JP2002238256A

JP2002238256A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2002238256A
Application number: JP2001073095A
Authority: JP
Inventors: Yoshihiro Sekino; 吉宏関野
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2001-02-08
Filing date: 2001-02-08
Publication date: 2002-08-23

Abstract

(57)【要約】【課題】広い電圧制御範囲をもち、かつ線形な制御特
性をもつＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。【解決手段】平滑フィルタを備えたフォワードコンバ
ータのトランスをフライバックコンバータのリアクタに
兼用させ、このフライバックコンバータの出力を前記平
滑フィルタの入力側に注入し、両コンバータを共通の半
導体スイッチでＰＷＭ制御する構成をとったＤＣ−ＤＣ
コンバータとし、前記平滑フィルタの出力をＤＣ−ＤＣ
コンバータの出力とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業の属する技術分野】本発明は直流電力を他の直流
電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータの構成に係わる。

【０００２】

【従来の技術】バイポーラトランジスタやパワーＭＯＳ
ＦＥＴのような電力変換用の半導体スイッチを使ったＤ
Ｃ−ＤＣコンバータや他の各種の電力変換装置はその実
用性が認められ広く使われている。また数々の電力変換
の回路方式や制御方式がその時々のニーズにあわせて開
発されてきている。電力変換装置のなかでも直流電力を
他の直流電力、例えば入力とは絶縁した直流電圧、電圧
レベルの異なる直流電圧、極性の異なる直流電圧等に変
換するＤＣ−ＤＣコンバータは中心的存在であり、単体
でも使われるし、また他の電力変換回路と組み合わされ
ても使われる。図６にＤＣ−ＤＣコンバータの使われ方
を示す。図６（Ａ）の電力変換装置はＤＣ−ＤＣコンバ
ータそのものであり、単独で使う例である。直流電源１
から受電した直流電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ２で他の
直流電力に変換して出力し直流負荷３に給電する。直流
電源１としてはバッテリーがあり、自動車等で広く使わ
れている。最近では太陽電池や燃料電池等の出力である
新エネルギーも使われている。

【０００３】図６（Ｂ）の電力変換装置はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２を整流回路７と組み合わせて交流電源１１の
電力を直流電力に変換して出力する装置を構成してい
る。いわゆる整流装置である。ＤＣ−ＤＣコンバータ２
は入力の直流電圧を他のレベルに変換したり入出力間を
絶縁する役割を担っている。この例は商用交流電力を入
力とする一般の直流電源やテレビ、パソコン等の電子機
器に内蔵する電源として広く使われている。

【０００４】図６（Ｃ）の電力変換装置はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２をインバータ８と組み合わせて直流電源１の
電力を交流電力に変換して出力する、いわゆるインバー
タである。ＤＣ−ＤＣコンバータ２は入力の直流電圧を
インバータ８で必要とするレベルに変換したり入出力間
を絶縁する役割を担っている。

【０００５】図６（Ｄ）の電力変換装置はＤＣ−ＤＣコ
ンバータ２の前段に整流回路７を、また後段にインバー
タ８を組み合わせて、交流電源１１の電力を他の交流電
力、例えば電圧レベルあるいは周波数の異なる交流電圧
に変換するＡＣ−ＡＣコンバータである。インバータの
出力周波数を可変にしてモータを駆動する電源とした
り、内部の直流回路部にバッテリーを設けて無停電電源
装置を構成してコンピュータ用電源として使われる。

【０００６】ＤＣ−ＤＣコンバータのなかで広く使われ
ているフィードフォワードコンバータを図７に示す。図
７（Ａ）のＤＣ−ＤＣコンバータ２は直流電源１の電圧
Ｅｉｎをレベル変更、精度向上あるいは入出力間を絶縁
させた出力電圧Ｅｏｕｔに変換して直流負荷３に給電す
る。電力変換過程を次に述べる。半導体スイッチ４１で
入力電圧Ｅｉｎをオン、オフさせてトランス４２３の１
次巻線ｎｐに与える。半導体スイッチ４１がオンしてい
る期間は１次巻線ｎｐから入力する電力を即２次巻線ｎ
ｍから出力しリアクタ６１とコンデンサ６２からなる平
滑フィルタ６に与える。半導体スイッチ４１がオフして
いる期間、トランス４２３には図示とは逆の極性の電圧
が生じるが、この逆極性の電圧はダイオード４３によっ
て阻止され平滑フィルタ６には出ない。この間、リアク
タ６１の電流はダイオード４４を通して流れ電流の連続
性は保たれる。半導体スイッチ４１のオン期間にトラン
ス４２３に蓄えられた励磁エネルギーは半導体スイッチ
４１のオフ期間に、巻線ｎｒに生じた図とは逆の極性の
電圧によってダイオード４５が通電し、直流電源１に放
出される。

