JP2002232323A - ２ｄレーキ式受信システム及びその処理方法 - Google Patents
２ｄレーキ式受信システム及びその処理方法Info
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- JP2002232323A JP2002232323A JP2001013640A JP2001013640A JP2002232323A JP 2002232323 A JP2002232323 A JP 2002232323A JP 2001013640 A JP2001013640 A JP 2001013640A JP 2001013640 A JP2001013640 A JP 2001013640A JP 2002232323 A JP2002232323 A JP 2002232323A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 多重経路の到達する角度、時間、強度および
位相を見積もることができるＦＦＴ（高速フーリエ変
換）を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信
機システムおよびその使用システムならびにその処理方
法を提供する。 【解決手段】 二次元高速フーリエ変換ユニット５１
と、データ展開コードマッチングユニット５２と、二次
元チャンネルサウンディングユニット５３と、コンプレ
ックスコンジュゲートユニット５４と、空間−周波数の
チャンネルレスポンスとを、二次元チャンネルマッチン
グユニット５５でマッチングした後、最後にデシジョン
ユニット５６を使って決定することを特徴とする。
位相を見積もることができるＦＦＴ（高速フーリエ変
換）を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信
機システムおよびその使用システムならびにその処理方
法を提供する。 【解決手段】 二次元高速フーリエ変換ユニット５１
と、データ展開コードマッチングユニット５２と、二次
元チャンネルサウンディングユニット５３と、コンプレ
ックスコンジュゲートユニット５４と、空間−周波数の
チャンネルレスポンスとを、二次元チャンネルマッチン
グユニット５５でマッチングした後、最後にデシジョン
ユニット５６を使って決定することを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高速フーリエ変換
を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信シス
テムおよびその処理方法に関する。
を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信シス
テムおよびその処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話通信サービスの需要は迅速に増
加している。従って今後携帯電話通信産業の研究課題は
如何に電波スペクトル使用効率を高めるかにある。目下
発展段階にあるワイドバンドＣＤＭＡは電波スペクトル
使用効率引上げの重要な方法の一つである。ＣＤＭＡ
は、システム容量がＦＤＭＡとＴＤＭＡに勝っていると
いうことはすでに証明されている。然しながらＣＤＭＡ
のシステム容量は激増する個人インターネット通信の需
要に将来間に合わない可能性が高い。中でも特にワイド
バンドのマルチメディアコミュニケーションは需要が厖
大である。ＣＤＭＡは干渉制限システムであるから、そ
れで干渉を減少してシステム容量を増加させることがで
きる。例えばＩＳ−９５を１２０度の扇型アンテナでも
って干渉源を分離させれば、これによってシステムの容
量が増加する。最近の研究では更に一歩進んで空間信号
処理を取って干渉を減らしている。空間信号処理は配列
アンテナでもって一組の信号ベクタを受信した後、適当
な演算法で計算して信号の干渉比の増加を計る。
加している。従って今後携帯電話通信産業の研究課題は
如何に電波スペクトル使用効率を高めるかにある。目下
発展段階にあるワイドバンドＣＤＭＡは電波スペクトル
使用効率引上げの重要な方法の一つである。ＣＤＭＡ
は、システム容量がＦＤＭＡとＴＤＭＡに勝っていると
いうことはすでに証明されている。然しながらＣＤＭＡ
のシステム容量は激増する個人インターネット通信の需
要に将来間に合わない可能性が高い。中でも特にワイド
バンドのマルチメディアコミュニケーションは需要が厖
大である。ＣＤＭＡは干渉制限システムであるから、そ
れで干渉を減少してシステム容量を増加させることがで
きる。例えばＩＳ−９５を１２０度の扇型アンテナでも
って干渉源を分離させれば、これによってシステムの容
量が増加する。最近の研究では更に一歩進んで空間信号
処理を取って干渉を減らしている。空間信号処理は配列
アンテナでもって一組の信号ベクタを受信した後、適当
