JP2002232383A - Ｏｆｄｍ受信機 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信機Info
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- JP2002232383A JP2002232383A JP2001025000A JP2001025000A JP2002232383A JP 2002232383 A JP2002232383 A JP 2002232383A JP 2001025000 A JP2001025000 A JP 2001025000A JP 2001025000 A JP2001025000 A JP 2001025000A JP 2002232383 A JP2002232383 A JP 2002232383A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＯＦＤＭ受信機において、復調性能に大きく
影響を与えるＤＣオフセット成分を、簡単な構成で抑圧
する。 【解決手段】 ＤＣオフセット成分は、Ａ／Ｄ変換器へ
入力されるデータのオフセットやＡ／Ｄ変換器の基準電
圧のオフセット等により発生するので、Ａ／Ｄ変換器２
４の出力段においてディジタルフィルタ２５を用いてＤ
Ｃオフセット成分の除去をなす。そのために、ＲＦ信号
を規格化ＩＦ信号に変換し、更に、ミキサ２２にて第２
のＩＦ信号に変換後、Ａ／Ｄ変換器２４へ入力してディ
ジタル化する２段ＩＦ構成とする。
影響を与えるＤＣオフセット成分を、簡単な構成で抑圧
する。 【解決手段】 ＤＣオフセット成分は、Ａ／Ｄ変換器へ
入力されるデータのオフセットやＡ／Ｄ変換器の基準電
圧のオフセット等により発生するので、Ａ／Ｄ変換器２
４の出力段においてディジタルフィルタ２５を用いてＤ
Ｃオフセット成分の除去をなす。そのために、ＲＦ信号
を規格化ＩＦ信号に変換し、更に、ミキサ２２にて第２
のＩＦ信号に変換後、Ａ／Ｄ変換器２４へ入力してディ
ジタル化する２段ＩＦ構成とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はＯＦＤＭ（Orthogon
al Frequency Division Multiplexing）受信機に関し、
特に送信側において逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に
より生成されたＩ（実軸）及びＱ（虚軸）のベースバン
ド信号を直交変調してＲＦのＯＦＤＭ搬送波を送信し、
このＲＦ信号を直交復調し、再びＩ及びＱのベースバン
ド信号に変換した後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する
ことによって、送信側と同一のＯＦＤＭ信号を生成する
復調機能を有するＯＦＤＭ受信機に関するものである。
al Frequency Division Multiplexing）受信機に関し、
特に送信側において逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）に
より生成されたＩ（実軸）及びＱ（虚軸）のベースバン
ド信号を直交変調してＲＦのＯＦＤＭ搬送波を送信し、
このＲＦ信号を直交復調し、再びＩ及びＱのベースバン
ド信号に変換した後、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）する
ことによって、送信側と同一のＯＦＤＭ信号を生成する
復調機能を有するＯＦＤＭ受信機に関するものである。
【０００２】図７は従来のこの種のＯＦＤＭ受信機の系
統図を示している。図７において、アンテナ１にて受信
されたＲＦ信号であるＯＦＤＭ信号は、ＲＦ／ＩＦ変換
器２により規定のＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバ
ート）された後、分配器３により２分配される。ここ
で、ＯＦＤＭ信号の変調方式として、符号間干渉の影響
が少ないＱＡＭ（直交振幅変調）変調が用いられるとす
ると、これ等２分配された各信号はミキサ４，５へ夫々
入力されて、発振器７から発振されたローカル信号の互
いに９０度位相差を有する信号（分配器６により生成さ
れるものとする）と、夫々周波数混合される。
統図を示している。図７において、アンテナ１にて受信
