KR100345221B1 - 지터측정장치 및 방법 - Google Patents

Abstract

Hilbert변환기를 사용하여 피측정신호를 복소수의 해석신호로 변환하고, 이 해석신호의 순시위상을 측정하고, 그 순시위상에서 리니어 위상을 빼고 위상잡음파형을 구하며, 그 위상잡음파형을 해석신호의 실수부의 제로크로스점 부근에서 샘플링하고, 그 샘플위상잡음파형의 차분파형을 계산하여 차분위상잡음파형을 구하고, 상기 위상잡음파형에 의해 RMS지터를 위상잡음파형에 의해 피크지터를 구한다.

Description

지터측정장치 및 방법{JITTER MEASURING DEVICE AND METHOD}

이하에서는 주로 마이크로 컴퓨터의 클록신호의 지터에 대하여 설명하는데, 일반 신호지터의 측정에도 본 발명은 적용되는 것이다.

과거 30년간에 VLSI(Very Large Scale Integrated Circuit)칩상의 트랜지스터 수는 Moore의 법칙에 따라 지수함수적으로 계속 증가하고 있으며, 마이크로컴퓨터의 클록주파수도 Moore법칙에 따라 지수함수적으로 계속 증가하고 있다. 현시점에서는 클록주파수는 1.0GHz의 한계를 초과하려 하고 있다. (For example, see: Naoaki Aoki, H. P. Hofstee, and S. Dong; "GHz MICROPROCESSOR", IPSJ Magazine vol. 39, No. 7, July 1998). 도 1은 Semiconductor Industry Association: "The National Technology Roadmap for Semiconductors, 1997"에 개시되고 있는 마이크로컴퓨터의 클록주기의 추이를 표시하고 있다. 이 도 1에는 RMS지터(root mean square jitter)도 플롯되어 있다.

통신시스템은 수신신호에 대하여 자승조작 및 미분조작과 같은 비선형 조작을 실시하고, 이것을 위상동기 루프(phase-locked loop: PLL)회로에 입력함으로써 이송파의 주파수와 위상이나 심볼·타이밍을 재생한다. 이 재생은 최우측정(maximum likelihood estimation)에 대응한다. 그러나, 잡음 등의 영향에 의해 수신신호에서 이송파나 데이터를 바르게 재생할 수 없을 때는 송신측에 재송신을 요구할 수 있다. 통신시스템에 있어서는 클록발생기는 다른 부품과는 별도의 칩으로 되어 있다. 이 클록발생기는 바이폴라 GaAs나 CMOS디바이스 기술을 사용하여 VLSI화되어 있다.

많은 마이크로컴퓨터에 있어서는 명령실행은 일정주기의 클록신호에 의해 제어된다. 이 클록신호의 클록주기는 마이크로컴퓨터의 사이클시간(cycle time)에 대응한다. (For example, see: Mike Johnson; "Superscale Microprocessor Design", Prentice-Hall, Inc., 1991). 클록주기가 너무 짧으면 동기가 잡히지 않게 되어 시스템은 로크되어 버린다. 마이크로컴퓨터에 있어서는, 클록발생기는 다른 논리회로와 동일 칩상에 집적된다. 1예로서 도 2에 Pentium 칩을 도시한다. 도 2에 있어서 백색 사각(□)은 클록 발생회로를 표시한다. 이들 마이크로 컴퓨터는 CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)프로세스를 이용하여 생산된다.

통신시스템은 평균지터(RMS jitter) 또는 RMS지터가 중요하다. RMS지터는 신호 대 잡음비의 평균잡음에 기여하고, 오차율을 증가시킨다. 한편, 마이크로 컴퓨터에서 최악의 순시값이 동작주파수를 정해버린다. 피크지터는 피크지터(peak-to-peak jitter; 지터의 최악값)가 그 동작주파수의 상한을 정해버린다.

따라서, 마이크로 컴퓨터의 PLL회로 테스트에는 지터의 순시값을 정확하게,단시간에 측정할 수 있는 수법이 필요하다. 그러나, 지터측정은 통신영역에서 발전해 왔기 때문에 마이크로 컴퓨터 영역에 있어서는 이 요구에 대응하는 측정수법은 존재하지 않는 것이 현상이다. 본 발명의 목적은 마이크로컴퓨터의 지터의 순시 값을 정확하게 단시간에 측정할 수 있는 수법은 제공함에 있다.

이에 대해, 통신시스템의 PLL회로 테스트에는 RMS지터를 정확하게 측정할 수 있는 수법이 필요하다. 측정시간은 10분정도를 요하나, 실제로 측정수법이 존재하고 실용화되어 있다. 도 3에 마이크로컴퓨터와 통신시스템의 클록발생기의 비교를 정리하여 도시한다.

위상동기루프회로(PLL회로)는 피드백계이다. 부여된 기준신호의 주파수 및 위상(θ_i)을 내부신호원의 주파수 및 위상(θ₀)과 비교하여 주파수차 또는 위상차가 최소가 되게 내부신호원을 차분으로 제어한다. 이 때문에 PLL회로의 내부신호원인 전압제어발진기(VCO)는 지연시간을 가변할 수 있는 소자로 구성되어 있다. 이 발진기에 직류전압을 입력하면 직류값에 비례한 일정주기의 반복파형을 출력한다.

본 발명에 관계되는 PLL회로는 위상주파수검출기(phase-frequency detector), 차지펌프회로(charge pump circuit), 루프필터(loop filter), 및 VCO로 구성된다. 도 4에 PLL회로의 기본회로구성을 블록도로 도시한다. 다음에, 각 회로구성소자의 동작을 간단하게 설명한다.

위상주파수 검출기는 디지털의 순서회로이다. 도 5는 위상주파수 검출기의 회로구성을 도시하는 블록도로, 2개의 D형 플립플롭(D-FF1, D-FF2)과 1개의 AND게이트로 구성되어 있다. 제 1 D형 플립플롭(D-FF1)의 클록단자(ck)에는 기준클록(Reference Clock)이, 또, 제 2 D형 플립플롭(D-FF2)의 클록단자(ck)에는 PLL클록(PLL Clock)이 인가된다. 각 데이터 입력단자(D)에는 논리값('1')이 공급되고 있다.

상기 회로구성에 있어서, 양 플립플롭의 2개의 Q출력이 동시에 '1'이 되면 AND게이트가 양 플립플롭을 리세트한다. 위상주파수 검출기는 2개의 입력신호사이의 위상차와 주파수차에 의존하여 주파수를 높게하는 UP신호와, 주파수를 낮게하는 DOWN신호를 출력한다(For example, see: R. Jacob Baker, Harry W. Li, and David E. Boyce; "CMOS Circuit Design, Layout, and Simulation", IEEE Press, 1998).

위상주파수 검출기(PFD)의 상태천이도를 도 6에 도시한다. 위상주파수 검출기는 기준클록과 PLL클록의 상승에지에 의해 상태천이한다. 예를 들면 도 7과 같이 40MHz의 기준클록(Ref Clock)에 대하여 PLL클록이 37MHz일 때는 주파수를 높게 하기 때문에 2개의 상승에지에 의해 구성되는 시간간격 사이에 UP신호가 출력된다. 기준클록과 PLL클록 사이에 위상차가 있을 때도 동일하다. 배타적 논리화를 사용한 위상검출기와 비교하면 위상주파수 검출기는 다음 특징을 갖는다(For example, see: R. Jacob Baker, Harry W. Li, and David E. Boyce; "CMOS Circuit Design, Layout, and Simulation", IEEE Press, 1998).

(i) 입력클록의 상승에지에 의해 동작한다. 클록의 펄스폭 등의 파형 형상에는 관계하지 않는다.

(ii) 기준 주파수의 고조파로 로크하지 않는다.

(iii) 루프가 로크중에는 2개의 출력은 함께 논리값 '0'이기 때문에 루프필터 출력에 리플을 일으키지 않는다.

위상 주파수 검출기는 에지에 높은 감도를 갖는다. 기준 클록의 에지가 잡음 때문에 식별되지 않으면 어느 상태로 행업(hang-up)되어 버린다. 한편, 배타적 논리화를 베이스로 한 위상 검출기는 에지를 식별할 수 없더라도 평균출력은 0(제로)이다. 따라서

(iv)위상 주파수검출기는 잡음에 민감하다.

차지펌프회로는 위상주파수 검출기(PFD)로 부터의 논리신호 UP, DOWN을 특정 아날로그 신호레벨(i_p, -i_p, 0)로 변환한다. 그 이유는 디지털회로에 있어서의 신호진폭은 큰 허용폭을 갖고 있기 때문에 특정 아날로그신호 레벨로의 변환이 필요하기 때문이다(For example, see: Floyd M. Gardner; "Phaselock Techniques", 2nd edition, John Wiley Sons, 1979; and Heinrich Meyr and Gerd Ascheid; "Synchronization in Digital Communications", vol. 1, John Wiley Sons, 1990).

도 8a와 같이, 차지펌프회로는 2개의 전류원으로 구성된다. 여기서는 모델회로를 간단하게 하기위하여 이들 전류원은 같은 전류값(I_p)을 갖는 것으로 하였다. 또한, 차지펌프회로의 출력전류(i_p)를 간결하게 기술하기 위하여 도 8b와 같이 음의 펄스폭을 도입한다. 논리신호 UP과 DOWN이 전류원의 스위치(S₁,S₂)를 각각 개폐한다. 즉, 논리신호(UP)가 스위치(S₁)를 양의 펄스폭(τ)의 시간간격만큼 닫고, 논리신호(DOWN)가 스위치(S₂)를 음의 펄스폭(τ)의 시간간격만큼 닫는다. 따라서, 펄스폭(τ)의 시간간격 사이는

가 된다. 그 이외일 때는

가 된다(For example, see: Mark Van Paemel; "Analysis of a Charge-Pump PLL: A New Model", IEEE Trans. Commun., vol. 42, pp. 2490-2498, 1994).

여기서 sgn(τ)는 부호함수이다. τ이 양일때에 +1의 값을 취하고, 음의 τ에 대해서는 -1의 값을 취한다. 2개의 스위치(S₁,S₂)가 열려 있을 때는 전류는 흐르지 않는다. 이 때문에 출력노드는 고임피던스로 되어 있다.

루프필터는 차지펌프회로의 전류(i_P)를 아날로그의 전압값(V_CTRL)으로 변환한다. 도 9a와 같이, 저항(R₂)과 용량(C)을 직렬로 접속하면, 1차의 루프필터를 구성할 수 있다. (2.1.1),(2.1.2)식으로 부여되는 정전류(i_P)가 필터에 입력하면 시간에 비례한 전하가 용량(C)에는 차지된다. 즉, 도 9b와 같이 제어전압(V_CTRL)은 시간(τ)동안 리니어로 변환한다. 기타 시간에 있어서는 제어전압(V_CTRL)은 일정값 그대로이다(예를 들면, 상기 Mark Van Paeme1의 문헌참조).

루프필터의 저항값이나 용량값은 감쇠계수나 고유주파수를 최적으로 하도록 선택된다(For example, see: Jose Alvarez, Hector Sanchez, Gianfranco Gerosa and Roger Countryman; "A Wide-bandwidth Low-voltage PLL for Power PC Microprocessors", IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 30, pp. 383-391, 1995; and Behzad Razavi; "Monolithic Phase-Locked Loops and Clock Recovery Circuits: Theory and Design", IEEE Press, 1996). 본 발명에 있어서는 Ronald E. Best의 다음과 같은 논문에 따라 루프필터를 도 10에 도시된 수동 래그필터로 하였다. (See: Ronald E. Best; "Phase-Locked Loops", 3rd edition, McGraw-Hill, 1997). 왜냐하면 이 Ronald E. Best의 문헌에 개시된 바와 같이, 위상주파수 검출기와 수동래그필터의 조합은 무한대의 풀인렌지와 홀드인렌지를 갖기 때문에 다른 타입의 필터를 사용하여도 장점이 없기 때문이다. 도 10에 있어서 C=250 pF, R₁=920, R₂=360으로 설정하였다. VC0는 도 11과 같이 13단의 CMOS인버터(IN·1, IN·2, …, IN. 13)에 의해 구성되어 있다. 전원전압은 5V이다.

전압제어 발진기(VC0)의 선형특성은 다음식으로 부여된다.

여기서, K_VCO는 VCO의 이득으로, 그 단위는 Hz/V이다.

PLL이 동기상태(기준 클록과 PLL클록이 상승에지가 일치하는 상태)일때, 위상주파수 검출기는 신호를 출력하지 않는다. 후단의 차지펌프회로나 루프필터나 VCO는 신호를 주고받지 않고 그때까지의 내부상태를 계속 유지한다. 이에 비해 기준클록과 PLL클록의 상승에지가 일치하지 않을 때는(비동기상태), VCO의 발진주파수를 변경하기 위하여 위상주파수 검출기는 Up 또는 Down신호를 출력한다. 그 결과 후단의 차지펌프회로나 루프필터나 VCO는 신호를 주고 받아 대응하는 상태로 천이한다. 따라서, PLL회로의 내부잡음을 측정하는 데는 PLL회로를 동기상태로 할 필요가 있다는 것을 알 수 있다. 한편, PLL회로의 단락고장이나 지연고장을 테스트하기위하여는 PLL회로를 상태천이시킬 필요가 있다.

다음에 램덤·지터에 대하여 기재한다.

클록에 있어서 지터는 클록펄스열의 상승시간과 하강시간의 요동으로서 나타난다. 이 때문에 클록신호를 전송할 때에 그 도착시간이나 클록펄스의 펄스폭이 불확실해진다(For example, see: Ron K. Poon; "Computer Circuits Electrical Design", Prentice-Hall, Inc., 1995). 도 12에 클록펄스열의 상승시간과 하강시간의 지터를 표시한다.

도 4에 도시한 어느 클록의 구성소자로 지터를 부여할 가능성이 있다. 그 중에 가장 큰 지터의 요인은 VCO를 구성하는 인버터의 열잡음이나 쇼트잡음이다(For example, see: Todd C. Weigandt, Beomsup Kim and Paul R. Gray; "Analysis ofTiming Jitter in CMOS Ring Oscillators", International Symposium on Circuits and System, 1994). 이 때문에, 이 VCO에서 발생되는 지터는 랜덤요동으로 입력에 의존하지 않는다. 본 발명에 있어서는 주된 지터원은 VCO라 하여 VCO의 발진파형의 랜덤·지터측정을 주요과제로 한다.

VCO의 발진파형의 랜덤·지터만을 측정하는 데는 VCO 이외의 구성소자가 액티브하게 되지 않는 상태를 PLL회로에 유지시킬 필요가 있다. 따라서, 상기한 바와같이, PLL회로에 공급하는 기준입력신호는 일정주기를 엄밀하게 계속 유지하여 피시험 PLL회로가 위상오차를 유기하지 않게 하는 것이 중요하다. 이 측정수법의 개념을 도 13에 표시한다.

위상잡음을 논의하는 기준으로서 제로크로스를 정의한다. 코사인파 Acos(2πf_ot)의 진폭의 최소값(-A)을 0%, 그 최대값(+A)을 100%로 하면 50%의 레벨은 진폭제로이다. 파형이 제로레벨을 가로지르는 포인트를 제로크로스(zero crossings)라 한다.

발진기(oscillator)에서 발생되는 코사인파를 예로서 위상잡음(phase noise)을 논의한다. 이상 발진기(ideal oscillator)의 출력신호(X_IDEAL(t))는 왜곡이 없는 이상적 코사인파가 된다.

여기서, A_C와 f_C는 각각 진폭과 주파수의 공칭값(公稱値)이고, θ_C는 초기위상각이다. 주파수영역에서 X_IDEAL(t)을 관찰하면 도 14와 같이 선스펙트럼이 된다.실제의 발진기에는 공칭값으로부터의 편차가 엇갈림이 존재한다. 그 출력신호는

가 된다. ε(t)는 진폭의 요동을 나타낸다. 본 발명은 식(2.5.2)와 같이 발진기의 진폭요동(ε(t))을 제로로 하여 논의 진행한다. △ø(t)는 위상의 요동을 나타낸다. 즉, △ø(t)는 이상적인 코사인파를 위상변조하는 항이다. 초기위상각(θ_C)은 구간(0,2π)의 범위로 동일하게 분포에 따른다. 한편, 위상요동(△ø(t))은 랜덤데이터이고, 예를 들면 가우스분포에 따른다. 이 △ø(t)는 위상잡음이라 불리운다.

도 15에 이상적 발진기의 출력신호(X_IDEAL(t))와 실제의 발진기 출력신호(X_OSC(t))를 플롯하였다. 이들 신호를 비교하면 △ø(t) 때문에 X_OSC(t)의 제로크로스가 변화되어 있음을 알 수 있다.