な演算法で計算して信号の干渉比の増加を計る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、多重
経路の到達する角度、時間、強度および位相を見積もる
ことができるＦＦＴ（高速フーリエ変換）を基礎とした
マッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信機システムおよび
その使用システムならびにその処理方法を提供すること
にある。
経路の到達する角度、時間、強度および位相を見積もる
ことができるＦＦＴ（高速フーリエ変換）を基礎とした
マッチング濾波器の２Ｄレーキ式受信機システムおよび
その使用システムならびにその処理方法を提供すること
にある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は新しい策略を採
用して周波数チャンネルの空間と時間レスポンスを、同
一受信機システム中に一括して考えたものである。これ
を２Ｄレーキ式受信機と称する。この２Ｄレーキ式受信
機は多重経路の到達する角度、時間、強度および位相を
見積もることができる上に、受信した信号を空間と時間
の最大比でもって相互加算する。その訳は空間と時間信
号を処理して同一受信機システム中に統合されるから、
それによって２Ｄレーキ式受信機の効率が比較的高くな
って、設計も比較的簡単になる。また理論上、２Ｄレー
キ式受信機は明らかにシステム容量を増加することがで
きることを証明している。将来ワイドバンドＣＤＭＡシ
ステム中に配列アンテナもまたシステム容量を増加する
方法の一つとして数えられるであろう。従って２Ｄレー
キ式受信機はワイドバンドＣＤＭＡ受信機設計の一重要
な方角となるであろう。
用して周波数チャンネルの空間と時間レスポンスを、同
一受信機システム中に一括して考えたものである。これ
を２Ｄレーキ式受信機と称する。この２Ｄレーキ式受信
機は多重経路の到達する角度、時間、強度および位相を
見積もることができる上に、受信した信号を空間と時間
の最大比でもって相互加算する。その訳は空間と時間信
号を処理して同一受信機システム中に統合されるから、
それによって２Ｄレーキ式受信機の効率が比較的高くな
って、設計も比較的簡単になる。また理論上、２Ｄレー
キ式受信機は明らかにシステム容量を増加することがで
きることを証明している。将来ワイドバンドＣＤＭＡシ
ステム中に配列アンテナもまたシステム容量を増加する
方法の一つとして数えられるであろう。従って２Ｄレー
キ式受信機はワイドバンドＣＤＭＡ受信機設計の一重要
な方角となるであろう。
【０００５】２Ｄレーキ式受信機はＤＳＳＳ(Direct Se
quency Spread Spectrum)システムに使用するように設
計されている。アップリンク信号(uplink signal)は、
データチャンネルとパイロットチャンネルの二つのチャ
ンネルを含んでいる。この二つのチャンネルはコード分
割マルチアクセス技術を使って分割させる。つまり各々
のチャンネルは独自の展開コードを持つ。データチャン
ネル伝送モジュール方式は入力したデータストリングを
ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調技術を使っ
て（あるいはその他の変調技術例えばＱＰＳＫ等）、変
調させると共に、データ展開コードを掛けた後、データ
信号となって送り出される。パイロットチャンネルの伝
送モジュール方式は、パイロット信号を即ち非変調のた
だし一つのパイロット展開コードを掛けて得た信号を送
り出す。この二つの信号は最後に結合した後に伝送され
る。この場合のデータ展開コードとパイロット展開コー
ドの両者は同じ長さのショートコードである上、この二
種のコードの周期は一個の変調記号の周期と同じであ
る。
quency Spread Spectrum)システムに使用するように設
計されている。アップリンク信号(uplink signal)は、
データチャンネルとパイロットチャンネルの二つのチャ
ンネルを含んでいる。この二つのチャンネルはコード分
割マルチアクセス技術を使って分割させる。つまり各々
のチャンネルは独自の展開コードを持つ。データチャン
ネル伝送モジュール方式は入力したデータストリングを
ＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調技術を使っ
て（あるいはその他の変調技術例えばＱＰＳＫ等）、変
調させると共に、データ展開コードを掛けた後、データ
信号となって送り出される。パイロットチャンネルの伝
送モジュール方式は、パイロット信号を即ち非変調のた
だし一つのパイロット展開コードを掛けて得た信号を送
り出す。この二つの信号は最後に結合した後に伝送され
る。この場合のデータ展開コードとパイロット展開コー
ドの両者は同じ長さのショートコードである上、この二
種のコードの周期は一個の変調記号の周期と同じであ
る。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下図面を参照して本発明の一実
