となり、従って、 ｆＯＵＴ＝ｆＩＮＰＵＴ[ｉ]×ｅｘｐ[ｊΔωｉ]＝１／２（ｅｘｐ[ｊωｔ]＋ ｅｘｐ[−ｊωｔ]）×ｅｘｐ[ｊΔωｉ] ＝１／２（ｅｘｐ[ｊ（ω＋Δω）]＋ｅｘｐ[ｊ（ω−Δω）]） 式（３） となり、和と差の成分となる。ここで、ωとΔωとが近
接していると、式（３）の第２項は周波数＝０に近い、
いわゆるベースバンド成分となる。第１項の和の成分は
ＬＰＦで除去する。ＬＰＦはこの第１項と第２項を明確
に分離できればよい。本実施形態では、直交検波はＬＰ
Ｆを含んでいるが、ＬＰＦを必ずしも含まなくても勿論
良い。
接していると、式（３）の第２項は周波数＝０に近い、
いわゆるベースバンド成分となる。第１項の和の成分は
ＬＰＦで除去する。ＬＰＦはこの第１項と第２項を明確
に分離できればよい。本実施形態では、直交検波はＬＰ
Ｆを含んでいるが、ＬＰＦを必ずしも含まなくても勿論
良い。
【００２３】１／２デシメーション部２１は、直交検波
されたＩＱ信号に対して１／２のデシメーションを行
い、余分な帯域を除去する。すなわち、１／２デシメー
ション部２１は、例えばベースバンド信号に対してＬＰ
Ｆをかけて帯域を絞り、デシメーションしている。
されたＩＱ信号に対して１／２のデシメーションを行
い、余分な帯域を除去する。すなわち、１／２デシメー
ション部２１は、例えばベースバンド信号に対してＬＰ
Ｆをかけて帯域を絞り、デシメーションしている。
【００２４】第１のΔθ／Δｔ周波数算出部２２は、１
／２デシメーションされたＩＱ信号の周波数の変化を算
出し、その周波数の変化から周波数偏差を算出する。こ
こで、周波数は位相の時間微分であり、位相はａｔａｎ
（虚数部／実数部）である。
／２デシメーションされたＩＱ信号の周波数の変化を算
出し、その周波数の変化から周波数偏差を算出する。こ
こで、周波数は位相の時間微分であり、位相はａｔａｎ
（虚数部／実数部）である。
【００２５】 ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ＝ΔＦｑ（ｔ）＝ｄθ（ｔ）／２πｄｔ ＝ｄｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ））／２πｄｔ ＝（Ｑ（ｄＩ／ｄｔ）−Ｉ（ｄＱ／ｄｔ））／２π（Ｑ２＋Ｉ２） 式（４ ） θ（ｔ）＝ｔａｎ−１（Ｑ（ｔ）／Ｉ（ｔ）） 周波数偏差Δωとすると Δω＝Δθ（ｔ）／Δｔ 式（５） となる。
【００２６】第１の周波数シフト部２３は、算出された
周波数偏差をキャンセルするように、ＩＱ信号の周波数
をシフトする。すなわち、周波数をシフトさせるには、 Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）→｛Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）｝ｅｘｐ[−ｊωｔ] 式（６ ） を計算すればよい。
周波数偏差をキャンセルするように、ＩＱ信号の周波数
をシフトする。すなわち、周波数をシフトさせるには、 Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）→｛Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）｝ｅｘｐ[−ｊωｔ] 式（６ ） を計算すればよい。
【００２７】 Ｉｄ＋ｊＱｄ→｛Ｉ（ｔ）＋ｊＱ（ｔ）｝ｅｘｐ[−ｊωｔ] 式（ ７） のように、式（６）は複素信号に複素数の定数を乗算す
ることとなる。
ることとなる。
【００２８】ローパスフィルタ２４は、周波数シフト後
のＩＱ信号から低域成分だけを通過させる。
のＩＱ信号から低域成分だけを通過させる。
【００２９】第２のΔθ／Δｔ周波数算出部２５は、ロ
ーパスフィルタ２４を通過したＩＱ信号の周波数の変化
を算出し、その周波数の変化から周波数偏差を算出す
る。
ーパスフィルタ２４を通過したＩＱ信号の周波数の変化
を算出し、その周波数の変化から周波数偏差を算出す
る。
