JP2002238266A

JP2002238266A - パルス幅変調方式インバータの制御装置

Info

Publication number: JP2002238266A
Application number: JP2002042707A
Authority: JP
Inventors: Mutsuhiro Terunuma; 照沼　　睦弘; Noriyoshi Ito; 式良伊藤; Toshihiko Sekizawa; 俊彦関沢
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2002-02-20
Filing date: 2002-02-20
Publication date: 2002-08-23
Anticipated expiration: 2018-06-03
Also published as: JP3413189B2

Abstract

(57)【要約】【課題】１パルス変調を除くダイポーラ変調、部分ダ
イポーラ変調、ユニポーラ変調の各領域において、イン
バータの動作時間が所定時間以上経過した場合には、イ
ンバータの素子損失を抑制することにある。【解決手段】アップ、ダウンカウンタ部、タイムディ
レイ部及びサンプリング変換部を設け、１パルス変調を
除く各変調領域において、インバータの動作時にアップ
カウントし、カウント値が所定の検知レベル以上になっ
た時、ダウンカウントすると共に、カウント値がゼロに
なるまでの時間以上のタイムディレイを持ったスイッチ
ング周波数低下検知信号をセットし、この検知信号によ
りインバータのスイッチング周波数を所定の値に下げ
る。同時に、この検知信号をカウンタ部のダウンカウン
ト動作のトリガとして用い、この検知信号がクリアする
と、スイッチング周波数を初期値に戻すことを特徴とす
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、３レベルインバー
タの制御装置に係り、特に、パルス幅変調方式インバー
タの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】パルス幅変調方式（ＰＷＭ）による可変
電圧・可変周波数（ＶＶＶＦ）インバータ制御により誘
導電動機を駆動する、いわゆるインバータ電車が実用化
されたが、最近では、電車のみならず機関車においても
インバータ駆動方式が主流になりつつある。現在の車両
駆動用のインバータシステムでは、２レベルの電圧をＧ
ＴＯサイリスタを用いて制御する、いわゆる２レベルイ
ンバータがほとんどを占めている。しかしながら、２レ
ベルＧＴＯインバータでは、スイッチング周波数の制約
などから、電動機で発生する電磁騒音が大きく、このた
め、騒音の低減や主回路素子を含めた装置の小形化など
が重要課題となっていた。これに対し、３レベルインバ
ータでは、出力電圧のステップ数が２レベルインバータ
より増加するため、見かけ上のスイッチング周波数が高
くなり、電磁騒音の低下が期待できること、また、主回
路素子への印加電圧は２レベルインバータに比べ約半分
となるため、低い耐圧素子の利用ができることなど、２
レベルインバータにおける課題を解決できる特徴を有し
ている。そのため、主回路素子に高耐圧ＩＧＢＴを用い
た車両用の３レベルインバータシステムが開発され始め
ている。これは高周波のスイッチングが可能なＩＧＢＴ
素子の採用により、３レベル化と相まって電磁騒音が大
幅に低減できるものと期待されている。３レベルインバ
ータのＰＷＭ制御としては、インバータの出力電圧の一
周期中に中間電圧を介して正と負のパルス列を交互に出
力するダイポーラ変調、インバータの出力電圧の半周期
毎に同一極性のパルス列を出力するユニポーラ変調、イ
ンバータの出力電圧の一周期中にダイポーラ変調とユニ
ポーラ変調とが混在する部分ダイポーラ変調、インバー
タの出力電圧の半周期間に出力電圧基本波と同じ極性の
単一パルスを出力する１パルス変調方式がよく知られて
いる。図６に、インバータ周波数と出力電圧の関係を示
すと共に、ダイポーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニ
ポーラ変調の各方式が適用される領域を表す。なお、１
パルス変調方式は、ユニポーラ変調領域が適用されるイ
ンバータ周波数より高い領域（図示せず）において適用
される。ユニポーラ変調は、変調方式として一般的であ
るが、ユニポーラ変調だけでは図６の点線Ｘで示すよう
に、主回路素子の最小オン時間の制約から、ゼロ電圧を
含む微小電圧を制御できない。そこで、微小電圧の制御
として、図６に示すようにインバータ周波数Ｆ_１まで
は、ゼロ電圧を介して正負交互にパルスを出力するダイ
ポーラ変調を導入し、さらにダイポーラ変調とユニポー
ラ変調との移行時（つまりインバータ周波数Ｆ_１とイン
バータ周波数Ｆ_２の間）には、インバータ出力電流の変
動を抑えて滑らかに移行するよう、一周期中にダイポー
ラ変調とユニポーラ変調とが混在する部分ダイポーラ変
調を導入して、ゼロ電圧から出力電圧を連続に制御して
いる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ダイポーラ変
調は、主回路素子に対するスイッチング周波数がユニポ
ーラ変調の約２倍となるため、素子周りの損失が大き
い。特に、ＩＧＢＴを採用する場合には、スイッチング
周波数は従来の２レベルインバータに比べ、１桁以上高
くとれることが可能になるため、無視できなくなる場合
がある。このため、ダイポーラ変調領域や、部分ダイポ
ーラ変調領域付近における動作時間が長い運転モードの
場合、特に、熱損失によって素子破壊を生ずる可能性が
ある。勿論、ユニポーラ変調領域における動作時間が長
い運転モードの場合も、熱損失によって素子破壊を生ず
る可能性もある。