한편, 도 16과 같이 발진신호(X_OSC(t))를 주파수영역으로 변환하면, 위상잡음의 영향은 공칭주파수(f₀)근방의 스펙트럼 확산으로 관측된다. 도 15와 도 16을 비교하면 주파수영역쪽이 위상잡음의 영향을 관측하기 쉽다고 할 수 있다. 그러나 도 12의 클록펄스를 주파수영역으로 변환하여도 펄스폭의 요동의 최대값을 추정할 수 없다. 왜냐하면, 변환은 어떤 주파수에 대한 평균값을 구하는 처리이고, 가산과정에 있어서 최대값과 최소값이 서로 캔슬되어 버리기 때문이다. 따라서, 본 발명이 목적으로 하는 피크지터 추정방법은 시간영역의 처리를 핵으로 할 필요가 있다.

여기서, PLL회로로의 기준입력단의 부가잡음은 루프필터입력단의 부가잡음과 같다는 것을 분명히 한다(see: Floyd M. Gardner; "Phaselock Techniques", 2nd edition, John Wiley Sons, 1979; and John G. Proakis; "Digital Communications", 2nd edition, McGraw-Hill, 1989). PLL회로에의 기준입력단의 부가잡음을 도 17에 표시한다. 계산을 간단히 하기 위하여 PLL회로의 위상검출기를 사인파 위상검출기(믹서)라 가정한다.

PLL회로는 부여된 기준신호

에 위상동기한다. 이때, 기준신호(X_ref(t))에는 다음의 부가잡음이 첨가되어 있다고 가정한다.

VCO의 발진파형

와 기준신호(X_ref(t)+X_noise(t))는 위상검출기에 입력하고 차(差)주파수 성분으로 변환한다.

여기서 K_PD는 위상비교기의 게인이다. 따라서, 기준신호의 부가 잡음은 루프필터의 입력단에 부가잡음

이 인가되는 것과 등가인 것을 알 수 있다. 도 18은 루프필터입력단의 부가잡음을 표시한다. PLL회로의 기준입력단의 부가잡음의 파워스펙트럼밀도를 No[V²/Hz]라 가정하면 식(2.10)에서 이 루프필터입력단의 부가잡음의 파워스펙트럼밀도(G_nn(f))는

이 된다.

또한, 식(2.9)에서 VCO의 발진파형과 기준신호의 위상차(△ø)가 π/2가 되면 위상검출기출력은 제로가 됨을 알 수 있다. 즉, 사인파 위상검출기를 사용하면 기준입력의 위상과 VCO출력의 위상은 90도 시프트하여 위상동기한다. 또, 이 도출에 있어서 부가잡음은 무시하였다.

다음에, 도 17도시의 등가부가 잡음의 모델을 사용하여 부가잡음이 부여되는 지터량을 분명히 한다(See: Heinrich Meyr and Gerd Ascheid; "Synchronization in Digital Commnications", Vol. 1, John Wiley Sons, 1990). 간단하게 하기 위하여 θ_i=0으로 하면 출력신호의 위상(θ₀)은 오차에 대응한다. VCO의 발진파형의 위상스펙트럼은

가 된다. 여기서 H(f)는 PLL회로의 전달함수이다.

위상오차는 -θ₀이므로 위상오차의 분산은

로 부여된다. 식 (2.11)을 식 (2.14)에 대입하면

가 된다. 즉, 루프의 신호 대 잡음비가 크면 위상잡음은 작아진다. 여기서 B_e는 루프의 등가잡음대역폭이다.

이와같이, PLL회로의 기준입력단의 부가잡음 또는 루프필터 입력단의 부가잡음은 루프특성에 대응한 저역통과 필터를 통과한 성분이 출력의 위상잡음으로서 관측되게 된다. 위상잡음의 파워는 PLL루프의 신호 대 잡음비와 반비례한다.

다음에, VCO의 내부잡음에 의한 위상요동이 PLL출력신호의 위상에 어떻게 영향을 주는지에 대하여 검토한다(see: Heinrich Meyr and Gerd Ascheid; "Synchronization in Digital Communications", vol. 1, John Wiley Sons, 1990). VCO의 출력신호를

라 가정한다. 여기서 θ_P(t)는 이상 VCO의 위상이다. 내부의 열잡음 등이(t)를 발생한다.(t)는 내부위상 잡음으로, 랜덤에 VCO의 위상을 요동한다. 도 19는 VCO의 내부위상잡음 모델을 도시한다. 이상 VCO의 출력단에서의 위상(θ_P(s))은

으로 부여된다. 여기서(t)는 위상오차로서, 위상검출기의 출력에 대응한다.

식(2.17)의 θ_P(s)를 식(2.18)에 대입하면

가 된다. 정리하면

가 된다. 식(2.13)을 식(2.20.1)에 대입하면

을 얻는다. 따라서 VCO의 내부잡음에 의한 위상요동은

가 된다. 즉, VCO의 내부위상잡음은 고역통과 필터를 통과한 성분이 PLL회로의 출력신호의 위상잡음으로서 관측되게 된다. 이 고역통과필터는 루프의 위상오차전달함수에 대응한다.

이같이 VCO의 내부열잡음은 VCO의 발진파형의 위상잡음이 된다. 또한, 루프위상오차에 대응하는 고역통과필터를 통과한 성분이 출력의 위상잡음으로서 관측되게 된다.

PLL회로의 부가잡음이나 VCO의 내부열잡음은 VCO의 발진파형의 위상잡음으로 변환된다. 발생블록에서 PLL회로의 출력까지의 패스에 대응하여 저주파성분 또는 고주파성분의 위상잡음으로서 관측된다. 따라서, PLL회로의 잡음은 VCO의 발진파형의 위상에 요동을 주는 효과를 갖는다는 것을 알 수 있다. 이는 VCO입력단의 전압변동과 등가이다. 본 발명에 있어서는 VCO의 입력단에 부가잡음을 가하고 VCO의 발진파형의 위상을 랜덤으로 변조함으로써 지터를 시뮬레이션한다. 도 20은 지터를 시뮬레이션하는 방법을 도시한다.

다음에, 클록의 지터를 측정하는 수법에 대하여 설명한다. 피크지터는 시간영역에서 측정되고, RMS지터는 주파수영역에서 측정된다. 이들 지터측정수법은 종래 10분 정도의 테스트시간을 요한다. 한편, VLSI의 테스트는 테스트 항목당 100msec정도의 테스트 시간밖에 할당되지 않는다. 따라서, 종래의 지터측정수법은 VLSI의 제조라인에서의 테스트에는 적용되지 않는다.

지터측정수법의 연구에 있어서 제로크로스는 중요한 개념이다. 주기측정의 관점에서 파형의 제로크로스와 그 기본파의 제로크로스의 관계에 대하여 고려한다.「파형의 기본파는 원파형의 제로크로스 정보를 유지하고 있다」는 것을 증명한다. 본 발명에서는 기본파의 이 성질을「제로크로스의 정리」라 부르기로 한다. 도 21에 도시한 듀티비 50%의 이상클록파형 X_d50%(t)를 예로해서 설명한다. 이 클록파형의 주기를 T₀으로 하면 그 Fourier 변환은

가 된다(예를 들면, 문헌 c1을 참조). 즉 기본파의 주기는 클록의 주기와 같다.

클록신호의 기본파를 추출하면 그 제로크로스는 원 클록파형의 제로크로스에 대응한다. 따라서, 기본파의 제로크로스에서 클록파형의 주기를 추정할 수 있다. 이때, 몇개의 고조파를 가하여도 주기의 추정정도는 향상되지 않는다. 다만, 고조파와 주기의 추정정도에 대해서는 후에 검증한다.

다음에, Hilbert 변환과 해석신호(analytic signal)에 대하여 설명한다(예를 들면, 문헌 c2를 참조).

식 (3.1)로서 알 수있듯이 파형 X_a(t)의 Fourier변환을 계산하면 양의 주파수와 음의 주파수의 걸친 파워스펙트럼(S_aa(f))이 얻어진다. 이는 양측 스펙트럼(two-sided power spectrum)이라 불리운다. 음의 주파수의 스펙트럼은 양의 주파수의 스펙트럼을 f=0의 축에 관하여 되접은 경영(鏡映)이다. 따라서, 양측 스펙트럼은 f=0의 축에 관하여 대칭이다. 즉, S_aa(-f)=S_aa(f). 그러나 음의 주파수의 스펙트럼을 관측할 수는 없다. 음의 주파수 성분을 제로로 커트하고, 관측될 수 있는 양의 주파수 성분을 2배로 한 스펙트럼(G_aa(f))으로 정의된다. 이는 한쪽스펙트럼(one-sided power spectrum)이라 불리운다.

여기서 sgn(f)는 부호함수이다. f가 양일 때 +1의 값을 취하고 음의 f에 대하여는 -1의 값을 취한다. 이 한쪽 스펙트럼이 해석신호(z(t))의 스펙트럼에 대응한다. 해석신호(z(t))를 시간영역으로 표시하면

가 된다. 실수부는 원 파형(x_a(t))에 대응한다. 허수부는 원파형의 Hilbert변환( _a(t))으로 부여된다. 식(3.5)와 같이 어느 파형(x_a(t))의Hilbert변환( _a(t))은 파형(x_a(t))과의 컨벌루션(convolution)으로 부여된다.

본 발명에서 취급하는 파형의 Hilbert변환을 구해본다. 최초로 코사인파의 Hilbert변환을 도출한다.

제 1항의 적분을 제로, 제 2항의 적분은 π이기 때문에,

가 된다. 마찬가지로

이다. 다음에 클록파형에 대응하는 방형파의 Hilbert변환을 도출한다(예를 들면 문헌 c3을 참조). 도 21의 이상 클록파형의 Fourier 급수는

이다. Hilbert 변환은 식(3.6)을 사용하면

가 된다. 도 22는 클록파형과 Hilbert변환의 예를 도시한다. 이들 파형은 각각 제 11차까지의 부분이다. 이 예의 주기(T₀)는 20nsec이다.

해석신호(z(t))는 J. Dugundji가 파형의 포락선(envelope)을 일의적으로 구하기 위하여 도입하였다.(예를 들면 문헌 c4를 참조). 해석신호를 극좌표 표시로 나타내면

이 된다. A(t)는 X_a(t)의 포락선을 나타낸다. 때문에, J. Dugundji는 z(t)를 프리포락선(pre-envelope)이라 부르고 있다. Θ(t)는 X_a(t)의 순시위상(instantaneous phase)을 나타낸다. 본 발명의 지터측정수법은 이 순시위상을 측정하는 방법이 핵이 된다.

측정한 파형의 복소수로서 취급하면 그 포락선이나 순시위상을 간단히 구할 수 있다. Hilbert 변환은 파형을 해석신호로 변환하기 위한 툴이다. 다음의 알고리즘(1)의 수순에 의해 해석신호를 얻을 수 있다.

알고리즘(1; 실파형을 해석신호로 변환하는 수순)

1. 고속 Fourier 변환을 사용하여 파형을 주파수 영역으로 변환한다.

2. 음의 주파수성분을 제로로 커트하고 양의 주파수 성분을 2배로 한다.

3. 고속 Fourier 역변환을 사용하여 스펙트럼을 시간영역으로 변환한다.

다음에, 위상을 연속위상으로 변환하는 위상 언랩방법을 개설한다.

위상 언랩 수법은 복수 켑스트럼(complex cepstrum)을 구하기 위하여 제안된것이다.(예를 들면 문헌 c5 참조). 복소대수함수(log(z))를 e^log(z)=z가 되는 임의의 복소수로 정의하면,

가 된다(예를 들면 문헌 c6참조). 시간파형(X_a(n))의 Fourier변환을 S_a(e^jω)로 한다. 그 대수진폭 스펙트럼(log|S_a(e^jω)|과 위상 스펙트럼(ARG[S_a(e^jω)])을 복수 스펙트럼의 실수부와 허수부에 대응시켜 Fourier역변환을 행하면 복소켑스트럼(c_a(n))이 얻어진다.

여기서, ARG는 위상의 주 값을 나타낸다. 위상의 주 값은 구간[-π, +π]으로 정의된다. 제 2항의 위상스펙트럼에는 -π와 +π에 불연속점이 존재한다. 이 불연속점의 영향이 Fourier 역변환을 통하여 시간영역 전체로 확산하기 때문에 복수켑스트럼을 바르게 구할 수 없다. 위상을 연속위상으로 변환하기 위하여 언랩위상(unwrapped phase)이 도입되었다. 언랩위상은 위상의 도함수를 적분함으로써 일의적으로 부여된다.

여기서 arg는 언랩위상을 나타낸다. Ronald W. Schafer 나 Donald G. Childers에 의해 주파수영역의 위상스펙트럼에서 불연속점을 제거하고 언랩위상을 구하는 알고리즘이 개발되었다(예를 들면 문헌 c7 참조).

알고리즘(2):

상기 알고리즘(2)에 의해 언랩위상을 구한다. 우선, 인접한 위상의 주 값차를 구하여 불연속점이 존재하는지 여부를 판단한다. 불연속점이 존재할 때는 주 값에 ±2π를 가하고, 위상스펙트럼에서 불연속점을 제거해 간다(문헌 c7 참조).

상기 알고리즘(2)에 있어서는 인접한 위상의 변화는 π보다 작다고 가정하고 있다. 즉, 위상스펙트럼을 관측할 때의 주파수 분해능을 충분히 작을 필요가 있다. 그러나, 극(공진주파수)근방의 주파수는 인접한 위상이 π보다 크게 변화한다. 위상스펙트럼을 관측할때의 주파수 분해능이 정밀하지 못하면 위상이 2π이상 증가했는지 감소했는지를 판정할 수 없게 된다. 그 결과, 언랩위상을 바르게 구할 수 없다. 이 과제는 Jose M. Tribolet에 의해 해결되었다. 즉, 식(3.12)의 위상의 도함수 적분을 대형칙(台形則)에 의한 수치적분으로 근사하고, 2π이상증가했는지 감소했는지를 판정할 수 있는 위상측정값이 구해지기 까지 적분구간의 분할폭을 적당하게 가늘게 해가는 수법을 제안하였다(예를 들면 문헌 c8 참조). 이같이 하여 다음식

의 정수 l를 구한다. Tribolet의 알고리즘은 Kuno P. Zimmermann에 의해 시간영역의 위상 언랩알고리즘으로 확장하고 있다(예를 들면 문헌 c9 참조).

본 발명은 시간영역의 순시위상파형에서 -π와 +π의 불연속점을 제거하고, 연속위상으로 변환하기 위하여 이 위상언랩을 사용한다. 시간영역에서 일의적으로 위상 언랩을 행하기 위한 표본화 조건은 후에 검토한다.

다음에, 연속위상에서 리니어 위상을 구하기 위하여 이용하는 선형 트렌드 추정법에 대하여 개설한다(예를 들면 문헌 c10 및 c11 참조).

목표는 위상데이터(y_i)에 적합한 리니어위상

를 발견하는 것이다. 여기서 a와 b는 구하려는 정수이다. g(x_i)와 각 데이터(x_i,y_i)사이의 2승 오차(R)는

로 부여된다. 여기서 L은 위상데이터 수이다. 2승오차를 최소로 하는 리니어 위상을 구한다. 식(3.16)의 미지정수(a)와 (b)에 대한 편미분을 계산하여 제로로두면

가 얻어진다. 변형하면

가 된다. 따라서,

가 된다. 즉

에서 리니어 위상을 추정할 수 있다.

본 발명은 연속위상에서 리니어위상을 추정할 때에 선형트렌드 추정법을 사용한다.

이상의 설명으로 분명하듯이 종래의 지터측정수법에 있어서는, 피크지터는 오실로스코프를 사용하여 시간영역에서 측정되고, RMS 지터는 스펙트럼·애널라이저를 사용하여 주파수영역에서 측정되고 있다.

시간영역에 있어서의 지터측정수법에 있어서는, 클록신호의 피크지터(J_PP)는 시간영역에 있어서 측정된다. 제로크로스 사이의 상대적 요동이 피크지터(J_PP)로서 문제가 된다. 따라서, 예를 들면 컴퓨터 등에 있어서의 클록신호의 도 81a와 같이 지터가 없는 클록신호가 점선의 파형시, 지터가 있는 클록신호는 그, 예를 들면 각 상승점에 대해서 보면 점선파형의 상승을 중심으로 그 전후로 요동하는, 그 각 하나의 상승점에서 다음 상승점의 간격(T_int)이 요동하고, 이 순시간격(T_int)을 피크지터(J_PP)로서 구해진다. 도 23 및 도 24에 오실로스코프를 사용한 피크지터 측정예와 측정계를 각각 나타낸다. 위상검출기의 기준입력에 피시험클록신호를 인가한다. 여기서, 위상검출기와 신호발생기는 위상동기루프를 구성한다. 신호발생기 신호를 피시험 클록신호에 동기시켜 트리거신호로서 오실로스코프에 공급한다. 이 예에서는 클록신호의 상승에지의 지터를 관측하고 있다. 사각의 존을 사용하여 신호가 크로스하는 레벨을 지정한다. 지터는「피시험 클록신호가 이 지정레벨을 크로스하는 시간」과 「트리거신호가 주는 기준시간」의 시간차의 변동성분으로서 측정된다. 이 방식은 측정에 시간을 요한다. 이 때문에, 피시험클록신호의 주파수 드리프트가 측정에 영향을 주지 않도록 트리거신호를 피시험클록신호에 위상 동기시킬 필요가 있다.