施例を説明し、本発明の技術内容とその目的および効果
を明らかにする。図１は本発明の一実施例による２Ｄレ
ーキ式受信機システムの全体構成図である。２Ｄレーキ
式受信機システムには配列アンテナ１、無線周波数先導
部ユニット２、Ｉ／Ｑ復調器３、ＡＤ変換器４および２
Ｄレーキ式受信機５備える。仮に配列アンテナ１の総数
がＭ本あるとして、各アンテナ無線周波数先導部ユニッ
ト２とＩ／Ｑ復調器３とＡＤ変換器４を伴う。ここで先
ず第Ｍ番アンテナをもってこの受信機の操作方法を説明
する。仮に第Ｍ番のアンテナが無線周波数信号を受け取
ったとする。
施例を説明し、本発明の技術内容とその目的および効果
を明らかにする。図１は本発明の一実施例による２Ｄレ
ーキ式受信機システムの全体構成図である。２Ｄレーキ
式受信機システムには配列アンテナ１、無線周波数先導
部ユニット２、Ｉ／Ｑ復調器３、ＡＤ変換器４および２
Ｄレーキ式受信機５備える。仮に配列アンテナ１の総数
がＭ本あるとして、各アンテナ無線周波数先導部ユニッ
ト２とＩ／Ｑ復調器３とＡＤ変換器４を伴う。ここで先
ず第Ｍ番アンテナをもってこの受信機の操作方法を説明
する。仮に第Ｍ番のアンテナが無線周波数信号を受け取
ったとする。
【０００７】この信号を無線周波数先導部ユニット２と
Ｉ／Ｑ復調器３に送り込み、更にこの信号を等効果のベ
ースバンド復数信号に転換する。この複数信号は実数Ｉ
ｍ（ｔ）と虚数Ｑｍ（ｔ）の両部分を含む。この下付の
記号ｍは信号が第ｍ番のアンテナから受け取った信号ｍ
＝（０，１，２……Ｍ−１）を意味する。続いてＩ／Ｑ
復調器が個別にＩｍ（ｔ）とＱｍ（ｔ）の両信号を１／
Ｔｃの速度（もしくはその整数倍）でサンプルを取った
後、二個の分離時間Ｉｍ［ｎ］とＱｍ［ｎ］の個別信号
を生ずる。この場合のＴｃは展開コードチップ速度の周
期になる。そして二個の分離信号Ｉｍ［ｎ］とＱ
ｍ［ｎ］は一個の等効果のベースバンド分離時間複数信
号r[m,n]を組成する。この場合、r[m,n]＝Ｉｍ［ｎ］＋
jＱｍ［ｎ］である。このＭ個の異なったアンテナから
受信された分離時間複数信号r[m,n]は、ベースバンド２
Ｄレーキ式受信機５に送り込まれる。
Ｉ／Ｑ復調器３に送り込み、更にこの信号を等効果のベ
ースバンド復数信号に転換する。この複数信号は実数Ｉ
ｍ（ｔ）と虚数Ｑｍ（ｔ）の両部分を含む。この下付の
記号ｍは信号が第ｍ番のアンテナから受け取った信号ｍ
＝（０，１，２……Ｍ−１）を意味する。続いてＩ／Ｑ
復調器が個別にＩｍ（ｔ）とＱｍ（ｔ）の両信号を１／
Ｔｃの速度（もしくはその整数倍）でサンプルを取った
後、二個の分離時間Ｉｍ［ｎ］とＱｍ［ｎ］の個別信号
を生ずる。この場合のＴｃは展開コードチップ速度の周
期になる。そして二個の分離信号Ｉｍ［ｎ］とＱ
ｍ［ｎ］は一個の等効果のベースバンド分離時間複数信
号r[m,n]を組成する。この場合、r[m,n]＝Ｉｍ［ｎ］＋
jＱｍ［ｎ］である。このＭ個の異なったアンテナから
受信された分離時間複数信号r[m,n]は、ベースバンド２
Ｄレーキ式受信機５に送り込まれる。
【０００８】図２はベースバンド２Ｄレーキ式受信機５
のブロック図である。２Ｄレーキ式受信機５は二次元高
速フーリエ変換ユニット５１、データ展開コードマッチ
ングユニット５２、二次元チャンネルサウンディングユ
ニット５３、コンプレックスコンジュゲートユニット５
４、二次元チャンネルマッチングユニット５５とデシジ
ョンユニット５６を備える。Ｍ個のアンテナから来たr
[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ユニット５１に送
られて、r[m,n]のＭ×Ｎ点の二次元高速フーリエ変換計
算が行なわれる。この場合のＮはパイロットチャンネル
とデータ展開コードの長さ（もしくはその整数倍）であ
る。二次元高速フーリエ変換の計算は一ブロック毎に運
算を続けていく。ここで二次元高速フーリエ変換がキャ
ラクタシーケンスと同期であると仮定する。先ず最初に
r[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ブロックに分割さ
れる。分割された後のr[m,n]信号はr’[m,n]となる。
のブロック図である。２Ｄレーキ式受信機５は二次元高
速フーリエ変換ユニット５１、データ展開コードマッチ
ングユニット５２、二次元チャンネルサウンディングユ
ニット５３、コンプレックスコンジュゲートユニット５
４、二次元チャンネルマッチングユニット５５とデシジ
ョンユニット５６を備える。Ｍ個のアンテナから来たr
[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ユニット５１に送
られて、r[m,n]のＭ×Ｎ点の二次元高速フーリエ変換計
算が行なわれる。この場合のＮはパイロットチャンネル
とデータ展開コードの長さ（もしくはその整数倍）であ
る。二次元高速フーリエ変換の計算は一ブロック毎に運