【０００４】本発明の課題は、１パルス変調を除くダイ
ポーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調の各
領域において、インバータの動作時間が所定時間以上経
過した場合には、スイッチング周波数を所定時間下げて
素子損失を抑制するパルス幅変調方式インバータの制御
装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題は、アップ、ダ
ウンカウンタ手段、タイムディレイ手段およびサンプリ
ング変換手段を設け、１パルス変調を除くダイポーラ変
調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調の各領域にお
いて、カウンタ手段がインバータの動作時にアップカウ
ント動作し、カウント値が所定の検知レベル以上になっ
た時、ダウンカウントすると共に、タイムディレイ手段
がカウント値がゼロになるまでの時間以上のタイムディ
レイを持ったスイッチング周波数低下検知信号をセット
し、サンプリング変換手段がこの検知信号によりインバ
ータのスイッチング周波数を所定の値に下げる。同時
に、この検知信号を上記カウンタのダウンカウント動作
のトリガとして用い、この検知信号がクリアすると、ス
イッチング周波数を初期値に戻すことにより、解決され
る。

【０００６】本発明では、１パルス変調を除くダイポー
ラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調が長時間
持続するような運転モードの場合には、強制的にスイッ
チング周波数を下げることにより、スイッチングによる
主回路素子の熱損失を抑制することができる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。図１は、本発明のパルス幅変調方式イ
ンバータの制御装置を適用する車両駆動用の３レベルイ
ンバータ装置の主回路構成（３相Ｕ、Ｖ、Ｗの場合）を
示す。図１において、６０は直流電圧源である電車線、
６１、６２は直流電圧源６０の電圧から中間点Ｎ（以
下、中性点と呼ぶ。）を作り出すために分割（分圧）し
たコンデンサ、７０〜７３、８０〜８３、９０〜９３は
還流用の整流素子を備えた自己消弧可能なスイッチング
素子（この例ではＩＧＢＴとしたが、ＧＴＯ、トランジ
スタ等でも良い。）、７４、７５、８４、８５、９４及
び９５はコンデンサの中性点電位を導出する補助整流素
子である。また、負荷は誘導電動機１０の場合を示す。
それぞれの相毎に独立に動作可能であるスイッチングア
ーム７〜９の動作をスイッチングアーム７を例にとっ
て、その基本的な動作を説明する。コンデンサ６１、６
２の電圧ｅｄ１、ｅｄ２を完全平滑な直流電圧源とし
て、ｅｄ１＝ｅｄ２＝Ｅｄ／２（Ｅｄ：全直流電圧）と
する。いま、スイッチング素子７０〜７３を図２の（表
１）に示すようにオン、オフ制御すると、交流出力端子
Ｕには、Ｅｄ／２、０、−Ｅｄ／２の３レベルの出力電
圧ｅを得る。Ｓｐ〜Ｓｎ及びＳはスイッチング素子７０
〜７３の導通状態を１、０、−１で表現するスイッチン
グ関数であり、出力電圧ｅはｅ＝Ｓｐ×ｅｄ１−Ｓｎ×ｅｄ２＝Ｓ×Ｅｄ／２（１）で表わされる。ｅは大きさがＥｄ／２、０、−Ｅｄ／２
のパルス状電圧を組み合わせた波形となるが、一般に
は、ｅが正弦波に近づくようにＳをパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）制御する。ＰＭＷ制御装置は、ＳｐとＳｎを用意す
ることにより、スイッチング素子の導通状態を決定する
ことができる。