시간영역에 있어서의 지터측정은 신호가 있는 레벨을 횡단하는 시각의 요동을 측정하는 것에 대응한다. 본 발명은 이것을 제로크로스법이라 한다. 파형변화율은 제로크로스에 있어서 최대가 되기 때문에 시각측정의 타이밍 오차는 최소가 된다.

도 25a에 작은 원으로 파형의 제로크로스를 표시한다. 어느 상승에지의 제로진폭을 크로스하는 시간(t_i)에서 다음 상승에지의 제로진폭을 크로스하기 까지의 시각(t_i+2)까지의 시간간격은 이 코사인파의 주기를 부여한다. 도 25b는 제로크로스에서 구한 순시주기(p_inst)를 나타낸다(인접하는 제로크로스 t_i+1와 t_i+2에서 구하였다). 순시주파수(f_inst)는 p_inst의 역수로 부여된다.

시간영역에 있어서의 지터측정의 문제점을 설명한다.

지터측정을 위하여 오실로스코프를 사용하여 피시험클록신호(x_c(t))

를 그 상승에지를 제로크로스의 타이밍으로 포착한다. 이는 다음 위상각의 조건

을 만족시키는 x_c(t)만이 수집되는 것을 뜻한다. 상승에지의 제로크로스에대응하는 샘플의 확률밀도함수는

으로 부여된다(예를 들면 문헌(c10) 참조). 따라서, 피시험클록신호를 랜덤하게 표본화하여 N포인트의 위상잡음(△ø(t_3π/2)을 수집하는데 요하는 시간은

가 된다. 즉 제로크로스의 샘플밖에 지터측정에 사용할 수 없기 때문에 통상의 측정에 비해 적어도(2πA_c)배의 테스트시간이 필요하다.

도 26과 같이 제로크로스법에 의해 샘플링 될 수 있는 위상잡음의 집합 크기는 위상잡음의 전집합의 크기보다 작다. 따라서, 추정할 수 있는 피크지터(J_pp,_3π/2)는 진정한 피크지터(J_pp)이하이다.

제로크로스법의 최대결점은 피측정신호의 주기와 독립해서 주기측정의 시간분해능을 선택하지 못하는 점이다. 이 방식의 시간분해능은 피측정신호의 주기, 즉, 제로크로스에 의해 결정되어 버린다. 도 27은 상승에지의 제로크로스를 복소평면상에 플롯한 것이다. 제로크로스법의 샘플은 화살표로 표시한 1포인트뿐이며, 주기당 샘플수를 늘릴 수는 없다. 상승에지의 제로크로스에 n_i라는 번호를 부여하면제로크로스법은

의 위상차를 측정하고 있다. 그 결과, 제로크로스법으로 측정한 순시주기는 도 25b와 같이 스텝함수를 사용한 조잡한 근사가 된다.

1988년, David Chu는 타임인터벌 애널라이저를 발명하였다(예를 들면 문헌(c12 및 c13)참조). 이는 피측정신호의 제로크로스(n_i(2π))의 정수치(n_i)를 계수하는 때, 경과시간(t_i)도 동시에 계수하는 것이다. 이 방법으로 경과시간에 대하여 제로크로스의 시간변동을 플롯하는 것이 가능해졌다. 또한, (t_i, n_i) 를 사용하면 측정데이터 사이를 스플라인 함수(spline functions)로 원활하게 보간된다. 그 결과, 높은 차수로 근사된 순시주기를 측정할 수 있게 되었다. 그러나, David chu의 타임인터벌애널라이저도 피측정신호의 제로크로스측정에 의거하고 있는 점에 주의할 필요가 있다. 스플라인함수로 보간하므로써 물리적 의미를 해석하기 쉽게 하고 있으나 이는 순시주기의 근사 정도를 올리고 있음에 불과하다. 왜냐하면, 제로크로스간에 존재하는 데이터는 의연히 측정되지 않았기 때문이다. 즉, 타임 인터벌애널라이저도 제로크로스법의 한계를 넘지 못하는 것이다. 이 순시데이터를 보간하는 방식에 대한 반례는 후기한다.

다음에, 주파수영역에 있어서의 지터측정법에 대하여 설명한다.

클록신호의 RMS지터(J_RMS)SMS 주파수영역에 있어서 측정된다. 예를 들면 데이터통신에 있어서 이상타이밍포인트로 부터의 편차가 RMS지터(J_RMS)로서 문제가 된다. 따라서 도 81b와 같이, 지터가 없는 방형파신호가 점선파형일 경우, 지터가 있을 경우, 그 상승타이밍이 요동하나 정규상승점(점선)에 대한 실제의 상승점(실선)의 편차폭이 RMS지터(J_RMS)로서 구해진다. 도 28 및 도 29에 스펙트럼·애널라이저를 사용한 RMS지터 측정예와 측정계를 각각 표시한다. 피시험 클록신호를 기준주파수로서 위상검출기에 입력한다. 여기서 위상검출기와 신호발생기는 위상동기루프를 구성한다. 위상검출기로 검출한 피시험클록신호와 신호발생기로부터의 위상차 신호를 스펙트럼·애널라이저에 입력하고, 위상잡음 스펙트럼 밀도함수를 관측한다. 도 28표시의 위상잡음 시펙트럼곡선에서 하측 면적이 RMS지터(J_RMS)에 대응한다. 주파수축은 클록주파수로부터의 오프셋주파수를 표시한다. 즉, OHz는 클록주파수에 대응한다.

위상검출기에서 식(3.23)의 피시험 클록신호(x_c(t))와 기준신호

의 위상차 신호(△ø(t))가 출력된다. 이때 피시험위상 동기루프회로(PLL회로)에 인가하고 있는 기준신호는 일정주기이므로 위상차신호(△ø(t))는 위상잡음 파형에 대응한다. △ø(t)를 유한시간(T)동안 관측하고, 주파수 영역으로 변환하면 위상잡음 파워스펙트럼밀도함수(G_△ø△ø(f))가 얻어진다.

Parseval의 정리에서 위상잡음파형의 2승 평균값(mean square value)는

가 된다(예를 들면 문헌(c14) 참조). 즉, 파워스펙트럼의 합을 측정함으로써 위상잡음파형의 2승평균값이 추정된다는 것을 알 수 있다. 2승평균값의 정의 평방근(平方根; 실효값)를 RMS(root mean square)지터(J_RMS)라 부른다.

평균값이 제로일때, 2승평균값은 분산과 등가이고 RMS지터는 표준편차와 같다.

도 28과 같이 J_RMS는 클록주파수 근방의 G_△ø△ø(f)의 합으로 정확하게 근사될 수 있다(예를 들면 문헌(c15) 참조). 실제는 식(3.33)에 있어서 가산하는 G_△ø△ø(f)의 주파수 상한값(f_MAX)는 (2f_c-ε)이다. 왜냐하면 클록주파수 보다 넓은 주파수범위의 G_△ø△ø(f)를 가산하면 클록주파수의 고조파도 J_RMS에 포함되어 버리기 때문이다.

주파수 영역에 있어서의 RMS지터 측정에는 위상검출기와 위상잡음이 작은 신호발생기, 스펙트럼·애널라이저를 필요로 한다. 식(3.33)이나 도 28로서 알 수 있듯이 낮은 주파수범위를 주파수 소인(掃引)하여 위상잡음 스펙트럼을 측정한다. 이 때문에 10분정도의 측정시간을 필요로 하고, 마이크로프로세서의 테스트는 적용되지 않는다. 또한, 주파수영역에 있어서의 RMS지터 측정은 위상정보가 상실되어 있기 때문에 피크지터를 측정할 수 없다.

이와같이, 종래의 지터측정수법에 있어서는 피크지터는 오실로스코프를 사용하여 시간영역에서 측정된다. 시간영역에서의 지터측정의 기본은 제로크로스법이다. 그 최대결점은 피측정신호의 주기와 독립하여 주기측정의 시간분해능을 작게할 수 없는 점이다. 이 때문에, 피측정신호의 제로크로스(n_i(2π))의 정수값(n_i)과 그 경과시간(t_i)을 동시에 계수하는 타임인터벌애널라이저가 발명되었다. 그러나, 제로크로스간에 존재하는 데이터는 측정되지 않았다. 즉, 타임인터벌애널라이저도 제로크로법의 한계를 넘는 것은 아니다.

한편, RMS지터는 스펙트럼·애널라이저를 사용하여 주파수영역에서 측정된다. 위상정보는 상실되어 버렸기 때문에 피크지터를 추정할 수 있다.

그뿐 아니라, 시간영역에서의 지터측정도 주파수영역에서의 RMS지터 측정도 10분정도의 측정시간을 필요로 한다. VLSI테스트는 테스트항목당 100msec정도의 테스트시간 밖에 할당되지 않는다. 따라서, 종래의 지터측정수법을 VLSI의 제조프로세스에서의 테스트에는 적용될 수 없는 중대결점이 있었다.

마이크로컴퓨터의 클록주파수는 5년마다 약 2.5배의 비율로 높은 주파수로 시프트하고 있다. 따라서, 클록지터 측정수법도 측정시간 분해능에 대하여 스케일러블하지 않으면 마이크로컴퓨터의 클록지터를 측정할 수 없게 되어 버린다. 종래, 피크지터는 오실로스코프나 타임인터벌애널라이저를 사용하여 시간영역에서 측정되고 있다. 더 높은 주파수의 클록신호의 피크지터를 이들 측정기를 사용하여 측정하기에는 샘플링레이트(1초당의 샘플수)를 크게 하거나, 샘플링인터벌을 작게할 필요가 있다. 즉 하드웨어를 적어도 5년마다 재개발할 필요가 있다.

CD나 DVD에 있어서의 지터측정의 과제를 설명한다. CD나 DVD는 광빔을 디스크에 집광하여 피트에서 되돌아 오는 반사광을 광피크업으로 검출하고 포트다이오드로 RF신호(전기신호)로 변환한다. 디스크상의 피트는 그 길이 방향으로 다소 길게 뻗거나 짧게 축소하는 상태로 형성된다. 이 결과, RF신호의 상승과 하강 특성이 비대칭이 되어버린다(듀티비). 예를 들면, 오실로스코프를 사용하여 RF신호의 아이패턴을 측정하면 중심이 y축에 따라 빗나가 버린다. 따라서, 디스크의 지터를 평가하는 데는 RF신호의 상승에지와 하강에지를 구별할 필요가 있다. 스펙트럼·애널라이저를 사용한 RMS지터측정에 있어서는 RF신호의 상승에지와 하강에지를 구별할 수 없다.

또, 상기와 같이 마이크로컴퓨터의 클록주파수는 5년마다 약 2.5배 비율로 높아지고 있다. 더 높은 주파수의 클록신호의 피크지터를 측정하는 데는 디지털오실로스코프에 입력하기 위한 AD변환기로서 클록신호가 고속으로 될때마다 고속동작하고 또 8비트이상의 분해능을 필요로 하였다.

본 발명의 제 1목적은, 100msec정도의 짧은 테스트시간으로 피크지터 또는 RMS지터를 측정할 수 있는 지터측정방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은, 종래의 RMS지터측정이나 피크지터 측정으로 얻은 데이터를 이용할 수 있는 지터측정방법 및 장치를 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 스케일러블한 측정장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은 파형의 상승에지 또는 하강에지에 대응한 피크지터 또는/및 RMS지터를 측정할 수 있는 지터측정장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, AD변환기를 필요로 하지 않는 지터측정장치를 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 도 24도시의 종래의 제로크로스방식의 피크지터측정방법 및/또는 도 29표시의 위상검출방식의 RMS지터 측정방법과 호환성이 있는 지터측정장치를 제공함에 있다.

본 발명의 또 다른 목적은, 사이클·투·사이클지터를 측정할 수 있는 지터측정장치를 제공함에 잇다.

본 발명의 또 다른 목적은, 지터의 히스토그램을 측정할 수 있는 지터측정장치를 제공함에 있다.

본 발명은 예를 들면 마이크로 컴퓨터(microcomputer)내의 각종 클록신호나 데이터신호, 기타 정보통신에 있어서의 데이터신호, 화상신호 등의 반복신호의 지터를 측정하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

도 1은 마이크로컴퓨터의 클록주기와 RMS지터와의 관계표시도,

도 2는 Pentium과 그 온칩·클록드라이버 회로표시도,

도 3은 컴퓨터시스템과 통신시스템의 PLL의 비교표시도,

도 4는 PLL회로의 기본구성 표시도,

도 5는 위상주파수 검출기의 1예를 표시하는 블록도,

도 6은 위상주파수 검출기의 상태천이도,

도 7은 주파수오차가 음일때의 위상주파수 검출기의 동작 파형표시도,

도 8a은 차지펌프회로 표시도, 도 8b는 차지펌프회로의 스위치제어신호와 출력전류의 관계표시도,

도 9a는 루프필터회로 표시도, 도 9b는 도 9a의 회로에 입력된 정전류와 출력제어전압과의 관계표시도,

도 10은 수동래그필터를 나타내는 회로도,

도 11은 VCO회로의 1예 도시도,

도 12는 클록의 지터 1예 도시도,

도 13은 지터의 측정방법 설명도,

도 14는 이상적 발진기 출력신호의 스펙트럼표시도,

도 15는 위상잡음에 의한 제로크로스의 변환표시도,

도 16은 위상잡음에 의한 스펙트럼의 확산표시도,

도 17은 입력단에 잡음을 부가한 VCO회로 표시의 블록도,

도 18은 입력단에 잡음을 부가한 VCO회로와 등가의 다른 VCO회로 표시의 블록도,

도 19는 내부위상잡음을 갖는 VCO회로표시 블록도,

도 20은 지터를 시뮬레이션한 PLL회로표시 블록도,

도 21는 이상클록파형 표시도,

도 22는 클록파형과 그 Hilbert변환표시 파형도,

도 23은 시간영역에 있어서의 피크지터의 측정례 표시도,

도 24는 피크지터의 측정계를 나타내는 모식도,

도 25a는 클록신호의 제로크로스점 표시도, 도 25b는 그 제로크로스점의 순시주기 표시도,

도 26은 위상잡음 집합과 제로크로스법에 의해 표본화될 수 있는 위상잡음의 집합표시도,

도 27는 복소평면에서의 제로크로스표시도,

도 28은 주파수영역에 있어서의 RMS지터의 측정례 표시의 파형도,

도 29는 RMS지터의 측정계 표시의 모식도,

도 30a는 랜덤위상 변조신호의 실수부가 취출(取出)되는 기능구성 표시도, 도 30b는 해석신호로서 랜덤위상변조신호가 취출되는 기능구성 표시도,

도 31은 해석신호로서의 VCO의 발진파형 표시도,

도 32는 본 발명에 의한 지터측정장치의 제 1실시예 표시의 블록도,

도 33은 지터측정을 위한 일정주파수신호 표시도,

도 34는 본 발명에 의한 지터측정장치를 사용한 지터측정 시스템을 나타내는 모식도,

도 35a는 Hilbert변환대 생성기 표시도, 동 b는 Hilbert의 출력파형 표시도,

도 36a는 클록파형 도시도, 도 36b는 도 36a의 클록파형을 FFT한 스펙트럼 표시도, 도 36c는 도 36b의 스펙트럼에 대하여 대역통과 필터링도, 도 36d는 도 36c의 스펙트럼을 역 FFT한 파형도,

도 37a는 순시위상추정기의 입력신호표시도, 도 37b는 순시위상표시도, 도 36c는 언랩위상 표시도, 도 37d는 순시위상 추정기 표시도,

도 38a는 리니어 위상제거기의 입력위상(ø(t))표시도, 도 38b는 리니어 위상제거의 출력△ø(t)표시도, 동 c는 리니어 위상제거기 표시도,

도 39a는 입력클록파형표시도, 도 39b는 그 △ø(t)법의 출력표시도, 도 39c는 제로크로스법의 출력주기표시도,

도 40a는 해석신호 변환수단에 직행변조방식을 사용한 지터측정장치 표시의 블록도, 도 40b는 입력단에 헤테로다인방식을 사용한 지터측정장치 표시의 블록도,

도 41은 제로크로스법과 본 발명의 방법과 표본화 수법의 상위(相違)표시도,

도 42a는 기본파 스펙트럼 표시도, 도 42b는 그 클록파형 표시도,

도 43a는 13차 고주파까지의 부분합 스펙트럼표시도, 도 43b는 그 클록파형 표시도,

도 44a는 어느 차수까지의 복원파형에서 추정한 주기의 상대오차 표시도, 도 44b는 어느 차수까지의 원클록파형의 실효값에 대한 복원파형에서 측정한 실효값의 상대오차 표시도,