【００３０】第２の周波数シフト部２６は、算出された
周波数偏差をキャンセルするように、ＩＱ信号の周波数
をシフトする。これにより、直交検波されたＩＱ信号は
ほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換される。
周波数偏差をキャンセルするように、ＩＱ信号の周波数
をシフトする。これにより、直交検波されたＩＱ信号は
ほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換される。
【００３１】このような第２のΔθ／Δｔ周波数算出部
２５及び第２の周波数シフト部２６による動作は２回以
上繰り返す。周波数がある程度まで０Ｈｚに近づいたこ
とが確認されるまで行う。このとき、Ｉ＋ｊＱ信号はベ
ースバンド信号であり、この信号は下記の式（１０）に
相当する。
２５及び第２の周波数シフト部２６による動作は２回以
上繰り返す。周波数がある程度まで０Ｈｚに近づいたこ
とが確認されるまで行う。このとき、Ｉ＋ｊＱ信号はベ
ースバンド信号であり、この信号は下記の式（１０）に
相当する。
【００３２】すなわち、信号の一般系は 実数形式： ｆ（ｔ）＝Ｒｅ[Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊωｔ＋θ（ｔ）]＋Ｉ０＋ｊＱ０] 式（８ ） 複素形式： ｆ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊωｔ＋θ（ｔ）]＋Ｉ０＋ｊＱ０ 式（９ ） という形式で表現することができる。ただし、 Ａ（ｔ）：信号の振幅 ω：信号の周波数 θ：位相変動成分 Ｉ０＋ｊＱ０：原点オフセット成分。虚数成分は実数部
に影響しないので０とみなしてよい。
に影響しないので０とみなしてよい。
【００３３】ここで、現実に観測可能であるのは実数形
式であるが、本質は複素形式の実数部を観測していると
考えることができる。
式であるが、本質は複素形式の実数部を観測していると
考えることができる。
【００３４】ウォブル信号は１４０ｋＨｚの正弦波にノ
イズ成分が加えられたものなので、１４０ｋＨｚ前後を
通過する狭帯域なバンドパスフィルタを通過させれば、
最大公約数的正弦波を求めることができるはずである。
イズ成分が加えられたものなので、１４０ｋＨｚ前後を
通過する狭帯域なバンドパスフィルタを通過させれば、
最大公約数的正弦波を求めることができるはずである。
【００３５】各Ｌｐｐの時刻がわかればその位相も求め
られるはずである。従って、式（９）に時刻ｔを代入し
位相成分を計算すれば求めることができる。
られるはずである。従って、式（９）に時刻ｔを代入し
位相成分を計算すれば求めることができる。
【００３６】位相をパラメータとして得るには信号を式
（９）のように複素数として扱うことが合理的である。
（９）のように複素数として扱うことが合理的である。
【００３７】ウォブル信号のように、正弦波の成分を含
んでいるものは、狭帯域バンドパスフィルタを用いずと
もＦＦＴ等でフーリエ成分を得られれば、そこからＡ
（ｔ）、ω、θの平均値を求めることができる。
んでいるものは、狭帯域バンドパスフィルタを用いずと
もＦＦＴ等でフーリエ成分を得られれば、そこからＡ
（ｔ）、ω、θの平均値を求めることができる。
【００３８】ＦＦＴで求めたＡ（ｔ）、ω、θはあくま
でも窓関数の時間域での平均である。
でも窓関数の時間域での平均である。
【００３９】Ｌｐｐの逐次位相を得るには、ωを中心と
してある程度の帯域の信号を得て、ω、θの時間変動を
得なければならない。ωの時間変動はθにもりこまれる
ので、ωは一定値とみなすことができる。
してある程度の帯域の信号を得て、ω、θの時間変動を
得なければならない。ωの時間変動はθにもりこまれる
ので、ωは一定値とみなすことができる。
【００４０】原点オフセット成分Ｉ０＋ｊＱ０は実数部
だけが問題になる。そして、その成分は信号の位相成分
θ（ｔ）に影響しない。従って、位相を求める際には考
慮しない。
だけが問題になる。そして、その成分は信号の位相成分