【０００８】次に、図３に、本発明を車両駆動用の３レ
ベルインバータ装置の制御に適用した一実施形態を示
す。図３において、カウンタ部１は、カウンタ動作信号
２０１により、アップもしくはダウンカウント動作を行
い、本実施形態ではカウンタ動作信号２０１が“１”で
アップカウント、“０”でダウンカウントする。アップ
カウントの場合、アップカウント設定部１１で予め設定
されたカウント量１１２をカウントし、ダウンカウント
の場合、ダウンカウント設定部１２で予め設定されたカ
ウント量１１３をカウントする。カウントリミット部２
は、カウンタ部１のカウント出力１０１をリミットし、
最低値はゼロ、最高値はインバータの動作環境を考慮
し、適切な値を選択する。比較器２１は、カウントリミ
ット部２の出力１０２と、検知レベル設定部１３で予め
設定した検知レベル信号１１４の比較を行い、検知信号
１０３を出力する。カウントリミット部２の出力１０２
が検知レベル信号１１４以上になれば“１”、そうでな
ければ“０”を出力する。タイムディレイ部３は、検知
信号１０３を入力し、スイッチング周波数低下検知信号
１０４を出力する。検知信号１０３が“１”になれば、
スイッチング周波数低下検知信号１０４も“１”にする
が、検知信号１０３が“０”に戻っても、カウンタ部１
がダウンカウントして、カウントリミット部２の出力１
０２がゼロになるまでの時間以上のタイムディレイを設
けて、スイッチング周波数低下検知信号１０４を“０”
に戻すようにしている。タイマカウント部４は、スイッ
チング周波数低下検知信号１０４を入力し、スイッチン
グ周波数の設定に関わるサンプリング周期１１０を、所
定の値に変換するためのサンプリング変換信号１０５を
出力し、サンプリング周期を連続的に制御するためにタ
イマを設定する。カウンタ動作信号２０１について説明
する。出力電圧指令Ｅ*と、１パルス変調ではスイッチ
ング周波数を下げる必要がないので、１パルスの電圧指
令値を予め設定した指令値リミット部１４のリミット出
力１１５とを比較器２０で比較し、１パルス変調では
“１”、その他のダイポーラ、部分ダイポーラ、ユニポ
ーラ変調では“０”を出力２０２する。出力２０２はイ
ンバータ３２で反転して、１パルス変調では出力２０３
は“０”になり、ＡＮＤゲート３０の出力であるカウン
タ動作信号２０１は“０”となる。また、ＡＮＤゲート
３０には、インバータの動作信号ＧＳＴを入力する。本
実施形態では、インバータ動作時にＧＳＴ＝“１”、停
止時に“０”である。更にＡＮＤゲート３０には、スイ
ッチング周波数低下検知信号１０４をインバータ３１で
反転した出力２０４も入力する。このためスイッチング
周波数低下検知信号１０４が出力されている間、カウン
タ動作信号２０１は“０”で、カウンタ部１はダウンカ
ウント動作を行う。位相演算部５は、インバータ周波数
指令Ｆｉ*から、インバータの出力電圧の基本波位相を
演算する。インバータ周波数指令Ｆｉ*は、図示してい
ないが、車輪に取り付けられた回転周波数検出器の出力
から、電動機の回転周波数を演算し、すべり周波数指令
と加算して求める。位相演算部５の出力１０６は、正弦
波演算部６で正弦波信号１０７に変換する。振幅設定部
７は、インバータの出力電圧指令Ｅ*から、所要のイン
バータの瞬時出力電圧を求める。出力電圧指令Ｅ*は、
前記のインバータ周波数指令Ｆｉ*及び、図示してない
が、フイルタコンデンサ電圧、電動機電流からＶ／Ｆ特
性が一定となるように求めた、インバータ出力電圧の指
令値である。振幅設定部７の出力１０８と正弦波信号１
０７を乗算器２２で乗算し、瞬時出力電圧信号３０１を
得る。バイアス設定部８は、振幅設定部７の出力１０８
に対して、瞬時出力電圧信号３０１に加減算を行い、ダ
イポーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調を
連続的に実現するためのバイアス量１０９を設定する。
瞬時出力電圧信号３０１とバイアス量１０９とを加算器
３３で加算して正側瞬時出力電圧信号３０２、減算器３
４で減算して負側瞬時出力電圧信号３０３をそれぞれ得
る。サンプリング設定部９は、クロックＴｃからパルス
発生部１０内に持つタイマへのサンプリング周期１１０
を設定する。タイマの種類にもよるが、通常のパルス作
成用のタイマとしては、パルスの立上りか立下りをサン
プリング周期毎に設定するため、スイッチング周波数Ｆ
ｓｗは、サンプリング周期をＴｓとすると、Ｆｓｗ＝１／（２×Ｔｓ）（２）により表わすことができる。サンプリング変換部２３
は、予め設定したサンプリング周期１１０をサンプリン
グ変換信号１０５の値に応じて、新しいサンプリング周
期１１１に設定する。パルス発生部１０は、正側瞬時出
力電圧信号３０２、負側瞬時出力電圧信号３０３をそれ
ぞれ入力し、サンプリング周期１１１毎に所要の瞬時出
力電圧の時間量換算データに変換し、このデータを同じ
サンプリング周期１１１毎に起動されるタイマにセット
して、正側ＰＷＭ信号５００、負側ＰＷＭ信号５０１を
得る。なお、図３においては、一相分のＰＷＭ信号につ
いて説明しており、さらにＰＷＭ信号５００、５０１
は、図示していないパルス分配器により、３レベルイン
バータに対応した信号に処理される。