도 45는 MOS·FET의 파라미터 표시도,

도 46은 지터가 없는 PLL회로표시의 블록도,

도 47a는 지터가 없는 PLL회로의 VCO입력에 있어서의 파형표시도, 도 47b는 그 출력에 있어서의 파형표시도,

도 48a는 지터가 없는 PLL회로의 VCO의 출력파형 표시도, 도 48b는 그 위상잡음의 파형표시도,

도 49a는 지터가 없는 PLL회로의 위상잡음의 순시주기표시도, 도 49b는 그파형표시도,

도 50은 지터가 있는 PLL회로의 표시블록도,

도 51a는 지터가 있는 PLL회로의 VCO입력에 있어서의 파형표시도, 도 51b는 그 출력에 있어서의 파형표시도,

도 52a는 지터가 있는 PLL회로의 VCO 출력파형 표시도, 도 52b는 그 위상잡음의 파형표시도,

도 53a는 지터가 있는 PLL회로의 위상잡음의 순시주기 표시도, 도 53b는 그 파형표시도,

도 54a는 스펙트럼법에 의해 추정한 RMS지터 표시도, 도 54b는 위상잡음 파형추정법에 의해 추정한 △ø(t)표시도,

도 55는 RMS지터의 추정값 비교도,

도 56a는 제로크로스법으로 측정한 피크지터 표시도, 도 56b는 위상잡음파형 추정법으로 추정한 피크지터표시도,

도 57은 피크지터의 추정값 비교도,

도 58a는 제로크로스법으로 PLL클록의 순시주기를 추정한 결과 표시도, 도 58b는 △ø(t)법으로 추정한 위상잡음 표시의 파형도,

도 59는 분주된 클록의 RMS지터 추정값 비교도,

도 60은 분주된 클록의 피크지터 추정값 비교도,

도 61a는 3σ가 0.15V일때의 위상잡음 스펙트럼 표시의 파형도, 도 61b는 3σ가 0.10V일때의 위상잡음 스펙트럼 표시의 파형도,

도 62는 Hilbert 변환대의 1예 표시의 파형도,

도 63은 Hilbert 변환대의 다른예 표시의 파형도,

도 64는 피크지터의 상위를 설명하는 파형도,

도 65는 피크지터의 추정값 플롯도,

도 66a는 지연고장이 없는 PLL회로의 VCO입력표시의 파형도, 도 66b는 지연고장이 없는 PLL회로의 PLL클록표시의 파형도,

도 67은 해석신호 변환수단(11)의 구체예 표시의 블록도,

도 68은 순시위상 추정기(12) 및 리니어위상제거기(13)의 각 구체예 표시의 블록도,

도 69는 해석신호변환기(11)의 다른 구체예와, 스펙트럼 해석부를 부가한 예를 표시하는 블록도,

도 70a는 2분의 1 분주기 표시도, 도 70b는 도 70a의 분주기의 입력파형(T)과 출력파형(Q)표시도,

도 71은 분주한 클록파형 지터를 디지털오실로스코프로 추정하는 시스템 구성의 표시블록도,

도 72는 도 71의 시스템으로 측정한 피크지터와 분주기의 분주수(N)와의 관계표시도,

도 73은 도 71의 시스템으로 측정한 RMS지터와 분주기의 분주수(N)와의 관계 표시도,

도 74는 분주한 클록파형의 지터를 △ø평가기를 사용하여 지터를 측정하는시스템의 구성표시 블록도,

도 75는 도 74의 시스템으로 측정한 피크지터와 분주기의 분주수(N)와의 관계표시도,

도 76은 도 74의 시스템으로 측정한 RMS지터와 분주기의 분주수(N)와의 관계 표시도,

도 77은 정현파에 가까운 클록신호를 아날로그디지털 변환기와 컴퍼레이터에 각각 공급하여 각각 피크지터의 측정결과 표시도,

도 78은 정현파에 가까운 클록신호를 아날로그디지털 변환기와 컴퍼레이터에 각각 공급하여 각각 RMS지터의 측정결과 표시도,

도 79는 방형파상 클록신호를 아날로그디지털 변환기와 컴퍼레이터에 각각 공급하여 각각 피크지터를 측정한 결과표시도,

도 80은 방형파상 클록신호를 아날로그디지털 변환기와 컴퍼레이터에 각각 공급하여 각각 RMS지터를 측정한 결과표시도,

도 81a는 세로크로스의 상대시간 지터표시도, 도 81b는 이상타이밍에 대한 지터표시도,

도 82는 피크지터의 측정에 본 발명을 적용한 실시예의 기능구성 표시도,

도 83은 도 82에 표시한 실시예에 있어서의 근사제로크로스점과 위상잡음 파형 샘플과 차분표시도,

도 84는 종래의 타임인터벌 해석장치를 사용한 피크지터 측정실험의 구성표시도,

도 85는 도 82에 표시한 실시예 장치를 사용한 피크지터 측정실험의 구성표시도,

도 86은 피크지터의 측정실험결과를 지터의 피크값에 의한 표시도,

도 87은 피크지터의 측정실험결과를 지터의 자승평균값에 의한 표시도,

도 88은 본 발명의 또 다른 실시예표시도,

도 89는 RMS지터 측정결과의 지터피크값에 의한 표시도,

도 90은 RMS지터 측정결과의 지터 자승평균값에 의한 표시도,

도 91은 사이클·투·사이클지터 측정에 본 발명을 적용한 실시예 표시도,

도 92는 사이클·투·사이클지터 측정실험의 결과표시도,

도 93은 종래장치에 의해 측정한 사인파지터의 히스토그램 표시도,

도 94는 도 82에 표시한 실시예로 측정한 사인파지터의 히스트그램 표시도,

도 95는 도 68표시의 실시예로 측정한 위상잡음파형(△ø(t))의 히스토그램 표시도,

도 96는 도 91표시의 실시예로 측정한 사이클·투·사이클지터의 히스토그램 표시도,

도 97은 종래장치로 측정한 랜덤지터의 히스토그램표시도,

도 98은 도 82표시의 실시예로 측정한 랜덤지터의 히스토그램표시도,

도 99a는 해석신호실수부의 파형표시도, 도 99b는 위상잡음파형과 그 제로크로스 샘플값 표시도, 도 99c는 T_S=T_in의 경우의 차분계산으로 구한 피크지터 표시도,

도 100은 T_S<T_in의 경우의 차분계산에 필요한 각위상잡음파형 △ø(t)의 샘플링시점과, 그 샘플값와 그 차분값이 얻어진 시점관계 표시도,

도 101a는 해석신호 실수부 파형표시도, 도 101b는 위상잡음파형과 이 제로크로스샘플값 표시도, 도 101c는 T_S=1, T_in=17의 경우의 차분계산에 의해 구한 피크지트 표시도,

도 102a는 사인파지터에 대하여 T_S=T_in의 경우에 구한 피크지터 표시도, 도 102b는 사인파지터에 대하여 T_S=1, T_in=17의 경우에 구한 피크지터 표시도,

도 103a는 통상의 AD변환을 행할 경우의 구성표시도, 도 103b는 언더샘플링으로 AD변환을 행할 경우의 구성표시도,

도 104a는 입력신호를 그 고주파상태로 통상의 샘플링을 한 샘프치 계열의 파형표시도, 도 104b는 입력신호를 얻어샘플링한 샘플값 계열 표시도,

도 105a는 도 104a의샘플값계열의 스펙트럼표시도, 도 105b는 도 104b의 샘플값계열의 스펙트럼 표시도.(발명을 실시하기 위한 최량의 형태)

PLL회로의 연구개발은 종래의 지터측정수법이 의연히 이용되고 있고, 테스트단계의 데이터와 개발단계의 데이터의 호환성은 중요한 문제가 된다. 특히, 단기간에 설계변경을 행하거나 프로세스를 개량하여 수율향상을 실현하기 위해서는 테스트결과를 공유할 수 있는 테스트수법이 키포인트가 된다. 이 관점에서 본 발명은 클록테스트 수법으로 타당한 방법 및 장치를 제공하는 것이다.

RMS지터와의 호환성을 실현하는 데는 주파수영역에 있어서 위상잡음 파워스펙트럼의 형상이 보존되지 않으면 안된다. 이것은 상기한 해석신호를 사용하면 해결된다. 다음에 피크지터측정과의 호환성을 실현하는 데는 파형의 제로크로스를 보존하는 수법이 필요하다. 그런데, 이미 명시한 바와 같이, 클록파형의 기본파는 원 클록의 제로크로스정보를 보존하고 있다(「제로크로스의 정리」). 따라서 피크지터 측정을 위해서는 클록파형의 기본파만을 이용하여 위상각을 추정하면 된다. 예를 들면 상기 식(2.5.2)또는 식(3.23)은 이 기본파에 대응한다.

식(2.5.2)또는 식(3.23)에서 위상잡음파형(△ø(t))은 클록주파수에 대응하는 이송파 위상을 랜덤하게 변환시키고 있다고 해석된다. 이 랜덤위상변조 결과, 이 송파의 주기가 동요하고, 따라서, 지터가 생긴다. 실제로 관측가능한 양은 도 30a와 같이 랜덤위상변조신호의 실수부만이다(예를 들면 문헌(c16) 참조). 그러나, 만일 허수부를 동시에 관찰할 수 있으면 위상각을 간단히 구할 수 있다. 이 개념은 클록파형을 상기 해석신호로 간주하는 것에 대응한다. 도 30b는 해석신호로 간주할 때의 블록도를 도시하고 있다. PLL회로 내부를 생각하면 도 31과 같이 전압제어발진가(voltage-controlled oscillator; VCO)의 발진파형을 해석신호로 취급하면 된다.

△ø(t)가 클록파형을 랜덤하게 위상변조하고 있다. 따라서, 본 발명의 하나의 목적은 클록파형에서 △ø(t)를 취출하는 수법을 제공함에 있다. 본 발명에 의한 지터측정장치의 제 1실시예를 도 32에 블록도에 도시한다. 예를 들면, 피시험 PLL회로(17)로부터의 아날로그의 클록파형은 아날로그디지털 변환기(ADC)에 의해디지털의 클록신호가 되어 해석신호 변환수단(11)으로서의 Hilbert변환대 생성기에 공급되고, 이에 따라 복소수의 해석신호로 변환된다. 이 해석신호는 순시위상추정기(12)에 의해 해석신호의 순시위상이 추정되고, 그 순시위상이 리니어 위상제거수단(13)으로 리니어 위상이 제거되고, 순시위상의 변동분, 즉 위상잡음파형이 구해지고, 그 위상잡음파형에서 피크투피크 검출기(14)로 피크지터가 검출되고, 또 위상잡음파형에서 자승평균검출기(15)로 자승평균지터가 검출된다.

상기와 같이, 피시험 PLL회로에는 일정주기를 엄밀히 계속 유지하는 기준클록신호가 인가된다. 기준클록신호를 도 33에 도시한다. 그 결과, 피시험 PLL회로는 내부에서 위상오차를 발생하지 않고 VCO에 기인한 랜덤·지터만이 클록파형에 나타난다. 취입한 클록파형을 해석신호로 변환하고, 그 순시위상을 추정하여 선형위상으로부터의 편차로 지터를 측정한다. 도 34은 본 발명을 적용한 지터시험시스템을 표시한다.

각 블록은 아날로그신호처리에 의해서도 실현가능하다. 그러나, 본 발명에 있어서는 각 블록을 디지털신호처리에 의해 실현한다. 왜냐하면, 디지털신호처리는 아날로그신호처리 보다 유연하고, 스피드나 정도는 하드웨어 코스트에 대응하여 간단히 변경될 수 있기 때문이다. 본 발명자가 TV영상신호의 잡음해석장치를 개발한 경험으로 추측하면 클록파형의 양자화 비트수는 10비트이상을 필요로 한다고 생각된다.

다음에, 본 발명에 사용된 지터측정 알고리즘에 대하여 설명한다.

도 32 및 도 35 표시의 해석신호 변환수단(11)으로서의 Hilbert변환대 생성기는 클록파형(x_c(t))을 해석신호(z_c(t))로 변환한다. 식(3.6)에서 x_c(t)의 Hilbert 변환은

가 된다. x_c(t)와(t)를 복소수의 실수부와 허수부로 하면 해석신호

가 얻어진다. 이 경우, 도 35a와 같이 클록파형(x_c(t))을 대역통과 필터(21a)를 통과시켜 고주파성분과 직류성분을 제거하고, 그 필터출력을 해석신호(z_c(t))의 실수부로 하고, 필터출력을 힐버트변환기(21)로 힐버트 변환한 출력을 해석신호(z_c(t))의 허수부로 하는 것이 바람직하다. 클록파형(x_c(t))의 기본파주파수(f₀)에 대하여 대역통과필터(21a)의 통과대역은 f₀/z∼1.5f₀로 한다. 또한 힐버트변환기(21)내에 대역통과필터를 구비한 것이 있고, 이 경우는 클록파형(x_c(t))을 그 힐버트변환기(21)에 공급하여 그 내부의 대역통과 필터에 통과된 후, 힐버트변환되어 허수부로 되고, 한편, 클록파형(x_c(t))이 대역통과필터를 통과되어 실수부가 된다.

하기 알고리즘(3)은「제로크로스의 정리(파형의 기본파는 원파형의 제로크로스 정보를 유지하고 있다)」를 이용한 계산수순이다. 즉, 이 알고리즘(3)은 이 증명을 이용한 계산수순이다. 즉, 이 알고리즘(3)은 클록파형의 기본파만을 해석신호로 변환한다. 도 36a는 원 클록파형으로, 방형파에 가까운 형이다. 즉, 이 해석신호로 변환하는 수단(11)는 도 67과 같이 FFT부(21)에 의해 클록파형을 Fourier 변환한다. 그 변환결과의 양측 스펙트럼을 도 36b에 도시한다. 다음에 대역필터(22)에 의해 음의 주파수 성분을 컷한다. 동시에 도 36c와 같이 클록파형의 기본파만을 대역통과 필터(22)에 의해 취출한다. 즉, 이 스템은 Hilbert변환과 대역통과 필터링을 동시에 행한다. 도 36c의 스펙트르를 역 FFT부(23)에 의해 Fourier 역변환하면 해석신호가 얻어진다. 대역통과 필터링에 의해 기본파 근방의 주파수성분만을 취출했기 때문에 도 36d의 해석신호는 클록파형의 기본파에 대응하고, 실선표시의 x_c(t)는 사인파의 합이 되어 있다.

알고리즘(3; 실파형을 그 기본파의 해석신호로 변환하는 수순)

1. 고속 Fourier변환을 사용하여 x_c(t)를 주파수영역으로 변환한다.

2. 음의 주파수 성분을 제로로 컷한다. 클록주파수 부근의 주파수성분만을 대역통과 필터링에 의해 취출하고, 다른 양의 주파수성분을 제로로 컷한다.

3. 고속 Fourier 역변환을 사용하여 스펙트럼을 시간영역으로 변환한다.

순시위상 추정기(12)는 z_c(t)를 사용하여 x_c(t)의 순시위상을 추정한다. 즉

가 된다. 다음에, 순시위상추정기(12)는 상기 위상 언랩법을 Θ(t)에 실시한다. 즉 도 68과 같이 순시위상추정기(12)는 해석신호(z_c(t))의 순시위상을 추정하는 순시위상 평가부(24)와, 그 추정한 순시위상(Θ(t))에 대하여 위상언랩법을 적용하여 연속위상(θ(t))으로 하는 연속위상변환부(25)로 이루어진다. 그 연속위상 변환의 결과

가 얻어진다. 순시위상 및 언랩위상을 도 37b 및 도 37c에 도시한다. 또한, 리니어 위상제거기(13)는 상기 선형트렌드 추정법을 사용하여 θ(t)에서 리니어위상[2πf_ct+θ_c]을 리니어위상 추정부(26)로 추정한다. 다음에 θ(t)에서 리니어위상을 감산부(27)에서 제거하면 순시위상의 변동항(△ø(t)), 즉 위상잡음파형

이 얻어진다. 도 37b는 △ø(t)를 표시한다. 본 발명에 사용되는 지터측정알고리즘의 △ø(t)에서 피크지터(J_PP)와 RMS지터(J_RMS)를 피크투피크 검출기(14)와 자승평균검출기(15)에 의해 동시에 추정할 수 있다.

가 된다. 이후, 본 발명에 의한 수법을 △ø(t)법이라 한다.

다음에, 본 발명에 의한 수법과 제로크로스법을 논리적으로 비교한다.

우선, 신호의 상승에지(제로크로스와 같음)만을 표본화할 때, △ø(t)법은 제로크로스법과 등가가 되는 것을 증명한다. 이제 제로크로스 주기를 T_ZERO로 표시하면 클록파형(x_c(t))은

가 된다. 식(3.35)를 사용하면 해석신호

가 얻어진다. 식(3.10.3)에서 z_c(t)의 순시주파수(instantaneous frequency)는

로 부여된다. 따라서,

가 된다. 즉, 신호의 상승에지만을 표본화할 때, △ø(t)법은 제로크로스법과 등가라는 것이 증명되었다.

제로크로스법은 주기측정의 시간분해능을 임의로 선택할 수 없다. 이 방식의 시간분해능은 피측정신호의 제로크로스에 의해 결정되어 버린다. 한편, △ø(t)법은 주기당 샘플수를 증가함으로써 시간분해능이나 위상분해능도 향상된다. 도 39는 종래의 제로크로스법과 △ø(t)법의 데이터를 비교하고 있다. 시간축의 시간분해능이나 종축의 위상분해능도 향상되어 있음을 알 수 있다.