θ（ｔ）に影響しない。従って、位相を求める際には考
慮しない。
【００４１】よって、ωがわかれば、式（９）にｅｘｐ
[−ｊωｔ]をかけてやれば、 ｆＢ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊθｂ（ｔ）] 式（１ ０） となり、θｂ（ｔ）を得る。原点オフセット成分はθの中に含まれる。 ＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊωｔ＋θｂ（ｔ）] 式（１１ ） となる。
[−ｊωｔ]をかけてやれば、 ｆＢ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊθｂ（ｔ）] 式（１ ０） となり、θｂ（ｔ）を得る。原点オフセット成分はθの中に含まれる。 ＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ[ｊωｔ＋θｂ（ｔ）] 式（１１ ） となる。
【００４２】これらの式を時系列データとして得ること
ができれば、ωは固定値であるので、ｔがわかれば式
（９）での位相成分を求めることができる。
ができれば、ωは固定値であるので、ｔがわかれば式
（９）での位相成分を求めることができる。
【００４３】位相検出部２７は、ウォブル信号上のＬｐ
ｐ信号及び変換された複素ベースバンド信号に基づき、
Ｌｐｐ信号の位相（ＰＷＰ）を検出する。すなわち、ベ
ースバンドのＩ＋ｊＱ信号は式（１０）に相当するの
で、これにω＝Δωとして式（１１）の位相部分だけを
計算すればよい。
ｐ信号及び変換された複素ベースバンド信号に基づき、
Ｌｐｐ信号の位相（ＰＷＰ）を検出する。すなわち、ベ
ースバンドのＩ＋ｊＱ信号は式（１０）に相当するの
で、これにω＝Δωとして式（１１）の位相部分だけを
計算すればよい。
【００４４】位相統計処理部２８は、Ｌｐｐ信号の位相
（ＰＷＰ）の統計処理を行う。位相統計処理部２８は、
統計処理により例えばＰＷＰのヒストグラム、Ｌｐｐの
検出数、Ｌｐｐ位相の平均、最大値、最小値、平均の自
乗、自乗の平均、分散等を求める。
（ＰＷＰ）の統計処理を行う。位相統計処理部２８は、
統計処理により例えばＰＷＰのヒストグラム、Ｌｐｐの
検出数、Ｌｐｐ位相の平均、最大値、最小値、平均の自
乗、自乗の平均、分散等を求める。
【００４５】次に、このように構成されたシステムにお
ける処理の流れを、図２のフローチャート及び図３〜図
１７に示す波形図を参考にしながら説明する。
ける処理の流れを、図２のフローチャート及び図３〜図
１７に示す波形図を参考にしながら説明する。
【００４６】図３はメモリ１４に記憶された信号を示し
ている（ステップ２０１）。図３では、２５６ｋＷｏｒ
ｄからなるサンプルデータのうち４０００ポイントを示
している。
ている（ステップ２０１）。図３では、２５６ｋＷｏｒ
ｄからなるサンプルデータのうち４０００ポイントを示
している。
【００４７】次に、この信号は、図４及び図５に示すよ
うに、デシメーション部１５により１／１２８にデシメ
ーションされる（ステップ２０２）。図４では、信号全
体を示している。また、図５は図４の一部を拡大（１０
００〜１２００サンプル）した図である。
うに、デシメーション部１５により１／１２８にデシメ
ーションされる（ステップ２０２）。図４では、信号全
体を示している。また、図５は図４の一部を拡大（１０
００〜１２００サンプル）した図である。
【００４８】次に、この信号は、図６及び図７に示すよ
うに、ＦＦＴ部１６により高速フーリエ変換される（ス
テップ２０３）。図６では、縦軸がｄＢである。図７で
は、縦軸はリニアである。図８にＤＣレベル（ＤＣ Ｌ
ｅｖｅｌ）とピークレベル（「Ｐｅａｋ」）との関係を
示す。また、このＦＦＴでは、例えば図９に示す窓関数
としてＧａｕｓｓ関数を用い、分解能帯域幅（ＲＢＷ）
を１ｋＨｚとしている。
うに、ＦＦＴ部１６により高速フーリエ変換される（ス
テップ２０３）。図６では、縦軸がｄＢである。図７で
