JP2002280988A - 単一搬送波および多重搬送波受信用の受信機、移動局受信機、多重搬送波受信を行う方法、単一搬送波および多重搬送波の両方の受信を行う方法 - Google Patents
単一搬送波および多重搬送波受信用の受信機、移動局受信機、多重搬送波受信を行う方法、単一搬送波および多重搬送波の両方の受信を行う方法Info
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- JP2002280988A JP2002280988A JP2001357857A JP2001357857A JP2002280988A JP 2002280988 A JP2002280988 A JP 2002280988A JP 2001357857 A JP2001357857 A JP 2001357857A JP 2001357857 A JP2001357857 A JP 2001357857A JP 2002280988 A JP2002280988 A JP 2002280988A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
- H03D7/166—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature using two or more quadrature frequency translation stages
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
- H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/02—Channels characterised by the type of signal
- H04L5/06—Channels characterised by the type of signal the signals being represented by different frequencies
Abstract
(57)【要約】
【課題】 費用効果の高い単一搬送波および多重搬送波
の両方の受信に関する方法および装置を実現する。 【解決手段】 単一搬送波および多重搬送波受信の方法
によれば、受信ＲＦ信号を、各々低中間周波数の複数の
副搬送波と、必要な場合、０Ｈｚ付近を中心とする１つ
の副搬送波または単一搬送波とを含む同相Ｉおよび直交
Ｑチャネル信号にダウンコンバートするステップと、Ｉ
およびＱチャネルでアナログ低域通過フィルタによって
当該周波数帯域外の干渉信号を濾波するステップと、Ｉ
およびＱチャネルをそのディジタル表示に変換するステ
ップと、多重搬送波受信の場合、ディジタル領域でＩお
よびＱチャネルのディジタル表示をベースバンドに直交
ダウンミックスすることで副搬送波を分離するステップ
と、結果として得られるＩおよびＱ信号をディジタル加
算または減算するステップとが実行される。
の両方の受信に関する方法および装置を実現する。 【解決手段】 単一搬送波および多重搬送波受信の方法
によれば、受信ＲＦ信号を、各々低中間周波数の複数の
副搬送波と、必要な場合、０Ｈｚ付近を中心とする１つ
の副搬送波または単一搬送波とを含む同相Ｉおよび直交
Ｑチャネル信号にダウンコンバートするステップと、Ｉ
およびＱチャネルでアナログ低域通過フィルタによって
当該周波数帯域外の干渉信号を濾波するステップと、Ｉ
およびＱチャネルをそのディジタル表示に変換するステ
ップと、多重搬送波受信の場合、ディジタル領域でＩお
よびＱチャネルのディジタル表示をベースバンドに直交
ダウンミックスすることで副搬送波を分離するステップ
と、結果として得られるＩおよびＱ信号をディジタル加
算または減算するステップとが実行される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般に無線通信シス
テムおよび方法に関し、特に、多重搬送波周波数（多重
搬送波）の受信が可能なＲＦ受信機に関する。
テムおよび方法に関し、特に、多重搬送波周波数（多重
搬送波）の受信が可能なＲＦ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】最新の無線電気通信システムは、移動体
機器のユーザに高速パケット・データ・サービスを提供
するよう発達している。その１つの例は、移動体機器の
ユーザにインターネット・アクセスを提供する能力であ
る。この方向で急速に発達している無線システムの１つ
は、移動通信用広域システム（ＧＳＭ）として知られる
時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、特に、ＧＳＭ
＋、ＧＰＲＳ（一般パケット無線サービス）およびＥＧ
ＰＲＳ（拡張型一般パケット無線サービス）として知ら
れるＧＳＭの拡張版である。
機器のユーザに高速パケット・データ・サービスを提供
するよう発達している。その１つの例は、移動体機器の
ユーザにインターネット・アクセスを提供する能力であ
る。この方向で急速に発達している無線システムの１つ
は、移動通信用広域システム（ＧＳＭ）として知られる
時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システム、特に、ＧＳＭ
＋、ＧＰＲＳ（一般パケット無線サービス）およびＥＧ
ＰＲＳ（拡張型一般パケット無線サービス）として知ら
れるＧＳＭの拡張版である。
【０００３】こうした最新の無線通信システムが発達す
るにつれて、高速データ接続に対するユーザの要求が増
大することは必然的である。有効データ転送速度を増大
する特に魅力的な技術の１つは、無線ネットワークの多
重搬送波送信能力を、移動局とも呼ばれる無線機器の対
応する多重搬送波受信能力と共に提供することである。
この種のシステムでは、各搬送波は別個のデータ・スト
リーム、または単一のデータ・ストリームの種々の部分
を運搬し、それによって移動局が受信する総合データ転
送速度を有効に増大する。本発明の目的では、移動局と
は、手持ち式または車載式セルラー電話、パーソナル・
コミュニケータ、無線通信能力を有する装置であるパー
ソナル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ）、無線通
信能力を伴うパーソナル・コンピュータ（ＰＣ）、およ
び無線通信能力を有する他の種類の装置である。
るにつれて、高速データ接続に対するユーザの要求が増
大することは必然的である。有効データ転送速度を増大
する特に魅力的な技術の１つは、無線ネットワークの多
重搬送波送信能力を、移動局とも呼ばれる無線機器の対
応する多重搬送波受信能力と共に提供することである。
この種のシステムでは、各搬送波は別個のデータ・スト
リーム、または単一のデータ・ストリームの種々の部分
を運搬し、それによって移動局が受信する総合データ転
送速度を有効に増大する。本発明の目的では、移動局と
は、手持ち式または車載式セルラー電話、パーソナル・
コミュニケータ、無線通信能力を有する装置であるパー
ソナル・ディジタル・アシスタント（ＰＤＡ）、無線通
信能力を伴うパーソナル・コンピュータ（ＰＣ）、およ
び無線通信能力を有する他の種類の装置である。
【０００４】移動局において多重搬送波受信能力を実現
する際の重要な考慮事項は、それが移動局の集積レベ
ル、費用、消費電力および複雑さに有害な影響を与えな
いということである。もう１つの考慮事項は、多重搬送
波受信能力を含めることによって、通常の単一搬送波環
境で動作する受信機の能力が損なわれないということで
ある。
する際の重要な考慮事項は、それが移動局の集積レベ
ル、費用、消費電力および複雑さに有害な影響を与えな
いということである。もう１つの考慮事項は、多重搬送
波受信能力を含めることによって、通常の単一搬送波環
境で動作する受信機の能力が損なわれないということで
ある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】現在、多重搬送波受信
能力を提供する多数のアプローチが存在する。しかし、
以下示されるように、これらのアプローチの中には最適
な解決策を提供するものは１つもない。
能力を提供する多数のアプローチが存在する。しかし、
以下示されるように、これらのアプローチの中には最適
な解決策を提供するものは１つもない。
【０００６】まず注目されるように、多数の現実的な理
由のため、直接変換受信機（ＤＣＲＸ）を使用すること
は多重搬送波受信機を実現するために好適だということ
である。ＤＣＲＸアプローチでは、受信ＲＦ搬送波は直
接ベースバンドにダウンコンバートされるので、１つか
それより多い中間周波数（ＩＦ）の生成が回避される。
ＤＣＲＸに関連して、例えば、その全体を引用によって
本出願の記載に援用する、同じ譲受人に譲受される以下
の米国特許、すなわちＰｅｔｔｅｒｉ Ａｌｉｎｉｋｕ
ｌａ他による米国特許第６，１１５，５９３号「直接変
換受信機におけるＤ．Ｃ．オフセットの除去およびスプ
リアスＡＭ抑圧」、Ｋａｒｉ Ｌｅｈｔｉｎｅｎによる
米国特許第５，９８３，０８１号「二重帯域無線通信シ
ステムの直接変換送受信機で周波数を生成する方法、デ
ィアルバンド無線通信システムの直接変換送受信機、な
らびに移動局におけるこの方法および装置の使用」、お
よび、Ｊａｒｍｏ Ｈｅｉｎｏｎｅｎによる米国特許第
５，８９６，５６２号「２つの周波数帯域でＲＦ信号を
送信および受信する送信機／受信機」を参照されたい。
由のため、直接変換受信機（ＤＣＲＸ）を使用すること
は多重搬送波受信機を実現するために好適だということ
である。ＤＣＲＸアプローチでは、受信ＲＦ搬送波は直
接ベースバンドにダウンコンバートされるので、１つか
それより多い中間周波数（ＩＦ）の生成が回避される。
ＤＣＲＸに関連して、例えば、その全体を引用によって
本出願の記載に援用する、同じ譲受人に譲受される以下
の米国特許、すなわちＰｅｔｔｅｒｉ Ａｌｉｎｉｋｕ
ｌａ他による米国特許第６，１１５，５９３号「直接変
換受信機におけるＤ．Ｃ．オフセットの除去およびスプ
リアスＡＭ抑圧」、Ｋａｒｉ Ｌｅｈｔｉｎｅｎによる
米国特許第５，９８３，０８１号「二重帯域無線通信シ
ステムの直接変換送受信機で周波数を生成する方法、デ
ィアルバンド無線通信システムの直接変換送受信機、な
らびに移動局におけるこの方法および装置の使用」、お
よび、Ｊａｒｍｏ Ｈｅｉｎｏｎｅｎによる米国特許第
５，８９６，５６２号「２つの周波数帯域でＲＦ信号を
送信および受信する送信機／受信機」を参照されたい。
【０００７】第１の可能な多重搬送波受信技術はアナロ
グ・ダウンコンバートと呼ばれる。このシステムでは、
各搬送波について、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）ミキサ
からアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）へのＤＣＲ
Ｘチェーンが提供される。しかし、このアプローチを使
用すると必要な消費電力および回路部分のかなりの増大
が必須であり、同時に感度が犠牲になることもある。さ
らに、多数のＤＣＲＸのために必要な周波数シンセサイ
ザは周波数平面上で互いにごく近接して動作する必要が
あるので、干渉作用が発生しかねない。
グ・ダウンコンバートと呼ばれる。このシステムでは、
各搬送波について、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）ミキサ
からアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）へのＤＣＲ
Ｘチェーンが提供される。しかし、このアプローチを使
用すると必要な消費電力および回路部分のかなりの増大
が必須であり、同時に感度が犠牲になることもある。さ
らに、多数のＤＣＲＸのために必要な周波数シンセサイ
ザは周波数平面上で互いにごく近接して動作する必要が
あるので、干渉作用が発生しかねない。
【０００８】別の技術は、ＡＤＣの後で行われる単一ア
ナログ・ミキサおよびＩＱ混合と組み合わせて広帯域Ｒ
Ｆ受信フィルタを使用することである。広帯域フィルタ
は関心のある副搬送波周波数グループまたは「束（ｂｕ
ｎｃｈ）」の外側の交代チャネルおよび帯域内ブロッカ
に対する除去を提供することが予想される。したがっ