여기서, △ø(t)법과 제로크로스법의 표본화 간격의 상한을 비교한다. △ø(t)법이 표본화 간격의 상한은 상기 조건에서 도출된다. 즉, 위상언랩이 일의적으로 행해지기 위해서는 인접한 해석신호(z_c(t))의 위상차는 π보다 작지 않으면 안된다. z_c(t)가 이 조건을 채우기 위해서는 1주기내에 적어도 2개의 샘플이 등간격으로 표본화되지 않으면 안된다. 예를 들면, 식(3.23)으로 부여되는 x_c(t)의 주파수는 f_c이기 때문에 표본화간격의 상한은 1/2f_c가 된다. 한편, 제로크로스법의 등가표본화 간격의 상한은 1/f_c이다.

다음에, 직교변조(quadrature modulation)를 사용한 표본화수법에 대하여 설명한다. 마이크로컴퓨터의 클록주파수는 5년마다 약 2.5배 비율로 더 높은 주파수로 시프트하고 있다. 따라서, 지터측정수법로 측정시간 분해능에 대하여 스케일러블하지 않으면 마이크로컴퓨터의 클록지터를 측정할 수 없게 되어 버린다. 지터측정수법을 스케일러블하게 하는 방법이 직교변조이다. 도 28 및 도 16에서 알 수 있듯이 지터를 갖는 클록파형은 클록주파수를 중심으로 하여 위상잡음스펙트럼이 확산하고 있다. 즉, 지터를 갖는 클록파형은 대역제한신호(bandlimited signal)이다. 직교변조와 저역통과필터를 조합시킴으로써 표본화주파수 하한을 작게할 수 있는 가능성이 존재한다.

도 40a는 직교변조방식을 사용하여 클록파형의 △ø(t)를 추정하는 위상추정기를 나타내는 블록도이다. 입력한 x_c(t)는 복소수의 믹서에 의해

가 곱해진다. 저역통과 필터의 복소출력은

가 된다. 즉, 직교변조와 저역통과 필터에 의해 x_c(t)는 해석신호(z_c(t))로 변환되고, 그 주파수는 △f로 작아진다. 그후 아날로그신호를 디지털신호로 변환하고, x_c(t)의 순시위상을 순시위상 추정기에 의해 추정하면

가 얻어진다. 앞의 사례와 동일하게 위상언랩을 Θ(t)에 적용하여 리니어위상제거기에 의해 리니어위상을 제거하면

가 얻어진다.

이상에 의해 직교변조와 저역통과 필터를 조합시킴으로써 △ø(t)법의 표본화 주파수 하한을 2f_c에서 2(△f)로 작게할 수 있음이 증명되었다. 동일하게 제로크로스법의 등가표본화 주파수 하한도 f_c에서 △f로 작게할 수 있다. 도 40b표시의 헤테로다인방식과 저역통과 필터를 조합시켜도 같은 효과가 얻어진다. 즉 입력클록파형(x_c(t))은 믹서로 cos(2π(f_c+△f)t+θ)가 승산되고, 그 믹서출력은 저역통과 필터 또는 대역통과 필터에 의해 주파수 차성분이 취출되고, 이것이 ADC에서 디지털신호로 변환되며, 그 디지털신호는 해석신호변환수단(11)으로서의 예를 들면 Hilbert변환대 생성기에 공급된다.

최후로, △θ(t)법과 제로크로스법의 측정시간(Tmeas)을 도출한다. 제로크로스법의 T_{meas, ZERO}는 하한의 등가표본화 주파수(△f)에 대응하는 N포인트의 △ø(t)를 수집하는데 요하는 시간은

으로 부여된다. 한편, △ø(t)법에 대해서는 주기당 샘플수를 K배로 할 경우를 생각한다. 따라서, △ø(t)법이 그 하한의 표본화주파수의 K배의 주파수(2K(△f))에서 N포인트의 △ø(t)를 표본화하는데 요하는 시간은

이 된다. 즉, △ø(t)법은 제로크로스법 보다 2K배 고속이고 △ø(t)를 측정할 수 있다. 또, △ø(t)법은 K를 조정함으로써 측정시간분해능을 스케일러블하게 변경할 수 있다는 것을 알 수 있다. 이에 대해 제로크로스법의 시간 분해능은 △f에 의해 결정되어 버리고 있다. 도 41에 △ø(t)법과 제로크로스법의 수법차이를 비교표시한다.

다음에, 위상잡음파형(△ø(t))의 파워스펙트럼밀도 함수를 추정하는 방법에 대하여 설명한다. 상기 알고리즘(3)은 기본파만을 대역통과필터로 취출하기 때문에 △ø(t)의 스펙트럼분포를 관측할 수 있는 주파수범위가 제한되어 버리는 결점을 갖는다. 하기 알고리즘(4)은 △ø(t)의 스펙트럼분포를 관측하는 것을 목적으로 하기 때문에 대역 통과필터링을 사용하지 않는다. 반대로, △ø(t)의 관측에는 하기의 알고리즘(4)을 사용할 수 없다.

해석신호(z_c(t))를 추정할 때는 고속 Fourier변환을 사용한다. 이때, x_c(t)w(t)(x_c(t)에 창함수 W(t)를 곱한 파형)를 고속 Fourier변환한다. 일반적으로 w(t)의 진폭은 그 최초의 시각과 최후의 시각부근에서는 제로에 가까운 값을 갖는다(예를 들면 문헌 c17 참조). 이 때문에 고속 Fourier역변환에 의해 계산한 파형(x_c(t)W(t))은 최초의 시각과 최후의 시각부근에 있어 큰 오차를 가지며, 데이터로 채용할 수 없다. z_c(t)추정에 있어서도 창함수 중앙부 50%정도에 대응하는 z_c(t)w(t)에 창함수의 역수(1/w(t))를 곱하여 z_c(t)를 추정하고, 양단의 z_c(t)w(t)는 버리지 않을 수 없다.

이방법은 1024 포인트의 x_c(t)DPTJ 512 포인트의 z_c(t)밖에 추정할 수 없다. 여기서, x_c(t)는 파형기록 버퍼에 기록되어 있다고 가정한다. z_c(t)의 샘플수를 증가하기 위해서는 파형기록버퍼를 일부중복하여(overlap)구분하고, 각 시간구간에 대응하는 z_c(t)를 계산하여 최후에 합성하여 전체의 z_c(t)를 구할 필요가 있다.

z_c(t)를 추정할 때는 x_c(t)의 진폭에 최소의 변조밖에 주지 않는 창함수를 사용해야 한다. 이 조건을 만족시키는 창함수는 Hanning이다(문헌 c17). 이것은 상측파대(波帶)와 하측파대에 최소, 즉 하나의 스펙트럼밖에 갖지 않는다. 이때는 파형의 25% 정도를 중복시킨다.

알고리즘(4)(해석신호의 스펙트럼을 추정하는 수순)

1. 파형기록버퍼(31; 도 69)의 선두에서 x_c(t)를 취출한다.

2. x_c(t)에 창함수(w(t))를 창함수 승산부(32)에서 곱한다.

3. 고속 Fourier 변환부(33)에 의해 x_c(t)w(t)를 주파수영역으로 변환한다.

4. 음의 주파수성분만을 대역통과필터(34)에 의해 제로로 컷한다.

5. 고속 Fourier역 변환부(35)에 의해 스펙트럼을 시간영역으로 변환하고, z_c(t)w(t)를 얻는다.

6. z_c(t)w(t)에 창함수의 역수를 창함수 할산부(36)에서 곱하여 z_c(t)를 얻는다.

7. 파형기록 버퍼에서 x_c(t)를 취출한다. 이 경우 1앞의 x_c(t)하고는 25%정도 중복시켜서 취출한다.

8. z_c(t)전체를 얻기까지 상기 2-7의 과장을 반복한다.

이같이 처리한 z_c(t)에 대하여 스펙트럼 해석부(38)에 의해 파워스펙트럼을 추정한다.

다음에, 상기 지터측정수법의 유효성을 시뮬레이션에 의해 검증한 구체예에 대하여 설명한다.

클록파형의 제로크로스와 클록파형의 기본파 관계

도 21 표시의 이상 클록파형을 사용하여「파형의 기본파의 제로크로스는 원파형의 제로크로스정보를 유지하고 있는(제로크로스의 정리)것을 검증한다. 즉, 클록파형은 Fourier변환하고, 기본파의 주파수 성분을 남겨 2차 이상의 고조파의 주파수 성분을 제로로 한다. 이 스펙트럼을 Fourier역 변환하여 시간영역의 복원파형을 얻는다. 이 파형의 제로크로스에서 주기를 추정한다. 도 42a는 고조파를 제거한 스펙트럼을 표시한다. 도 42b에는 복원파형과 원 클록파형을 겹쳐 묘사하고 있다. 동일하게, 13차 고조파까지의 부분합 스펙트럼과 복원파형을 도 43a 및 b에 각각 플롯하였다. 각 복원파형을 원클록파형과 비교하면 제로크로스는 부동점이 되어 있는 것을 알 수 있다. 즉, 부분합에 사용하는 고조파의 차수에 관계없이 제로크로스 시간은 일정하다.

고조파 차수를 1에서 13까지 바꾸고,「원클록신호의 주기」에 대한「복원파형에서 추정한 주기」의 상대오차를 구하였다. 주기의 상대오차의 값을 도 44a에 표시한다. 추정주기의 오차는 고조파 차수에 의존하지 않는다. 이 결과,「기본파의 제로크로스는 원 신호의 제로크로스에 대한 좋은 근사를 부여한다」는 것이 검증되었다. 비교를 위해, 파형의 실효값의 상대오차도 부여한다. 도 44b는 원 클록파형의 실효값에 대한 복원파형에서 추정한 실효값의 상대오차를 나타낸다. 실효값은 높은 차수의 고조파까지 부분합에 가하지 않으면 상대오차는 작아지지 않음을 알 수 있다.

이상의 결과를 정리하면,「클록신호의 기본파만을 추출할 수 있으면 원클록파형의 제로크로스에서 순시주기를 추정할 수 있다. 이때, 고조파를 가하여도 순시주기의 추정정도는 향상되지 않는다」는 것이 된다. 즉,「제로크로스의 정리」는 검증된 것이 된다.

다음에, 상기한 본 발명에 의한 지터측정수법(△ø(t)법)을 지터가 없는 PLL회로에 적용할 경우에 대하여 설명한다. PLL회로로서 종래기술의 설명에 있어서 개시한 PLL회로를 사용하였다. 도 46 표시의 PLL회로를 0.6㎛의 CMOS, 전원전압 5V로 하고, SPICE시뮬레이션에 의해 각종 파형을 얻었다. 도 45는 MOSFET의 파라미터를 표시한다. VCO의 발진주파수는 128MHz이다. 분주기(divider)가 VCO의 발진파형을 4분주하고, 32MHz의 PLL클록으로 변환한다. SPICE 시뮬레이션파형의 시간분해능은 50psec이다. 다음에, 위상잡음파형(△ø(t))이 시뮬레이션 파형에서 계산되었다. △ø(t)의 추정은 Matlab를 사용하여 시뮬레이션 되었다.

도 47a는 VCO에의 입력파형을 나타낸다. 도 47b는 VCO의 발진파형이다. 이 VCO의 출력파워 스펙트럼을 도 48a에 표시한다. 8092포인트의 VCO의 발진파형에 "미니멈 4항 창함수"(예를 들면 문헌 c18 참조)를 곱하고, 고속 Fourier변환에 의해 파워스펙트럼 밀도함수를 추정하였다. 도 48b는 상기 알고리즘(4)을 사용하여 추정한 △ø(t)의 파워스펙트럼 밀도함수이다. 즉, 도 69와 같이 해석신호변환기(11)로 알고리즘(4)에서 해석신호(z_c(t))를 만들고, 이 해석신호(z_c(t))의 순시위상(θ(t))을 순시위상 추정기(12)로 추정하고, 그 순시위상(θ(t))에서 리니어 위상을 리니어 위상검출기(13)에서 제거하여 위상잡음파형(△ø(t))을 구하고, 그 위상잡음파형(△ø(t))의 파워스펙트럼을 스펙트럼 해석부(37)에서 구한다. 고속 Fourier변환의 조건은 VCO의 출력파워스펙트럼 밀도함수를 구할때와 같다. 도 48a와 도 48b를 비교하면 △ø(t)의 파워스펙트럼은 128MHz의 VCO의 발진주파수의 스펙트럼이 약 120dB 감쇠하고 있는 것을 알 수 있다. △ø(t)의 파워스펙트럼 밀도함수는 약한 1/f잡음의 영향때문에 낮은 주파수일수록 레벨이 크게 되어 있다.

도 49는 종래의 제로크로스법과 본 발명에 의한 수법을 비교하는 것이다. 도 49a는 제로크로스법에 의해 VCO의 발진파형의 순시주기를 측정한 결과이다. 도 49b는 본 발명에 의한 수법의 알고리즘(3)을 사용하여 추정한 △ø(t)를 표시한다. 2차고조파를 포함하지 않은 주파수범위(10MHz-200MHz)의 스펙트럼을 대역통과 필터에서 취출하고, 고속 Fourier 역변환에 의해 △ø(t)를 얻었다. 이 PLL회로가 지터를 실제로 갖지 않은 것은 순시주기나 △ø(t)가 잡음을 표시하지 않은 것으로도 확인된다.

도 47a에서 주파수업·펄스는 약 1127nsec의 시각에 VCO에 인가되어 있음을 알 수 있다. 약 908nsec와 약 1314nsec의 시각에 2개의 주파수다운·펄스가 VCO에 인가되어 있다. 이는 시뮬레이션에 사용한 PLL회로의 성능때문이다. 도 49b의 △ø(t)를 보면 주파수업·펄스의 영향에 의한 위상변화는 약 1140nsec의 시각에 나타나고 있다. 2개의 주파수다운·펄스의 영향에 의한 위상변화가 약 920nsec과 약 1325nsec의 시각에 나타나고 있다. 이들은 확정적 데이터(deterministic data)이다. 한편, 도 49a의 순시주기에서는 주파수업·펄스의 영향에 의한 순시주기 변화는 약 1130nsec의 시각에 나타나고 있다. 주파수다운·펄스의 영향에 의한 순시주기의 변화가 약 910nsec의 시각에 나타날 뿐이다. 약 1314nsec의 시각의 주파수다운·펄스의 영향은 순시주기의 변화에는 나타나지 않았다.

이상의 결과를 정리하면, 본 발명에 의한 △ø(t)법을 위상잡음이 없을 때, 주파수업·펄스나 주파수다운·펄스에 대응하여 발진상태가 천이하고 있음을 관측할 수 있다. 종래의 제로크로스법 보다 높은 분해능이다. △ø(t)의 파워스펙트럼 밀도함수는 VCO의 발진주파수의 스펙트럼 영향을 받지 않는다.

다음에, 상기 본 발명에 따른 지터측정수법(△ø(t)법)을 지터가 있는 PLL회로에 적용할 경우에 대하여 설명한다. 또, 제로크로스법을 사용한 순시주시 추정과 비교하여 본 발명에 의한 지터측정수법이 위상잡음추정에 대하여 유효한 것을 검증한다.

상기한 바와같이, VCO에 부가잡음을 가하여 VCO의 발진파형의 위상을 랜덤하게 변조시킴으로써 PLL회로의 지터를 시뮬레이션할 수 있다. 본 발명에 있어서는 VCO발진회로의 입력단에 부가잡음을 가함으로써 PLL회로의 지터를 시뮬레이션하였다. 가우스 잡음은 Matlab의 함수(randn0)를 사용하여 발생시켰다. 또한, SPICE 시뮬레이션에 의해 도 50표시의 PLL회로의 VCO입력단에 가우스잡음을 가하였다.

도 51a는 가우스잡음의 3σ을 0.05V로 할때의 VCO에의 입력파형을 표시한다. 도 51b는 VCO의 발진파형이다. 도 47a와 도 51a를 비교하면, 지터때문에 주파수업·펄스는 1에서 4로, 주파수다운·펄스도 2에서 3으로 증가하고 있음을 알 수 있다. 이 VCO의 출력파워 스펙트럼을 도 52a에 표시하다. 잡음의 스펙트럼이 증가하고 있다. 도 52b는 △ø(t)의 파워스펙트럼밀도함수이다. 도 48b와 도 52b를 비교하면, △ø(t)의 파워가 증가하고 있는 것을 알 수 있다. △ø(t)의 파워스펙트럼밀도함수는 낮은 주파수일수록 레벨이 크게 되어 있다.

도 53은 종래의 제로크로스법과 본 발명에 따른 지터측정수법을 비교한 것이다. 도 53a는 제로 크로스법에 의한 발진파형의 순시주기를 측정한 결과이다.도 53b는 본 발명에 의한 지터측정수법을 사용하여 추정한 △ø(t)를 표시한다. 도 53과 도 49를 비교하면, 대응하는 파형의 변화가 크게 다른 것을 알 수 있다. 즉, 지터가 없을 때, 순시주기나 △ø(t)는 낮은 주파수 성분을 나타낸다. 한편, 지터가 있을 때는 순시주기나 △ø(t)는 비교적 높은 주파수성분을 나타낸다. 이는 도 53표시의 순시주기나 △ø(t)가 위상잡음에 대응하고 있음을 의미한다. 또한, 도 53a와 도 53b를 주의 깊게 비교하면 다음을 알 수 있다. (i) 순시주기와 △ø(t)는 서로 조금 상이이다. 그러나, (ii) △ø(t)는 순시주기 보다 시간 분해능과 위상(주기)분해능이 높다.