は、縦軸はリニアである。図８にＤＣレベル（ＤＣ Ｌ
ｅｖｅｌ）とピークレベル（「Ｐｅａｋ」）との関係を
示す。また、このＦＦＴでは、例えば図９に示す窓関数
としてＧａｕｓｓ関数を用い、分解能帯域幅（ＲＢＷ）
を１ｋＨｚとしている。
【００４９】次に、ピーク検出部１７により図７に示し
たスペクトラムからＤＣレベル（ＤＣ Ｌｅｖｅｌ）と
ピークレベル（「Ｐｅａｋ」）「Ｐｅａｋ」が検出され
る（ステップ２０４）。
たスペクトラムからＤＣレベル（ＤＣ Ｌｅｖｅｌ）と
ピークレベル（「Ｐｅａｋ」）「Ｐｅａｋ」が検出され
る（ステップ２０４）。
【００５０】次に、スレッシュホールドレベル決定部１
８により、推定された振幅及びＤＣバイアスに基づきス
レッシュホールドレベルが決定される（ステップ２０
５）。
８により、推定された振幅及びＤＣバイアスに基づきス
レッシュホールドレベルが決定される（ステップ２０
５）。
【００５１】次に、Ｌｐｐ信号位置決定部１９により、
メモリ１４のデータに対してレッシュホールドレベルを
用いてＬｐｐ信号の位置が決定される（ステップ２０
６）。図２３に示すように信号ｙ[ｉ]がスレッシュホー
ルドレベルを連続して下回っている区間の最小値である
点をＬｐｐとしている。この検出方法の一例を図１８の
フローチャートに示す。
メモリ１４のデータに対してレッシュホールドレベルを
用いてＬｐｐ信号の位置が決定される（ステップ２０
６）。図２３に示すように信号ｙ[ｉ]がスレッシュホー
ルドレベルを連続して下回っている区間の最小値である
点をＬｐｐとしている。この検出方法の一例を図１８の
フローチャートに示す。
【００５２】次に、直交検波部２０により１／１２８デ
シメーション部１５でデシメーションされた信号に対し
て直交検波が行われる（ステップ２０７）。図１０は直
交検波直後のＩＱ信号であり、図１１はその一部を拡大
した図を示している。
シメーション部１５でデシメーションされた信号に対し
て直交検波が行われる（ステップ２０７）。図１０は直
交検波直後のＩＱ信号であり、図１１はその一部を拡大
した図を示している。
【００５３】次に、１／２デシメーション部２１により
直交検波されたＩＱ信号に対して１／２のデシメーショ
ンが行われる（ステップ２０８）。図１２はこのデシメ
ーション後のＩＱ信号であり、図１３はその一部を拡大
した図を示している。
直交検波されたＩＱ信号に対して１／２のデシメーショ
ンが行われる（ステップ２０８）。図１２はこのデシメ
ーション後のＩＱ信号であり、図１３はその一部を拡大
した図を示している。
【００５４】次に、第１のΔθ／Δｔ周波数算出部２２
により１／２デシメーションされたＩＱ信号の周波数の
周波数偏差が算出され（ステップ２０９）、第１の周波
数シフト部２３により算出された周波数偏差をキャンセ
ルするようにＩＱ信号の周波数がシフトされる（ステッ
プ２１０）。図１４は第１回目の周波数シフト後のＩＱ
信号を示している。
により１／２デシメーションされたＩＱ信号の周波数の
周波数偏差が算出され（ステップ２０９）、第１の周波
数シフト部２３により算出された周波数偏差をキャンセ
ルするようにＩＱ信号の周波数がシフトされる（ステッ
プ２１０）。図１４は第１回目の周波数シフト後のＩＱ
信号を示している。
【００５５】次に、ローパスフィルタ２４により周波数
シフトされたＩＱ信号がフィルタリングされ（ステップ
２１１）、第２のΔθ／Δｔ周波数算出部２５によりフ
ィルタリングされたＩＱ信号の周波数の周波数偏差が算
出され（ステップ２１２）、第２の周波数シフト部２６
により算出された周波数偏差をキャンセルするようにＩ
Ｑ信号の周波数がシフトされる（ステップ２１３）。図
１５は第２回目の周波数シフト後のＩＱ信号を示してい
る。
シフトされたＩＱ信号がフィルタリングされ（ステップ
２１１）、第２のΔθ／Δｔ周波数算出部２５によりフ
ィルタリングされたＩＱ信号の周波数の周波数偏差が算
出され（ステップ２１２）、第２の周波数シフト部２６
により算出された周波数偏差をキャンセルするようにＩ