て、これらの信号の減衰はＡＤＣの動的要求を越えるも
のであってはならない。これは、（広帯域フィルタが同
調可能でないならば）多くの高次で非常に高いＱのフィ
ルタが必要になることを意味する。イメージ除去ミキサ
を使用することは干渉チャネルを除去するある程度の助
けになるが、このアプローチは少なくとも費用効果的な
実現という観点からは非現実的である。
ナログ・ミキサおよびＩＱ混合と組み合わせて広帯域Ｒ
Ｆ受信フィルタを使用することである。広帯域フィルタ
は関心のある副搬送波周波数グループまたは「束（ｂｕ
ｎｃｈ）」の外側の交代チャネルおよび帯域内ブロッカ
に対する除去を提供することが予想される。したがっ
て、これらの信号の減衰はＡＤＣの動的要求を越えるも
のであってはならない。これは、（広帯域フィルタが同
調可能でないならば）多くの高次で非常に高いＱのフィ
ルタが必要になることを意味する。イメージ除去ミキサ
を使用することは干渉チャネルを除去するある程度の助
けになるが、このアプローチは少なくとも費用効果的な
実現という観点からは非現実的である。
【０００９】多重搬送波受信機を実現する別のアプロー
チは（実数フィルタでなく）複素アナログ広帯域フィル
タと、ＡＤＣの後の最終ＩＱ検出とによるアナログＩＱ
ミキサ対を利用する。しかし、受信機のアナログ側での
ＩＱ不平衡のためイメージ除去は約３０ｄＢに制限され
ることが示されるが、この場合その約２倍のイメージ除
去が必要である。このアプローチに関してはさらに米国
特許第４，９１４，４０８号を参照されたい。
チは（実数フィルタでなく）複素アナログ広帯域フィル
タと、ＡＤＣの後の最終ＩＱ検出とによるアナログＩＱ
ミキサ対を利用する。しかし、受信機のアナログ側での
ＩＱ不平衡のためイメージ除去は約３０ｄＢに制限され
ることが示されるが、この場合その約２倍のイメージ除
去が必要である。このアプローチに関してはさらに米国
特許第４，９１４，４０８号を参照されたい。
【００１０】多重搬送波受信機を実現するまた別のアプ
ローチはＡＤＣの後のＩＱ検出と組み合わせて（複素フ
ィルタでなく）実数アナログ広帯域（帯域通過）フィル
タとディジタル・イメージ除去とによるアナログＩＱミ
キサ対を利用するものである。この場合、ＩＱミキサ対
が副搬送波束をＩＦに混合した後、ＩおよびＱチャネル
のアナログ・フィルタが使用され、副搬送波とそのイメ
ージを他の干渉信号から分離する。しかし、このアプロ
ーチでは、ＡＤＣのダイナミック要求が厳密すぎて費用
効果的な実現を提供することができない。
ローチはＡＤＣの後のＩＱ検出と組み合わせて（複素フ
ィルタでなく）実数アナログ広帯域（帯域通過）フィル
タとディジタル・イメージ除去とによるアナログＩＱミ
キサ対を利用するものである。この場合、ＩＱミキサ対
が副搬送波束をＩＦに混合した後、ＩおよびＱチャネル
のアナログ・フィルタが使用され、副搬送波とそのイメ
ージを他の干渉信号から分離する。しかし、このアプロ
ーチでは、ＡＤＣのダイナミック要求が厳密すぎて費用
効果的な実現を提供することができない。
【００１１】様々な関連従来技術は、Ｒ．Ｍａｉｘｎｅ
ｒ他による米国特許第４，２４１，４５１号「単側波帯
信号復調器」、Ｌ．Ｋａｈｎによる米国特許第４，２２
０，８１８号「ＡＭステレオ送信機」、Ｊ．Ｈａａｒｔ
ｓｅｎによる米国特許第６，０８１，６９７号「多重搬
送波無線システムおよび無線送受信機の実現」Ｒ．Ｂｏ
ｅｈｎｉｋｅ他による第ＥＰ９３８２０８Ａ１号「既存
ＧＳＭシステムと互換の多重搬送波伝送」、およびＪ．
Ｊａｍｅｓによる第ＥＰ７１５４０３Ａ１号「衛星同調
器段」に見られる。
ｒ他による米国特許第４，２４１，４５１号「単側波帯
信号復調器」、Ｌ．Ｋａｈｎによる米国特許第４，２２
０，８１８号「ＡＭステレオ送信機」、Ｊ．Ｈａａｒｔ
ｓｅｎによる米国特許第６，０８１，６９７号「多重搬
送波無線システムおよび無線送受信機の実現」Ｒ．Ｂｏ
ｅｈｎｉｋｅ他による第ＥＰ９３８２０８Ａ１号「既存
ＧＳＭシステムと互換の多重搬送波伝送」、およびＪ．
Ｊａｍｅｓによる第ＥＰ７１５４０３Ａ１号「衛星同調
器段」に見られる。
【００１２】念頭に置かなければならない点は、これら
従来のアプローチはどれも、単一搬送波受信機アーキテ
クチャとの高い相乗効果を提供する望ましい特性を示さ
ないということである。音声動作モードでは、ＧＳＭ受
信機の大部分はＤＣＲＸモードであり、多重搬送波受信
（データ・モード）との切り換えはできる限り簡単でな
ければならないため、これは重要な考慮事項である。
従来のアプローチはどれも、単一搬送波受信機アーキテ
クチャとの高い相乗効果を提供する望ましい特性を示さ
ないということである。音声動作モードでは、ＧＳＭ受
信機の大部分はＤＣＲＸモードであり、多重搬送波受信
（データ・モード）との切り換えはできる限り簡単でな
ければならないため、これは重要な考慮事項である。
【００１３】したがって、上記および他の問題を克服す
る多重搬送波受信機を提供するという満たされていない
ニーズが存在していることがわかる。
る多重搬送波受信機を提供するという満たされていない
ニーズが存在していることがわかる。
【００１４】本発明の第１の目的および利点は、改良型
多重搬送波受信機を提供することである。
多重搬送波受信機を提供することである。
【００１５】本発明のさらなる目的および利点は、上記
および他の問題を克服し、費用効果的に実現され、かつ
単一搬送波受信環境でのＤＣＲＸの使用で相乗効果を有
することになる、移動局で使用する改良型多重搬送波受
信機を提供することである。
および他の問題を克服し、費用効果的に実現され、かつ
単一搬送波受信環境でのＤＣＲＸの使用で相乗効果を有
することになる、移動局で使用する改良型多重搬送波受
信機を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の実施形態による
方法および装置によって、上記および他の問題は克服さ
れ、上記の目的および利点が実現される。
方法および装置によって、上記および他の問題は克服さ
れ、上記の目的および利点が実現される。
【００１７】多重搬送波受信の方法によれば、各々低中
間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波と、必要な場合、
０Ｈｚ付近を中心とする１つの副搬送波または単一搬送
波と、を含む同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネル信号
に、受信ＲＦ信号をダウンコンバートするステップと、
ＩおよびＱチャネルでアナログ低域通過フィルタによっ
て関心のある周波数帯域外の干渉信号を濾波するステッ
プと、ＩおよびＱチャネルをそのディジタル表示に変換
するステップと、多重搬送波受信の場合、ディジタル領
域でＩおよびＱチャネルのディジタル表示をベースバン
ドに直交ダウンミックスすることによって互いのイメー
ジである副搬送波を分離するステップと、多重搬送波の
うち望ましいものを含む上側波帯および下側波帯の一方
または両方を得るために、結果として得られるＩおよび
Ｑ信号をディジタル加算または減算するステップとが実
行される。
間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波と、必要な場合、
０Ｈｚ付近を中心とする１つの副搬送波または単一搬送
波と、を含む同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャネル信号
に、受信ＲＦ信号をダウンコンバートするステップと、
ＩおよびＱチャネルでアナログ低域通過フィルタによっ
て関心のある周波数帯域外の干渉信号を濾波するステッ
プと、ＩおよびＱチャネルをそのディジタル表示に変換
するステップと、多重搬送波受信の場合、ディジタル領
域でＩおよびＱチャネルのディジタル表示をベースバン
ドに直交ダウンミックスすることによって互いのイメー
ジである副搬送波を分離するステップと、多重搬送波の
うち望ましいものを含む上側波帯および下側波帯の一方
または両方を得るために、結果として得られるＩおよび
Ｑ信号をディジタル加算または減算するステップとが実
行される。
【００１８】対称型多重搬送波受信の場合、ダウンコン
バートするステップには、局部発振器を副搬送波のグル
ープの中心周波数に同調するステップが含まれるが、非
対称型多重搬送波受信の場合、ダウンコンバートするス
テップには、局部発振器を一番真ん中の副搬送波とその
干渉隣接チャネルとの間に同調するステップが含まれ
る。
バートするステップには、局部発振器を副搬送波のグル
ープの中心周波数に同調するステップが含まれるが、非
対称型多重搬送波受信の場合、ダウンコンバートするス
テップには、局部発振器を一番真ん中の副搬送波とその
干渉隣接チャネルとの間に同調するステップが含まれ
る。
【００１９】多重搬送波動作の場合、広帯域アナログ低
域通過フィルタは、帯域幅が個々の副搬送波の帯域幅に
よって設定されるとともに中心周波数が固定式もしくは
同調可能である狭帯域フィルタによって置換される。
域通過フィルタは、帯域幅が個々の副搬送波の帯域幅に
よって設定されるとともに中心周波数が固定式もしくは
同調可能である狭帯域フィルタによって置換される。
【００２０】単一搬送波受信の場合、受信機は直接変換
または低ＩＦモードのいずれかで動作し、多重搬送波受
信から単一搬送波受信への変更は、アナログ・ベースバ
ンド・フィルタ帯域幅を単一搬送波帯域幅のアカウント
に同調するステップと、アナログ・ディジタル変換器の
帯域幅とダイナミックレンジとを単一搬送波受信用に調
整するステップとを実行し、その際ディジタル直交ダウ
ンミックスおよびディジタル加算器は再設定または非活
性化される。
または低ＩＦモードのいずれかで動作し、多重搬送波受
信から単一搬送波受信への変更は、アナログ・ベースバ
ンド・フィルタ帯域幅を単一搬送波帯域幅のアカウント
に同調するステップと、アナログ・ディジタル変換器の
帯域幅とダイナミックレンジとを単一搬送波受信用に調
整するステップとを実行し、その際ディジタル直交ダウ
ンミックスおよびディジタル加算器は再設定または非活
性化される。
【００２１】単一搬送波受信の場合、受信機はＩＦモー
ドで動作し、その際単一搬送波から多重搬送波受信への
変更は、ＩＦフィルタをバイパスするステップと、アナ
ログ・ベースバンド・フィルタ帯域幅を多重搬送波信号
帯域幅のアカウントに同調するステップと、アナログ・
ディジタル変換器の帯域幅とダイナミックレンジとを多
重搬送波受信用に調整するステップとを実行し、その際
ディジタル直交ダウンミックスおよびディジタル加算器
は活性化される。
ドで動作し、その際単一搬送波から多重搬送波受信への
変更は、ＩＦフィルタをバイパスするステップと、アナ
ログ・ベースバンド・フィルタ帯域幅を多重搬送波信号
帯域幅のアカウントに同調するステップと、アナログ・
ディジタル変換器の帯域幅とダイナミックレンジとを多
重搬送波受信用に調整するステップとを実行し、その際
ディジタル直交ダウンミックスおよびディジタル加算器
は活性化される。
【００２２】アナログ・ディジタル変換の後、Ｉおよび
Ｑチャネルの間の振幅および位相の不平衡は補償され、
不要な側波帯の抑圧が最大化される。
Ｑチャネルの間の振幅および位相の不平衡は補償され、
不要な側波帯の抑圧が最大化される。
【００２３】多重搬送波受信の場合、アナログ回路中の
受信機の利得は全ての副搬送波の電力に基づいて調整さ
れるか、または、副搬送波の間隔が十分に小さい場合、
副搬送波パワーの電力に基づく。
受信機の利得は全ての副搬送波の電力に基づいて調整さ
れるか、または、副搬送波の間隔が十分に小さい場合、
副搬送波パワーの電力に基づく。
【００２４】これらの教示によれば、ディジタル・フィ
ルタは各副搬送波について最終的な選択度を提供する。
ルタは各副搬送波について最終的な選択度を提供する。
【００２５】アナログ領域における選択的濾波は副搬送
波束全体に及ぶような十分な広帯域幅の低域通過濾波に
よって実現されるか、また代替的には、各副搬送波は固
有の関連狭帯域フィルタを有し、低域通過フィルタの場
合と比較してアナログ・ディジタル変換機能の動的要求
を緩和する。
波束全体に及ぶような十分な広帯域幅の低域通過濾波に
よって実現されるか、また代替的には、各副搬送波は固
有の関連狭帯域フィルタを有し、低域通過フィルタの場
合と比較してアナログ・ディジタル変換機能の動的要求