【０００７】半導体スイッチ４１のオン、オフによって
平滑フィルタ６への入力電圧は図７（Ｂ）に示すように
断続波となる。半導体スイッチ４１がオンしている期間
（時比率Ｄ）には電圧（Ｅｉｎ×ｎｍ／ｎｐ）があり、
オフしている期間（１−Ｄ）には電圧ゼロである。時比
率Ｄを可変させて、いわゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）さ
せて平滑フィルタ６の出力の平均電圧であるＥｏｕｔを
制御させる。ここで半導体スイッチ４１を制御する時比
率Ｄは、スイッチング周期（オンしている期間とオフし
ている期間の和）に対する半導体スイッチ４１をオンさ
せている期間の比率であり、この大きさは０と１の間に
収まる。トランス４２３は理想トランスとしては電磁エ
ネルギーを蓄積することはないが、現実のトランスとし
ては励滋に必要な電磁エネルギーがトランスの磁気コア
に蓄えられるので、このエネルギーの放出処理に必要な
期間（半導体スイッチ４１がオフしている１−Ｄの期間
に対応）を確保するため時比率Ｄの許容可変範囲は狭く
なってしまう。一般にオフ期間（１−Ｄ）に０．５程度
を確保するので、電圧制御に活用できる時比率の範囲は
０≦Ｄ≦０．５程度に減ってしまう。

【０００８】平滑フィルタ６の出力電圧であるＥｏｕｔ
は次の大きさになる、Ｅｏｕｔ＝（Ｅｉｎ×ｎｍ／ｎｐ）×Ｄ（１）式（１）の特性を図示すると図９の（ａ）のようにな
る。出力電圧Ｅｏｕｔは時比率Ｄに比例した大きさにな
る。つまり線形な特性となる。この線形制御特性をもつ
ため電圧制御のフィードバック制御の増幅率を高く設定
することができるので出力電圧の精度を高められ、また
制御動作は安定したものとなる。また、フィードフォワ
ードコンバータは大きな電磁エネルギーの蓄積要素を持
たないため電力変換装置を構成したとき装置がコンパク
トになり、効率も高い。という特長がある。

【０００９】フィードフォワードコンバータの欠点は電
圧を制御する時比率Ｄの実質的な可変範囲が狭い点であ
る。時比率Ｄが有効に使える範囲は一般に０＜Ｄ＜０．
５と狭い。この短いＤの期間に電力変換を進めるのでト
ランス４２３および半導体スイッチ４１に流れる電流の
瞬時値は大きくなり（オフ期間が長いので平均電流値と
しては大きくならない）電流容量の大きい、従って占有
容積も大きい部品を使わざるを得ない。部品の利用率が
低いため装置化したときの装置容積が大きくなりコスト
も高めになる。

【００１０】図７の制御装置２１は半導体スイッチ４１
のオン、オフ信号を生成して出力電圧Ｅｏｕｔを制御す
る。定電圧制御の対象である出力電圧Ｅｏｕｔをフィー
ドバックしてこれを誤差増幅器で基準電圧と比較してこ
の誤差に対応した変調信号をつくり、この変調信号をＰ
ＷＭ変調器に入力してパルス幅制御したパルス信号に変
換し、必要なら絶縁して半導体スイッチ４１をドライブ
する。生成するパルス信号のオンとオフの期間を変えて
時比率Ｄを制御する。この制御装置２１の構成は一般的
なものであり、最近ではＩＣ化した制御部品として市場
に出ている。