されたＲＦ信号であるＯＦＤＭ信号は、ＲＦ／ＩＦ変換
器２により規定のＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバ
ート）された後、分配器３により２分配される。ここ
で、ＯＦＤＭ信号の変調方式として、符号間干渉の影響
が少ないＱＡＭ（直交振幅変調）変調が用いられるとす
ると、これ等２分配された各信号はミキサ４，５へ夫々
入力されて、発振器７から発振されたローカル信号の互
いに９０度位相差を有する信号（分配器６により生成さ
れるものとする）と、夫々周波数混合される。
【０００３】これ等ミキサ４，５の各出力は、帯域外の
余分な成分を抑制するためのＬＰＦ（ローパスフィル
タ）８，９を夫々介してＡ／Ｄ変換器１０，１１へ入力
され、ディジタル信号に変換されてＩ及びＱの各ベース
バンド信号となる。これ等Ｉ及びＱのベースバンド信号
は、互いに直交関係を有する実軸データ及び虚軸データ
のベースバンド信号であり、よって、ミキサ４，５、分
配器６、発振器７が直交復調機能を有することになる。
このＩ及びＱのベースバンド信号はＦＦＴ処理機能を有
するＦＦＴ変換器１２へ入力され、高速フーリエ変換さ
れてキャリア毎に配列されたＯＦＤＭのベースバンドデ
ータが得られるのである。
余分な成分を抑制するためのＬＰＦ（ローパスフィル
タ）８，９を夫々介してＡ／Ｄ変換器１０，１１へ入力
され、ディジタル信号に変換されてＩ及びＱの各ベース
バンド信号となる。これ等Ｉ及びＱのベースバンド信号
は、互いに直交関係を有する実軸データ及び虚軸データ
のベースバンド信号であり、よって、ミキサ４，５、分
配器６、発振器７が直交復調機能を有することになる。
このＩ及びＱのベースバンド信号はＦＦＴ処理機能を有
するＦＦＴ変換器１２へ入力され、高速フーリエ変換さ
れてキャリア毎に配列されたＯＦＤＭのベースバンドデ
ータが得られるのである。
【０００４】図８はＱＡＭ変調のための送信側における
直交変調回路の例を示す図である。図８において、送信
側では、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理したベー
スバンドのＩ及びＱ信号をミキサ１３，１４へ夫々入力
しており、これ等ミキサ１３，１４の他入力には分配器
１６からのローカル信号が供給されている。この分配器
１６はローカル発振器１５からのローカル信号を、互い
に９０度位相差を有する一対の信号を生成する機能を有
しているものとする。こうして得られたミキサ１３，１
４のミキシング出力は合成器１７で合成されてベースバ
ンド信号のＩ及びＱ信号を直交変調したＯＦＤＭ搬送波
として出力されることになる。
直交変調回路の例を示す図である。図８において、送信
側では、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）処理したベー
スバンドのＩ及びＱ信号をミキサ１３，１４へ夫々入力
しており、これ等ミキサ１３，１４の他入力には分配器
１６からのローカル信号が供給されている。この分配器
１６はローカル発振器１５からのローカル信号を、互い
に９０度位相差を有する一対の信号を生成する機能を有
しているものとする。こうして得られたミキサ１３，１
４のミキシング出力は合成器１７で合成されてベースバ
ンド信号のＩ及びＱ信号を直交変調したＯＦＤＭ搬送波
として出力されることになる。
【０００５】図９は受信側における直交復調回路の例を
示す図であり、受信されたＯＦＤＭ搬送波は分配器１８
により２分配され、ミキサ１９，２０の各１入力とな
る。ローカル発振器２１の発振出力は分配器２２にて互
いに９０度位相差を有する一対のローカル信号となり、
ミキサ１９，２０の他入力となる。こうして、送信側で
生成されたものと同等のベースバンドのＩ及びＱ信号が
得られるようになっている。
示す図であり、受信されたＯＦＤＭ搬送波は分配器１８
により２分配され、ミキサ１９，２０の各１入力とな
る。ローカル発振器２１の発振出力は分配器２２にて互
いに９０度位相差を有する一対のローカル信号となり、
ミキサ１９，２０の他入力となる。こうして、送信側で
生成されたものと同等のベースバンドのＩ及びＱ信号が
得られるようになっている。
【０００６】図１０は送信側及び受信側での各周波数変
換の過程を示すスペクトラムを示す図である。