Ｑ信号の周波数がシフトされる（ステップ２１３）。図
１５は第２回目の周波数シフト後のＩＱ信号を示してい
る。
【００５６】このようなステップ２１２及びステップ２
１３は周波数がある程度まで０Ｈｚに近づくまで（ステ
ップ２１４）繰り返して行われる。
１３は周波数がある程度まで０Ｈｚに近づくまで（ステ
ップ２１４）繰り返して行われる。
【００５７】次に、位相検出部２７によりウォブル信号
上のＬｐｐ信号及び変換された複素ベースバンド信号
（図１６参照）に基づき、Ｌｐｐ信号の位相（ＰＷＰ）
が検出される（ステップ２１５）。
上のＬｐｐ信号及び変換された複素ベースバンド信号
（図１６参照）に基づき、Ｌｐｐ信号の位相（ＰＷＰ）
が検出される（ステップ２１５）。
【００５８】そして、位相統計処理部２８によりＬｐｐ
信号の位相（ＰＷＰ）の統計処理が行われる（ステップ
２１６）。図１７はＰＷＰのヒストグラムの一例を示し
ている。この例では明確なピークを求めるにはサンプル
数がまだ不足していることがわかる。
信号の位相（ＰＷＰ）の統計処理が行われる（ステップ
２１６）。図１７はＰＷＰのヒストグラムの一例を示し
ている。この例では明確なピークを求めるにはサンプル
数がまだ不足していることがわかる。
【００５９】このように本実施形態によれば、直交検波
部２０により１／１２８デシメーション部１５でデシメ
ーションされた信号に対して直交検波し、その信号の周
波数に基づいて、Δθ／Δｔ周波数算出部２２、２５及
び周波数シフト部２３、２６により該直交検波信号をほ
ぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換し、その一方で
ＦＦＴ部１６、ピーク検出部１７、スレッシュホールド
レベル決定部１８、Ｌｐｐ信号位置決定部１９によりメ
モリ１４のデータに対するＬｐｐ信号の位置を決定し、
Ｌｐｐ信号の位置及び複素ベースバンド信号に基づき、
Ｌｐｐ信号の位相を検出しているので、Ｌｐｐの位相を
正確に測定することができる。
部２０により１／１２８デシメーション部１５でデシメ
ーションされた信号に対して直交検波し、その信号の周
波数に基づいて、Δθ／Δｔ周波数算出部２２、２５及
び周波数シフト部２３、２６により該直交検波信号をほ
ぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換し、その一方で
ＦＦＴ部１６、ピーク検出部１７、スレッシュホールド
レベル決定部１８、Ｌｐｐ信号位置決定部１９によりメ
モリ１４のデータに対するＬｐｐ信号の位置を決定し、
Ｌｐｐ信号の位置及び複素ベースバンド信号に基づき、
Ｌｐｐ信号の位相を検出しているので、Ｌｐｐの位相を
正確に測定することができる。
【００６０】次に、本発明の他の実施形態を説明する。
【００６１】図１９はこの実施形態に係るシステムの構
成を示す図であり、１／４デシメーション部３１、ロー
パスフィルタ３２及び変動スレッシュホールドレベル決
定部３３を有する点が最初に示した実施形態と構成を異
にする。
成を示す図であり、１／４デシメーション部３１、ロー
パスフィルタ３２及び変動スレッシュホールドレベル決
定部３３を有する点が最初に示した実施形態と構成を異
にする。
【００６２】１／４デシメーション部３１は、１／１２
８デシメーション部１５でデシメーションされた信号に
対して更に１／４のデシメーションを行い、余分な帯域
をカットする。ローパスフィルタ３２は、この１／４デ
シメーションされた信号に対してハーフバンドのＬＰＦ
処理を行う。この結果の一例を図２０に示す。
８デシメーション部１５でデシメーションされた信号に
対して更に１／４のデシメーションを行い、余分な帯域
をカットする。ローパスフィルタ３２は、この１／４デ
シメーションされた信号に対してハーフバンドのＬＰＦ
処理を行う。この結果の一例を図２０に示す。
【００６３】変動スレッシュホールドレベル決定部３３
は、このＬＰＦ処理後の信号である準ＤＣ成分から、例
えば変動スレッシュホールドレベル＝準ＤＣ成分−４×