【００１１】図６を構成する他のＤＣ−ＤＣコンバータ
２の例としては図８（Ａ）のエネルギーを蓄積する要素
を備えたフライバックコンバータがある。半導体スイッ
チ４１がオンしている期間には図示の極性の電圧が誘起
し、リアクタ４２４の巻線ｎｐに電流が流れここに電磁
エネルギーが蓄えられる。この間はダイオード５１によ
って電圧は阻止され巻線ｎｓから電流は流れない、半導
体スイッチ４１がオフすると図示とは逆の極性の電圧が
誘起し、ダイオード５１が通電し、巻線ｎｓからコンデ
ンサ５２に電流が流れてオン期間に蓄えられた電磁エネ
ルギーが放出される。図８（Ｂ）にリアクタ４２４の巻
線ｎｓに誘起する電圧のパターンを示す。このコンデン
サ５２の電圧が出力の電圧Ｅｏｕｔとなる。制御装置２
１は図７の例と同じ構成のものがつかわれる。

【００１２】このフライバックコンバータの出力電圧Ｅ
ｏｕｔと半導体スイッチ４１をオン、オフ制御する時比
率Ｄとの関係は式（２）のようになる。Ｅｏｕｔ＝（Ｅｉｎ×ｎｓ／ｎｐ）×Ｄ／（１−Ｄ）（２）式（２）の電圧制御特性を図示すると図９の（ｂ）のよ
うになる。時比率Ｄが大きくなるほど時比率Ｄの単位変
化当たりの出力電圧Ｅｏｕｔの変化は大きくなる。つま
り非線形性が強い。時比率Ｄが小さい範囲で出力電圧の
精度を高めようと電圧フィードバック制御の増幅率（図
７（Ａ）の誤差増幅器の増幅率）を高く設定すれば、時
比率Ｄの大きい領域ではこの増幅率が高すぎる設定とな
り、安定な制御ができなくなる。一方、時比率Ｄの大き
い領域で安定に制御できるように増幅率を設定すれば、
時比率Ｄの小さい領域で増幅率不足となり出力電圧の精
度が低下する。このように電圧制御特性が非線形である
ためフライバックコンバータでは、制御動作の安定性と
電圧の高精度化の両立が困難であり、両立させようとす
れば制御装置が複雑なものとなる。例としては平成１２
年電気学会全国大会論文４−１７６「ＵＰＳにおける高
昇圧率ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡応答特性改善」があ
る。リアクタ４２４に電流を流して一旦エネルギーを電
磁エネルギーとして蓄積させるために効率が低く、かつ
リアクタ４２４の容積が大きくなる。このため電力変換
容量の大きなコンバータには適しない。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】電圧制御範囲が広く、
かつ安定で高精度の制御が可能となる線形制御特性をも
つＤＣ−ＤＣコンバータを構成する。

【００１４】

【課題を解決するための手段】フィードフォワードコン
バータとフライバックコンバータをハイブリッド化する
ことにより両コンバータの特徴を補完したフィードフォ
ワード・フライバックコンバータを実現する。

【００１５】

【発明の実施の形態】半導体スイッチをフィードフォワ
ードコンバータとフライバックコンバータで共用とし、
フライバックコンバータを構成するリアクタをフィード
フォワードコンバータ用のトランスとして兼用させる。
また、前記リアクタに蓄えられる電磁エネルギーをフィ
ードフォワードコンバータの平滑フィルタの入力側への
放出経路を設けることによってフライバックコンバータ
を安定に動作させ、かつ、出力電圧制御に線形特性を持
たせられる。平滑フィルタの出力電圧をＤＣ−ＤＣコン
バータの出力電圧とする。

【００１６】

【実施例】図１は本発明の第１の実施例である。多巻線
のトランス兼リアクタ４２（以後トランスリアクタ４２
という）をフライバックコンバータ５の電磁エネルギー
を蓄積するリアクタとして使うとともにフィードフォワ
ードコンバータ４のトランスとしても使う。巻線ｎｐと
ｎｓとがリアクタとして機能する。また、巻線ｎｐとｎ
ｍとがトランスとして機能する。４はフィードフォワー
ドコンバータの特性をもつ回路部であり、平滑フィルタ
６の入力としてフライバックコンバータ５の出力も加わ
っているところが図７に示す一般のフィードフォワード
コンバータと異なる。図７のダイオード４４に代わって
図１ではコンデンサ５２とダイオード５３の直列回路が
使われる。半導体スイッチ４１のオン期間に、トランス
リアクタ４２の巻線ｎｐに直流電源１の電圧Ｅｉｎが印
加される。トランスリアクタ４２の巻線ｎｍの誘起電圧
はダイオード４３を介してリアクタ６１とコンデンサ６
２で構成した平滑フィルタ６に印加される。平滑フィル
タ６の出力であるコンデンサ６２の電圧Ｅｏｕｔをもっ
て負荷へ給電する。