を緩和する。
【００２６】開示される多重搬送波受信の方法および装
置は従来の単一搬送波ＤＣＲＸアプローチと極めて高い
相乗効果を有する。
置は従来の単一搬送波ＤＣＲＸアプローチと極めて高い
相乗効果を有する。
【００２７】本発明の上記に記載および他の特徴は、添
付の図面を参照して以下の本発明の詳細な説明を読めば
さらに明らかになるだろう。
付の図面を参照して以下の本発明の詳細な説明を読めば
さらに明らかになるだろう。
【００２８】
【発明の実施の形態】まず図１を参照すると、本発明の
実施に適した無線通信システム５の実施形態の単純化さ
れたブロック図が例示される。無線通信システム５には
少なくとも１つの移動局（ＭＳ）１００が含まれる。図
１はまた、例えば、公衆パケット・データ・ネットワー
クすなわちＰＤＮのような電気通信ネットワークに接続
するＧＰＲＳサポート・ノード（ＧＳＮ）３０と、少な
くとも１つの基地局コントローラ（ＢＳＣ）４０と、所
定のエア・インタフェース標準により物理および論理両
方のチャネルで順方向またはダウンリンク方向の移動局
１００に送信する複数の基地局送受信局（ＢＴＳ）５０
と、を有するネットワーク・オペレータの例を示す。移
動局１００からネットワーク・オペレータへの逆または
アップリンク通信経路も存在し、移動局から送出される
アクセス要求およびトラフィックを伝達する。本発明の
目的では、ＢＴＳ５０は多重搬送波伝送能力を有すると
想定される。
実施に適した無線通信システム５の実施形態の単純化さ
れたブロック図が例示される。無線通信システム５には
少なくとも１つの移動局（ＭＳ）１００が含まれる。図
１はまた、例えば、公衆パケット・データ・ネットワー
クすなわちＰＤＮのような電気通信ネットワークに接続
するＧＰＲＳサポート・ノード（ＧＳＮ）３０と、少な
くとも１つの基地局コントローラ（ＢＳＣ）４０と、所
定のエア・インタフェース標準により物理および論理両
方のチャネルで順方向またはダウンリンク方向の移動局
１００に送信する複数の基地局送受信局（ＢＴＳ）５０
と、を有するネットワーク・オペレータの例を示す。移
動局１００からネットワーク・オペレータへの逆または
アップリンク通信経路も存在し、移動局から送出される
アクセス要求およびトラフィックを伝達する。本発明の
目的では、ＢＴＳ５０は多重搬送波伝送能力を有すると
想定される。
【００２９】これらの教示の好適だが非制限的な実施形
態では、エア・インタフェース標準は、インターネット
７０のアクセスおよびウェブページのダウンロードを可
能にするデータ伝送のような、移動局１００への多重搬
送波データ伝送を行うことのできる任意の標準に準拠す
る。本発明のここでの好適な実施形態では、エア・イン
タフェース標準は、ＧＳＭまたは拡張型ＧＳＭプロトコ
ルおよびエア・インタフェースをサポートする時分割多
元接続（ＴＤＭＡ）エア・インタフェースであるが、こ
れらの教示はＴＤＭＡまたはＧＳＭまたはＧＳＭ関連無
線システムに制限することを意図するものではない。
態では、エア・インタフェース標準は、インターネット
７０のアクセスおよびウェブページのダウンロードを可
能にするデータ伝送のような、移動局１００への多重搬
送波データ伝送を行うことのできる任意の標準に準拠す
る。本発明のここでの好適な実施形態では、エア・イン
タフェース標準は、ＧＳＭまたは拡張型ＧＳＭプロトコ
ルおよびエア・インタフェースをサポートする時分割多
元接続（ＴＤＭＡ）エア・インタフェースであるが、こ
れらの教示はＴＤＭＡまたはＧＳＭまたはＧＳＭ関連無
線システムに制限することを意図するものではない。
【００３０】ネットワーク・オペレータにはまた、移動
局１００のためメッセージを受信および転送する適切な
種類のメッセージ・センター（ＭＣ）６０が含まれるこ
とがある。他の種類のメッセージ・サービスには補助デ
ータ・サービスおよび、現在開発中でありマルチメディ
ア・メッセージング・サービス（ＭＭＳ）として知られ
るものが含まれるが、そこでは画像メッセージ、ビデオ
・メッセージ、音声メッセージ、テキスト・メッセー
ジ、実行ファイル等、およびそれらの組み合わせが、ネ
ットワークと移動局１００との間で転送できる。
局１００のためメッセージを受信および転送する適切な
種類のメッセージ・センター（ＭＣ）６０が含まれるこ
とがある。他の種類のメッセージ・サービスには補助デ
ータ・サービスおよび、現在開発中でありマルチメディ
ア・メッセージング・サービス（ＭＭＳ）として知られ
るものが含まれるが、そこでは画像メッセージ、ビデオ
・メッセージ、音声メッセージ、テキスト・メッセー
ジ、実行ファイル等、およびそれらの組み合わせが、ネ
ットワークと移動局１００との間で転送できる。
【００３１】移動局１００には通常、ディスプレイ１４
０の入力に結合される出力と、キーボードまたはキーパ
ッド１６０の出力に結合される入力とを有するマイクロ
コントロール・ユニット（ＭＣＵ）１２０が含まれる。
移動局１００は、セルラー電話またはパーソナル・コミ
ュニケータといった手持ち式無線電話のことがある。移
動局１００はまた、使用中別の装置に接続されるカード
またはモジュールに収容されることもある。例えば、移
動局１００は、使用中ラップトップまたはノート型コン
ピュータ、またさらにはユーザが着用可能なコンピュー
タ内といった携帯型データ・プロセッサ内に設置される
ＰＣＭＣＩＡまたは同様の種類のカードまたはモジュー
ル内に収容されることもある。
０の入力に結合される出力と、キーボードまたはキーパ
ッド１６０の出力に結合される入力とを有するマイクロ
コントロール・ユニット（ＭＣＵ）１２０が含まれる。
移動局１００は、セルラー電話またはパーソナル・コミ
ュニケータといった手持ち式無線電話のことがある。移
動局１００はまた、使用中別の装置に接続されるカード
またはモジュールに収容されることもある。例えば、移
動局１００は、使用中ラップトップまたはノート型コン
ピュータ、またさらにはユーザが着用可能なコンピュー
タ内といった携帯型データ・プロセッサ内に設置される
ＰＣＭＣＩＡまたは同様の種類のカードまたはモジュー
ル内に収容されることもある。
【００３２】ＭＣＵ１２０は、オペレーティング・プロ
グラムを格納する読出し専用メモリ（ＲＯＭ）と、必要
なデータ、スクラッチパッド・メモリ、受信パケット・
データ、送信パケット・データ等を一時的に格納するラ
ンダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）とを含むいくつかの
種類のメモリ１３０を含んでいるか、またはそれらいく
つかのタイプに結合されていると想定される。同様に、
別個の取り外し式ＳＩＭ（図示せず）が提供されること
もあるが、このＳＩＭは、例えば、好適な公衆陸上移動
ネットワーク（ＰＬＭＮ）リストおよび他の加入者関連
情報を格納する。ＲＯＭは、本発明の目的では、少なく
とも本出願の教示により多重搬送波アプローチを使用す
るデータの受信を実現し、かつディスプレイ１４０およ
びキーパッド１６０を介したユーザとの適切なユーザ・
インタフェース（ＵＩ）を提供するために必要なソフト
ウェア・ルーチン、レイヤおよびプロトコルをＭＣＵ１
２０が実行できるようにするプログラムを格納するもの
と想定される。図示されていないが、通常マイクロホン
およびスピーカが提供されるので、ユーザは従来の方法
で音声呼を伝えることができる。
グラムを格納する読出し専用メモリ（ＲＯＭ）と、必要
なデータ、スクラッチパッド・メモリ、受信パケット・
データ、送信パケット・データ等を一時的に格納するラ
ンダムアクセス・メモリ（ＲＡＭ）とを含むいくつかの
種類のメモリ１３０を含んでいるか、またはそれらいく
つかのタイプに結合されていると想定される。同様に、
別個の取り外し式ＳＩＭ（図示せず）が提供されること
もあるが、このＳＩＭは、例えば、好適な公衆陸上移動
ネットワーク（ＰＬＭＮ）リストおよび他の加入者関連
情報を格納する。ＲＯＭは、本発明の目的では、少なく
とも本出願の教示により多重搬送波アプローチを使用す
るデータの受信を実現し、かつディスプレイ１４０およ
びキーパッド１６０を介したユーザとの適切なユーザ・
インタフェース（ＵＩ）を提供するために必要なソフト
ウェア・ルーチン、レイヤおよびプロトコルをＭＣＵ１
２０が実行できるようにするプログラムを格納するもの
と想定される。図示されていないが、通常マイクロホン
およびスピーカが提供されるので、ユーザは従来の方法
で音声呼を伝えることができる。
【００３３】また、移動局１００はディジタル・シグナ
ル・プロセッサ（ＤＳＰ）１８０または同等の高速プロ
セッサまたは論理回路と、ネットワーク・オペレータと
の通信のためアンテナ２４０に結合される送信機２００
および受信機２２０を含む無線送受信機と、を含む無線
セクションを収容している。周波数シンセサイザのよう
な少なくとも１つの局部発振器（ＬＯ）２６０が提供さ
れ、送受信機を同調する。パケット・データのようなデ
ータがアンテナ２４０を通じて送信および受信される。
ル・プロセッサ（ＤＳＰ）１８０または同等の高速プロ
セッサまたは論理回路と、ネットワーク・オペレータと
の通信のためアンテナ２４０に結合される送信機２００
および受信機２２０を含む無線送受信機と、を含む無線
セクションを収容している。周波数シンセサイザのよう
な少なくとも１つの局部発振器（ＬＯ）２６０が提供さ
れ、送受信機を同調する。パケット・データのようなデ
ータがアンテナ２４０を通じて送信および受信される。
【００３４】以下の議論は特に、本出願ではＤＣＲＸ受
信機であると想定される受信機２２０と、これらの教示
によるＤＣＲＸ多重搬送波受信機のここでの好適な実施
形態を実現するＤＳＰ１８０の動作とに関する。
信機であると想定される受信機２２０と、これらの教示
によるＤＣＲＸ多重搬送波受信機のここでの好適な実施
形態を実現するＤＳＰ１８０の動作とに関する。
【００３５】本発明の教示はＤＣＲＸと低中間周波数
（低ＩＦ）受信機無線アーキテクチャとの組み合わせに
関し、そこではある副搬送波のＩＦは周波数平面中の副
搬送波の分離によって定義される。低ＩＦの場合、ＩＦ
は０でなく、別個のアナログＩＦフィルタを必要としな
い値であると想定される。副搬送波束全体の観点から、
受信機は従来のＤＣＲＸとして動作し、約０Ｈｚ（ゼロ
ヘルツ）の副搬送波のグループを混合する。実際には、
奇数の副搬送波が存在する場合、受信機は（対称型の場
合）一番真ん中の副搬送波に対してＤＣＲＸとして動作
する。
（低ＩＦ）受信機無線アーキテクチャとの組み合わせに
関し、そこではある副搬送波のＩＦは周波数平面中の副
搬送波の分離によって定義される。低ＩＦの場合、ＩＦ
は０でなく、別個のアナログＩＦフィルタを必要としな
い値であると想定される。副搬送波束全体の観点から、
受信機は従来のＤＣＲＸとして動作し、約０Ｈｚ（ゼロ
ヘルツ）の副搬送波のグループを混合する。実際には、
奇数の副搬送波が存在する場合、受信機は（対称型の場
合）一番真ん中の副搬送波に対してＤＣＲＸとして動作
する。
【００３６】本発明の教示は、周波数領域中での多重搬
送波の位置、または多重搬送波の数に対して何らかの要
求を課すことはない。その結果、これらの教示は非対称
型および対称型両方の動作をサポートする。これらの教
示の重要な態様は、最小の修正ならびに電流消費および
費用効果の点で最適な性能をもって、単一搬送波ＤＣＲ
Ｘを多重搬送波受信用に設定することである。
送波の位置、または多重搬送波の数に対して何らかの要
求を課すことはない。その結果、これらの教示は非対称
型および対称型両方の動作をサポートする。これらの教
示の重要な態様は、最小の修正ならびに電流消費および
費用効果の点で最適な性能をもって、単一搬送波ＤＣＲ
Ｘを多重搬送波受信用に設定することである。
【００３７】対称型動作では、局部発振器２６０は（周
波数の）副搬送波グループまたは「束」の中心周波数に
同調され、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）の信号がＩＱミ
キサで生成される。その結果、副搬送波は低ＩＦで、互
いのイメージの役目を果たす。互いのイメージである副
搬送波の分離は、ディジタル領域でベースバンドに直交
ダウンミックスし、望ましい上側波帯もしくは下側波帯
を得るためにＩおよびＱ信号を加算もしくは減算するこ
とによって達成される。対称型の場合、加算演算子の適