換の過程を示すスペクトラムを示す図である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ送受信システ
ム使用される変復調方式では、ＱＡＭ変調方式のよう
に、振幅、位相の量により伝送データの値が規定されて
いる。そのために、送信側の変調データを正しく復調す
ることが必要であるが、変復調間で信号がオフセットす
ることは、忠実な復調動作の妨げになる。また、ＦＦＴ
変換器１２（図７）において、その入力信号がオフセッ
トしていると、演算処理上ＤＣキャリアにこのオフセッ
ト成分の誤差が重畳されることにもなる。
ム使用される変復調方式では、ＱＡＭ変調方式のよう
に、振幅、位相の量により伝送データの値が規定されて
いる。そのために、送信側の変調データを正しく復調す
ることが必要であるが、変復調間で信号がオフセットす
ることは、忠実な復調動作の妨げになる。また、ＦＦＴ
変換器１２（図７）において、その入力信号がオフセッ
トしていると、演算処理上ＤＣキャリアにこのオフセッ
ト成分の誤差が重畳されることにもなる。
【０００８】ここで、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理
において発生するＤＣオフセットによる誤差は、キャリ
ア数に比例するので、数千本のキャリアを有するＯＦＤ
Ｍ信号では、微小のオフセット誤差信号が受信機の復調
性能に大きく影響することになる。
において発生するＤＣオフセットによる誤差は、キャリ
ア数に比例するので、数千本のキャリアを有するＯＦＤ
Ｍ信号では、微小のオフセット誤差信号が受信機の復調
性能に大きく影響することになる。
【０００９】図１１（Ａ）は、ＤＣオフセットがある場
合のＯＦＤＭ信号を示し、図１１（Ｂ）は、ＤＣオフセ
ットがない場合のＯＦＤＭ信号を示している。なお、図
１２（Ａ）は図１１（Ａ）と同様に、ＯＦＤＭ信号を時
間軸上で見たものであり、図１２（Ｂ）は周波数軸上で
みたものであって、ＯＦＤＭ信号が複数のキャリアの合
成波であることが判る。
合のＯＦＤＭ信号を示し、図１１（Ｂ）は、ＤＣオフセ
ットがない場合のＯＦＤＭ信号を示している。なお、図
１２（Ａ）は図１１（Ａ）と同様に、ＯＦＤＭ信号を時
間軸上で見たものであり、図１２（Ｂ）は周波数軸上で
みたものであって、ＯＦＤＭ信号が複数のキャリアの合
成波であることが判る。
【００１０】大容量のデータ伝送が可能なＯＦＤＭ方式
では、予め定められた周波数帯域内で伝送するために
は、キャリアの本数を増すか、あるいはキャリアの変調
方式として多値ＱＡＭ方式が採用される。従って、多値
ＱＡＭ変調方式とした場合には、符号間の距離が短いた
め、このオフセット誤差の影響は大きくなる。また、大
容量伝送のために、先述したごとく、キャリアの本数も
必然的に多くなり、オフセット誤差の低減は必須とな
る。
では、予め定められた周波数帯域内で伝送するために
は、キャリアの本数を増すか、あるいはキャリアの変調
方式として多値ＱＡＭ方式が採用される。従って、多値
ＱＡＭ変調方式とした場合には、符号間の距離が短いた
め、このオフセット誤差の影響は大きくなる。また、大
容量伝送のために、先述したごとく、キャリアの本数も
必然的に多くなり、オフセット誤差の低減は必須とな
る。
【００１１】例として、図１３にＤＣオフセット誤差が
生じた場合のＦＦＴ処理後のＩ，Ｑの各データを示す。
このデータは、Ｘ軸方向（時間軸方向）にキャリア毎に
割り当てられたデータを表している。図１３において、
０〜ｎは０キャリアからｎ番目のキャリアを示す。Ｘ軸
方向に一列に並んだ線は６４ＱＡＭのマッピングレベル
を示しており、Ｉ，ＱをＸ，Ｙ軸に夫々割り当てたとす
ると、６４ＱＡＭコンスタレーションに表示される８×
８＝６４点となる。
生じた場合のＦＦＴ処理後のＩ，Ｑの各データを示す。
このデータは、Ｘ軸方向（時間軸方向）にキャリア毎に
割り当てられたデータを表している。図１３において、
０〜ｎは０キャリアからｎ番目のキャリアを示す。Ｘ軸
方向に一列に並んだ線は６４ＱＡＭのマッピングレベル
を示しており、Ｉ，ＱをＸ，Ｙ軸に夫々割り当てたとす
ると、６４ＱＡＭコンスタレーションに表示される８×
８＝６４点となる。
【００１２】また、縦方向の点線はキャリア番号（０〜
ｎ）を示し、太くなった部分は０番目のキャリア（ＤＣ
キャリア）データを表しており、ＦＦＴ演算結果入力デ
ータのＤＣオフセット成分が多重された状態を示してい