이상의 결과를 정리하면, 본 발명에 의한 지터측정수법(△ø(t)법)은 높은 시간분해능 및 위상분해능으로 위상잡음을 추정할 수 있다. 물론, 제로크로스법도 순시주기라는 형으로 위상잡음을 추정할 수 있다. 그러나, 제로크로스법은 시간분해능 및 주기추정분해능이 제로크로스에 제한된다는 난점이 있다.

다음에, 종래의 지터추정법과 본 발명에 따른 지터측정법(△ø(t)법)을 비교한다. 단, RMS지터추정에서는, △ø(t)법과 스펙트럼법을 비교하고 피크지터 추정에서는 △ø(t)법과 제로크로스법을 비교한다.

도 54는 RMS지터추정값을 비교하기 위한 조건을 표시하고 있다. 종래법의 스펙트럼으로서 상기한 알고리즘(4)을 사용하여 추정한 △ø(t)의 파워스펙트럼밀도함수를 사용하였다. 스펙트럼법은 2차고조파를 포함하지 않은 주파수범위(10MHz-200MHz)의 위상파워스펙트럼의 합을 구하고, 식(3.33)을 사용하여 RMS지터(J_RMS)를 추정하였다. 도 54a의 검게 도색한 부분이 이 주파수범위에 대응하는 스펙트럼이다. 한편, △ø(t)법은 상기 알고리즘(3)과 식(3.38)을 사용하여 J_RMS를 추정하였다. 이것은 위상잡음파형(△ø(t))의 실효값에 대응한다. 가우스잡음의 3σ을 0V에서 0.50V까지 바꾸고, 도 50표시의 PLL회로의 VCD의 입력단에 가하여 VCD의 발진파형의 RMS지터값을 추정하였다. 도 55와 같이 △ø(t)법과 스펙트럼법은 거의 호환이 있는 추정값을 부여한다.

도 56은 피크지터추정값을 비교하는 것이다. 삼각형 표시는 피크값를 나타낸다. △ø(t)법과 제로크로스법으로 삼각형 위치가 달라져 있다. 이는 피크지터가 제로크로스에 있어서 발생한다고는 한정할 수 없음을 뜻한다. 도 57과 같이, △ø(t)법과 제로크로스법은 호환이 있는 추정값을 부여한다.

이상의 결과를 정리하면, 본 발명에 따른 △ø(t)법은 RMS지터추정에 대하여는 종래의 스펙트럼법과 호환이 있는 추정값을 부여한다. 피크지터추정에 대해서도 △ø(t)법은 제로크로스법과 호환이 있는 추정값을 부여한다.

다음에, 4분주된 PLL클록을 사용하여 종래의 지터추정법과 본발명에 의한 △ø(t)법의 성능을 비교한다. 대상으로 하는 PLL회로로서 도 50표시의 PLL회로를 사용하였다. 이 회로의 분주기는 VCO의 발진파형을 4분주하고, 32MHz의 PLL클록으로 변환한다. 도 66b에 PLL클록파형을 나타낸다. 또, 상기 사례의 결과와 비교하기 위하여 부가가우스잡음의 3σ는 0.05V로 하였다.

VCO의 발진파형 주기를 τ_VCO로 하면 4분주 PLL클록의 주기(τ_PLL)은

가 된다. 여기서 ε_I는 상승에지의 시간요동을 나타낸다. 식(3.48)에서 분주는 클록의 지터를 저감하는 효과가 있다는 것을 알 수 있다.

도 58은 제로크로스법과 본 발명에 대한 △ø(t)법을 비교하는 것이다. 도 58a는 제로크로스법에 의해 PLL클록의 순시주기를 측정한 결과이다. 도 58b는 본 발명에 따른 △ø(t)법의 상기 알고리즘(3)을 사용하여 추정한 △ø(t)를 나타낸다. 2차 고조파를 포함하지 않은 주파수범위(20MHz-59MHz)의 스펙트럼을 대역통과 필터에서 취출하고, 고속 Fourier 역변환에 의해 △ø(t)를 얻었다. PLL클록의 △ø(t)는 도 53b표시의 VCO의 발진파형에서 구한 △ø(t)와 크게 다른 것을 알 수 있다. PLL클록의 △ø(t)는 위상불연속점을 강조하고 있다. 이는 분주를 위함이다. 왜냐하면, 위상불연속점이 등간격이고, 규칙성 있는 분주에지에 대응하고 있는 것을 나타내고 있기 때문이다.

도 59는 RMS지터 추정값을 비교하는 것이다. 스펙트럼법은, (i) 본 발명에 의한 △ø(t)법의 알고리즘(4)을 사용하여 PLL클록에서 △ø(t)를 추정하고, (ii) 8092 포인트의 △ø(t)에「미니멈 4항 창함수」(예를 들면 문헌 c18참조)를 곱하고, 고속 Fourier변환에 의해 파워스펙트럼 밀도함수를 추정하였다. 다음에, (iii)스펙트럼법은 2차고조파를 포함하지 않은 주파수범위(20MHz-59MHz)의 위상잡음 파워스펙트럼의 합을 구하고, 식(3.33)을 사용하여 RMS지터(J_RMS)를 추정하였다. 한편, 본 발명에 의한 △ø(t)법을 알고리즘(3)과 식(3.38)을 사용하여 RMS지터(J_RMS)를 추정하였다. 도 59와 같이 △ø(t)법과 스펙트럼법은 대략 호환성이 있는 추정값을 부여하고 있다. 단, 부가가우스잡음의 3σ가 0.05V 부근이고, △ø(t)법으로 추정한 J_RMS값쪽이 크게 되어 있다. 그 이유는, 피크지터(J_PP)에 대한 테스트결과와 함께 설명키로 한다. 도 59 및 도 55를 비교하면, 이 구체예에 있어서의 4분주는 J_RMS를 1/3.7로 하고 있음을 알 수 있다.

도 60은 피크지터 추정값을 비교하는 것이다. △ø(t)법과 제로크로스법은 거의 호환성 있는 추정값을 부여하고 있다. 단 부가 가우스잡음의 3σ가 0.05V 부근이고, △ø(t)법으로 추정한 J_PP의 값쪽이 크게 되어 있다. 다음에 그 이유에 대하여 설명한다.

도 61a는 3σ가 0.15V(제로크로스법과 대략 같은 추정값)일 2개의 위상잡음파워 스펙트럼이다. 동도면의 커서는 △ø(t)를 추정할 때의 상한 주파수를 나타낸다. 이 커서부근에, 약한 위상변조 스펙트럼이 인정된다. 이때의 해석신호(z_c(t))를 도 62에 표시한다. 약한 위상변조 스펙트럼 때문에 복소정형파로 되어 있음을 알 수 있다. 이 때문에, 순시위상은 평활하게 변환한다.

도 61b는 3σ가 0.10V(제로크로스법 보다 큰 추정값)일 때의 위상잡음 파워스펙트럼이다. 이 위상잡음 파워스펙트럼은 전형적인 1/f 노이즈형을 나타낸다. 이 1/f노이즈의 기본주파수는 PLL클록의 주파수 32MHz는 아니다. 그러나, 1/f노이즈의 z_C(t)는 상기 사례로 도출한 방형파의 Hilbert 변환대로 부여된다. 따라서, 도 63 표시의 z_c(t)는 도 22의 Hilbert 변환대와 같은 형이 된다. z_c(t)는 복잡한 형상을 갖기 때문에 순시위상은 크게 변화한다. 이 때문에 부가가우스 잡음의 3σ가 0.05V부근이고, △ø(t)법으로 추정한 J_PP및 J_RMS는 큰 값을 취한다.

도 60과 도 57를 비교하면 이 구체예에 있어서의 4분주는 J_PP를 1/3.2로 하고 있음을 알 수 있다.

이상의 결과를 정리하면 △ø(t)법은 분주클록의 RMS지터나 피크지터도 추정된다는 것이 검증되었다. 그 추정값은 종래의 추정법과 호환성이 있다. 단, 위상잡음 파워스펙트럼이 1/f노이즈형일 때는 △ø(t)법은 종래의 추정법 보다 큰 추정값을 보인다.

이상의 설명으로 명백한 바와 같이, 본 발명에 따른 지터측정수법(△ø(t)법)의 유효성은 시뮬레이션에 의해 검증되었다. 또, 원 파형의 제로크로스는 기본파의 제로크로스에서 추정된다는 것을 검증하였다. 이는 △ø(t)법이 제로크로스법과 호환이 있는 피크지터를 추정할 수 있기 위한 중요한 기초를 주었다. 왜냐하면 기본파만이 아니라 전주파수범위의 스펙트럼을 사용하여 △ø(t)를 추정하면 도 56b 표시의 파형이 된다. 즉, 높은 주파수의 리플이 중첩된다. 또한, 도 57과 같이 제로크로스법과의 호환성은 실현되지 않는다. 또한, 지터가 발생하는 PLL회로에 △ø(t)법을 적용하면 이 △ø(t)법이 위상잡음추정에 대하여 유효하다는 것이 검증되었다. 그위에 피크지터와 RMS지터에 대하여 종래의 지터추정법과 △ø(t)법은 호환성이 있다는 것이 분명해졌다. 또, 분주클록의 지터도 호환성을 가지고 추정된다는 것이 검증되었다.

또한, 본 발명에 있어서, 스케일러블한 지터측정장치 및 방법을 제안한다. 즉, 예를 들면 도 32의 파선표시와 같이, 피시험 PLL회로(17)등으로 부터의 클록파형(x_c(t))은 가변분주기(41)로 주파수가 N(정수)분의 1로 분주되고, 즉, 클록주기가 N배가 된다. 분주기(41)로서 예를 들면 도 70a와 같은 상승에지로 트리거되는 T(toggle)플립플롭을 사용하면 도 70b표시의 입력클록(T)은 주기가 2배로 된 클록(Q)으로 출력된다. 이같이 하여 클록파형(x_c(t))의 주기를 N배(N은 2이상의 정수)로 함으로써 아날로그디지털변환기(ADC)로서 그 동작주파수(샘플링주파수)가 비교적 낮은 것을 사용할 수 있다. 즉, 클록파형(x_c(t))의 주파수가 높아지더라도 아날로그디지털변환기(ADC)가 동작가능한 주파수까지 클록파형(x_c(t))의 주파수를 N분의 1로하여 지터를 측정하면 된다.

클록파형(x_c(t))의 피크지터와 RMS지터를 각각 J_PP1와 J_RMS1로 하고, 이 클록파형(x_c(t))을 N분의 1로 분주한 클록의 지터를 측정하면 이들 지터(J_PPN, J_RSMN)은 각각

가 된다. 이것을 도 71표시의 측정계에 의해 검증한다. 즉, ATE(자동시험장치; 42)내의 주클록발생기(43)로 부터의 클록신호가 지터생성기(44)로 정현파 내부지터에 의해 위상변조되어 지터가 부가되고, 그 지터가 부가된 클록을 가변분주기(50)로 N분의 1로 분주되고, 그 분주출력이 피측정 신호로서 디지털오실로스코프(45)에 입력되고 주클록발생기(43)로 부터의 클록신호가 분주기(50)로 M분의 1로 분주되어 트리거신호로서 디지털오실로스코프(45)에 공급된다. 디지털오실로스코프(45)로 피크지터(J_PP)와 RMS지터(J_RMS)를 측정하고, 이들 측정결과를 도 72, 도 73에 각각 표시한다. 이들 도 72, 도 73에 있어서 수평축은 분주수(N)를 표시하고, 수직축은 지터의 값을 표시하며, △은 측정값을 표시하고, 점선은 1/N곡선이다. 피크지터로 RMS지터와 함께N을 변화시킬 때의 측정값이 1/N의 곡선과 대략 일치해 있고, 식(4.1)이 성립한다는 것이 검증되었다.

또, 도 74와 같이, 주클록발생기(43)로부터의 클록신호에 지터생생기(44)에서 정현파(f_sine) 또는 대역제한된 랜덤잡음(bw_rand)에 의해 지터를 부가하고, 그 지터가 부가된 클록신호를 가변분주기(41)로 분주하고, △ø평가기(46)로 위상잡음파형(△ø(t))을 구하여 피크지터와 RMS지터를 평가하였다. △ø평가기(46)는 예를 들면 도 32중의 아날로그디지털 변환기(ADC), 해석신호변환기(11), 순시위상추정기(12), 리니어위상제거기(13), 피크투피크검출기(14), 자승평균검출기(15)로 이루어진다. 이 경우의 분주수(N)를 변화하여 구한 피크지터, RMS지터를 각각 도 75, 도 76에 표시한다. 이들 도면에 있어서, ○표는 △ø평가기(46)로 구한 값이고, △표는 제로크로스법으로 구한 값이며, 도 75중의 점선은 1/N곡선이다. 이들 도 75, 도 76에서 분주기(41)와 △ø(t)법을 조합시킴으로써 정도 좋게 지터를 측정할 수 있는 것을 이해할 수 있다.

즉, 도 32에 있어서 피시험 PLL회로(17)로 부터의 클록신호(x_c(t))를 분주기(41)로 N분의 1로 주파수 분주하고, 그 분주된 클록신호를 디지털신호로 변환하며, 또한 이것을 Hilbert 변환대 생성기(11)로 복소수의 해석신호로 변환하고, 그 해석신호의 순시위상을 구하고, 그 순시위상에서 리니어 성분을 제거하여 위상잡음파형(△ø(t))을 구하고, 이 △ø(t)의 피크투피크값를 검출하고, 그 값을 승산기(47)로 N배함으로써 클록신호(x_c(t))의 피크지터를 구할 수 있고, 또 △ø(t)를 자승평균하여 그 값을 승산기(48)로 N배함으로써 클록신호(x_c(t))의 RMS지터를 구할 수 있다.

이경우, 클록신호(x_c(t))의 주파수에 응하여 아날로그디지털변환기(ADC)가 동작가능하게 분주기(41)의 분주수(N)를 선정함으로써 스케일러블한 측정이 가능해진다.

도 40a표시의 실시예에 있어서도 점선표시와 같이, 피시험 PLL회로(17)로 부터의 클록신호를 가변분주기(41)로 N분의 1로 분주하고, 그 출력을 믹서로 정현파신호, 여현파신호와 각각 승산하여 해석신호를 구하게 할 수도 있다. 동일하게 도 40b표시의 실시예에 있어서도 피시험 PLL회로(17)로 부터의 클록신호를 가변분주기(41)로 N분의 1로 분주하고, 그 출력에 믹서로 여현파 신호를 승산하여저역통과 필터에 공급하도록 하여도 된다.

다음에, 본 발명에 있어서, AD변환기를 컴퍼레이터로 치환한 실시예에 대하여 설명한다. 예를 들면 도 32, 도 68에 있어서, 점선표시와 같이 아날로그디지털변환기(ADC)대신 컴퍼레이터(51)가 사용된다. 컴퍼레이터(51)에 일정주기의 펄스를 인가하고, 예를 들면 그 펄스의 상승에지로 기준아날로그량(V_R)과 입력된 클록파형(x_c(t))이 비교되고, 클록파형(x_c(t))의 레벨이 기준아날로그량(V_R)보다 크면 예를 들면 소정의 고레벨을 출력하고, 클록파형(x_c(t))의 레벨이 기준아날로그량(V_R)보다 작으면 소정의 저레벨을 출력한다.

또한 입력클록파형(x_c(t))이 왜곡되어 클록파형(x_c(t))의 기본파 성분보다 고조파성분 쪽의 진폭이 크게 될 경우가 있다. 이같은 점에서 컴퍼레이터(51)의 입력측에 클록파형(x_c(t))의 기본파성분을 취출하는 저역통과(또는 대역통과)필터(52)를 설치하면 된다. 이 컴퍼레이터(51)의 출력신호는 해석신호변환수단(11)에 입력되고, 아날로그디지털변환기(ADC)의 출력신호와 동일하게 처리되고, 입력아날로그파형(x_c(t))의 지터가 구해진다.

사인파에 가까운 VCO(Voltage Contoll Oscillator)의 출력의 지터를 도 32표시의 측정장치로 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용할 경우와, 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우의 측정결과를 피크지터에 대하여 도 77에 RMS지터에 대하여 도 78에 각각 표시한다. 이들 도면에 있어서 흑색원 표시는 아날로그디지털변환기(ADC)를사용할 경우, 백색원 표시는 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우이고, 수평축은 아날로그디지털변환기(ADC)의 비트수이다.

도 77에 있어서, 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용하여 그 2비트의 경우의 피크지터는 0.9454, 8비트의 경우는 0.9459였다. 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우는 0.9532이고, 컴퍼레이터(51)를 사용하여도 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용할 경우의 측정결과에 대하여 2자리수의 정도로 일치하고, 이 정도의 정도에서의 측정이 가능하다는 것이 이해된다. RMS지터도 도 78에서 이해되는 바와 같이, 컴퍼레이터(51)를 사용하여도 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용하여 측정할 경우와 2자리수는 일치하는 정도가 얻어진다.