算を続けていく。ここで二次元高速フーリエ変換がキャ
ラクタシーケンスと同期であると仮定する。先ず最初に
r[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ブロックに分割さ
れる。分割された後のr[m,n]信号はr’[m,n]となる。
【０００９】
【数５】
【００１０】この場合のr’[m,n]，ｍ＝０，１，……，
Ｍ−１，ｎ＝０，１，……，Ｎ−１，は第ｍ本アンテナ
の第１記号の第ｎ個から取ったサンプルの受信信号であ
る。ある一個の固定したｍ，r’[m,n]，ｎ＝０，１，…
…，Ｎ−１に対して、第ｍ本アンテナから受け取ったキ
ャラクタを意味する。高速フーリエ変換の後、空間周波
数領域信号を得る。
Ｍ−１，ｎ＝０，１，……，Ｎ−１，は第ｍ本アンテナ
の第１記号の第ｎ個から取ったサンプルの受信信号であ
る。ある一個の固定したｍ，r’[m,n]，ｎ＝０，１，…
…，Ｎ−１に対して、第ｍ本アンテナから受け取ったキ
ャラクタを意味する。高速フーリエ変換の後、空間周波
数領域信号を得る。
【００１１】
【数６】
【００１２】その中におけるｕは方角パラメータで、Ｎ
は周波数領域パラメータである。R’[u,v]が二次元チャ
ンネルサウンディングユニット５３に送り込まれて、空
間周波数領域のチャンネルレスポンスH"1 [u,v]の見積
り計算を行なう。R’[u,v]もデータ展開コードマッチン
グユニット５２に送り込まれてデータ展開コードのdesp
readingを行なって、データコードマッチング出力信号
R’[u,v]Cd *［ｖ］を獲得する。コンプレックスコンジ
ュゲートユニット５４はH"1 [u,v]のコンプレックスコ
ンジュゲートの見積り計算を行なう。チャンネルの空間
周波数レスポンスH"1 [u,v]のコンプレックスコンジュ
ゲートH"1 *[u,v]が生じた後、H"1 *[u,v]が二次元チャ
ンネルマッチングユニット５５でデータコードとマッチ
ングして信号R’[u,v]Cd *［ｖ］を出力して相乗し、並
びに相乗の結果R’[u,v]Cd *［v］H"1 *[u,v]を加え合わ
せて下記式を得る。
は周波数領域パラメータである。R’[u,v]が二次元チャ
ンネルサウンディングユニット５３に送り込まれて、空
間周波数領域のチャンネルレスポンスH"1 [u,v]の見積
り計算を行なう。R’[u,v]もデータ展開コードマッチン
グユニット５２に送り込まれてデータ展開コードのdesp
readingを行なって、データコードマッチング出力信号
R’[u,v]Cd *［ｖ］を獲得する。コンプレックスコンジ
ュゲートユニット５４はH"1 [u,v]のコンプレックスコ
ンジュゲートの見積り計算を行なう。チャンネルの空間
周波数レスポンスH"1 [u,v]のコンプレックスコンジュ
ゲートH"1 *[u,v]が生じた後、H"1 *[u,v]が二次元チャ
ンネルマッチングユニット５５でデータコードとマッチ
ングして信号R’[u,v]Cd *［ｖ］を出力して相乗し、並
びに相乗の結果R’[u,v]Cd *［v］H"1 *[u,v]を加え合わ
せて下記式を得る。
【００１３】
【数７】
【００１４】最後に二次元チャンネルマッチングユニッ
ト５５がこの生じた結果を持ってきてキャラクタの決定
を行なう。例えばＢＰＳＫのデータ変調技術を使用すれ
ば、デシジョンユニット５６が上記数３式の実数部分
が、ゼロよりも大であるかあるいは小であるかどうかを
決定する。
ト５５がこの生じた結果を持ってきてキャラクタの決定
を行なう。例えばＢＰＳＫのデータ変調技術を使用すれ
ば、デシジョンユニット５６が上記数３式の実数部分
が、ゼロよりも大であるかあるいは小であるかどうかを
決定する。
【００１５】図３はデータ展開コードマッチングユニッ
トである。データ展開コードマッチングユニットはデー
タ展開コードのデータコードdespreading作業を行なわ
せる。このデータ展開コードのデータコードdespreadin
gユニットは、一列の周波数領域のデータコードマッチ
ング濾波器から成る。各データコードマッチング濾波器
にはマルチプライヤとメモリセルを包含する。データ展
開コードの高速フーリエ変換のコンプレックスコンジュ
ゲートはCd *［ｖ］で、Cd *［ｖ］がメモリセルにメモリ
される。一旦ｕが固定されるとR’[u,v]とCd *［ｖ］
は、前記マルチプライヤによってR’[u,v]Cd *［ｖ］を
生じ、並びにデータ展開コードを消去するために供す
る。
トである。データ展開コードマッチングユニットはデー
タ展開コードのデータコードdespreading作業を行なわ
せる。このデータ展開コードのデータコードdespreadin
gユニットは、一列の周波数領域のデータコードマッチ
ング濾波器から成る。各データコードマッチング濾波器
にはマルチプライヤとメモリセルを包含する。データ展
開コードの高速フーリエ変換のコンプレックスコンジュ
ゲートはCd *［ｖ］で、Cd *［ｖ］がメモリセルにメモリ
される。一旦ｕが固定されるとR’[u,v]とCd *［ｖ］