切な選択によって、低ＩＦ信号の上および下両方の側波
帯が検出される。実際の多重搬送波の配置に応じて、Ａ
ＤＣのダイナミックレンジ要求を緩和するため、ＡＤＣ
の前に低ＩＦで同調可能な中心周波数を有する帯域通過
フィルタが必要になることがある。しかし、ここでの好
適な動作モードは、アナログ・ディジタル変換機能の前
に単一の低域通過フィルタを提供することである。これ
は、副搬送波間に強い干渉信号が存在しない場合、およ
び、周波数平面中に副搬送波が対称的に配置されている
場合に可能である。対称型動作で副搬送波が奇数の場
合、真ん中の搬送波は（アナログ回路で）直接ベースバ
ンドにダウンコンバートされる。
波数の）副搬送波グループまたは「束」の中心周波数に
同調され、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）の信号がＩＱミ
キサで生成される。その結果、副搬送波は低ＩＦで、互
いのイメージの役目を果たす。互いのイメージである副
搬送波の分離は、ディジタル領域でベースバンドに直交
ダウンミックスし、望ましい上側波帯もしくは下側波帯
を得るためにＩおよびＱ信号を加算もしくは減算するこ
とによって達成される。対称型の場合、加算演算子の適
切な選択によって、低ＩＦ信号の上および下両方の側波
帯が検出される。実際の多重搬送波の配置に応じて、Ａ
ＤＣのダイナミックレンジ要求を緩和するため、ＡＤＣ
の前に低ＩＦで同調可能な中心周波数を有する帯域通過
フィルタが必要になることがある。しかし、ここでの好
適な動作モードは、アナログ・ディジタル変換機能の前
に単一の低域通過フィルタを提供することである。これ
は、副搬送波間に強い干渉信号が存在しない場合、およ
び、周波数平面中に副搬送波が対称的に配置されている
場合に可能である。対称型動作で副搬送波が奇数の場
合、真ん中の搬送波は（アナログ回路で）直接ベースバ
ンドにダウンコンバートされる。
【００３８】非対称型動作では、受信機ＬＯ２６０は副
搬送波束の中心周波数に同調されるのではなく、その代
わり、一番真ん中の副搬送波と、その副搬送波の干渉隣
接チャネルとの間に同調される。これはイメージ除去要
求を緩和するためになされる。この種の動作は、隣接チ
ャネルが望ましい信号と比較して低いレベルにあり、利
用される変調スキームが高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を
要求する場合望ましい。
搬送波束の中心周波数に同調されるのではなく、その代
わり、一番真ん中の副搬送波と、その副搬送波の干渉隣
接チャネルとの間に同調される。これはイメージ除去要
求を緩和するためになされる。この種の動作は、隣接チ
ャネルが望ましい信号と比較して低いレベルにあり、利
用される変調スキームが高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を
要求する場合望ましい。
【００３９】直交ダウンコンバートが使用される場合、
負周波数は実数側にミラーリングされない（実際にはあ
る程度ミラーリングされるが、大幅に抑圧される）。こ
の周知の概念の背後にある基本的な考え方は、Ｉおよび
Ｑ信号の間の位相関係は、望ましいすなわち必要信号
（＋９０°、すなわち正周波数）とミラー信号（−９０
°、すなわち負周波数）の間で異なっているため、これ
ら２つの信号の間の弁別が可能になる、というものであ
る。
負周波数は実数側にミラーリングされない（実際にはあ
る程度ミラーリングされるが、大幅に抑圧される）。こ
の周知の概念の背後にある基本的な考え方は、Ｉおよび
Ｑ信号の間の位相関係は、望ましいすなわち必要信号
（＋９０°、すなわち正周波数）とミラー信号（−９０
°、すなわち負周波数）の間で異なっているため、これ
ら２つの信号の間の弁別が可能になる、というものであ
る。
【００４０】副搬送波束は、直交アナログ・ミキサ対に
おいてＤＣ付近で混合される。結果として得られるダウ
ンミックス副搬送波が、搬送波分離６００ｋＨｚの例で
図２に示される（これは対称型の場合を想定してい
る）。この図に見られるように、望ましい、すなわち必
要副搬送波１および５と、望ましい副搬送波２および４
はイメージ対である。必要副搬送波３のイメージはアナ
ログＩＱ混合（ＤＣＲＸ動作）の際に抑圧される。
おいてＤＣ付近で混合される。結果として得られるダウ
ンミックス副搬送波が、搬送波分離６００ｋＨｚの例で
図２に示される（これは対称型の場合を想定してい
る）。この図に見られるように、望ましい、すなわち必
要副搬送波１および５と、望ましい副搬送波２および４
はイメージ対である。必要副搬送波３のイメージはアナ
ログＩＱ混合（ＤＣＲＸ動作）の際に抑圧される。
【００４１】図３は、イメージ除去をする受信機２２０
の回路図である。一般に、図３は、ディジタル方式でイ
メージ周波数を消去する基本的な概念を提示する。受信
機２２０は、図１に一般的に示されたように、アンテナ
２４０に結合される入力と、ＤＳＰ１８０に結合される
出力とを有する。図３の信号選択ブロック２２０Ａは、
ＤＳＰ１８０またはディジタル論理回路のいずれかによ
って実現される。図２および３を共に参照すると、必要
副搬送波２と必要副搬送波４がアンテナ２４０にある場
合、ＤＳＰ１８０の出力は必要副搬送波４のデータであ
る。加算器２２１の符号設定が別の種類である時、出力
は必要副搬送波２のデータとなる。ここでの好適な実施
形態では、受信機２２０には、ディジタル乗算器２２２
によって供給される加算器２２１を含む少なくとも１つ
の信号選択ブロック２２０Ａが含まれる。ディジタル乗
算器２２２は、ＩチャネルおよびＱチャネルのＡＤＣ
（それぞれ２２３Ａおよび２２３Ｂ）から入力を受信す
る。ＩおよびＱチャネルは、受信ＲＦ信号を分割し、分
割信号をＩチャネル・ダウンコンバータ２２４Ａおよび
Ｑチャネル・ダウンコンバータ２２４Ｂに印加すること
によって導出される。ダウンコンバータ２２４Ａおよび
２２４ＢはＬＯ２６０から移相器２２５を通じて駆動さ
れる。ダウンコンバータ・ミキサ２２４Ａおよび２２４
Ｂにはそれぞれ実数帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）または
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）として実装されるベースバ
ンド（ＢＢ）フィルタ２２６Ａおよび２２６Ｂが続く。
これはダウンコンバートおよび濾波されたＩチャネルお
よびＱチャネルの信号であり、ＡＤＣ２２３Ａおよび２
２３Ｂに印加されてディジタル領域に変換されさらに処
理される。
の回路図である。一般に、図３は、ディジタル方式でイ
メージ周波数を消去する基本的な概念を提示する。受信
機２２０は、図１に一般的に示されたように、アンテナ
２４０に結合される入力と、ＤＳＰ１８０に結合される
出力とを有する。図３の信号選択ブロック２２０Ａは、
ＤＳＰ１８０またはディジタル論理回路のいずれかによ
って実現される。図２および３を共に参照すると、必要
副搬送波２と必要副搬送波４がアンテナ２４０にある場
合、ＤＳＰ１８０の出力は必要副搬送波４のデータであ
る。加算器２２１の符号設定が別の種類である時、出力
は必要副搬送波２のデータとなる。ここでの好適な実施
形態では、受信機２２０には、ディジタル乗算器２２２
によって供給される加算器２２１を含む少なくとも１つ
の信号選択ブロック２２０Ａが含まれる。ディジタル乗
算器２２２は、ＩチャネルおよびＱチャネルのＡＤＣ
（それぞれ２２３Ａおよび２２３Ｂ）から入力を受信す
る。ＩおよびＱチャネルは、受信ＲＦ信号を分割し、分
割信号をＩチャネル・ダウンコンバータ２２４Ａおよび
Ｑチャネル・ダウンコンバータ２２４Ｂに印加すること
によって導出される。ダウンコンバータ２２４Ａおよび
２２４ＢはＬＯ２６０から移相器２２５を通じて駆動さ
れる。ダウンコンバータ・ミキサ２２４Ａおよび２２４
Ｂにはそれぞれ実数帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）または
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）として実装されるベースバ
ンド（ＢＢ）フィルタ２２６Ａおよび２２６Ｂが続く。
これはダウンコンバートおよび濾波されたＩチャネルお
よびＱチャネルの信号であり、ＡＤＣ２２３Ａおよび２
２３Ｂに印加されてディジタル領域に変換されさらに処
理される。
【００４２】一般に、負または正の周波数イメージ対に
現れるどの信号を選択すべきかという決定は、ＤＳＰ１
８０の直前に配置された１対の加算器２２１でなされ
る。図３では、加算器２２１の設定は、正周波数上の信
号が選択され負周波数上のイメージが減衰するようなも
のである。加算器２２１へのプラスおよびマイナス入力
のもう１つの設定は、上記で言及されたように、正周波
数上の信号が消去または減衰され、負周波数上の信号が
選択されるものとなる。
現れるどの信号を選択すべきかという決定は、ＤＳＰ１
８０の直前に配置された１対の加算器２２１でなされ
る。図３では、加算器２２１の設定は、正周波数上の信
号が選択され負周波数上のイメージが減衰するようなも
のである。加算器２２１へのプラスおよびマイナス入力
のもう１つの設定は、上記で言及されたように、正周波
数上の信号が消去または減衰され、負周波数上の信号が
選択されるものとなる。
【００４３】したがって、両方を得ることが簡単明瞭で
ある。例えば、必要副搬送波１および必要副搬送波５の
乗算器２２２は共通であるが加算器２２１は別であり、
その場合一方の加算器対は必要副搬送波１を選択して必
要副搬送波５を抑圧し、もう一方は必要副搬送波５を選
択して必要副搬送波１を抑圧する。
ある。例えば、必要副搬送波１および必要副搬送波５の
乗算器２２２は共通であるが加算器２２１は別であり、
その場合一方の加算器対は必要副搬送波１を選択して必
要副搬送波５を抑圧し、もう一方は必要副搬送波５を選
択して必要副搬送波１を抑圧する。
【００４４】これらの教示による受信機２２０の上記の
動作は図４に示されており、そこでは多数の信号選択ブ
ロック２２０Ａ、２２０Ｂ、２２０Ｃが提供される。副
搬送波は等しい電力であると想定されるので、イメージ
除去要求は適度なもののままである。
動作は図４に示されており、そこでは多数の信号選択ブ
ロック２２０Ａ、２２０Ｂ、２２０Ｃが提供される。副
搬送波は等しい電力であると想定されるので、イメージ
除去要求は適度なもののままである。
【００４５】信号選択ブロック２２０Ａの前にディジタ
ルＩＱ同調が存在し、イメージ除去を改善することがで
きることが注目される。これは図６に示されており、そ
の場合ディジタル論理回路２２７が、メモリ１３０から
読み出されるｘおよびｙの値を使用してＱ（もしくは
Ｉ）に対するＩ（もしくはＱ）信号の位相および振幅を
変更する。これらの値は生成物の同調段階でメモリ１３
０に格納されることがある。
ルＩＱ同調が存在し、イメージ除去を改善することがで
きることが注目される。これは図６に示されており、そ
の場合ディジタル論理回路２２７が、メモリ１３０から
読み出されるｘおよびｙの値を使用してＱ（もしくは
Ｉ）に対するＩ（もしくはＱ）信号の位相および振幅を
変更する。これらの値は生成物の同調段階でメモリ１３
０に格納されることがある。
【００４６】ＩＱ同調の目的は、アナログ回路中で発生
する位相および／または振幅の不平衡を補償し、イメー
ジ除去を改善することである。この補償は、例えば、生
成物の試験中になされ、その場合、不要側波帯のレベル
が必要側波帯と比較され、メモリから読み出されるある
同調パラメータ値を使用して測定される。その後、最も
高い不要側波帯の抑圧を示すパラメータ値が選択されて
使用され、メモリ１３０中に格納される。
する位相および／または振幅の不平衡を補償し、イメー
ジ除去を改善することである。この補償は、例えば、生
成物の試験中になされ、その場合、不要側波帯のレベル
が必要側波帯と比較され、メモリから読み出されるある
同調パラメータ値を使用して測定される。その後、最も
高い不要側波帯の抑圧を示すパラメータ値が選択されて
使用され、メモリ１３０中に格納される。
【００４７】ここで一例として、図２に示されるような
ダウンリンク多重搬送波送信がネットワークによって活
性化される（例えば、移動局１００が音声呼からデータ
呼に切り換わる）と想定する。移動局１００による多重