る。図１１（Ａ）に示した様なＤＣオフセット成分が多
重されていると、０番目のＤＣキャリアにノイズが付加
された状態と同じになり、ＤＣキャリアに与えられたエ
ラーとなるのである。
ｎ）を示し、太くなった部分は０番目のキャリア（ＤＣ
キャリア）データを表しており、ＦＦＴ演算結果入力デ
ータのＤＣオフセット成分が多重された状態を示してい
る。図１１（Ａ）に示した様なＤＣオフセット成分が多
重されていると、０番目のＤＣキャリアにノイズが付加
された状態と同じになり、ＤＣキャリアに与えられたエ
ラーとなるのである。
【００１３】図１４はこのＤＣオフセットの影響による
受信データの特性を示す図であり、ノイズが付加されな
い状態でも、エラーフリーとなっておらず、これは送受
信システムでの固定劣化として捕えられるものである。
尚、図１４において、Ｃ／Ｎはキャリア対ノイズレベル
比を示している。
受信データの特性を示す図であり、ノイズが付加されな
い状態でも、エラーフリーとなっておらず、これは送受
信システムでの固定劣化として捕えられるものである。
尚、図１４において、Ｃ／Ｎはキャリア対ノイズレベル
比を示している。
【００１４】ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット成分の発生
原因は、前述したごとく、主として、Ａ／Ｄコンバータ
への入力信号に存在するデータオフセット及びＡ／Ｄコ
ンバータ内での基準電圧誤差によるものであり、Ａ／Ｄ
コンバータでは、ＤＣオフセット成分の低減のために調
整がなされるが、温度変化や経年変化等により、基準電
圧や入力信号が変化するので、ＤＣオフセット成分の発
生を抑制することは困難である。また、ＯＦＤＭのキャ
リア本数が増えると、キャリア本数分のＤＣ成分が重畳
されるために、１／キャリア本数の精度の調整が必要と
なり、現実的ではないという問題がある。
原因は、前述したごとく、主として、Ａ／Ｄコンバータ
への入力信号に存在するデータオフセット及びＡ／Ｄコ
ンバータ内での基準電圧誤差によるものであり、Ａ／Ｄ
コンバータでは、ＤＣオフセット成分の低減のために調
整がなされるが、温度変化や経年変化等により、基準電
圧や入力信号が変化するので、ＤＣオフセット成分の発
生を抑制することは困難である。また、ＯＦＤＭのキャ
リア本数が増えると、キャリア本数分のＤＣ成分が重畳
されるために、１／キャリア本数の精度の調整が必要と
なり、現実的ではないという問題がある。
【００１５】本発明の目的は、Ａ／Ｄコンバータの入力
データのオフセットやＡ／Ｄコンバータ内での基準電圧
誤差にて発生するＤＣオフセット成分を容易に抑圧する
ことが可能なＯＦＤＭ受信機を提供することである。
データのオフセットやＡ／Ｄコンバータ内での基準電圧
誤差にて発生するＤＣオフセット成分を容易に抑圧する
ことが可能なＯＦＤＭ受信機を提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、ＯＦＤ
Ｍ方式により変調された受信ＲＦ信号を規格化された第
１のＩＦ信号に変換する第１の周波数変換器と、このＩ
Ｆ信号を第２のＩＦ信号に変換する第２の周波数変換手
段と、この第２のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換
器と、このＡ／Ｄ変換出力の直流成分を除去するフィル
タと、このフィルタ出力を入力としてベースバンド信号
に復調する復調器とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ受
信機が得られる。
Ｍ方式により変調された受信ＲＦ信号を規格化された第
１のＩＦ信号に変換する第１の周波数変換器と、このＩ
Ｆ信号を第２のＩＦ信号に変換する第２の周波数変換手
段と、この第２のＩＦ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換
器と、このＡ／Ｄ変換出力の直流成分を除去するフィル
タと、このフィルタ出力を入力としてベースバンド信号
に復調する復調器とを含むことを特徴とするＯＦＤＭ受
信機が得られる。
【００１７】また、前記第１のＩＦ信号が規格化されて
いない場合には、前記受信ＲＦ信号を直接前記第２のＩ
Ｆ信号に変換するようにしたことを特徴とし、前記フィ
ルタはハイパス特性またはバンドパス特性のフィルタで
あることを特徴とする。
いない場合には、前記受信ＲＦ信号を直接前記第２のＩ