は、前記マルチプライヤによってR’[u,v]Cd *［ｖ］を
生じ、並びにデータ展開コードを消去するために供す
る。
【００１６】図４は二次元チャンネルサウンディングユ
ニットのブロック図である。チャンネルの空間周波数レ
スポンスの見積りに供する。二次元チャンネルサウンデ
ィングユニット５３には周波数領域パイロットコードマ
ッチングフィルタ５３１、一次元反高速フーリエ変換５
３２、ブロック−バイ−ブロックアバレージユニット５
３３、二次元経路セレクション５３４および一次元高速
フーリエ変換ユニット５３５を有する。
ニットのブロック図である。チャンネルの空間周波数レ
スポンスの見積りに供する。二次元チャンネルサウンデ
ィングユニット５３には周波数領域パイロットコードマ
ッチングフィルタ５３１、一次元反高速フーリエ変換５
３２、ブロック−バイ−ブロックアバレージユニット５
３３、二次元経路セレクション５３４および一次元高速
フーリエ変換ユニット５３５を有する。
【００１７】周波数領域のパイロットコードマッチング
フィルタバンク５３１の操作モジュール方式と周波数領
域のデータコードマッチング濾波器バンクは互いに類似
している。ただその主なる機能は周波数領域においてパ
イロット展開コードを消去することにある。各パイロッ
トコードマッチングフィルタはマルチプライヤとメモリ
セルを有する。もしもuを固定して、Cp［ｖ］とR[u,v]
をマルチプライヤで相乗すれば、H’[u,v]＝R’[u,v]Cd
*［ｖ］が生れる。この項は即ち空間−周波数のチャン
ネルレスポンスである。uを固定すると、H’[u,v]は即
ち方角パラメータにおけるＵチャンネルの周波数レスポ
ンスである。パイロットコードマッチングフィルタには
一次元反高速フーリエ変換ユニット５３２が密接してい
て、各々のuに対して、H’[u, v]を変換し戻せば方角パ
ラメータにおけるＵの時間領域インパルスレスポンス
h’[u,n]となる。h’[u,n]は空間−時間のチャンネルレ
スポンスである。ブロック−バイ−ブロックアバレージ
ユニットの主な機能はh’[u,n]のウエートを掛けたブロ
ック−バイ−ブロックアバレージの計算に用いられ、そ
れによりグリッチ影響を減少させる。この平均の結果は
即ち空間−時間のチャンネルレスポンスの見積りh−[u,
n]である。更に進んでh−[u,n]のグリッチを消すため、
h −[u,n]の主要経路の最高値を探して選定し、並びにそ
の他の部分を消去する。｜h−[u,n]｜の最高値を探して
｜h−[u,n]｜の最大振幅を決定する。続いて経路セレク
ションユニットがh−[u,n]から高振幅の信号を選択し並
びに低振幅信号をゼロに設定する方式によって、その他
の低振幅信号を消去する。例えば一個の高振幅信号は典
型上一個の信号でその振幅は｜h−[u,n]｜の最高値下１
０ｄＢの信号よりも大である。然しながら一個の低振幅
信号は典型上一個の相対して比較的小さい振幅を有する
ものをいう。高振幅信号を選び取った場合、生じるのは
主要経路の空間−時間のチャンネルレスポンス見積りh
−[u,n]を含むだけである。経路を経由して選び取った
場合、各々のｕに対して一次元高速フーリエ変換を利用
してh−[u,n]を変換してH"[u,n]を得ることができる。
H"[u,n]は一個の経路選択後の見積り計算した空間−時
間チャンネルレスポンス見積りである。
フィルタバンク５３１の操作モジュール方式と周波数領
域のデータコードマッチング濾波器バンクは互いに類似
している。ただその主なる機能は周波数領域においてパ
イロット展開コードを消去することにある。各パイロッ
トコードマッチングフィルタはマルチプライヤとメモリ
セルを有する。もしもuを固定して、Cp［ｖ］とR[u,v]
をマルチプライヤで相乗すれば、H’[u,v]＝R’[u,v]Cd
*［ｖ］が生れる。この項は即ち空間−周波数のチャン
ネルレスポンスである。uを固定すると、H’[u,v]は即
ち方角パラメータにおけるＵチャンネルの周波数レスポ
ンスである。パイロットコードマッチングフィルタには
一次元反高速フーリエ変換ユニット５３２が密接してい
て、各々のuに対して、H’[u, v]を変換し戻せば方角パ
ラメータにおけるＵの時間領域インパルスレスポンス
h’[u,n]となる。h’[u,n]は空間−時間のチャンネルレ
スポンスである。ブロック−バイ−ブロックアバレージ
ユニットの主な機能はh’[u,n]のウエートを掛けたブロ
ック−バイ−ブロックアバレージの計算に用いられ、そ
れによりグリッチ影響を減少させる。この平均の結果は
即ち空間−時間のチャンネルレスポンスの見積りh−[u,
n]である。更に進んでh−[u,n]のグリッチを消すため、
h −[u,n]の主要経路の最高値を探して選定し、並びにそ
の他の部分を消去する。｜h−[u,n]｜の最高値を探して
｜h−[u,n]｜の最大振幅を決定する。続いて経路セレク
ションユニットがh−[u,n]から高振幅の信号を選択し並
びに低振幅信号をゼロに設定する方式によって、その他