ピークレベルの式を用いて変動スレッシュホールドレベ
ルを決定する。そして、この変動スレッシュホールドレ
ベルの適用については例えば図２１に示す動作フローを
用いて行われる。図２２にこのようにして導出された固
定スレッシュホールドレベルと変動スレッシュホールド
レベルの一例を示す。
は、このＬＰＦ処理後の信号である準ＤＣ成分から、例
えば変動スレッシュホールドレベル＝準ＤＣ成分−４×
ピークレベルの式を用いて変動スレッシュホールドレベ
ルを決定する。そして、この変動スレッシュホールドレ
ベルの適用については例えば図２１に示す動作フローを
用いて行われる。図２２にこのようにして導出された固
定スレッシュホールドレベルと変動スレッシュホールド
レベルの一例を示す。
【００６４】本実施形態では、変動スレッシュホールド
レベルを用いてＬｐｐの位置検出を行っているので、よ
り確実にＬｐｐの位置を検出することができる。
レベルを用いてＬｐｐの位置検出を行っているので、よ
り確実にＬｐｐの位置を検出することができる。
【００６５】なお、本発明は、上述した実施形態には限
定されない。
定されない。
【００６６】例えば、上述した実施形態では、ウォブル
信号をデシメーションして高速フーリエ変換していた
が、ウォブル信号を直接高速フーリエ変換しても勿論よ
い。
信号をデシメーションして高速フーリエ変換していた
が、ウォブル信号を直接高速フーリエ変換しても勿論よ
い。
【００６７】
【発明の効果】以上説明したように、Ｌｐｐ信号のよう
なピーク信号の位相を正確に測定することができる。
なピーク信号の位相を正確に測定することができる。
【図１】本発明の一実施形態に係るシステムの構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】図１に示したシステムの処理フローを示す図で
ある。
ある。
【図３】図１に示したメモリに記憶された入力信号の波
形図である。
形図である。
【図４】デシメーション後の入力信号の波形図である。
【図５】図４の一部を拡大した波形図である。
【図６】高速フーリエ変換後のスペクトラム図（縦軸ｄ
Ｂ）である。
Ｂ）である。
【図７】高速フーリエ変換後のスペクトラム図（縦軸リ
ニア）である。
ニア）である。
【図８】ＤＣレベルとピークレベルとの関係を示す模式
的波形図である。
的波形図である。
【図９】窓関数として用いたＧａｕｓｓ関数の一例を示
す図である。
す図である。
【図１０】直交検波直後のＩＱ信号を示す波形図であ
る。
る。
【図１１】図１０の一部を拡大した図である。
【図１２】デシメーション後のＩＱ信号を示す波形図で
ある。
ある。
【図１３】図１２の一部を拡大した図である。
【図１４】第１回目の周波数シフト後のＩＱ信号を示す
波形図である。
波形図である。
【図１５】第２回目の周波数シフト後のＩＱ信号を示す
波形図である。
波形図である。
【図１６】Ｌｐｐ信号及び変換された複素ベースバンド
信号を示す波形図である。
信号を示す波形図である。
【図１７】ＰＷＰのヒストグラムの一例を示す図であ
る。
る。
【図１８】Ｌｐｐ信号の位置検出方法の一例を示すフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１９】本発明の他の実施形態に係るシステムの構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２０】ＬＰＦ処理後の準ＤＣ成分を示す波形図であ
る。
る。
【図２１】変動スレッシュホールドレベルの適用につい
ての動作をフローチャートである。
ての動作をフローチャートである。
【図２２】他の実施形態に係るＬｐｐ信号及び変換され
た複素ベースバンド信号を示す波形図である。
た複素ベースバンド信号を示す波形図である。
【図２３】Ｌｐｐの検出方法を説明するための図であ
る。
る。