Ｆ信号に変換するようにしたことを特徴とし、前記フィ
ルタはハイパス特性またはバンドパス特性のフィルタで
あることを特徴とする。
【００１８】本発明の作用を述べる。従来のＯＦＤＭ受
信機における信号経路である、ＲＦ信号→規格化ＩＦ信
号→Ａ／Ｄ変換→Ｉ，Ｑベースバンド信号という経路に
対して、本発明では、ＲＦ信号→規格化ＩＦ信号→第２
のＩＦ信号→Ａ／Ｄ変換→Ｉ，Ｑベースバンド信号とい
う経路として、この経路中におけるＩ，Ｑベースバンド
信号に変換する前の第２のＩＦ信号の処理経路で、ＤＣ
オフセット成分の除去を行うようにしている。
信機における信号経路である、ＲＦ信号→規格化ＩＦ信
号→Ａ／Ｄ変換→Ｉ，Ｑベースバンド信号という経路に
対して、本発明では、ＲＦ信号→規格化ＩＦ信号→第２
のＩＦ信号→Ａ／Ｄ変換→Ｉ，Ｑベースバンド信号とい
う経路として、この経路中におけるＩ，Ｑベースバンド
信号に変換する前の第２のＩＦ信号の処理経路で、ＤＣ
オフセット成分の除去を行うようにしている。
【００１９】一般的に、ＤＣオフセット成分は、Ａ／Ｄ
変換器へ入力されるデータのオフセットまたはＡ／Ｄ変
換器の基準電圧のオフセットなどにより発生するので、
Ａ／Ｄ変換器の出力において、ディジタルフィルタ（Ｂ
ＰＦやＨＰＦ）を使用してＤＣオフセット成分の除去を
行うものである。
変換器へ入力されるデータのオフセットまたはＡ／Ｄ変
換器の基準電圧のオフセットなどにより発生するので、
Ａ／Ｄ変換器の出力において、ディジタルフィルタ（Ｂ
ＰＦやＨＰＦ）を使用してＤＣオフセット成分の除去を
行うものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下に、図面を用いて本発明の実
施の形態につき説明する。図１は本発明の実施の形態を
示す機能ブロック図である、図７と同等部分は同一符号
により示している。アンテナ１により受信されたＯＦＤ
Ｍ信号波であるＲＦ信号は、ＲＦ／ＩＦ変換器２におい
て規定のＩＦ信号（たとえば、ＴＶ放送では３７．１５
ＭＨｚ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、
ミキサ３５において、発振器２３より発生されるローカ
ル信号とミキシングされることにより、規定のＩＦ信号
とは異なる第２のＩＦ信号（ＩＦ２）に変換される。こ
のＩＦ２信号はデジタルデータのためのサンプリング周
波数Ｆｓを中心周波数とするスペクトラムを形成してい
ることになる。
施の形態につき説明する。図１は本発明の実施の形態を
示す機能ブロック図である、図７と同等部分は同一符号
により示している。アンテナ１により受信されたＯＦＤ
Ｍ信号波であるＲＦ信号は、ＲＦ／ＩＦ変換器２におい
て規定のＩＦ信号（たとえば、ＴＶ放送では３７．１５
ＭＨｚ）にダウンコンバートされる。このＩＦ信号は、
ミキサ３５において、発振器２３より発生されるローカ
ル信号とミキシングされることにより、規定のＩＦ信号
とは異なる第２のＩＦ信号（ＩＦ２）に変換される。こ
のＩＦ２信号はデジタルデータのためのサンプリング周
波数Ｆｓを中心周波数とするスペクトラムを形成してい
ることになる。
【００２１】この第２のＩＦ信号はＡ／Ｄ変換器２４に
おいてもディジタル信号とされ、次段のディジタルフィ
ルタ２５へ入力される。このフィルタ２５はＤＣオフセ
ット成分を抑圧するためのものであり、ＨＰＦ（ハイパ
スフィルタ）やＢＰＦ（バンドパスフィルタ）特性のデ
ィジタルフィルタとなっている。このフィルタ出力はデ
ィジタル直交復調回路２６において、Ｉ及びＱのベース
バンド信号に復調されて次段のＦＦＴ変換器１２へ入力
され、ＦＦＴ処理されるのである。
おいてもディジタル信号とされ、次段のディジタルフィ
ルタ２５へ入力される。このフィルタ２５はＤＣオフセ
ット成分を抑圧するためのものであり、ＨＰＦ（ハイパ
スフィルタ）やＢＰＦ（バンドパスフィルタ）特性のデ
ィジタルフィルタとなっている。このフィルタ出力はデ
ィジタル直交復調回路２６において、Ｉ及びＱのベース
バンド信号に復調されて次段のＦＦＴ変換器１２へ入力
され、ＦＦＴ処理されるのである。
【００２２】図２はＤＣ成分抑圧用のフィルタ２５のフ
ィルタ特性を示しており、（Ａ）はＨＰＦ特性、（Ｂ）
はＢＰＦ特性を夫々示している。このＨＰＦまたはＢＰ
Ｆ特性を有するフィルタ２５を介して直交復調回路２６
へ入力することにより、Ａ／Ｄ変換器２４の入力データ