搬送波受信の手順は以下の通りである。
ダウンリンク多重搬送波送信がネットワークによって活
性化される（例えば、移動局１００が音声呼からデータ
呼に切り換わる）と想定する。移動局１００による多重
搬送波受信の手順は以下の通りである。
【００４８】手順： （Ａ）ベースバンド（ＢＢ）低域通過フィルタ２２６
Ａ、２２６Ｂの帯域幅が１００ｋＨｚから１．３ＭＨｚ
に増大される。副搬送波束は０Ｈｚ付近に配置されてい
るので、低域通過フィルタのコーナ周波数は約１．３Ｍ
Ｈｚであることに注意されたい。このフィルタは（複素
フィルタでなく）実数フィルタであるので、５つの副搬
送波全てに及ぶ。
Ａ、２２６Ｂの帯域幅が１００ｋＨｚから１．３ＭＨｚ
に増大される。副搬送波束は０Ｈｚ付近に配置されてい
るので、低域通過フィルタのコーナ周波数は約１．３Ｍ
Ｈｚであることに注意されたい。このフィルタは（複素
フィルタでなく）実数フィルタであるので、５つの副搬
送波全てに及ぶ。
【００４９】（Ｂ）ＩおよびＱブランチのＡＤＣ２２３
Ａ、２２３Ｂのオーバサンプリング比が１．３ＭＨｚ帯
域幅にわたって十分なダイナミックレンジを達成するよ
う増大される。また使用されるＡＤＣのトポロジーに応
じて、ダイナミックレンジを増大する他の技術が使用さ
れることもある。
Ａ、２２３Ｂのオーバサンプリング比が１．３ＭＨｚ帯
域幅にわたって十分なダイナミックレンジを達成するよ
う増大される。また使用されるＡＤＣのトポロジーに応
じて、ダイナミックレンジを増大する他の技術が使用さ
れることもある。
【００５０】（Ｃ）副搬送波周波数のグループもしくは
束が単一搬送波動作の周波数と異なっている場合、シン
セサイザ（ＬＯ２６０）の周波数はその真ん中の周波数
に設定される（周波数分離の異なる２つ、３つまたは４
つの副搬送波だけが存在しうることに注意されたい）。
束が単一搬送波動作の周波数と異なっている場合、シン
セサイザ（ＬＯ２６０）の周波数はその真ん中の周波数
に設定される（周波数分離の異なる２つ、３つまたは４
つの副搬送波だけが存在しうることに注意されたい）。
【００５１】（Ｄ）ＡＤＣ２２３Ａ、２２４Ｂの後の信
号経路が図４によって変更される。各イメージ対は、図
３に示されるように同じ信号選択ブロック２２０Ａ、２
２０Ｂ、２２０Ｃに進み、そこで４つの乗算器２２２が
信号をベースバンドに変換し、その後４つ（各副搬送波
当たり２つ）の加算器２２１が下または上の側波帯を選
択する。
号経路が図４によって変更される。各イメージ対は、図
３に示されるように同じ信号選択ブロック２２０Ａ、２
２０Ｂ、２２０Ｃに進み、そこで４つの乗算器２２２が
信号をベースバンドに変換し、その後４つ（各副搬送波
当たり２つ）の加算器２２１が下または上の側波帯を選
択する。
【００５２】（Ｅ）次に、例えば、ディジタル自動利得
制御（ＡＧＣ）の適用といった任意のさらなる処理がＤ
ＳＰ１８０によって提供される。
制御（ＡＧＣ）の適用といった任意のさらなる処理がＤ
ＳＰ１８０によって提供される。
【００５３】さらにＤＳＰ１８０に関連して、図３を参
照すると、ディジタル低域通過フィルタ１８２が提供さ
れ、各副搬送波について最終的な選択度を達成する。Ｄ
ＳＰ１８０はまた、多重搬送波受信で動作する際全ての
副搬送波の電力を測定するディジタル電力測定（ＰＭ）
論理回路１８４を実現することがある。この場合でも、
ディジタル利得ブロック（ＤＧＢ）１８６が提供され、
ブロック１８６から測定された電力に基づいて副搬送波
の電力を別個に調整することができる。
照すると、ディジタル低域通過フィルタ１８２が提供さ
れ、各副搬送波について最終的な選択度を達成する。Ｄ
ＳＰ１８０はまた、多重搬送波受信で動作する際全ての
副搬送波の電力を測定するディジタル電力測定（ＰＭ）
論理回路１８４を実現することがある。この場合でも、
ディジタル利得ブロック（ＤＧＢ）１８６が提供され、
ブロック１８６から測定された電力に基づいて副搬送波
の電力を別個に調整することができる。
【００５４】図７は図３の電力測定とディジタル利得制
御の態様をさらに詳細に示し、かつミキサ２２４Ａおよ
び２２４Ｂと低域通過フィルタ２２６Ａおよび２２６Ｂ
との間に挿入されるアナログＡＧＣブロック２２７を例
示する。実施形態の中には低域通過フィルタ１８２と電
力測定ブロック１８４との間にデシメーションを提供す
るのが望ましいものもあることに注意されたい。
御の態様をさらに詳細に示し、かつミキサ２２４Ａおよ
び２２４Ｂと低域通過フィルタ２２６Ａおよび２２６Ｂ
との間に挿入されるアナログＡＧＣブロック２２７を例
示する。実施形態の中には低域通過フィルタ１８２と電
力測定ブロック１８４との間にデシメーションを提供す
るのが望ましいものもあることに注意されたい。
【００５５】図８は、単一搬送波ＩＦフィルタ３００が
ある場合、それをバイパスして多重搬送波信号経路を提
供する技術を例示する。ＧＳＭ受信機はＤＣＲＸ型であ
ることが想定されるが、実装によっては、主としてＤＣ
オフセットによって経験される問題のため、ＩＦフィル
タ３００およびミキサ３０２を提供するものもあること
に注意されたい。この場合、スイッチ・ネットワーク
（ＳＷ１、ＳＷ２）が提供され単一搬送波ＩＦミキサ３
０２およびＩＦフィルタ３００をバイパスする。多重搬
送波動作が０Ｈｚ付近の副搬送波を有さない場合、多重
搬送波モードでのＤＣオフセットの問題は存在しない。
例示される回路は、ＩＱミキサ対２２４Ａ、２２４Ｂが
無効成分を含まない（すなわち、狭帯域幅を有する）限
りにおいて利用される。
ある場合、それをバイパスして多重搬送波信号経路を提
供する技術を例示する。ＧＳＭ受信機はＤＣＲＸ型であ
ることが想定されるが、実装によっては、主としてＤＣ
オフセットによって経験される問題のため、ＩＦフィル
タ３００およびミキサ３０２を提供するものもあること
に注意されたい。この場合、スイッチ・ネットワーク
（ＳＷ１、ＳＷ２）が提供され単一搬送波ＩＦミキサ３
０２およびＩＦフィルタ３００をバイパスする。多重搬
送波動作が０Ｈｚ付近の副搬送波を有さない場合、多重
搬送波モードでのＤＣオフセットの問題は存在しない。
例示される回路は、ＩＱミキサ対２２４Ａ、２２４Ｂが
無効成分を含まない（すなわち、狭帯域幅を有する）限
りにおいて利用される。
【００５６】上記で言及されたように、変調スキームの
中には高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を必要とするものが
あり、例えば、ＥＧＰＲＳの多重コード化スキーム・ク
ラス９、実際にはＭＣＳ−９として知られるものはほぼ
３０ｄＢのＳＮＲを必要とする。その結果、イメージ対
として２つの電力の等しいＭＣＳ−９副搬送波が存在す
る場合、約４５ｄＢのイメージ除去が必要になる。本発
明のここでの好適な実施形態はＩＱ同調と組み合わされ
た対称型受信を利用しているが（図６参照）、必要なイ
メージ除去が追加ＩＱ同調によって達成できない場合、
副搬送波はＡＤＣ２２３の入力で非対称型に配置され
る。これは図５に例示されているが、そこでは必要副搬
送波３のＩＦは０ｋＨｚでなく１００ｋＨｚであり、そ
の隣接チャネル（隣接チャネル３）がイメージの役目を
果たすことを意味している。これによってＭＣＳ−９の
イメージ除去の要求は約３０ｄＢに緩和される。前に言
及されたように、ｄＢ単位での同様のイメージ除去が、
必要副搬送波５の隣接チャネルのイメージである必要副
搬送波１の代替チャネルについても達成されることに注
意されたい。また、非対称型動作は、ＤＣオフセットの
問題がないといったいくつかの他の利点も提供する。
中には高い信号対雑音比（ＳＮＲ）を必要とするものが
あり、例えば、ＥＧＰＲＳの多重コード化スキーム・ク
ラス９、実際にはＭＣＳ−９として知られるものはほぼ
３０ｄＢのＳＮＲを必要とする。その結果、イメージ対
として２つの電力の等しいＭＣＳ−９副搬送波が存在す
る場合、約４５ｄＢのイメージ除去が必要になる。本発
明のここでの好適な実施形態はＩＱ同調と組み合わされ
た対称型受信を利用しているが（図６参照）、必要なイ
メージ除去が追加ＩＱ同調によって達成できない場合、
副搬送波はＡＤＣ２２３の入力で非対称型に配置され
る。これは図５に例示されているが、そこでは必要副搬
送波３のＩＦは０ｋＨｚでなく１００ｋＨｚであり、そ
の隣接チャネル（隣接チャネル３）がイメージの役目を
果たすことを意味している。これによってＭＣＳ−９の
イメージ除去の要求は約３０ｄＢに緩和される。前に言
及されたように、ｄＢ単位での同様のイメージ除去が、
必要副搬送波５の隣接チャネルのイメージである必要副
搬送波１の代替チャネルについても達成されることに注
意されたい。また、非対称型動作は、ＤＣオフセットの
問題がないといったいくつかの他の利点も提供する。
【００５７】本発明の教示を使用することは多数の利点
を提供する。例えば、イメージが必要信号と同じレベル
にある時（対称型の場合）、イメージ周波数除去要求は
適度なものである。例えば、ＥＧＰＲＳのＭＣＳ−９
は、標準の要求で、隣接チャネルが実際に必要チャネル
より低いレベルにあるような高いＳＮＲを要求する。し
たがって、イメージ除去の観点から、必要チャネルでな
くイメージとしての隣接チャネルを有することが有益で
ある。これを達成するための手順は、上記で図５に関連
して（非対称型の場合）説明された。
を提供する。例えば、イメージが必要信号と同じレベル
にある時（対称型の場合）、イメージ周波数除去要求は
適度なものである。例えば、ＥＧＰＲＳのＭＣＳ−９
は、標準の要求で、隣接チャネルが実際に必要チャネル
より低いレベルにあるような高いＳＮＲを要求する。し
たがって、イメージ除去の観点から、必要チャネルでな
くイメージとしての隣接チャネルを有することが有益で
ある。これを達成するための手順は、上記で図５に関連
して（非対称型の場合）説明された。
【００５８】さらに、これらの教示によって利用される
ディジタル実装はＩＱ不平衡の影響を受けにくい。ま
た、図６のようなＩＱ同調を使用することで、イメージ
除去を向上させることが可能になる。
ディジタル実装はＩＱ不平衡の影響を受けにくい。ま
た、図６のようなＩＱ同調を使用することで、イメージ
除去を向上させることが可能になる。
【００５９】イメージ除去機能のディジタル実装はさら
に、全てのイメージ、すなわち必要チャネルだけでなく
隣接チャネルのイメージでもあるイメージについて除去
を提供する。これは、例えばイメージ除去ミキサを使用
する場合には当てはまらない。
に、全てのイメージ、すなわち必要チャネルだけでなく
隣接チャネルのイメージでもあるイメージについて除去
を提供する。これは、例えばイメージ除去ミキサを使用
する場合には当てはまらない。
【００６０】本発明の教示は、現在指定されているＧＳ
Ｍ受信機と比較して、ＡＤＣ２２３Ａ、２２３Ｂの帯域
幅を含むベースバンド帯域幅を増大し、（ＤＳＰ１８０
のような）ディジタル回路で正しい数学的演算を利用す
ることによって実現される。
Ｍ受信機と比較して、ＡＤＣ２２３Ａ、２２３Ｂの帯域
幅を含むベースバンド帯域幅を増大し、（ＤＳＰ１８０
のような）ディジタル回路で正しい数学的演算を利用す
ることによって実現される。
【００６１】それに関連して、関心のある信号は何らか
のＩＦ付近でなくＤＣ付近に配置されるので、ＡＤＣ２
２３の帯域幅は、上記で概要を示したいくつかの他の多
重搬送波方法と比較して事実上半分になる。また、ＩＦ
が低いほど、高ダイナミックＡＤＣ実装を達成するのが
容易になる。さらに、すでに言及されたように、図６の
ＩＱ同調は信号選択ブロックの前に行われ、イメージ除
去を改善する。
のＩＦ付近でなくＤＣ付近に配置されるので、ＡＤＣ２
２３の帯域幅は、上記で概要を示したいくつかの他の多
重搬送波方法と比較して事実上半分になる。また、ＩＦ
が低いほど、高ダイナミックＡＤＣ実装を達成するのが
容易になる。さらに、すでに言及されたように、図６の
ＩＱ同調は信号選択ブロックの前に行われ、イメージ除
去を改善する。
【００６２】主として移動局１００による多重搬送波受
信の文脈で説明がなされたが、認識されるように、移動
局１００が多重搬送波送信能力を有する場合、本発明の
教示はネットワーク側（例えば、ＢＴＳ５０）でも実現
できる。
信の文脈で説明がなされたが、認識されるように、移動
局１００が多重搬送波送信能力を有する場合、本発明の
教示はネットワーク側（例えば、ＢＴＳ５０）でも実現
できる。