【００１７】５はフライバックコンバータの特性をもつ
回路部である。トランスリアクタ４２の巻線ｎｓとダイ
オード５１との直列回路をコンデンサ５２と並列に接続
し、コンデンサ５２の電圧Ｅｓをダイオード５３を介し
てフィードフォワードコンバータ部４の平滑フィルタ６
の入力に加える。

【００１８】平滑フィルタ６にはトランスリアクタ４２
の巻線ｎｍからの電圧とコンデンサ５２からの電圧Ｅｓ
との２つの入力があり、両者のうち電圧レベルが高い入
力のみから給電を受ける。

【００１９】次に回路の動作を説明する。半導体スイッ
チ４１をオンさせると入力の電圧Ｅｉｎはトランスリア
クタ４２の１次巻線ｎｐに印加され各巻線には図示の極
性の電圧が誘起される。トランスリアクタ４２の２次巻
線ｎｍに誘起される電圧がコンデンサ５２の電圧Ｅｓよ
り高い場合にはダイオード４３が通電して平滑フィルタ
６に印加され電流が流れる。巻線ｎｓの電圧はダイオー
ド５１によって阻止され電流は流れない。巻線ｎｐには
巻線ｎｍに流れる電流に対応する電流とトランスリアク
タ４２に電磁エネルギーを蓄えるための電流とが流れ
る。この両電流は半導体スイッチ４１を介して直流電源
１から入力される。巻線ｎｍに誘起する電圧がコンデン
サ５２の電圧Ｅｓより低い場合には、ダイオード４３が
逆バイアスされ巻線ｎｍの電流は流れない。平滑フィル
タ６へはダイオード５３が通電してコンデンサ５２から
電圧Ｅｓで電流が流れる。

【００２０】次に半導体スイッチ４１をオフさせると、
トランスリアクタ４２の各巻線に誘起する電圧の極性が
図示とは逆になる。ダイオード４３によって阻止され巻
線ｎｍからの電流は流れない。トランスリアクタ４２に
蓄えられていた電磁エネルギーはダイオード５１が通電
してコンデンサ５２側に放電される。またダイオード５
３が通電してコンデンサ５２から平滑フィルタ６に電流
が流れる。次にまた、半導体スイッチ４１をオンさせる
と最初の状態に戻り１サイクルが終了する。

【００２１】２１は制御装置で従来と同じ制御装置も使
える。出力電圧Ｅｏｕｔをセンシングしてフィードバッ
クループをつくり生成したパルス幅制御の信号で半導体
スイッチをオン、オフ動作させる。

【００２２】平滑フィルタ６の入力電圧のパターンを図
２に示す。半導体スイッチ４１がオンしている期間には
電圧ｎｍ×Ｅｉｎ／ｎｐが現れ、半導体スイッチ４１が
オフしている期間にはコンデンサ５２の電圧Ｅｓが現れ
る。このレベルの異なる電圧は平滑フィルタ６で平均化
され出力電圧Ｅｏｕｔとなる。時比率Ｄを変えると出力
電圧Ｅｏｕｔが変わる。