の低振幅信号を消去する。例えば一個の高振幅信号は典
型上一個の信号でその振幅は｜h−[u,n]｜の最高値下１
０ｄＢの信号よりも大である。然しながら一個の低振幅
信号は典型上一個の相対して比較的小さい振幅を有する
ものをいう。高振幅信号を選び取った場合、生じるのは
主要経路の空間−時間のチャンネルレスポンス見積りh
−[u,n]を含むだけである。経路を経由して選び取った
場合、各々のｕに対して一次元高速フーリエ変換を利用
してh−[u,n]を変換してH"[u,n]を得ることができる。
H"[u,n]は一個の経路選択後の見積り計算した空間−時
間チャンネルレスポンス見積りである。
【００１８】図５は二次元チャンネルマッチングユニッ
トのブロック図である。二次元チャンネルマッチング５
５はチャンネルマッチングのマルチプライヤ５５１とブ
ロック総和ユニット５５２を有する。固定のu対してR’
[u,v]Cd *［ｖ］とH"1*[u,v]の積は即ちR’[u,v]C
d *［ｖ］H"1*[u,v]となり、続いてR’[u,v]Cd＊［ｖ］
H"1*[u,v]のブロック総和を計算して、下記式を得る。
トのブロック図である。二次元チャンネルマッチング５
５はチャンネルマッチングのマルチプライヤ５５１とブ
ロック総和ユニット５５２を有する。固定のu対してR’
[u,v]Cd *［ｖ］とH"1*[u,v]の積は即ちR’[u,v]C
d *［ｖ］H"1*[u,v]となり、続いてR’[u,v]Cd＊［ｖ］
H"1*[u,v]のブロック総和を計算して、下記式を得る。
【００１９】
【数８】
【００２０】
【発明の効果】目下配列アンテナが採用している技術は
次の三種類に分かれる。ビームスペース転換、方角見積
りおよび固有濾波器である。この三種の技術のうち、固
有濾波器が信号干渉比増加に対する働きが最も優れてい
る上に最も複雑である。別の方面ではビーム空間転換技
術の複雑度が最も低く、かつ変化の多い携帯通信の環境
に対して適応性が最も強い。一般に言ってＣＤＭＡ系統
はレーキ式受信機を採用して多重経路の希薄信号を受信
する必要がある。レーキ式受信機の構成は次のような二
種類がある。即ちマッチング濾波器とコリレータバンク
である。マッチング濾波器の複雑度はより高いが、即時
に多重経路チャンネルを計測できる利点があるので、変
化の迅速なチャンネルに対して反応が比較的に速い。米
国特許第４，６０１，００５号と第４，９９８，１１１
号の中で、高速フーリエ変換のマッチング濾波器を使用
して展開コードを消去する方法に触れている。
次の三種類に分かれる。ビームスペース転換、方角見積
りおよび固有濾波器である。この三種の技術のうち、固
有濾波器が信号干渉比増加に対する働きが最も優れてい
る上に最も複雑である。別の方面ではビーム空間転換技
術の複雑度が最も低く、かつ変化の多い携帯通信の環境
に対して適応性が最も強い。一般に言ってＣＤＭＡ系統
はレーキ式受信機を採用して多重経路の希薄信号を受信
する必要がある。レーキ式受信機の構成は次のような二
種類がある。即ちマッチング濾波器とコリレータバンク
である。マッチング濾波器の複雑度はより高いが、即時
に多重経路チャンネルを計測できる利点があるので、変
化の迅速なチャンネルに対して反応が比較的に速い。米
国特許第４，６０１，００５号と第４，９９８，１１１
号の中で、高速フーリエ変換のマッチング濾波器を使用
して展開コードを消去する方法に触れている。
【図１】本発明の一実施例による２Ｄレーキ式受信機シ
ステムの全体構成図である。
ステムの全体構成図である。
【図２】本発明の一実施例による２Ｄレーキ式受信機シ
ステムのベースバンド２Ｄレーキ式受信機のブロック図
である。
ステムのベースバンド２Ｄレーキ式受信機のブロック図
である。
【図３】本発明の一実施例による２Ｄレーキ式受信機シ
ステムのデータ展開コードマッチングユニットのブロッ
ク図である。
ステムのデータ展開コードマッチングユニットのブロッ
ク図である。
【図４】本発明の一実施例による２Ｄレーキ式受信機シ
ステムの二次元チャンネルサウンディングユニットのブ
ロック図である。
ステムの二次元チャンネルサウンディングユニットのブ
ロック図である。
【図５】本発明の一実施例による２Ｄレーキ式受信機シ
ステムの二次元チャンネルマッチングユニットのユニッ
トブロック図である。
ステムの二次元チャンネルマッチングユニットのユニッ
トブロック図である。
１ 配列アンテナ ２ 無線周波数先導部ユニット ３ Ｉ／Ｑ復調器 ４ ＡＤ変換器 ５ ２Ｄレーキ式受信機 ５１ 二次元高速フーリエ変換ユニット ５２ データ展開コードマッチングユニット ５３ 二次元チャンネルサウンディングユニット ５４ コンプレックス コンジュゲートユニット ５５ 二次元チャンネルマッチングユニット ５６ デシジョンユニット ５３１ パイロットコードマッチングフィルタ ５３２ 一次元反高速フーリエ変換 ５３３ ブロック−バイ−ブロック アバレージ ユ