【００６３】すなわち、本発明は特に好適実施形態に関
連して示され説明されたが、当業者が理解するように、
本発明の範囲および精神から離れることなく形態および
細部の変更がなされることがある。
連して示され説明されたが、当業者が理解するように、
本発明の範囲および精神から離れることなく形態および
細部の変更がなされることがある。
【図１】本発明の実施に適した無線通信システムの単純
化されたブロック図である。
化されたブロック図である。
【図２】多重搬送波受信機の動作を説明する際有益であ
り、受信機ＡＤＣへの入力での対称型多重搬送波グルー
プもしくは束を示す周波数図である。
り、受信機ＡＤＣへの入力での対称型多重搬送波グルー
プもしくは束を示す周波数図である。
【図３】単一副搬送波の観点から、多重搬送波受信とイ
メージ周波数のディジタル消去とができる、図１の移動
局受信機のここでの好適な実施形態のブロック図であ
る。
メージ周波数のディジタル消去とができる、図１の移動
局受信機のここでの好適な実施形態のブロック図であ
る。
【図４】これらの教示の態様による、ＡＤＣの後の搬送
波選択論理回路を示すブロック図である。
波選択論理回路を示すブロック図である。
【図５】非対称型副搬送波選択処理を説明する際有益で
あり、受信機ＡＤＣへの入力での非対称型多重搬送波グ
ループもしくは束を示す周波数図である。
あり、受信機ＡＤＣへの入力での非対称型多重搬送波グ
ループもしくは束を示す周波数図である。
【図６】図４と同様にＡＤＣの後の搬送波選択論理回路
を示し、さらにディジタルＩおよびＱ信号の間の振幅お
よび位相の不平衡を補償するディジタル論理回路を例示
するブロック図である。
を示し、さらにディジタルＩおよびＱ信号の間の振幅お
よび位相の不平衡を補償するディジタル論理回路を例示
するブロック図である。
【図７】図３の電力測定およびディジタル利得制御の態
様をさらに詳細に示す図である。
様をさらに詳細に示す図である。
【図８】多重搬送波信号経路を提供するため単一搬送波
ＩＦフィルタをバイパスする技術を例示する図である。
ＩＦフィルタをバイパスする技術を例示する図である。
５…無線通信システム １００…移動局 １２０…マイクロコントロール・ユニット １３０…メモリ １８０…ディジタル・シグナル・プロセッサ １８２…ディジタル低域通過フィルタ １８４…ディジタル電力測定論理回路 １８６…ディジタル利得ブロック ２００…送信機 ２２０…受信機 ２２０Ａ、２２０Ｂ、２２０Ｃ…信号選択ブロック ２２１…加算器 ２２２…ディジタル乗算器 ２２３Ａ、２２３Ｂ…アナログ／ディジタル変換器 ２２４Ａ、２２４Ｂ…ダウンコンバータ・ミキサ ２２５…移相器 ２２６Ａ、２２６Ｂ…低域通過フィルタ ２４０…アンテナ ２６０…局部発振器 ３００…ＩＦフィルタ ３０２…ミキサ
フロントページの続き (72)発明者 ミッカ ハマライネン フィンランド国，エフアイエヌ−02230, エスポー，カラスタヤンマキ ８ アー 12 Ｆターム(参考） 5K004 AA04 EG11 5K022 AA23 AA24
Claims (30)
- 【請求項１】 単一搬送波および多重搬送波の両方の受
信を行う方法であって、 各々低中間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波と、必要
な場合、０Ｈｚ付近を中心とする１つの副搬送波または
単一搬送波と、を備える同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チ
ャネル信号に、受信ＲＦ信号をダウンコンバートするス
テップと、 ＩおよびＱチャネルでアナログ・フィルタによって関心
のある周波数帯域外の干渉信号を濾波するステップと、 前記ＩおよびＱチャネル信号をそのディジタル表示に変
換するステップと、 多重搬送波受信の場合、ディジタル領域で前記Ｉおよび
Ｑチャネル信号の前記ディジタル表示をベースバンドに
直交ダウンミックスすることによって互いのイメージで
ある副搬送波を分離するステップと、 前記副搬送波のうち望ましいものを含む上側波帯および
下側波帯の一方または両方を得るために、結果として得
られるＩおよびＱ信号をディジタル加算またはディジタ
ル減算するステップとを備えることを特徴とする、単一
搬送波および多重搬送波の両方の受信を行う方法。 - 【請求項２】 対称型多重搬送波受信の場合、前記ダウ
ンコンバートするステップが、局部発振器を副搬送波の
グループの中心周波数に同調するステップを含む、請求
項１に記載の方法。 - 【請求項３】 非対称型多重搬送波受信の場合、前記ダ
ウンコンバートするステップが、一番真ん中の副搬送波
とその干渉隣接チャネルとの間に同調するステップを含
む、請求項１に記載の方法。 - 【請求項４】 ディジタル濾波が各副搬送波について最
終的な選択度を提供する、請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 多重搬送波動作の場合、広帯域アナログ
低域通過フィルタが、個々の副搬送波の帯域幅によって
設定される帯域幅を有するとともに、中心周波数が固定
式または同調可能である狭帯域フィルタによって置換さ
れる、請求項１に記載の方法。 - 【請求項６】 単一搬送波受信の場合、受信機が直接変
換または低ＩＦモードのいずれかで動作し、 多重搬送波受信から単一搬送波受信への変更が、アナロ
グ・ベースバンド・フィルタ帯域幅を単一搬送波帯域幅
のアカウントに同調するステップと、アナログ・ディジ
タル変換器の帯域幅とダイナミックレンジとを単一搬送
波受信用に調整するステップとを備え、 その際ディジタル直交ダウンミックスとディジタル加算
器とが再設定または非活性化される、請求項１に記載の
方法。 - 【請求項７】 単一搬送波受信の場合、受信機がＩＦモ
ードで動作し、 その際単一搬送波から多重搬送波受信への変更が、ＲＦ
ミキサとＩＦフィルタとをバイパスするステップと、ア
ナログ・ベースバンド・フィルタ帯域幅を多重搬送波信
号帯域幅のアカウントに同調するステップと、アナログ
・ディジタル変換器の帯域幅とダイナミックレンジとを
多重搬送波受信用に調整するステップとを備え、 その際ディジタル直交ダウンミックスとディジタル加算
器とが活性化される、請求項１に記載の方法。 - 【請求項８】 アナログ・ディジタル変換の後、不要な
側波帯の抑圧を最大化するためＩおよびＱチャネルの間
の振幅および位相の不平衡が補償される、請求項１に記
載の方法。 - 【請求項９】 多重搬送波受信の場合、アナログ回路中
の受信機の利得が全ての前記副搬送波の電力に基づいて
調整されるか、または、前記副搬送波の間隔が十分に小
さい場合、副搬送波の１つの電力に基づく、請求項１に
記載の方法。 - 【請求項１０】 多重搬送波受信の場合、ディジタル回
路中の受信機の利得が各前記副搬送波について別個に調
整されるか、または、前記副搬送波の間隔が十分に小さ
い場合、全ての前記副搬送波に同じディジタル利得が提
供される、請求項１に記載の方法。 - 【請求項１１】 単一搬送波および多重搬送波受信用の
受信機であって、 各々低中間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波と、必要
な場合、０Ｈｚ付近を中心とする１つの副搬送波または
単一搬送波と、を備える同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チ
ャネル信号に、受信ＲＦ信号をダウンコンバートするダ
ウンコンバート回路と、 ＩおよびＱチャネルで関心のある周波数帯域外の干渉信
号を濾波する、同調可能なコーナ周波数を有するアナロ
グ低域通過フィルタと、 ＩおよびＱチャネル信号をそのディジタル表示に変換す
るＩおよびＱチャネルのアナログ・ディジタル変換器
と、 前記ＩおよびＱチャネル信号のディジタル表示をディジ
タル領域でベースバンドに直交ダウンミックスすること
によって互いのイメージである副搬送波を分離するＩお
よびＱチャネル直交ダウンミキサと、 前記副搬送波のうち望ましいものを含む上側波帯および
下側波帯の一方または両方を得るために、結果として得
られるＩおよびＱ信号を選択的に加算または減算するデ
ィジタル加算論理回路とを備えることを特徴とする、単
一搬送波および多重搬送受信用の受信機。 - 【請求項１２】 対称型多重搬送波受信の場合、前記ダ
ウンコンバート回路が、局部発振器を副搬送波のグルー
プの中心周波数に同調することによって動作する、請求
項１１に記載の受信機。 - 【請求項１３】 非対称型多重搬送波受信の場合、前記
ダウンコンバート回路が、局部発振器を一番真ん中の副
搬送波とその干渉隣接チャネルとの間に同調することに
よって動作する、請求項１１に記載の受信機。 - 【請求項１４】 多重搬送波受信の場合、前記アナログ
低域通過フィルタが各々、個々の副搬送波の帯域幅によ
って帯域幅が設定されるとともに中心周波数が固定式ま
たは同調可能である少なくとも１つの狭帯域幅フィルタ
によって置換される、請求項１１に記載の受信機。 - 【請求項１５】 単一搬送波および多重搬送波の両方の
受信に対応するため、前記アナログ低域通過フィルタの
コーナ周波数と前記アナログ・ディジタル変換器の帯域
幅およびダイナミックレンジとが調整可能であり、前記
ディジタル・ダウンミックスおよび加算論理回路が不必
要な時、非活性化される、請求項１１に記載の受信機。 - 【請求項１６】 単一搬送波および多重搬送波の両方の
受信に対応するため、前記受信機が、単一搬送波受信用
に使用されるＲＦミキサとＩＦフィルタとをバイパスす
るスイッチ構造をさらに備える、請求項１１に記載の受
信機。 - 【請求項１７】 ディジタルの前記ＩおよびＱ信号の間
の振幅および位相の不平衡を補償するディジタル論理回
路をさらに備える、請求項１１に記載の受信機。 - 【請求項１８】 多重搬送波受信の場合、副搬送波電力
を測定するディジタル論理回路をさらに備える、請求項
１１に記載の受信機。 - 【請求項１９】 多重搬送波受信の場合、前記受信機が
各前記副搬送波について、前記副搬送波の電力を個々に
調整するディジタル利得ブロックをさらに備える、請求
項１１に記載の受信機。 - 【請求項２０】 受信アンテナとディジタル信号プロセ
ッサ（ＤＳＰ）とを備える移動局受信機であって、 該移動局受信機が、前記受信アンテナに結合される入力
と前記ＤＳＰに結合される出力とを有する受信機をさら
に備え、前記受信機が多重搬送波受信が可能であってか
つ、 各々低中間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波と、必要
な場合、０Ｈｚ付近を中心とする１つの副搬送波または
単一搬送波とを備える同相（Ｉ）および直交（Ｑ）チャ
ネル信号に、受信ＲＦ信号をダウンコンバートするダウ
ンコンバート回路と、 ＩおよびＱチャネルで関心のある周波数帯域外の干渉信
号を濾波する、同調可能なコーナ周波数を有するアナロ
グ低域通過フィルタと、 ＩおよびＱチャネル信号をそのディジタル表示に変換す
るＩおよびＱチャネルのアナログ・ディジタル変換器
と、 ＩおよびＱチャネル信号のディジタル表示をディジタル
領域でベースバンドに直交ダウンミックスすることによ
って互いのイメージである副搬送波を分離するＩおよび
Ｑチャネル直交ダウンミキサと、 前記副搬送波のうち望ましいものを含む上側波帯および
下側波帯の一方または両方を得るために、結果として得
られるＩおよびＱ信号を選択的に加算または減算するデ
ィジタル加算論理回路とを備えることを特徴とする移動
局受信機。 - 【請求項２１】 対称型多重搬送波受信の場合、前記ダ
ウンコンバート回路が、局部発振器を副搬送波のグルー
プの中心周波数に同調することによって動作する、請求
項２０に記載の移動局受信機。 - 【請求項２２】 非対称型多重搬送波受信の場合、前記
ダウンコンバート回路が、局部発振器を一番真ん中の副
搬送波とその干渉隣接チャネルとの間に同調することに
よって動作する、請求項２０に記載の移動局受信機。 - 【請求項２３】 多重搬送波受信の場合、前記アナログ
低域通過フィルタが各々、個々の副搬送波の帯域幅によ
って帯域幅が設定されるとともに中心周波数が固定式ま
たは同調可能である少なくとも１つの狭帯域幅フィルタ
によって置換される、請求項２０に記載の移動局受信
機。 - 【請求項２４】 単一搬送波および多重搬送波の両方の
受信に対応するため、前記アナログ低域通過フィルタの