のオフセットやＡ／Ｄ変換器内の基準電圧誤差により生
ずるＤＣオフセット成分を抑圧することができることに
なる。
ィルタ特性を示しており、（Ａ）はＨＰＦ特性、（Ｂ）
はＢＰＦ特性を夫々示している。このＨＰＦまたはＢＰ
Ｆ特性を有するフィルタ２５を介して直交復調回路２６
へ入力することにより、Ａ／Ｄ変換器２４の入力データ
のオフセットやＡ／Ｄ変換器内の基準電圧誤差により生
ずるＤＣオフセット成分を抑圧することができることに
なる。
【００２３】本実施例においては、図１に示す如く、直
交復調回路２６はディジタル直交行復調回路であるの
で、このディジタル直交復調について以下説明する。先
ず、前提となる直交変調について説明すると、直交変調
とは、互いに直交関係にある（９０度位相差を保った）
信号を合成しても、互いに干渉することはない変調方式
であり、この直交関係にある信号とは、図３に示す関係
にある信号を指す。この様な直交関係にある二つの信号
Ｉ，Ｑは、時間Ｔ／４毎において互いに干渉せず、合成
することが可能である（Ｉ＋Ｑ参照）。
交復調回路２６はディジタル直交行復調回路であるの
で、このディジタル直交復調について以下説明する。先
ず、前提となる直交変調について説明すると、直交変調
とは、互いに直交関係にある（９０度位相差を保った）
信号を合成しても、互いに干渉することはない変調方式
であり、この直交関係にある信号とは、図３に示す関係
にある信号を指す。この様な直交関係にある二つの信号
Ｉ，Ｑは、時間Ｔ／４毎において互いに干渉せず、合成
することが可能である（Ｉ＋Ｑ参照）。
【００２４】この関係を保つために、送信側におけるデ
ィジタル直交変調回路では、Ｉ，Ｑのベースバンド信号
を4 倍のオーバーサンプリング（Ｆｓ→４Ｆｓ）を行っ
て伝送レートの変換が行われる。この信号を時間ｔの系
列で合成した信号は、図３の（Ｉ＋Ｑ）に基づいて、 （COS ωdt）＋（SIN ωdt）＋（−COS ωdt）＋（−SI
N ωdt）＋… と表わされることになる。従って、合成信号（Ｉ＋Ｑ）
は、COS ωdt、SIN ωdtを＋１倍、−１倍にしてセレク
トすることにより得ることが可能であることが判る。
ィジタル直交変調回路では、Ｉ，Ｑのベースバンド信号
を4 倍のオーバーサンプリング（Ｆｓ→４Ｆｓ）を行っ
て伝送レートの変換が行われる。この信号を時間ｔの系
列で合成した信号は、図３の（Ｉ＋Ｑ）に基づいて、 （COS ωdt）＋（SIN ωdt）＋（−COS ωdt）＋（−SI
N ωdt）＋… と表わされることになる。従って、合成信号（Ｉ＋Ｑ）
は、COS ωdt、SIN ωdtを＋１倍、−１倍にしてセレク
トすることにより得ることが可能であることが判る。
【００２５】そこで、送信側のディジタル変調回路は図
４に示す様な構成となる。すなわち、ベースバンドの
Ｉ，Ｑ信号はサンプリング回路３６，３７にて４倍のオ
ーバサンプリングが行われ、１倍及び（−１）倍乗算器
３８，３９にて夫々乗算される。これ等乗算出力はセレ
クタ４０へ入力されて、図３の（Ｉ＋Ｑ）に示した様な
合成信号となって出力され、Ｄ／Ａ変換器４１にてディ
ジタル信号となる。この信号はローカル信号とミキサ４
２にてミキシングされて、規定のＩＦ信号となって導出
される。
４に示す様な構成となる。すなわち、ベースバンドの
Ｉ，Ｑ信号はサンプリング回路３６，３７にて４倍のオ
ーバサンプリングが行われ、１倍及び（−１）倍乗算器
３８，３９にて夫々乗算される。これ等乗算出力はセレ
クタ４０へ入力されて、図３の（Ｉ＋Ｑ）に示した様な
合成信号となって出力され、Ｄ／Ａ変換器４１にてディ
ジタル信号となる。この信号はローカル信号とミキサ４
２にてミキシングされて、規定のＩＦ信号となって導出
される。
【００２６】受信側での直交復調回路では、上述した直
交変調回路と反対の動作をする様な回路構成とすれば良
く、以下に説明する。
交変調回路と反対の動作をする様な回路構成とすれば良
く、以下に説明する。
【００２７】図５は図１におけるディジタル直交復調回
路２６の具体例を示す図である。図１のＬＰＦ２５を経
た信号（ＩＦ２）は１倍乗算器２７、（−１）倍乗算器
２８へ入力され、これ等乗算出力は共にセレクタ２９，
３０へ供給される。セレクタ２９はＩ信号を生成するも
のであり、セレクタ３０はＱ信号を生成するものであ
る。Ｉ，Ｑ信号はＬＰＦ３１，３２を夫々介して、１／