１０ 記録ディスク １１ ４分割光ピックアップ １２ マトリックス回路 １３ Ａ／Ｄ変換器 １４ メモリ １５ １／１２８デシメーション部 １６ ＦＦＴ部 １７ 振幅・バイアス推定部 １８ スレッシュホールドレベル決定部 １９ Ｌｐｐ信号位置決定部 ２０ 直交検波部 ２１ １／２デシメーション部 ２２ 第１のΔθ／Δｔ周波数算出部 ２３ 第１の周波数シフト部 ２４ ローパスフィルタ ２５ 第２のΔθ／Δｔ周波数算出部 ２６ 第２の周波数シフト部 ２７ 位相検出部 ２８ 位相統計処理部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G030 AA03 AB04 AD09 AF01 AG05 5D044 BC05 BC06 DE38 FG05 5D090 AA01 BB03 BB04 DD03 EE15 FF50 GG09
Claims (18)
- 【請求項１】 入力信号に含まれるピーク信号の、入力
信号上の位置を検出する工程と、 前記入力信号を直交検波する工程と、 前記直交検波された信号の周波数に基づいて、該信号を
ほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する工程と、 前記入力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベース
バンド信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出する
工程とを具備することを特徴とする位相測定方法。 - 【請求項２】 請求項１に記載の位相測定方法におい
て、 前記位置検出工程は、 前記入力信号を高速フーリエ変換して所定帯域のスペク
トラム成分を抽出する工程と、 前記スペクトラム成分から信号の振幅及びＤＣバイアス
を推定する工程と、 前記推定された信号の振幅及びＤＣバイアスに基づき、
前記入力信号に含まれるピーク信号の位置を検出するた
めのスレッシュホールドレベルを決定する工程と、 前記スレッシュホールドレベルを用いて入力信号に含ま
れるピーク信号の、入力信号上の位置を検出する工程と
を具備することを特徴とする位相測定方法。 - 【請求項３】 請求項２に記載の位相測定方法におい
て、 前記入力信号を高速フーリエ変換する前に、前記入力信
号をデシメーションする工程を更に具備することを特徴
とする位相測定方法。 - 【請求項４】 請求項２に記載の位相測定方法におい
て、 前記スペクトラム成分抽出工程は、窓関数を用いた所定
の分解能帯域幅で前記所定帯域のスペクトラム成分を抽
出することを特徴とする位相測定方法。 - 【請求項５】 請求項２に記載の位相測定方法におい
て、 前記スレッシュホールドレベル決定工程は、前記推定さ
れたＤＣバイアスに当該ＤＣバイアスの変動を加算する
ことを特徴とする位相測定方法。 - 【請求項６】 請求項１に記載の位相測定方法におい
て、 前記入力信号を直交検波する前に、当該入力信号をデシ
メーションする工程を更に具備することを特徴とする位
相測定方法。 - 【請求項７】 請求項１に記載の位相測定方法におい
て、 前記ベースバンド信号変換工程は、 前記直交検波された信号の周波数の変化を算出する工程
と、 前記周波数の変化から周波数偏差を算出する工程と、 前記算出された周波数偏差をキャンセルするように、前
記信号の周波数をシフトする工程とを具備することを特
徴とする位相測定方法。 - 【請求項８】 請求項１に記載の位相測定方法におい
て、 前記直交検波工程と前記ベースバンド信号変換工程との
間で、前記直交検波された信号をデシメーションする工
程を更に具備することを特徴とする位相測定方法。 - 【請求項９】 請求項７に記載の位相測定方法におい
て、 前記周波数変化算出工程、前記周波数偏差算出工程及び
周波数シフト工程を複数回繰り返して行うことを特徴と
する位相測定方法。 - 【請求項１０】 請求項９に記載の位相測定方法におい
て、 最初の周波数シフト工程の後に、信号にローパスフィル
タをかける工程を更に具備することを特徴とする位相測
定方法。 - 【請求項１１】 入力信号に含まれるピーク信号の、入
力信号上の位置を検出する手段と、 前記入力信号を直交検波する手段と、 前記直交検波された信号の周波数に基づいて、該信号を