コーナ周波数と前記アナログ・ディジタル変換器の帯域
幅およびダイナミックレンジとが調整可能であり、前記
ディジタル・ダウンミックスおよび加算論理回路が不必
要な時、非活性化される、請求項２０に記載の移動局受
信機。 - 【請求項２５】 単一搬送波および多重搬送波の両方の
受信に対応するため、前記受信機が、単一搬送波受信用
に使用されるＲＦミキサとＩＦフィルタとをバイパスす
るスイッチ構造をさらに備える、請求項２０に記載の移
動局受信機。 - 【請求項２６】 ディジタルＩおよびＱ信号の間の振幅
および位相の不平衡を補償するディジタル論理回路をさ
らに備える、請求項２０に記載の移動局受信機。 - 【請求項２７】 多重搬送波受信の場合、全ての前記副
搬送波の電力を測定するディジタル論理回路をさらに備
える、請求項２０に記載の移動局受信機。 - 【請求項２８】 多重搬送波受信の場合、前記受信機
が、各前記副搬送波について、前記副搬送波の電力を個
々に調整するディジタル利得ブロックをさらに備える、
請求項２０に記載の移動局受信機。 - 【請求項２９】 単一搬送波受信用に使用される受信機
において、多重搬送波受信を行う方法であって、 各々低中間周波数（低ＩＦ）の複数の副搬送波を備える
同相（Ｉ）および（Ｑ）チャネル信号に、受信ＲＦ信号
をダウンコンバートするステップと、 ＩおよびＱチャネル信号をそのディジタル表示に変換す
るステップと、 ＩおよびＱチャネル信号のディジタル表示をディジタル
領域でベースバンドに直交ダウンミックスすることによ
って互いのイメージである副搬送波を分離するステップ
と、 副搬送波のうち望ましいものを含む上側波帯および下側
波帯の少なくとも１つを得るためにＩおよびＱ信号の結
果として得られるダウンミックス・ディジタル表示を選
択的に加算または減算するステップと、を備えることを
特徴とする、多重搬送波受信を行う方法。 - 【請求項３０】 前記受信ＲＦ信号をダウンコンバート
するステップがまた、０Ｈｚ付近を中心とする副搬送波
を生成する、請求項２９に記載の方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/801,433 US20020127982A1 (en) | 2001-03-07 | 2001-03-07 | Mobile station receiver operable for both single and multi-carrier reception |
| US09/801433 | 2001-03-07 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002280988A true JP2002280988A (ja) | 2002-09-27 |
Family
ID=25181079
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001357857A Pending JP2002280988A (ja) | 2001-03-07 | 2001-11-22 | 単一搬送波および多重搬送波受信用の受信機、移動局受信機、多重搬送波受信を行う方法、単一搬送波および多重搬送波の両方の受信を行う方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020127982A1 (ja) |
| EP (1) | EP1241779A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002280988A (ja) |
| CN (1) | CN1373563A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005032087A1 (en) * | 2003-09-26 | 2005-04-07 | Utstarcom Korea Limited | Apparatus and method for digitally implementing a wideband multicarrier |
| KR101092535B1 (ko) | 2004-12-17 | 2011-12-13 | 삼성전자주식회사 | 디지털 멀티미디어 신호 수신기 및 그 수신방법 |
| KR101092549B1 (ko) | 2004-12-17 | 2011-12-14 | 삼성전자주식회사 | 디지털 멀티미디어 수신기 및 그 디지털 멀티미디어 수신 방법 |
| KR101221660B1 (ko) | 2004-12-20 | 2013-01-14 | 삼성전자주식회사 | 단일 반송파 변조 신호 및 다중 반송파 변조 신호를 처리하는 디지털 멀티미디어 수신기, 복조장치 및 수신 방법 |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2824986B1 (fr) * | 2001-05-18 | 2003-10-31 | St Microelectronics Sa | Composant electronique permettant le decodage d'un canal de transmission radiofrequence vehiculant des informations numeriques codees, en particulier pour la telediffusion numerique par satellite |
| US7394864B2 (en) | 2001-07-06 | 2008-07-01 | Conexant, Inc. | Mixed waveform configuration for wireless communications |
| FR2834596B1 (fr) * | 2002-01-10 | 2004-03-12 | Wavecom Sa | Procede de gestion de communications dans un reseau, signal, dispositif emetteur et terminal recepteur correspondants |
| GB2386519B (en) * | 2002-03-12 | 2004-05-26 | Toshiba Res Europ Ltd | Adaptive Multicarrier Communication |
| JP2003318762A (ja) * | 2002-04-22 | 2003-11-07 | Nagoya Industrial Science Research Inst | イメージ信号キャンセル型ヘテロダイン受信方式 |
| TWI237450B (en) * | 2002-06-07 | 2005-08-01 | Interdigital Tech Corp | System and method for a direct conversion multi-carrier processor |
| ATE304240T1 (de) * | 2002-12-30 | 2005-09-15 | Evolium Sas | Direktmischempfänger |
| JP2005045504A (ja) * | 2003-07-28 | 2005-02-17 | Toshiba Corp | マルチキャリア通信システム、マルチキャリア受信装置およびマルチキャリア送信装置 |
| EP1515429B1 (en) * | 2003-08-25 | 2008-08-20 | Nokia Corporation | Direct conversion receiver and receiving method |
| FI20031194A0 (fi) * | 2003-08-25 | 2003-08-25 | Nokia Corp | Suoramuuntovastaanotin ja vastaanottomenetelmä |
| WO2005050940A1 (en) * | 2003-11-24 | 2005-06-02 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Frequency shifting of wcdma carriers for variable carrier separation |
| EP1542488A1 (en) | 2003-12-12 | 2005-06-15 | Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) | Method and apparatus for allocating a pilot signal adapted to the channel characteristics |
| US20050143038A1 (en) * | 2003-12-29 | 2005-06-30 | Transcore | Very low intermediate frequency image rejection receiver with image interference detection and avoidance |
| DE60308539T2 (de) | 2003-12-29 | 2007-01-04 | Freescale Semiconductor, Inc., Austin | Niedrigzwischenfrequenzempfänger |
| CN101489056B (zh) * | 2004-12-17 | 2011-02-16 | 三星电子株式会社 | 数字多媒体信号接收机及其信道预搜索方法 |
| CN1798286A (zh) * | 2004-12-20 | 2006-07-05 | 三星电子株式会社 | 数字多媒体接收机及其接收方法 |
| WO2006119488A1 (en) * | 2005-05-04 | 2006-11-09 | Thomson Licensing | An analog to digital conversion method and apparatus for a multiple channel receiver |
| US7529533B2 (en) * | 2005-11-15 | 2009-05-05 | Triquint Semiconductor, Inc. | Configurable homodyne/heterodyne radio receiver and RFID reader employing same |
| US20070259681A1 (en) * | 2006-05-02 | 2007-11-08 | Jung-Fu Cheng | Method and Apparatus for Interference Based User Equipment Management in a Wireless Communication Network |
| ES2436768T3 (es) * | 2007-05-15 | 2014-01-07 | Alcatel Lucent | Procedimiento de ajuste de una ganancia de un receptor de radiofrecuencia |
| WO2009104515A1 (ja) * | 2008-02-18 | 2009-08-27 | シャープ株式会社 | 中継装置、通信システム、及び通信方法 |
| FI20086047A0 (fi) * | 2008-11-04 | 2008-11-04 | Nokia Corp | Kaksikanavavastaanotto |
| KR101699860B1 (ko) * | 2009-10-01 | 2017-01-25 | 삼성전자주식회사 | 셀룰러 무선 통신시스템에서 단말의 반송파 결합 활성화 여부를 지시하는 방법 및 장치 |
| US20110142156A1 (en) * | 2009-12-15 | 2011-06-16 | Sony Ericsson Mobile Communications Ab | Multi-channel signaling |