아날로그클록파형(x_c(t))으로서 방형파에 가까운 PLL회로(17)의 출력신호를 분주기(41)로 분주한 출력의 피크지터와 RMS지터를 동일하게 측정한 결과를 도 79와 도 80에 각각 표시한다. 피크지터는 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우는 0.3429이고, 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용하여, 그 ADC가 2비트의 경우는 0.3420, 8비트의 경우는 0.3474가 되고, 이 경우도 컴퍼레이터(51)를 사용하여도 2자리수의 정도로 피크지터를 측정할 수 있다는 것이 이해된다. 동일하게 RMS지터는 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우는 0.0500이고, 아날로그디지털변환기(ADC)를 사용하여 그 ADC가 2비트의 경우는 0.0505, 8비트의 경우는 0.0510이고, 컴퍼레이터(51)를 사용하여도 2자리수의 정도로 RMS지터를 측정할 수 있다는 것이 이해된다.

컴퍼레이터(51)를 사용할 경우도 아날로그클록파형(x_c(t))을 분주기(41)로 분주하여 컴퍼레이터(51)에 공급하여도 된다. 또, 도 40a중의 점선표시와 같이 클록파형(x_c(t))에 여현파를 믹서로 승산하고, 그 저역통과 필터출력은 아날로그디지털 변환하는 변환기(ADC)대신 컴퍼레이터(51c)를 사용하고 클록파형(x_c(t))에 정현파를 믹서로 승산하고, 그 저역통과 필터출력을 아날로그디지털 변환하는 변환기(ADC)대신 컴퍼레이터(51s)를 사용하여도 된다. 이 경우도 분주기(41)를 사용할 경우, 사용하지 않을 경우의 어느 쪽도 적용된다. 또한, 도 40b중의 점선표시와 같이, 클록파(x_c(t))를 믹서와 저역통과 필터에 의해 저역주파수대로 주파수변환한 출력을 아날로그디지털변환하는 변환기(ADC)대신 컴퍼레이터(51)를 사용할 수도 있다. 이 경우도 분주기(41)를 사용할 경우, 사용하지 않을 경우의 어느쪽도 적용된다. 또한, 도 67, 도 69에 도시된 해석신호변환기(11)로의 입력신호로 하고, 이들 도면중의 점선표시와 같이 아날로그디지털변환기(ADC)대신 컴퍼레이터(51)를 사용하고, 컴퍼레이터(51)의 출력을 해석신호변환기(11)에 공급하여도 된다. 이들 경우도 컴퍼레이터(51)에는 클록파형(x_c(t))을 분주기(41)로 분주하여 공급하여도 된다.

이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 클록의 지터측정방법은 해석신호 변환수단(11)을 사용하여 클록파형(x_c(t))을 복소수의 해석신호로 변환하여 순시위상의 변동항(△ø(t))을 추정하는 신호처리로 이루어져 있고, 다음 특징을 갖는다.

(i) △ø(t)법은 트리거신호를 필요로 하지 않는다. (ii) △ø(t)에서 피크지터와 RMS지터를 동시에 추정할 수 있다. (iii) △ø(t)를 사용하여 추정한 피크지터값은 종래의 제로크로스법의 추정값과 호환성을 갖는다. (iv) △ø(t)를 사용하여 추정한 RMS 지터값은 종래의 제로크로스법의 추정값과 호환성을 갖는다.

(v) 종래 스펙트럼애널라이저에 의한 지터측정에 있어서는 주파수를 소인시키고, 게다가 분해능을 올리기 위해서는 천천히 소인시킬 필요가 있어 측정에 5∼10분 정도나 시간이 걸렸다. 그러나, 본 발명에 따르면 예를 들면 클록신호(x_c(t))의 주파수가 10MHz이고, 측정에 1000주기를 필요로 했다 하더라도 측정시간은 100밀리초에 불과하고, VLSI시험에 할당된 시간으로 측정할 수 있다. (vi) 클록신호(x_c(t))의 주파수가 높을 경우는 클록신호(x_c(t))를 N분주하여 △ø평가기에 공급함으로써 지터측정이 가능하고, 특히 클록신호(x_c(t))가 달라도 분주기(41)의 분주수(N)를 변경함으로써 스케일러블한 측정이 가능하다. (vii) 도 70표시의 예에서는 분주클록신호(Q)의 상승, 하강을 클록신호(T)의 상승에지 안으로 결정하기 때문에 분주기(41)를 사용할 경우에 분주수(N)를 2W(W는 1이상의 정수)로 함으로써 클록신호(x_c(t))의 상승에지 또는 하강에지만의 지터를 측정할 수 있다.

(viii) 컴퍼레이터(51)를 사용할 경우는 고속의 컴퍼레이터를 고속의 아날로그디지털 변환기(ADC)에서 쉽게 실현할 수 있고, 게다가 일반 자동검사장치(ATE)에는 고속의 컴퍼레이터가 표준으로 장치되어 있기 때문에 클록파형(x_c(t))으로 고속이 되더라도 ATE에 설치되어 있는 컴퍼레이터에 클록파형(x_c(t))을 공급하여 그 컴퍼레이터 출력을 해석신호변환기(11)에 공급하면 된다.

앞서 도 81a를 참조하여 설명한 바와같이, 종래의 제로크로스법이나 타임인터벌법은 제로크로스점간의 상대적 요동을 검출하는 것이다. △ø(t)법을 이용하여 종래의 제로크로스법으로 얻은 피크지터(J_PP)와 호환성을 갖는 피크지터(J_PP)를 구할 수 있다. 예를 들면, 도 82와 같이, 해석신호변환수단(11), 순시위상추정기(12) 및 리니어위상제거기(13)로 이루어지는 위상잡음 검출수단(61)에 의해 검출된 위상잡음파형(△ø(t))은 제로크로스샘플러(62)에 입력되고, 해석신호(z_c(t))의 실수부(x_c(t))의 제로크로스점에 가장 가까운 타이밍으로 샘플링한다. 즉 해석신호의 실수부(x_c(t))파형이 도 83a에 표시되고, 그 상승(또는 하강)의 제로크로스점에 가장 가까운 샘플점(연산처리시점)이 제로크로스점 검출부(63)에서 검출된다. 도 83a에 검출한 제로크로스점에 가장 가까운 점을 ○표로 나타낸다. 이 점을 근사제로크로스점이라 한다. 이 근사제로크로스점에 있어서의 위상잡음파형((△ø(t))이 도 83b의 ○표와 같이, 제로크로스샘플러(62)로 취출한다. 이 취출된 각 값은 지터가 없는 해석신호의 실수부(x_c(t))의 이상타이밍(제로크로스점)으로 부터의 편차량이다. 이 △ø(t)의 각 샘플러값에 대하여 그 직전의 샘플값과의 차를 구하면 제로크로스간의 요동,즉 피크지터(J_PP)가 된다. 도 83b중의 △ø(t)의 n번째의 샘플값(△øn)와 (n+1)번째의 샘플값(△ø_n+1)에서 J_PP=△ø_n+1-△ø_n으로서 구해진다.

도 82와 같이, 차분회로(64)에 있어서 제로크로스샘플러(62)로 부터의 각 샘플값에 대하여 순차로 그 직전의 샘플값과의 차를 구하여서 피크지터(J_PP)가 얻어진다. 얻어진 피크지터(J_PP)계열은 피크투피크검출기(14)에서 최대값와 최소값 차가 검출되고, 또, 자승평균검출기(15)에서 자승평균값이 연산된다. 결국, 차분회로(64)에서 제로크로스샘플러(62)로 부터의 샘플위상잡음파형의 차분파형이 계산되고, 차분위상잡음파형이 검출기(14,15)에 공급된다.

제로크로스점 검출부(63)에 있어서의 근사제로크로스점의 검출법을 설명한다. 입력되는 실수부(x_c(t))파형의 최대값을 100%레벨, 최소값를 0%레벨로 하고, 제로크로스의 레벨로서 상기 최대값와 최소값의 50%레벨(V)(50%)을 산출한다. x_c(t)의 각 인접샘플값와 50%레벨(V)(50%)과의 차(x_c(j-1)-V(50%)), (x_c(j-1)-V(50%))를 구하고, 다시 이들의 곱

(x_c(j-1)-V(50%))×(x_c(j)-V(50%))

을 계산한다. x_c(t)가 50%레벨, 즉 제로레벨을 횡단할 때는 그 샘플값(x_c(j-1), x_c(j))가 음에서 양 또는 양에서 음이 되기 때문에 상기 곱이 부가될 때는 x_c(t)가 제로레벨을 횡단한 것이 되고, 그 시점에 있어서의 샘플값(x_c(j-1), x_c(j))의 절대값이 작은 쪽의 시각(j-1 또는 j)이 근사제로크로스점으로 구해진다.

도 84 표시의 종래의 타임인터벌 해석장치를 사용하여 지터측정하고, 도 82표시의 장치를 사용하여 도 85와 같이 동일하게 지터를 측정하였다. 도 84에 있어서, 신호원(65)으로부터의 정현파 신호는 분주기(66)로 20의 1로 주파수 분주된 클록신호가 되고, 그 클록신호에 대하여 지터생성기(44)에서 외부로부터의 정형파 신호에 의해 위상변조되어 지터가 부가되고, 그 지터가 부가된 클록신호의 지터를 타임인터벌 해석장치(67)로 측정하였다. 도 85에서는 도 84표시와 동일하게 하여 지터가 부가된 클록신호가 만들어지고, 그 클록신호는 AD변환기(68)에 의해 디지털신호로 변환되어 도 82표시의 지터측정기(69)에 의해 지터측정을 행하였다. 이들 실험조건은 완전 동일하게 하였다.

이들 실험결과를 도 86 및 도 87에 표시한다. 이들 도면에 있어서 수평축은 지터생성기(44)에 있어서의 위상변조지수(J₀)이다. 도 86은 측정한 지터의 피크투피크(최대값와 최소값의 차)를 표시하고, ◇표는 타임인터벌해석장치(67)를 사용한 값을 표시하고, ○표는 △ø법 지터측정장치(69)를 사용한 값을 나타낸다. 양측정값이 잘 일치되어 있음이 이해된다. 도 87은 측정한 지터의 자승평균값을 표시한 것으로, ◇표는 타임인터벌 해석장치(67)를 사용한 값을 표시하고, ○표는 △ø법 지터측정장치(69)를 사용한 값을 나타낸다. 이 경우는 양측정값이 완전히 일치되어 있다고 할 수 있다. 즉, 본 발명의 장치에 따르면 종래법(제로크로스법)에 의해 구한 값과 동일값이 되고, 종래법에 의해 구한 측정값에 의한 평가와 동일하게 평가되고, 즉 종래법과 호환성이 있는 측정값이 얻어진다.

게다가, 이같은 결과가 얻어지는데 필요로 한 제로크로스샘플수는 타임인터벌 해석장치(67)에 의할 경우는 모두 5000이었으나 본 발명의 △ø법지터측정장치(69)에 의할 경우는 모두 3179이고, 종래법 보다 적은 수이고, 그만큼 본 발명장치(69)에 의하면 고속으로 측정할 수 있다.

또, 앞서 도 83b참조로 설명할 바와같이, 위상잡음파형(△ø(t))을 근사제로크로스점에서 취출한 샘플값은 각 이상타이밍에 대한 편차량, 즉 종래의 위상검출방식으로 측정한 RMS지터(J_RMS)와 일치하고 있고, 이 △ø(t)법 지터측정장치는 종래의 위상검출방식과도 호환성이 있다. 이 점에서 도 88과 같이 위상잡음 검출수단(61)으로 부터의 위상잡음파형(△ø(t))에서 제로크로스점과 대응하는 샘플을 제로크로스샘플러(62)에 의해 취출하여 샘플위상잡음파형으로서 검출기(14.15)에 공급하게 한다. 단 앞서 도 32표시의 △ø(t)법 지터측정장치에 대하여 설명한 바와 같이, 제로크로스샘플러(62)를 설치하지 않더라도 RMS지터(J_RMS)를 측정할 수 있으므로 도 88과 같이 스위치(71)에 의해 스위칭하여 위상잡음파형(△ø(t))을 제로크로스샘플러(62)를 통하여, 또는 통하지 않고 검출기(14,15)에 공급할 수 있도록 구성하여도 된다. 또, 제로크로스샘플러(62)를 사용한 경우와 사용하지 않은 경우의 동일조건으로 지터측정을 행하고, 그 때의 피크투피크 검출기(14)의 검출값과 자승평균검출기(15)의 연산결과를 도 89와 도 90에 각각 표시한다. 이들 도면에 있어서, 수평축은 지터생성기(44)에 있어서의 위상변조지수(J₀)를 나타내고, △는 제로크로스샘플러(62)를 사용할 경우, ▽는 제로크로스샘플러(62)를 사용하지 않을 경우이고, 도 89는 피크투피크 검출기(14)의 검출값을 도 90은 자승평균검출기(15)의 연산값을 각각 나타낸다. 이들 도면에서 제로크로스샘플러(62)를 사용하나 사용하지 않으나 동일한 결과가 얻어짐을 이해할 수 있다.

다음에 이 △ø(t)법으로 사이클·투·사이클지터(J_cc)를 측정하는 장치구성을 도 91을 참조하여 설명한다. 사이클·투·사이클지터(J_cc)는 인접한 클록사이클의 지터변동, 즉 제 (N-1)기간에 대한 제 N기간의 변동이다. 따라서, 도 91중의 차분회로(64)에서 얻은 제 (N-1)기간의 피크지터(J_PP(_N-1))(제로크로스간의 상대적 요동)을 다음에 얻은 제 N기간의 피크지터(J_PP(_N))에서 차분회로(72)에 의해 뺀 값(J_PP(N)-J_PP(N-1))을 순차 구하면 사이클·투·사이클지터(J_cc)가 구해진다. 즉 차분회로(72)는 차분회로(64)의 출력에 대하여 차분파형을 계산하여 제 2 차분위상잡음파형으로서 검출기(14,15)에 공급된다. J_CC의 측정결과의 예를 도 92에 표시한다. 도 82에 표시한 장치의 차분회로(64)의 출력측에 차분회로(72)를 접속하여 사이클·투·사이클지터를 측정할 수 있게 하여도 된다.

종래의 지터측정방법은 히스토그램측정에 의거하고 있으나 본 발명의 △ø(t)법에 있어서도 측정한 지터의 히스토그램을 작성할 수 있다. 종래의 타임인터벌해석신호에 의해 측정한 사인파지터의 히스토그램을 도 93에 표시한다. 수평축은 지터(J_PP)크기를 표시한다. 동일 사인파지터를 도 82에 표시한 △ø(t)법에 의한 지터측정장치에 의해 측정한 지터의 히스토그램을 히스토그램작성기(73)에 의해 구한 결과를 도 94에 표시한다. 양 도면 모두 사인파 지터의 히스토그램의 형상을 표시하고 있음이 이해된다.

또한, 도 32표시의 위상잡음 검출수단(61)에 의해 얻은 위상잡음 파형( △ø(t))의 히스토그램을 히스토그램 작성기(73)로 작성한 예를 도 95에 표시한다. 또 도 91에 표시의 △ø(t)법을 사용한 지터측정장치에 의해 사이클·투·사이클지터(J_CC)를 측정하고, 그 J_CC의 히스토그램을 히스토그램 작성기(73)에 의해 작성한 예를 도 96에 표시한다. 이같이 본 발명의 △ø(t)법을 사용한 지터측정장치에 의해 각종 지터를 측정할 수 있고, 또 이들 지터의 히스토그램을 작성할 수도 있다. 종래의 지터측정장치에 의해 구한 지터의 히스토그램에 의거한 지터 평가를 동일하게 행할 수 있다.

사인파지터만이 아니라 랜덤지터 측정에도 본 발명은 유효하다. 이것을 측정한 지터의 히스토그램을 표시함으로써 검증한다. 마이크로컴퓨터의 클록신호의 랜덤지터의 히스토그램을 종래의 타임인터벌 해석장치에 의해 측정한 결과를 도 97에 표시한다. 동일한 클록신호의 랜덤지터를 도 82에 표시한 △ø(t)법에 의한 지터측정장치를 사용하여 측정하고, 그 히스토그램을 작성한 결과를 도 98에 표시한다. 이들 도면은 모두 랜덤신호의 히스토그램을 표시하고 있음이 이해된다.

입력신호의 포락선이 변화하고, 진폭변조(AM)가 걸린 상태일 경우는 이 AM의 측대파(側帶波)와 지터에 의한 위상변조의 측대파가 구별되지 않고, 지터의 측정결과가 실제값 보다 크게 되는 수가 있다. 이같은 점에서 도 82에 있어서는 위상잡음 검출수단(61)의 입력측에 클리퍼(74)가 삽입되고, 입력신호에서 AM(진폭변조)성분을 제거하고, 지터에 대응한 PM(위상변조)성분을 남겨 위상잡음검출수단(61)에 입력할 경우이다. 클리퍼(74)에 있어서는 아날로그신호, 디지털신호 모두 입력신호의 값(크기)을 정수배(증폭)하고, 그 정수배된 신호에 대하여 예정된 제 1 역치(임계값)(V_th1)보다 큰 신호값은 제 1 역치(V_th1)와 치환되고, 예정된 제 2역치(V_th2(<V_th1))보다 작은 신호치는 제 2 역치(V_th2)와 치환하는 것이 행해진다. 이같이 하여 시간파형에 있어서 포락선 변동이 없는 일정진폭의 입력신호가 되어 정확하게 지터를 측정할 수 있다.