ほぼ０Ｈｚの複素ベースバンド信号に変換する手段と、 前記入力信号上のピーク信号の位置及び前記複素ベース
バンド信号に基づき、前記ピーク信号の位相を検出する
手段とを具備することを特徴とする位相測定装置。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載の位相測定装置にお
いて、 前記位置検出手段は、 前記入力信号を高速フーリエ変換して所定帯域のスペク
トラム成分を抽出する手段と、 前記スペクトラム成分から信号の振幅及びＤＣバイアス
を推定する手段と、 前記推定された信号の振幅及びＤＣバイアスに基づき、
前記入力信号に含まれるピーク信号の位置を検出するた
めのスレッシュホールドレベルを決定する手段と、 前記スレッシュホールドレベルを用いて入力信号に含ま
れるピーク信号の、入力信号上の位置を検出する手段と
を具備することを特徴とする位相測定装置。 - 【請求項１３】 請求項１２に記載の位相測定装置にお
いて、 前記入力信号を高速フーリエ変換する前に、前記入力信
号をデシメーションする手段を更に具備することを特徴
とする位相測定装置。 - 【請求項１４】 請求項１２に記載の位相測定装置にお
いて、 前記スペクトラム成分抽出手段は、窓関数を用いた所定
の分解能帯域幅で前記所定帯域のスペクトラム成分を抽
出することを特徴とする位相測定装置。 - 【請求項１５】 請求項１２に記載の位相測定装置にお
いて、 前記スレッシュホールドレベル決定手段は、前記推定さ
れたＤＣバイアスに当該ＤＣバイアスの変動を加算する
ことを特徴とする位相測定装置。 - 【請求項１６】 請求項１１に記載の位相測定装置にお
いて、 前記入力信号を直交検波する前に、当該入力信号をデシ
メーションする手段を更に具備することを特徴とする位
相測定装置。 - 【請求項１７】 請求項１１に記載の位相測定装置にお
いて、 前記ベースバンド信号変換手段は、 前記直交検波された信号の周波数の変化を算出する手段
と、 前記周波数の変化から周波数偏差を算出する手段と、 前記算出された周波数偏差をキャンセルするように、前
記信号の周波数をシフトする手段とを具備することを特
徴とする位相測定装置。 - 【請求項１８】 請求項１１に記載の位相測定装置にお
いて、 前記直交検波手段の後段に配置され、前記直交検波され
た信号をデシメーションする手段を更に具備することを
特徴とする位相測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001105155A JP2002298368A (ja) | 2001-04-03 | 2001-04-03 | 位相測定方法及び位相測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001105155A JP2002298368A (ja) | 2001-04-03 | 2001-04-03 | 位相測定方法及び位相測定装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002298368A true JP2002298368A (ja) | 2002-10-11 |
Family
ID=18957886
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001105155A Pending JP2002298368A (ja) | 2001-04-03 | 2001-04-03 | 位相測定方法及び位相測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002298368A (ja) |
-
2001
- 2001-04-03 JP JP2001105155A patent/JP2002298368A/ja active Pending
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