【０００９】本実施形態の動作を説明する。いま、出力
電圧指令Ｅ*と、インバータ周波数指令Ｆｉ*が与えられ
ると、振幅設定部７の出力１０８と正弦波演算部６の正
弦波信号１０７を乗算器２２で乗算し、瞬時出力電圧信
号３０１を出力する。一方、振幅設定部７の出力１０８
に対して、バイアス設定部８でダイポーラ変調、部分ダ
イポーラ変調、ユニポーラ変調を連続的に実現するため
のバイアス量１０９を設定する。ここで、バイアス量１
０９と各変調の関係を図５（ａ）に示す。出力電圧指令
Ｅ*が低い値のとき、すなわち変調率Ａが０〜Ａ_０の間
はバイアス量ＢをＢ_０に設定し、ダイポーラ変調を実現
する。出力電圧指令Ｅ*が中間の値のとき、すなわち変
調率ＡがＡ_０〜Ａ_１の間はバイアス量ＢをＢ_０から漸減
するように設定し、部分ダイポーラ変調を実現する。ま
た、出力電圧指令Ｅ*が高い値のとき、すなわち変調率
ＡがＡ_１より大きいときはバイアス量Ｂをゼロに設定
し、ユニポーラ変調を実現する。なお、出力電圧指令Ｅ
*が最大値のときは１パルス変調を実現する。続いて、
瞬時出力電圧信号３０１とバイアス量１０９とを加算器
３３で加算して正側瞬時出力電圧信号３０２、減算器３
４で減算して負側瞬時出力電圧信号３０３を得、それぞ
れパルス発生部１０に入力される。また、サンプリング
設定部９にクロックＴｃを入力し、サンプリング設定部
９から予め設定したサンプリング周期１１０が出力さ
れ、サンプリング変換部２３を介して新しいサンプリン
グ周期１１１（後述する。）に設定され、パルス発生部
１０に入力される。パルス発生部１０では、正側瞬時出
力電圧信号３０２、負側瞬時出力電圧信号３０３をサン
プリング周期１１１毎に所要の瞬時出力電圧の時間量換
算データに変換し、このデータを同じサンプリング周期
１１１毎に起動されるタイマにセットして、正側ＰＷＭ
信号５００、負側ＰＷＭ信号５０１を出力する。ＰＷＭ
信号５００、５０１は、図示していないパルス分配器に
より、３レベルインバータに対応した信号に処理され、
３レベルインバータ装置をＰＷＭ制御する。