도 82의 실시예는 차분회로(64)에 있어서, 차분을 취하는 2개의 샘플간격(타임인터벌;T_in)과 다음에 차분을 취해야 할 2개의 시각위치(연산시각)를 결정하는 이동스텝(T_S)을 입력하여 이들의 값(T_in, T_S)에 의해 각종 차분을 취하기를 가능케한 경우이다. 도 99a는 해석신호(z_c(t))의 실수부(x_c(t))파형과, 그 근사제로크로스점(○표)을 표시한다. 이 위상잡음파형( △ø(t))을 도 99b에 표시하고, 그 근사제로크로스점의 샘플값을 ○표로 표시한다. 이 예는 △ø(t)는 정현파상으로, 즉 이상타이밍으로 부터의 편차가 정현파상으로 변화하는 사인파지터의 경우이다. 이 도면은 사인파지터의 1주기에, 34개의 △ø(t)제로크로스 샘플이 존재한다. 도 99는 이동스텝(T_S)이 17샘플점, 차분간격(T_in)이 17샘플점의 경우로, 연산시각(j)의 △ø(t)의 제로크로스샘플값( △ø(j))와, j+T_in시각의 제로크로스 샘플 △ø(j+T_in)에서 차분값( △ø(j+T_in)- △ø(j))가 연산된다. 다음에, 시각(j+T_in)의 샘플값(△ø(j+T_in))과 그 T_in후의 샘플값( △ø(j+2T_in))의 차( △ø(j+2T_in)- △ø(j+T_in))가 구해진다. 종래의 타임인터벌 해석장치 등에서는 이 예와 같이 연산시각에서 차분간격(T_in)경과후의 시각이 다음 연산시각이 되고, 즉 이동 스텝(T_S)을 T_in에 의해 작게할 수 없었다.

본 발명은 이동스텝(T_S)을 차분간격(T_in)에서 T_S<T_in으로 할 수가 있다. 즉, 도 100과 같이, 도 100a의 제로샘플시각계열에 있어서, 시각(j)에서 동작을 개시할 경우, 도 100b와 같이, 시각(j)에서 이동스텝(T_S)마다의 시각(j, j+T_S, j+2T_S,…)으로 △ø(t)의 각 샘플( △ø(j), △ø(j+T_S), △ø(j+2T_S)…)을 취출하고, 제 1샘플계열로서 버퍼메모리에 격납하고, 또, 시각(j, j+T_S, j+2T_S,…)에 대하여 차분간격(T_in)만큼 늦은 시각(j+T_in, j+T_S+T_in, j+2T_S+T_in,…)으로 도 100c와 같이 △ø(t)의 각 샘플( △ø(j+T_in), △ø(j+Ts+T_in), △ø(j+2T_S+T_in),…)을 취출하여 제 2 샘플계열을 버퍼메모리에 격납하고, 도 100d와 같이 이들 제 1샘플계열과 제 2샘플계열의 동일순번의 것에 대하여 제 2샘플계열의 샘플값에서 제 1샘플계열의 샘플값를 뺌으로서 T_S<T_in의 조건으로 차분출력을 얻을 수 있다.

도 101은 도 99에 도시된 해석신호실수부(x_c(t))의 파형과 위상잡음파형(△ø(t))과 제로크로스점이 동일하나, 연산이동스텝(T_S)을 1제로크로스점으로 하고 차분간격(T_in)은 17제로크로스점으로 한 경우의 도면이다. 이 경우는 도 101c와 같이 각 제로크로스점마다 차분간격(T_in(17 제로크로스점))에 있어서의 △ø(t)의 차분, 예를 들면 J_p(j)= △ø(j+T_in)- △ø(j)가 얻어진다.

△ø(t)의 변동을 명확하게 얻기 위해서는 T_in을 어느정도 크게할 필요가 있으나, 도 99표시의 종래방식은 T_S≥T_in이 되고, T_S도 크게되며, 동일시간(데이터량)에서 얻어지는 차분값 수가 적고, 분해능이 나쁘고 또 피크 투 피크값이나 자승평균이 정확한 값이 되지 않는다.

따라서, 도 99표시의 차분으로 얻는 피크지터(J_PP(t))는 얻어지는 차분값 수가 적고, 도 102a와 같이 되며, 그 피크투피크값은 1883ps, 자승평균값은 638ps가 되었다. 그러나 동일 조건에 대하여 도 101이 표시의 차분에 의해 얻어지는 피크 투 피크지터(J_PP(t))는 얻어지는 차분값 수가 많고 또 짧은 간격으로 얻어지기 때문에 도 102b와 같이 되고, 그 피크투피크값은 1940ps, 자승평균값은 650ps가 되며, 도 99의 종래의 경우보다 고분해능이 되어 정확한 지터값이 얻어진다.

통상의 AD변환기는 도 103a와 같이, 저역통과필터(76)에 의해 AD변환기(77)의 샘플링주파수의 2분의 1 이상의 주파수 성분을 입력신호에서 제하여 AD변환기(77)에 공급하고 있다. AD변환기(77)로는 입력신호 주파수의 2배이상의 샘플링 주파수로 아날로그 디지털 변환을 행할 필요가 있다. 그러나 본 발명장치에 있어서도 입력신호주파수 보다 낮은 주파수로 샘플링하여 디지털신호로 변환하여도 좋다. 이를 위하여는 예를 들면 도 103b와 같이 입력신호는 대역통과 또는 저역통과 필터(78)에 의해 고주파성분을 제거하고, 다이오드로 이루어지는 샘플링 브리지회로(79)에 있어서, 단자(81a,81b)간에 부여되는 입력신호의 주파수 보다 낮은 주파수로 샘플링되고, 이에 의해 정확하게 얻어진 샘플링값이 그 샘플링마다 AD변환기(81)에서 디지털 신호로 변환된다. 예를 들면 주파수가 10.025MHz의 사인신호를 20KHz로 위상변조한 신호를 사용하여 실험하였다. 이 입력신호의 주파수보다 높은 40.0MHz의 주파수로 샘플링한 샘플값 계열이 이루는 파형은 도 104a와 같이 되고, 그 스펙트럼은 도 105a와 같이 10.025MHz의 이송파성분이 큰 피크와 상,하에 측대파(변조성분)의 피크가 관찰되었다. 한편, 도 103b의 구성으로 동일실험신호를 그 이송파 주파수 보다 2자리수 작은 100kHz의 주파수로 언더샘플링한 샘플값계열은 도 104b와 같이 되었다. 이것을 도 104a중에도 ○표로 표시하였다. 이 언더샘플링의 샘플값 계열의 스펙트럼은 도 105b에 도시한 같이 25kHz의 이송파성분의 피크와 25kHz±20kHz의 변조성분(상,하의 측대파)의 각 피크가 관측되었다. 따라서, 이와같이 언더샘플링 AD변환기를 이용하여도 본 발명장치에 의해 지터를 측정할 수 있다는 것이 이해된다.

도 82, 도 88, 도 91표시의 각 실시예에 있어서, 해석신호 변환수단(11)으로는 도 40a, 도 40b, 도 67, 도 69에 도시한 여러종류를 각종의 것을 사용할 수 있다. 또, 이들에 있어 디지털신호로 변환하는 AD변환기를 사용할 경우에 한하지 않고, 그 AD변환기 대신 컴퍼레이터를 사용하여도 된다. 즉, 일반적으로는 피측정입력신호는 AD변환기에 의해 디지털신호로 변환되어, 또는, 컴퍼레이터에 의해 2치화되어 해석신호 변환수단(11)에 입력된다. 다만 도 40a 표시의 해석신호 변환수단에는 피측정입력신호가 디지털화되지 않고 입력된다. 또한 위상잡음 검출수단(61)의 입력, 즉 해석신호 변환수단(11)의 입력으로는 입력신호(피지터 측정신호)를 주파수분주기로 분주한 신호 또는 주파수 변환기로 주파수 변환한 신호라도 좋다.

상기에서는 주로 클록신호의 지터측정에 대하여 설명하였으나 통신에 사용되는 데이터신호, 텔레비젼신호와 같은 반복영상신호 등, 각종 신호의 지터측정에도 반 발명은 적용된다.

이상, 본 발명을 예시의 바람직한 실시예에 대하여 기재하였으나 본 발명의 정신 및 범위에서 일탈하지 않고 상기 실시예에 관하여 각종의 변형, 변경 및 개량이 이루어질 수 있다는 것은 이 분야의 기술자에는 분명할 것이다. 따라서, 본 발명은 도시하고, 설명한 상기 실시예에 한정되는 것은 아니고, 첨부한 특허청구범위에 의해 정해지는 본 발명 범위내에 드는 모든 그 같은 변형, 변경 및 개량을 포함 하는 것이다.

또한, 상기 문헌 c1∼c18은 하기와 같다.

발명의 개시

상기 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 1면에 있어서는 해석신호 변환수단을 사용하여 피측정 파형(x_c(t))을 복소수의 해석신호로 변환하고, 이 해석신호의 순시위상에서 리니어위상을 제거한 변동항, 즉 위상잡음파형(△ø(t))을 리니어 위상제거 수단으로 얻고, 이 위상접음파형에서 피측정 파형의 지터를 지터검출수단으로 구하는 지터측정장치가 제공된다.

본 발명의 다른 면에 있어서는 피측정파형(x_c(t))을 복소수의 해석신호로 변환하는 단계와, 이 해석신호의 순시위상에서 리니어위상을 제거한 변동항, 즉 위상잡음파형(△ø(t))을 추정하는 단계와, 그 위상잡음파형에서 지터를 구하는 단계를 포함한 지터측정방법이 제공된다.

상기 위상잡음파형에서 RMS지터를 구한다. 또 상기 위상잡음파형을 해석신호의 실수부의 제로크로스점 부근을 샘플링하고, 그 샘플위상잡음파형의 차분파형을 계산하고, 그 차분위상잡음 파형에서 피크지터를 구한다.

피측정 파형을 분주기로 분주한 후 해석신호로 변환하도록 구성하여 스케일러블한 지터측정장치 및 방법이 제공된다.

본 발명의 또 다른 면에 있어서는 피측정파형은 기준아날로그량과 컴퍼레이터로 비교되고 컴퍼레이터의 출력신호가 해석신호로 변환된다.

Claims (18)

1. 피측정신호를 복소수의 해석신호로 변환하는 해석신호 변환수단과,

   상기 해석신호의 순시위상을 구하는 순시위상측정수단과,

   상기 순시위상에서 리니어 위상을 제거하여 위상잡음 파형을 얻는 리니어 위상제거수단과,

   상기 위상잡음 파형이 공급되어서 상기 피측정신호의 지터를 구하는 지터검출수단으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 위상잡음파형을 입력으로 하고, 상기 해석신호의 실수부의 제로크로스점에 가까운 타이밍으로 상기 위상잡음파형을 샘플링하여 샘플위상잡음파형을 출력하는 제로크로스샘플러를 구비하는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 샘플위상잡음 파형을 입력하여 그 차분파형을 계산하고 제 1차분 위상잡음파형을 출력해서 상기 지터검출수단에 공급하는 제 1차분회로를 구비한 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
4. 제 2 항에 있어서, 상기 샘플위상잡음 파형을 입력하여 그 차분파형을 계산해서 제 1 차분 위상잡음파형을 출력하는 제 1 차분회로와 상기 제 1차 분위상잡음파형을 입력하여 그 차분파형을 계산하고 제 2차 분위상잡음 파형을 출력해서 상기 지터검출수단에 공급하는 제 2차분회로를 구비한 것을 특징으로하는 지터측정장치.
5. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한 항에 있어서, 상기 피측정신호를 기준아날로그량과 비교해서 2치화하여 상기 해석신호 변환수단에 공급하는 컴퍼레이터가 설치되어 있는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
6. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한 항에 있어서, 상기 해석신호변환수단은 상기 피측정신호를 대역통과필터에 공급하고 그 출력을 힐버트 변환기에 의해 힐버트변환하여 상기 해석신호의 허수부를 구하고, 상기 대역통과 필터의 출력을 상기 해석신호 실수부로 하는 수단인 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
7. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한 항에 있어서, 상기 해석신호변환수단은 상기 피측정신호를 주파수영역의 신호로 변환하는 주파수영역 변환기와,

   그 주파수영역변환기의 출력에서 음의 주파수성분을 차단함과 동시에, 상기 피측정신호의 주파수부근의 성분만을 취출하는 대역통과 처리기와,

   상기 대역통과 처리기 출력을 시간영역의 신호로 역변환하는 시간영역 변환기로 이루어지는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 피측정신호를 축적하는 버퍼메모리를 구비하고,

   상기 해석신호 변환수단은

   상기 버퍼베모리에서 피측정신호를 전회에 취출한 분과 일부 중복시키면서 순차취출하는 수단과,

   그 취출된 각부분 피측정 신호에 창함수를 승산하여 상기 주파수 영역 변환기에 공급하는 수단과,

   상기 시간영역으로 변환된 신호에 상기 창함수의 역수를 곱하여 상기 해석신호를 얻는 수단을 구비한 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
9. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 해석신호 변환수단은

   상기 피측정신호에 정현파신호를 승산하는 제 1주파수 혼합기와,

   상기 피측정신호에 상기 정현파신호와 주파수가 같은 여현파신호를 승산하는 제 2주파수 혼합기와,

   상기 제 1주파수혼합기의 출력이 공급되는 제 1저역통과 필터와,

   상기 제 2주파수혼합기의 출력이 공급되는 제 2저역통과 필터와,

   상기 제 1저역통과필터의 출력을 디지털신호로 변환하는 제 1AD변환기와,

   상기 제 2저역통과필터의 출력을 디지털신호로 변환하는 제 2AD변환기를 구비하고, 상기 제 1AD변환기의 출력신호와 상기 제 2AD변환기의 출력신호에 의해 상기 해석신호가 구성되는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
10. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 해석신호 변환수단은

    상기 피측정신호에 정현파신호를 승산하는 제 1주파수 혼합기와,

    상기 피측정신호에 상기 정현파신호와 주파수가 같은 여현파신호를 승산하는 제 2주파수 혼합기와,

    상기 제 1주파수혼합기의 출력이 공급되는 제 1저역통과 필터와,

    상기 제 2주파수혼합기의 출력이 공급되는 제 2저역통과 필터와,

    상기 제 1저역통과필터의 출력을 기준아날로그량과 비교하는 제 1컴퍼레이터와,

    상기 제 2저역통과필터의 출력을 기준아날로그량과 비교하는 제 2컴퍼레이터로 이루어지고, 상기 제 1컴퍼레이터의 출력신호와 상기 제 2컴퍼레이터의 출력신호에 의해 상기 해석신호를 구성하는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
11. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 지터검출수단은 공급된 파형의 최대값와 최소값의 차를 지터의 피크값로서 구하는 피크투피크 검출수단인 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
12. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 지터검출수단은 공급된 파형을 자승평균하여 지터의 자승평균값를 구하는 자승평균 검출수단인 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
13. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 지터검출수단은 공급된 파형의 히스토그램을 구하는 히스토그램 측정수단인 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
14. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한항에 있어서, 상기 리니어위상 제거수단은 입력된 순시위상을 연속위상으로 변환하는 연속위상 변환수단과, 그 변환된 연속위상에 대하여 리니어위상을 추정하는 리니어위상 추정수단과 그 추정된 리니어위상을 상기 연속위상에서 차감하여 상기 위상잡음파형을 얻는 수단으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
15. 제 1 항 내지 제 4 항의 어느 한 항에 있어서, 상기 피측정신호를 일정진폭의 신호로 해서 상기 해석신호변환수단에 공급하는 클리퍼를 갖는 것을 특징으로 하는 지터측정장치.
16. 피측정신호를 복소수의 해석신호로 변환하는 해석신호 변환과정과,

    상기 해석신호의 순시위상을 구하는 순시위상추정과정과,

    상기 순시위상에서 리니어위상을 제거하여 위상잡음파형을 얻는 리니어위상 제거 과정과,

    상기 위상잡음파형에서 상기 피측정신호의 지터를 구하는 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 지터측정방법.
17. 제 16 항에 있어서, 상기 해석신호 실수부의 제로크로스점에 가까운 상기 위상잡음파형을 샘플링하여 샘플위상잡음파형을 구하는 과정과,

    상기 샘플위상 잡음파형의 차분파형을 계산하여 제 1차분위상잡음파형을 구하는 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 지터측정방법.
18. 제 17 항에 있어서, 상기 제 1차분위상잡음파형의 차분파형을 계산하여 제 2차분위상잡음파형을 구하는 과정을 갖는 것을 특징으로 하는 지터측정방법.