【００２３】このフィードフォワード・フライバックコ
ンバータの出力電圧Ｅｏｕｔは半導体スイッチ４１のオ
ン、オフを制御する時比率Ｄと次のような関係がある。
０≦Ｄ≦１／（１＋ｎｓ／ｎｍ）の範囲では、Ｅｏｕｔ＝（Ｅｉｎ×ｎｍ／ｎｐ）×（１＋ｎｓ／ｎｍ）×Ｄ（３）１／（１＋ｎｓ／ｎｍ）≦Ｄ≦１の範囲では、Ｅｏｕｔ＝（Ｅｉｎ×ｎｍ／ｎｐ）×（ｎｓ／ｎｍ）×Ｄ／（１−Ｄ）（４）時比率Ｄが小さいときは式（３）の関係が成り立ち、出
力電圧Ｅｏｕｔは時比率Ｄに比例して変わる。つまり線
形な関係がある。時比率Ｄが大きくなると式（４）の関
係が成り立ち、出力電圧Ｅｏｕｔは時比率Ｄに関して非
線形に変わるようになる。この式（４）は式（２）と同
じになる。つまり、時比率Ｄが大きいと特性はフライバ
ックコンバータ５の特性そのものとなる。

【００２４】図３は式（３）、（４）の関係を図示した
ものである。線形特性から比線形特性に変わる境界は
Ｄ＝１／（１＋ｎｓ／ｎｍ）のときである。トランスリ
アクタ４２の巻線比ｎｓ／ｎｍの選定によって線形制御
特性を有する時比率Ｄの範囲が設計できる。ｎｓ／ｎｍ
の比を小さくする、例えば０．２５とすれば線形制御が
可能な範囲は０≦Ｄ≦０．８となる。従来のフィー
ドホワードコンバータでは図９（ａ）に示すように線形
制御の範囲が最大０．５であるのに対して本発明のコン
バータでは最大０．８までと、６０％も拡張されてい
る。さらにｎｓ／ｎｍを０．１と小さくすれば線形制御
の範囲は０．９１まで拡がる。

【００２５】従来のフィードフォワードコンバータと同
じく時比率Ｄを０．５以下に制限した場合、半導体スイ
ッチ４１オンの短い期間に必要なエネルギーを入力させ
ることになり、平均電流である出力電流を同じとすれば
半導体スイッチ４１として電流容量の大きな素子が必要
になる。また平均電圧であるＥｏｕｔを同じとすればオ
ン期間の電圧を高くするためトランスリアクタ４２の入
出力の巻線比を高くするつまり巻線数を増やす必要があ
り巻線の抵抗による損失を増加させる。これは効率を低
下させる原因となる。半導体スイッチ４１やトランスリ
アクタ４２等の部品が効率よく使われているとは言えな
い。これに対して本発明のように時比率Ｄの範囲を広く
とれれば、半導体スイッチ４１の制御範囲従って通電時
間を長くとれる。長時間通電が可能であることから同じ
量の電力を変換するにしても電流のレベルは小さくて済
み半導体スイッチ４１に小容量の素子が使えるようにな
る。トランスリアクタ４２の巻線数を増やさなくてもＤ
を大きくして出力電圧を高められるのでトランスリアク
タ４２の利用率は高くなり効率アップに寄与する。部品
の利用率が向上できるのでコスト低下に寄与するし、同
じ部品を使うなら扱える電力変換量を増やせる。これも
コスト低下に寄与する。

【００２６】図４は本発明の第２の実施例である。入力
と出力の直流電圧間を絶縁する必要がない場合には図１
におけるフィードフォワードコンバータ部４のトランス
リアクタ４２のもつ独立した巻線ｎｐとｎｍとを直結し
て単巻にできる。図４のトランスリアクタ４２１は図１
の実施例におけるトランスリアクタ４２の巻線ｎｍを入
力側の巻線ｎｐに必要なだけ巻増して得る。電圧制御特
性は図３の第１の実施例と同じである。トランスリアク
タ４２１の巻線数が図１のトランスリアクタ４２より減
らせるのでトランスリアクタ４２１の小形化および巻線
の抵抗値が減り、その分、効率の向上が可能となる。

【００２７】図５は本発明の第３の実施例である。入力
と出力の直流電圧間を絶縁する必要がなく、かつ低いレ
ベルの出力電圧Ｅｏｕｔを得ようとする場合には図１の
トランスリアクタ４２に代わって入力巻線ｎｐの中間タ
ップから巻線ｎｍを取り出したトランスリアクタ４２２
が使える。図４の実施例と同じようにトランスリアクタ
４２２の巻線数が減らせるのでトランスリアクタ４２２
の小形化および効率の向上ができる。電圧制御特性は第
１の実施例と同じく図３のようになる。