ニット ５３４ 二次元経路セレクション ５３５ 一次元高速フーリエ変換ユニット ５５１ チャンネルマッチングマルチプライヤ ５５２ ブロック総和ユニット
ニット ５３４ 二次元経路セレクション ５３５ 一次元高速フーリエ変換ユニット ５５１ チャンネルマッチングマルチプライヤ ５５２ ブロック総和ユニット
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 許 恆圓 台湾桃園県楊梅鎮新栄里民族路５段551巷 12号 Ｆターム(参考） 5B056 BB13 HH00 5K022 EE02 EE33 5K059 CC03 DD34
Claims (6)
- 【請求項１】 受け取った信号を二次元高速フーリエを
通して空間−周波数の領域内に変換すると共にデジタル
信号の処理を行なう二次元高速フーリエ変換ユニット、
空間−周波数の領域において高速フーリエ変換を基礎と
したマッチング濾波器を使用してデータ展開コードを消
去するデータ展開コードマッチングユニット、空間−周
波数のチャンネルレスポンスを見積り計算に用いる二次
元チャンネルサウンディングユニット、空間−周波数の
チャンネルレスポンスのコンプレックスコンジュゲート
を見積り計算するコンプレックスコンジュゲートユニッ
ト、及びデータ展開コードマッチングユニットの出力と
見積り計算した空間−周波数のチャンネルレスポンスと
を、二次元チャンネルマッチングユニットでマッチング
した後、最後にデシジョンユニットを使って決定するこ
とを特徴とする２Ｄレーキ式受信システム。 - 【請求項２】 前記データ展開コードマッチングユニッ
トは１列のパイロットコードマッチングフィルタを有
し、前記パイロットコードマッチングフィルタには各一
個のマルチプライヤとメモリセルが設けられていること
を特徴とする請求項１記載の２Ｄレーキ式受信システ
ム。 - 【請求項３】 前記二次元チャンネルサウンディングユ
ニットは、パイロットコードマッチングフィルタ、一次
元反高速フーリエ変換、ブロック−バイ−ブロックアバ
レージユニット、二次元経路セレクション、および一次
元高速フーリエ変換ユニットを有することを特徴とする
請求項１記載の２Ｄレーキ式受信機。 - 【請求項４】 前記二次元チャンネルマッチングユニッ
トは、チャンネルマッチングのマルチプライヤおよびブ
ロック総和ユニットを有することを特徴とする請求項１
記載の２Ｄレーキ式受信システム。 - 【請求項５】 配列アンテナと、無線周波数先導部ユニ
ットと、Ｉ／Ｑ復調器と、ＡＤ変換器および２Ｄレーキ
式受信機とを備え、前記配列アンテナの総数がＭ本あっ
て、各アンテナにはそれぞれ前記無線周波数先導部ユニ
ット、前記Ｉ／Ｑ復調器および前記ＡＤ変換器を伴って
おり、第Ｍ番のアンテナでＲＦ信号を受け取り、信号を
前記無線周波数先導部ユニットと前記Ｉ／Ｑ復調器へ送
り、更にこの信号を等効果のベースバンド複数信号に変
換された場合、この複数の信号は実数ｌｍ(t)と虚数Ｑ
ｍ(t)の両部分を含むことになり、前記ＡＤ変換器は、
個別的にｌｍ(t)とＱｍ(t)の両信号をｌ／Ｔｃの速度ま
たはその整数倍でサンプルを取った後、二個の分離時間
ｌｍ[n]とＱｍ[n]の個別信号が発生し、これら二個の分
離時間信号ｌｍ[n]とＱｍ[n]は、等効果のベースバンド
分離時間複数信号r[m,n]を組成し、Ｍ個の異なったアン
テナから受信された分離時間複数信号r[m,n]は、ベース
バンド２Ｄレーキ式受信機に送られることを特徴とする
２Ｄレーキ式受信機使用システム。 - 【請求項６】 （ステップ１）外部より伝送されたr[m,
n]信号が二次元高速フーリエ変換ユニットに送られ、並
びにr[m,n]のＭ×Ｎ点の二次元高速フーリエ変換計算を
行なう。Ｎはパイロットチャンネルとデータチャンネル
のデータ展開コードの長さまたはその整数倍で、二次元
高速フーリエ変換は受け取ったキャラクタシーケンスと
共時的である。始めにr[m,n]信号が二次元高速フーリエ
変換ブロックに分割され、r[m,n]信号が分割された後、
r’[m,n]となる。 【数１】 この場合、r’[m,n]，ｍ＝０，１，……，Ｍ−１，ｎ＝
０，１，……，Ｎ−１，r’[m,n］，ｎ＝０，１，……
Ｎ−１で、かつ二次元高速フーリエ変換の後、次のよう
な一個の空間領域信号を得ることになる。即ち、 【数２】 R’[u,v]が二次元チャンネルサウンディングユニットに
送り込まれて、チャンネルの空間周波数領域レスポンス
H"1[u,v]の見積り計算を行なう。R’[u,v]もデータ展開
コードマッチングユニットに送り込まれてデータ展開コ
ードのdespreadingを行なって、データコードマッチン
グ出力信号R’[u,v]Cd＊［ｖ］を獲得する。 （ステップ２）コンプレックスコンジュゲートユニット
はH"1[u,v]のコンプレックスコンジュゲートの見積り計
算を行なうために供され、チャンネルの空間周波数領域
レスポンスH"1[u,v]のコンプレックスコンジュゲートH"
１*[u,v]が生じた後、H"１*[u,v]は二次元チャンネルマ