【００１０】次に、インバータの動作状態と新しいサン
プリング周期１１１により作成されるスイッチング周波
数Ｆｓｗの関係を図４を用いて説明する。車両が停車し
ている状態から、インバータを起動（スタート）したタ
イミングをＡとする。比較器２０の出力２０２（１パル
ス検知）とスイッチング周波数低下検知信号１０４は
“０”、インバータ動作信号ＧＳＴは“１”であるか
ら、ＡＮＤゲート３０の出力であるカウンタ動作信号２
０１は“１”となり、カウンタ部１はアップカウント動
作を行い、出力１０２は一定量で増加する。この時の新
しいサンプリング周期１１１はサンプリング設定部９の
サンプリング周期１１０と同じ値であり、スイッチング
周波数は初期値のＦｓｗ１である。Ｂでインバータを停
止（ストップ）すると、ＡＮＤゲート３０の出力は
“０”となり、カウンタ部１はダウンカウント動作とな
り、出力１０２は一定量で減少する。Ｃで再びインバー
タを起動させると、カウンタ部１はアップカウント動作
になり、出力１０２は再び一定量で増加する。Ｄで１パ
ルス変調に制御が移行する。１パルス変調ではスイッチ
ング周波数は、インバータ周波数と同値であるため、ス
イッチング損失の影響はない。そこで、１パルス変調領
域ではカウンタ部１をダウンカウント動作させる。Ｅで
１パルス変調から他の変調領域に移行する。まだインバ
ータは動作しているので、出力１０２は一定量で増加
し、Ｆで検知レベルに達する。検知レベル以上ではスイ
ッチング周波数低下検知信号１０４が“１”出力され
る。１０４が“１”になれば、ＡＮＤゲート３０の出力
であるカウンタ動作信号２０１が“０”となり、直ちに
カウンタ部１はダウンカウント動作に入る。同時にタイ
マカウント部４では１０４が“１”になったことで、タ
イマをアップカウントして所定のリミット値まで、サン
プリング変換信号１０５を増加させる。サンプリング変
換部２３は、サンプリング変換信号１０５の値に応じ
て、サンプリング周期１１０を新しいサンプリング周期
１１１に変換し、スイッチング周波数をＦｓｗ１からＦ
ｓｗ２に連続的に低下させる。スイッチング周波数低下
検知信号１０４はカウンタ部１が“０”クリアされるま
でに充分なタイムディレイＴｄをタイムディレイ部３で
設定している。Ｇでインバータを停止させ、Ｈで再び動
作させても、スイッチング周波数低下検知信号１０４は
“１”出力のままのため、スイッチング周波数はＦｓｗ
２に固定されている。Ｉでスイッチング周波数検知信号
１０４がＴｄ経過後“０”に戻り、この時インバータが
動作しているので、カウンタ部１は再びアップカウント
動作を行う。またスイッチング周波数検知信号１０４が
“０”になったことで、タイマカウント部４では、タイ
マをダウンカウントしてゼロになるまで、サンプリング
変換信号１０５を減少させる。この結果、新しいサンプ
リング周期１１１はサンプリング周期１１０に戻り、ス
イッチング周波数はＦｓｗ２からＦｓｗ１に連続的に戻
る。Ｊで再びカウントリミット部２の出力１０２が検知
レベルに達する。この場合の動作はＦ〜Ｉの場合と同様
である。Ｋで１パルス変調に移行し、Ｍで１パルス変調
においてインバータを停止させた場合でも、スイッチン
グ周波数はＦｓｗ２に固定される。Ｎでスイッチング周
波数はＦｓｗ１に戻る。ＮはＡの状態と同じである。こ
のように、本実施形態では、１パルス変調を除くダイポ
ーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユニポーラ変調が長時
間持続するような運転モードの場合には、強制的にスイ
ッチング周波数を下げる。また、スイッチング周波数変
化時にも、スイッチング周波数をＦｓｗ１からＦｓｗ２
に連続的に低下させ、また、Ｆｓｗ２からＦｓｗ１に連
続的に戻すので、出力電流の変動もなく、滑らかな制御
を行う。