【００２８】図４のトランスリアクタ４２１あるいは図
５のトランスリアクタ４２２において巻線数ｎｐとｎｍ
が等しい場合には半導体スイッチ４１とダイオード４２
とは直結してよいことは言うまでもない。

【００２９】図６（Ｂ）のＤＣ−ＤＣコンバータ２に本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータを適用すれば制御性のよい
ＡＣ−ＤＣ電力変換装置を構成できる。

【００３０】図６（Ｃ）のＤＣ−ＤＣコンバータ２に本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータを適用すれば制御性のよい
ＤＣ−ＡＣ電力変換装置を構成できる。

【００３１】図６（Ｄ）のＤＣ−ＤＣコンバータ２に本
発明のＤＣ−ＤＣコンバータを適用すれば制御性のよい
ＡＣ−ＡＣ電力変換装置を構成できる。

【００３２】実施例の回路図では半導体スイッチ４１と
してバイポーラトランジスタの記号を使っているがパワ
ーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等も半導体スイッチ４１とし
て使えることは言うまでもない。

【００３３】

【発明の効果】本発明のＤＣ−ＤＣコンバータでは、フ
ィードフォワードコンバータを構成するトランスとして
フライバックコンバータのリアクタを兼用させて使いト
ランスの飽和の懸念をなくした。これによって電圧制御
の時比率を大幅に広げることができ、半導体スイッチお
よびトランス兼リアクタの利用率を高めることが可能に
なり、結果としてＤＣ−ＤＣコンバータの小形化、低コ
スト化、効率向上の効果をもたらす。またフィードフォ
ワードコンバータを構成する平滑フィルタの入力にフラ
イバックコンバータのリアクタの蓄積エネルギーを放出
させることによって電圧制御特性の線形な範囲を大幅に
拡張した。結果として出力電圧の高精度化、電圧制御の
安定化による信頼性向上の効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例を示したものである。

【図２】本発明の第１の実施例における平滑フィルタの
入力電圧のパターンを示したものである。

【図３】本発明の実施例における出力電圧と時比率との
関係を示したものである。

【図４】本発明の第２の実施例を示したものである。

【図５】本発明の第３の実施例を示したものである。

【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータを他の電力変換装置と組
み合わせて装置を構成した従来例である。

【図７】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例としてフィード
フォワードコンバータを示したものである。

【図８】ＤＣ−ＤＣコンバータの従来例としてフライバ
ックコンバータを示したものである。

【図９】図７および８の従来例ＤＣ−ＤＣコンバータの
特性を示したものである。

【符号の説明】

１直流電源１１交流電源２ＤＣ−ＤＣコンバータ２１ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置３直流負荷３１交流負荷４フィードフォワードコンバータ４１半導体スイッチ４２、４２１、４２２トランスリアクタ４２３トランス４２４リアクタ５フライバックコンバータ６平滑フィルタ７整流回路８インバータ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数の巻線を持つトランスリアクタ（４
２）の巻線ｎｐと半導体スイッチ（４１）との直列回路
に直流電源（１）の電圧を入力し、前記トランスリアク
タ（４２）の巻線ｎｍとダイオード（４３）との直列回
路をリアクタ（６１）とコンデンサ（６２）との直列回
路と並列に接続し、前記トランスリアクタ（４２）の巻
線ｎｓとダイオード（５１）との直列回路とコンデンサ
（５２）とを並列に接続し、かつコンデンサ（５２）と
ダイオード（５３）との直列回路をリアクタ（６１）と
コンデンサ（６２）との前記直列回路と並列に接続し、
前記コンデンサ（６２）の直流電圧を出力とすることを
特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
【請求項２】入力側に設けた整流回路（７）とともに交
流電力を直流電力に変換する装置を構成することを特徴
とする請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ
【請求項３】出力側に設けたインバータ（８）とともに
直流電力を交流電力に変換する装置を構成することを特
徴とする請求項１のＤＣ−ＤＣコンバータ
【請求項４】入力側に設けた整流回路（７）および出力
側に設けたインバータ（８）とともに交流電力を他の交
流電力に変換する装置を構成することを特徴とする請求
項１のＤＣ−ＤＣコンバータ。