４間引きをなす１／４回路３３，３４へ入力され、Ｉ，
Ｑの各ベースバンド信号に復調される。
路２６の具体例を示す図である。図１のＬＰＦ２５を経
た信号（ＩＦ２）は１倍乗算器２７、（−１）倍乗算器
２８へ入力され、これ等乗算出力は共にセレクタ２９，
３０へ供給される。セレクタ２９はＩ信号を生成するも
のであり、セレクタ３０はＱ信号を生成するものであ
る。Ｉ，Ｑ信号はＬＰＦ３１，３２を夫々介して、１／
４間引きをなす１／４回路３３，３４へ入力され、Ｉ，
Ｑの各ベースバンド信号に復調される。
【００２８】図３は図５におけるセレクタ２９，３０の
信号処理タイミングを示す図であり、互いに９０度位相
差を有する信号中に示した点線の各タイミングでセレク
タ２７，２８を切替え制御することにより、Ｉ，Ｑ信号
に夫々分離する様子を示している。変調側（送信側）に
おいては、先述した如く、ＩＦＦＴ変換したＦｓのデー
タを４倍補間し直交変調しており、よって復調側では、
直交復調する際に４Ｆｓでサンプリングされたデータ
を、図３に示すごとくＩ，Ｑの各信号に分離するように
している。
信号処理タイミングを示す図であり、互いに９０度位相
差を有する信号中に示した点線の各タイミングでセレク
タ２７，２８を切替え制御することにより、Ｉ，Ｑ信号
に夫々分離する様子を示している。変調側（送信側）に
おいては、先述した如く、ＩＦＦＴ変換したＦｓのデー
タを４倍補間し直交変調しており、よって復調側では、
直交復調する際に４Ｆｓでサンプリングされたデータ
を、図３に示すごとくＩ，Ｑの各信号に分離するように
している。
【００２９】すなわち、ＩＦ２の信号をＦＦＴ変換処理
するＦｓクロックの４倍の速度で乗算器２７，２８を動
作させ、ＩＦ２信号の０，１，−１倍したデータを事前
に生成しておき、これ等をセレクタ２９，３０によりセ
レクトすることにより、直交復調動作を可能としてい
る。
するＦｓクロックの４倍の速度で乗算器２７，２８を動
作させ、ＩＦ２信号の０，１，−１倍したデータを事前
に生成しておき、これ等をセレクタ２９，３０によりセ
レクトすることにより、直交復調動作を可能としてい
る。
【００３０】図６は図１の受信機においてＯＦＤＭのＲ
Ｆ信号からＩ，Ｑベースバンド信号を生成するまでのス
ペクトラムを表した図である。
Ｆ信号からＩ，Ｑベースバンド信号を生成するまでのス
ペクトラムを表した図である。
【００３１】尚、図１の実施例では、規格化されたＩＦ
信号の場合において本発明を適用したものであり、ＩＦ
信号が規格化されていない様な場合には、受信ＲＦ信号
を直接ＩＦ２の信号に変換し、このＩＦ２信号をＡ／Ｄ
変換した後に、ＨＰＦやＢＰＦにてＤＣオフセット成分
を抑圧する構成とすることで、回路構成の簡素化が図ら
れることになる。
信号の場合において本発明を適用したものであり、ＩＦ
信号が規格化されていない様な場合には、受信ＲＦ信号
を直接ＩＦ２の信号に変換し、このＩＦ２信号をＡ／Ｄ
変換した後に、ＨＰＦやＢＰＦにてＤＣオフセット成分
を抑圧する構成とすることで、回路構成の簡素化が図ら
れることになる。
【００３２】
【発明の効果】以上述べた如く、本発明によれば、２段
階のＩＦ信号処理を行った後にＡ／Ｄ変換を行い、その
出力数でＤＣオフセット成分の抑圧を行う様にしたの
で、ＤＣオフセットの主な発生要因であるＡ／Ｄ変換器
の入力データオフセットやＡ／Ｄ変換器出力におけるＤ
Ｃオフセットを効果的に抑圧できることになり、よって
ＦＦＴ処理時に発生するベースバンド信号時のＤＣ成分
によるＤＣキャリアの劣化を低減できるという効果があ
る。
階のＩＦ信号処理を行った後にＡ／Ｄ変換を行い、その
出力数でＤＣオフセット成分の抑圧を行う様にしたの
で、ＤＣオフセットの主な発生要因であるＡ／Ｄ変換器
の入力データオフセットやＡ／Ｄ変換器出力におけるＤ
Ｃオフセットを効果的に抑圧できることになり、よって
ＦＦＴ処理時に発生するベースバンド信号時のＤＣ成分
によるＤＣキャリアの劣化を低減できるという効果があ
る。
【００３３】また、従来のミキサによる周波数混合手法
では、ローカル信号の直交性のずれによりＩ，Ｑ信号の
劣化という問題が生じるが、本発明では、直交復調回路
をディジタル化することができるので、上記の問題はな
くなり、Ｉ，Ｑの直交性が常に正確に保たれるという効
果もある。
では、ローカル信号の直交性のずれによりＩ，Ｑ信号の
劣化という問題が生じるが、本発明では、直交復調回路