【００１１】次に、スイッチング損失Ｌを図５により説
明する。図５（ａ）は先に説明したようにバイアス量Ｂ
と各変調方式の関係を示し、図５（ｂ）はサンプリング
周期Ｔｓ、図５（ｃ）はスイッチング損失Ｌを示す。ダ
イポーラ変調及びユニポーラ変調時のサンプリング周期
を図５（ｂ）に示すようにそれぞれＴｓｏとしたとき、
ダイポーラ変調は主回路素子に対するスイッチング周波
数がユニポーラ変調の約２倍となるので、図５（ｃ）に
示すようにスイッチング損失Ｌはほぼ線図Ｐに示す特性
Ｌ１を呈する。従って、このダイポーラ変調領域で長時
間インバータを動作するような運転モードであれば、素
子の熱損失が増加してしまう。一方、図５（ｂ）に示す
ようにサンプリング周期をダイポーラ変調だけＴｓ１に
上げて、スイッチング周波数をユニポーラ変調とほぼ同
じくすれば、、図５（ｃ）に示すようにスイッチング損
失Ｌはほぼ線図Ｑに示す特性Ｌ０を呈する。従って、図
５（ｃ）に示す斜線の素子の熱損失を軽減することにな
る。なお、部分ダイポーラ変調及びユニポーラ変調につ
いても、それぞれの領域で長時間インバータを動作する
ような運転モードであれば、同様に素子の熱損失が増加
する。そのため、同様に、サンプリング周期を上げてス
イッチング周波数を下げ、素子の熱損失を軽減する。従
って、本実施形態によれば、長時間インバータを動作す
るような運転モードのとき、強制的にスイッチング周波
数を下げることにより、スイッチングによる素子の熱損
失を抑制することができる。

【００１２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
１パルス変調を除くダイポーラ変調、部分ダイポーラ変
調、ユニポーラ変調が長時間持続するような運転モード
の場合には、強制的にスイッチング周波数を下げること
により、スイッチングによる主回路素子の熱損失を抑制
することができる。特に、ダイポーラ変調が長時間持続
するような低定速運転においては、有効である。また、
スイッチング周波数変化時にも、スイッチング周波数を
連続的に低下させ、また、元に戻すので、出力電流の変
動もなく、滑らかなインバータ制御を行うことができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用する車両駆動用の３レベルインバ
ータ装置の主回路構成図

【図２】３レベルインバータの出力電圧を説明する表図

【図３】本発明の一実施例を示す制御ブロック図

【図４】インバータの動作とスイッチング周波数の関係
を示す図

【図５】ダイポーラ変調でのスイッチング損失を示す図

【図６】３レベルインバータの微小電圧の制御を説明す
る図

【符号の説明】

１…カウンタ部、３…タイムディレイ部、４…タイマカ
ウント部、９…サンプリング設定部、１０…パルス発生
部、１１…アップカウント設定部、１２…ダウンカウン
ト設定部、１３…検知レベル設定部、２３…サンプリン
グ変換部、１０４…スイッチング周波数低下検知信号、
１０５…サンプリング変換信号、１１０…サンプリング
周期、１１１…新しいサンプリング周期、２０１…カウ
ンタ動作信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源電圧を２つの直流電圧に分圧し
て、高電圧と中間電圧及び低電圧の３つの電圧レベルを
発生し、主回路のスイッチング素子のオン・オフ動作に
より前記３つの電圧レベルを選択的に出力する３レベル
インバータにおいて、ダイポーラ変調、部分ダイポーラ
変調、ユニポーラ変調、１パルス変調を適用するインバ
ータ制御であって、前記１パルス変調を除く各変調によ
る制御中、インバータの動作時間が所定時間以上になっ
た時、所定時間だけインバータのスイッチング周波数を
下げることを特徴とするパルス幅変調方式インバータの
制御装置。
【請求項２】直流電源電圧を２つの直流電圧に分圧し
て、主回路のスイッチング素子のオン・オフ動作により
３つの電圧レベルを選択的に出力する３レベルインバー
タにおいて、ダイポーラ変調、部分ダイポーラ変調、ユ
ニポーラ変調の制御中であり、かつスイッチング周波数
低下検知信号がクリアされている時に、該インバータの
動作信号によりカウントアップを行い、１パルス変調制
御、もしくは該インバータの停止信号、もしくはスイッ
チング周波数低下検知信号のセット時にカウントダウン
を行い、カウント値が所定の検知レベルを上回った時、
所定の時間スイッチング周波数低下検知信号をセットす
ると共に、該インバータのスイッチング周波数を所定時
間下げ、該スイッチング周波数低下検知信号がクリアさ
れた時、該インバータのスイッチング周波数を初期状態
に戻すことを特徴とするパルス幅変調方式インバータの
制御装置。