| US8412139B2 (en) * | 2011-01-10 | 2013-04-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Methods of receiving multiple carriers using different RF mixer frequencies and related communications devices and receivers |
| US20130051496A1 (en) * | 2011-08-29 | 2013-02-28 | Chin-Fu Li | Single-phase down-converter for translating image interference to guard bands and multi-mode wireless communication receiver including single-phase down-conversion receiving circuit and dual-phase down-conversion receiving circuit |
| US9088468B2 (en) * | 2012-01-20 | 2015-07-21 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Double conversion dual-carrier radio frequency receiver |
| US9002304B2 (en) * | 2012-08-31 | 2015-04-07 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Analog baseband filter apparatus for multi-band and multi-mode wireless transceiver and method for controlling the filter apparatus |
| CN103491047B (zh) * | 2013-09-17 | 2015-05-06 | 华为技术有限公司 | 发射端、接收端及单载波系统和多载波系统的共存方法 |
| CN103647563B (zh) * | 2013-10-28 | 2015-08-12 | 中国科学院国家授时中心 | 抗镜像干扰接收机 |
| US10523383B2 (en) * | 2014-08-15 | 2019-12-31 | Huawei Technologies Co., Ltd. | System and method for generating waveforms and utilization thereof |
| US9544070B2 (en) * | 2014-10-06 | 2017-01-10 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Frequency-converting sensor and system for providing a radio frequency signal parameter |
| TWI558115B (zh) * | 2015-01-22 | 2016-11-11 | 國立成功大學 | 鏡像抑制混頻模組以及包含鏡像抑制混頻模組之同源接收機 |
| US10574278B2 (en) * | 2015-11-13 | 2020-02-25 | Texas Instruments Incorporated | High dynamic range ask wake-up receiver |
| CN105763497A (zh) * | 2016-04-07 | 2016-07-13 | 成都华日通讯技术有限公司 | 基于Zynq的多信道AM及FM解调方法 |
| CN109920229A (zh) * | 2019-03-01 | 2019-06-21 | 青岛东软载波科技股份有限公司 | 基于单载波多载波和无线通信融合的电力抄表通信模块 |
| CN111049553B (zh) * | 2019-12-11 | 2021-08-27 | 易兆微电子(杭州)股份有限公司 | 一种用于iec14443非接触式卡的低功耗验证方法 |
| CN114640363B (zh) * | 2021-12-14 | 2023-06-20 | 北京遥感设备研究所 | 一种发动机副谱数据采集装置 |
| US11621794B1 (en) * | 2022-02-01 | 2023-04-04 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Systems and methods for processing a subcarrier-multiplexed signal |
| CN114978212A (zh) * | 2022-07-05 | 2022-08-30 | 创远信科(上海)技术股份有限公司 | 基于数控移相实现低中频镜像抑制宽带功能的接收机系统 |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4241451A (en) * | 1978-06-26 | 1980-12-23 | Rockwell International Corporation | Single sideband signal demodulator |
| US4220818A (en) * | 1979-05-21 | 1980-09-02 | Kahn Leonard R | AM Stereo transmitter |
| NL8801412A (nl) * | 1988-06-02 | 1990-01-02 | Philips Nv | Asymmetrisch polyfase filter. |
| FI112133B (fi) * | 1996-03-29 | 2003-10-31 | Nokia Corp | Menetelmä kahdella eri taajuuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmän suoramuunnoslähetin/vastaanottimen taajuuksien muodostamiseksi ja kahdella taajuusalueella toimivan radioviestinjärjestelmänsuoramuunnoslähetin/vastaanotin sekä edellisten käyttö matkaviestimessä |
| FI100286B (fi) * | 1996-04-01 | 1997-10-31 | Nokia Mobile Phones Ltd | Lähetin/vastaanotin RF-signaalin lähettämiseksi ja vastaanottamiseksi kahdella taajuusalueella |
| FI961935A (fi) * | 1996-05-07 | 1997-11-08 | Nokia Mobile Phones Ltd | Erojännitteen eliminointi ja AM-vaimennus suoramuunnosvastaanottimessa |
| JPH1065605A (ja) * | 1996-08-23 | 1998-03-06 | Sony Corp | 受信方法、タイミング検出装置及び受信装置 |
| US6009317A (en) * | 1997-01-17 | 1999-12-28 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals |
| US6081697A (en) * | 1997-03-21 | 2000-06-27 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Multi-carrier radio system and radio transceiver implementation |
| IT1297278B1 (it) * | 1997-09-15 | 1999-08-09 | Italtel Spa | Radioricevitore digitale a larga banda per segnale multiportante |
| US6122325A (en) * | 1998-02-04 | 2000-09-19 | Lsi Logic Corporation | Method and system for detecting and correcting in-phase/quadrature imbalance in digital communication receivers |
| JPH11234150A (ja) * | 1998-02-09 | 1999-08-27 | Toshiba Corp | デジタル復調装置 |
| US6266377B1 (en) * | 1998-05-12 | 2001-07-24 | Nortel Networks Limited | Method of timing recovery convergence monitoring in modems |
| US6330290B1 (en) * | 1998-09-25 | 2001-12-11 | Lucent Technologies, Inc. | Digital I/Q imbalance compensation |
| US6377620B1 (en) * | 1999-01-19 | 2002-04-23 | Interdigital Technology Corporation | Balancing amplitude and phase |
| US6373909B2 (en) * | 1999-10-22 | 2002-04-16 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Communications terminal having a receiver and method for removing known interferers from a digitized intermediate frequency signal |
-
2001
- 2001-03-07 US US09/801,433 patent/US20020127982A1/en not_active Abandoned
- 2001-10-26 EP EP01309127A patent/EP1241779A3/en not_active Withdrawn
- 2001-11-22 JP JP2001357857A patent/JP2002280988A/ja active Pending
- 2001-12-26 CN CN01145229.3A patent/CN1373563A/zh active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005032087A1 (en) * | 2003-09-26 | 2005-04-07 | Utstarcom Korea Limited | Apparatus and method for digitally implementing a wideband multicarrier |
| KR101092535B1 (ko) | 2004-12-17 | 2011-12-13 | 삼성전자주식회사 | 디지털 멀티미디어 신호 수신기 및 그 수신방법 |
| KR101092549B1 (ko) | 2004-12-17 | 2011-12-14 | 삼성전자주식회사 | 디지털 멀티미디어 수신기 및 그 디지털 멀티미디어 수신 방법 |
| KR101221660B1 (ko) | 2004-12-20 | 2013-01-14 | 삼성전자주식회사 | 단일 반송파 변조 신호 및 다중 반송파 변조 신호를 처리하는 디지털 멀티미디어 수신기, 복조장치 및 수신 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1373563A (zh) | 2002-10-09 |
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