をディジタル化することができるので、上記の問題はな
くなり、Ｉ，Ｑの直交性が常に正確に保たれるという効
果もある。
【図１】本発明の実施例のブロック図である。
【図２】図１のフィルタ２５の特性例を示し、（Ａ）は
ＨＰＦ特性、（Ｂ）はＢＰＦ特性を夫々示す図である。
ＨＰＦ特性、（Ｂ）はＢＰＦ特性を夫々示す図である。
【図３】ディジタル直交変復調回路の動作原理を示す図
である。
である。
【図４】ディジタル直交変調回路の例を示す図である。
【図５】図１のディジタル直交復調回路２６の例を示す
図である。
図である。
【図６】本発明の実施例における信号スペクトラムを示
す図である。
す図である。
【図７】従来のＯＦＤＭ受信機の例を示す図である。
【図８】送信側における従来の直交変調回路の例を示す
図である。
図である。
【図９】受信側における従来の直交復調回路の例を示す
図である。
図である。
【図１０】従来の送受信信号処理過程の周波数スペクト
ラムを示す図である。
ラムを示す図である。
【図１１】ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット成分を示す図
である。
である。
【図１２】（Ａ）はＯＦＤＭ信号を時間軸で示した図、
（Ｂ）はＯＦＤＭ信号を周波数軸で示した図である。
（Ｂ）はＯＦＤＭ信号を周波数軸で示した図である。
【図１３】ＤＣオフセット成分が発生した場合の復調デ
ータを示す図である。
ータを示す図である。
【図１４】ＤＣオフセットの影響による受信データの特
性を示す図である。
性を示す図である。
１ アンテナ ２ ＲＦ／ＩＦ変換器 １２ ＦＦＴ変換器 ２３ ローカル発振器 ２４ Ａ／Ｄ変換器 ２５ ディジタルフィルタ ２６ ディジタル直交復調回路 ２７ １倍乗算器 ２８ −１倍乗算器 ２９，３０ セレクタ ３１，３２ ＬＰＦ ３３，３４ １／２間引き回路 ３５ ミキサ
Claims (3)
- 【請求項１】 ＯＦＤＭ方式により変調された受信ＲＦ
信号を規格化された第１のＩＦ信号に変換する第１の周
波数変換器と、このＩＦ信号を第２のＩＦ信号に変換す
る第２の周波数変換手段と、この第２のＩＦ信号をＡ／
Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換出力の直流
成分を除去するフィルタと、このフィルタ出力を入力と
してベースバンド信号に復調する復調器とを含むことを
特徴とするＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項２】 前記第１のＩＦ信号が規格化されていな
い場合には、前記受信ＲＦ信号を直接前記第２のＩＦ信
号に変換するようにしたことを特徴とする請求項１記載
のＯＦＤＭ受信機。 - 【請求項３】 前記フィルタはハイパス特性またはバン
ドパス特性のフィルタであることを特徴とする請求項１
または２記載のＯＦＤＭ受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001025000A JP2002232383A (ja) | 2001-02-01 | 2001-02-01 | Ｏｆｄｍ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001025000A JP2002232383A (ja) | 2001-02-01 | 2001-02-01 | Ｏｆｄｍ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002232383A true JP2002232383A (ja) | 2002-08-16 |
Family
ID=18890061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001025000A Pending JP2002232383A (ja) | 2001-02-01 | 2001-02-01 | Ｏｆｄｍ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002232383A (ja) |
-
2001
- 2001-02-01 JP JP2001025000A patent/JP2002232383A/ja active Pending
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