ッチングユニットでデータコードとマッチングして、信
号 R’[u,v] Cd＊［ｖ］を出力して相乗すると共に、
相乗の結果 R’[u,v]Cd＊［ｖ］H"1*[u,v]を加え合わせ
下記式を得る。 【数３】 （ステップ３）データ展開コードマッチングユニットは
データ展開コードのデータコードdespreading作業を行
なわせるために供し、データ展開コードの高速フーリエ
変換のコンプレックスコンジュゲートはCd＊［ｖ］で、
Cd *［ｖ］をメモリセルにメモリされ、uが固定されて、
R’[u,v]とCd *［ｖ］はマルチプライヤでR’[u,v]C
d *［ｖ］を生じさせ、並びにデータ展開コードを消去す
る用に使われる。 （ステップ４）二次元チャンネルサウンディングユニッ
トはチャンネルの空間周波数レスポンスを見積り、周波
数領域のパイロットコードマッチングフィルタバンクの
操作モジュール方式と周波数領域のデータコードマッチ
ング濾波器バンクは互いに類似している。ただそれの主
なる機能は周波数領域においてパイロット展開コードを
消去することにある。各パイロットコードマッチングフ
ィルタにはマルチプライヤとメモリセルを含んでいる。
仮にuを固定して、Cp［ｖ］とR’[u,v]をマルチプライ
ヤで相乗すれば、H’[u,v]＝R’[u,v]Cd *［ｖ］が生れ
る。この項は即ち空間−周波数のチャンネルレスポンス
である。uを固定すると、H’[u,v]は即ちチャンネルの
方角パラメータＵにおける周波数レスポンスである。パ
イロットコードマッチングフィルタには一次元反高速フ
ーリエ変換ユニットが密接していて、各々のuに対し
て、H’[u,v]を時間領域チャンネルインパルスレスポン
スh’[u,n]に変換し戻す。h’[u,n]は空間−時間のチャ
ンネルレスポンスである。 （ステップ５）ブロック−バイ−ブロックアバレージユ
ニットの主な機能はh’[u,n]のウエートを掛けたブロッ
ク−バイ−ブロックアバレージの計算に用いられ、グリ
ッチ影響を減少させる。この平均の結果は即ち空間−時
間のチャンネルの見積りh−[u,n]である。更に進んでh
−[u,n]のグリッチを消すため、h−[u,n]の主要経路を
選定してその他の部分を消去する。 （ステップ６）二次元チャンネルマッチングユニットは
チャンネルマッチングのマルチプライヤとブロック総和
ユニットを有する。固定のu対してR’[u,v]Cd *［ｖ］と
H"1*[u,v]の積は即ちR’[u,v]Cd *［ｖ］H"1*[u,v]とな
り、続いてR’[u,v]Cd *［ｖ］H"1*[u,v]のブロック総和
を計算し下記式を得る。 【数４】 上記のステップを含むことを特徴とする２Ｄレーキ式受
信機の処理方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001013640A JP3755127B2 (ja) | 2001-01-22 | 2001-01-22 | ２ｄレーク式受信システム及びその処理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001013640A JP3755127B2 (ja) | 2001-01-22 | 2001-01-22 | ２ｄレーク式受信システム及びその処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002232323A true JP2002232323A (ja) | 2002-08-16 |
| JP3755127B2 JP3755127B2 (ja) | 2006-03-15 |
Family
ID=18880459
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001013640A Expired - Fee Related JP3755127B2 (ja) | 2001-01-22 | 2001-01-22 | ２ｄレーク式受信システム及びその処理方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3755127B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7557773B2 (en) | 2003-04-18 | 2009-07-07 | Yokowo Co., Ltd. | Variable tuning antenna and mobile wireless device using same |
-
2001
- 2001-01-22 JP JP2001013640A patent/JP3755127B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| JP3755127B2 (ja) | 2006-03-15 |
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