JP3755127B2

JP3755127B2 - ２ｄレーク式受信システム及びその処理方法

Info

Publication number: JP3755127B2
Application number: JP2001013640A
Authority: JP
Inventors: 家齊 ▲黄▼; 信淵王; 恆圓許
Original assignee: 中華電信股▲分▼有限公司
Priority date: 2001-01-22
Filing date: 2001-01-22
Publication date: 2006-03-15
Anticipated expiration: 2021-01-22
Also published as: JP2002232323A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、高速フーリエ変換を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーク式受信システムおよびその処理方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話通信サービスの需要は迅速に増加している。従って今後携帯電話通信産業の研究課題は如何に電波スペクトル使用効率を高めるかにある。目下発展段階にあるワイドバンドＣＤＭＡは電波スペクトル使用効率引上げの重要な方法の一つである。ＣＤＭＡは、システム容量がＦＤＭＡとＴＤＭＡに勝っているということはすでに証明されている。然しながらＣＤＭＡのシステム容量は激増する個人インターネット通信の需要に将来間に合わない可能性が高い。中でも特にワイドバンドのマルチメディアコミュニケーションは需要が厖大である。ＣＤＭＡは干渉制限システムであるから、それで干渉を減少してシステム容量を増加させることができる。例えばＩＳ−９５を１２０度の扇型アンテナでもって干渉源を分離させれば、これによってシステムの容量が増加する。最近の研究では更に一歩進んで空間信号処理を取って干渉を減らしている。空間信号処理は配列アンテナでもって一組の信号ベクタを受信した後、適当な演算法で計算して信号の干渉比の増加を計る。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の課題は、多重経路の到達する角度、時間、強度および位相を推定することができるＦＦＴ（高速フーリエ変換）を基礎としたマッチング濾波器の２Ｄレーク式受信機システムおよびその使用システムならびにその処理方法を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】
本発明は新しい策略を採用して周波数チャンネルの空間と時間レスポンスを、同一受信機システム中に一括して考えたものである。これを２Ｄレーク式受信機と称する。この２Ｄレーク式受信機は多重経路の到達する角度、時間、強度および位相を推定することができる上に、受信した信号を空間と時間の最大比でもって相互加算する。その訳は空間と時間信号を処理して同一受信機システム中に統合されるから、それによって２Ｄレーク式受信機の効率が比較的高くなって、設計も比較的簡単になる。また理論上、２Ｄレーク式受信機は明らかにシステム容量を増加することができることを証明している。将来ワイドバンドＣＤＭＡシステム中に配列アンテナもまたシステム容量を増加する方法の一つとして数えられるであろう。従って２Ｄレーク式受信機はワイドバンドＣＤＭＡ受信機設計の一重要な方角となるであろう。
【０００５】
２Ｄレーク式受信機はＤＳＳＳ(Direct Sequency Spread Spectrum)システムに使用するように設計されている。アップリンク信号(uplink signal)は、データチャンネルとパイロットチャンネルの二つのチャンネルを含んでいる。この二つのチャンネルはコード分割マルチアクセス技術を使って分割させる。つまり各々のチャンネルは独自の拡散コードを持つ。データチャンネル伝送モジュール方式は入力したデータストリングをＢＰＳＫ(Binary Phase Shift Keying)変調技術を使って（あるいはその他の変調技術例えばＱＰＳＫ等）、変調させると共に、データ拡散コードを掛けた後、データ信号となって送り出される。パイロットチャンネルの伝送モジュール方式は、パイロット信号を非変調の一つのパイロット拡散コードを掛けて得た信号を送り出す。この二つの信号は最後に結合した後に伝送される。この場合のデータ拡散コードとパイロット拡散コードの両者は同じ長さのショートコードである上、この二種のコードの周期は一個の変調記号の周期と同じである。
【０００６】
【発明の実施の形態】
以下図面を参照して本発明の一実施例を説明し、本発明の技術内容とその目的および効果を明らかにする。図１は本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムの全体構成図である。２Ｄレーク式受信機システムには配列アンテナ１、無線周波数先導部ユニット２、Ｉ／Ｑ復調器３、ＡＤ変換器４および２Ｄレーク式受信機５備える。仮に配列アンテナ１の総数がＭ本あるとして、各アンテナ無線周波数先導部ユニット２とＩ／Ｑ復調器３とＡＤ変換器４を伴う。ここで先ず第Ｍ番アンテナをもってこの受信機の操作方法を説明する。仮に第Ｍ番のアンテナが無線周波数信号を受け取ったとする。
【０００７】
この信号を無線周波数先導部ユニット２とＩ／Ｑ復調器３に送り込み、更にこの信号を基準周波数の複素数信号に転換する。この複数信号は実数Ｉ_m（ｔ）と虚数Ｑ_m（ｔ）の両部分を含む。この下付の記号ｍは信号が第ｍ番のアンテナから受け取った信号ｍ＝（０，１，２……Ｍ−１）を意味する。続いてＩ／Ｑ復調器が個別にＩ_m（ｔ）とＱ_m（ｔ）の両信号を１／Ｔ_cの速度（もしくはその整数倍）でサンプルを取った後、Im 〔 n 〕と Qm 〔 n 〕の個別離散時間（ discrete time interval ）の信号を生じる。この場合のＴ_cは拡散コードチップ速度の周期になる。そして二個の分離信号Ｉ_m［ｎ］とＱ_m［ｎ］は一個の等効果のベースバンド離散時間複数信号r[m,n]を組成する。この場合、r[m,n]＝Ｉ_m［ｎ］＋jＱ_m［ｎ］である。このＭ個の異なったアンテナから受信された離散時間複数信号r[m,n]は、ベースバンド２Ｄレーク式受信機５に送り込まれる。
【０００８】
図２はベースバンド２Ｄレーク式受信機５のブロック図である。２Ｄレーク式受信機５は二次元高速フーリエ変換ユニット５１、データ拡散コードマッチングユニット５２、二次元チャンネルサウンディングユニット５３、コンプレックスコンジュゲートユニット５４、二次元チャンネルマッチングユニット５５とデシジョンユニット５６を備える。Ｍ個のアンテナから来たr[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ユニット５１に送られて、r[m,n]のＭ×Ｎ点の二次元高速フーリエ変換計算が行なわれる。この場合のＮはパイロットチャンネルとデータ拡散コードの長さ（もしくはその整数倍）である。二次元高速フーリエ変換の計算は一ブロック毎に続けていく。ここで二次元高速フーリエ変換の time window がキャラクタ区間（キャラクタ（符元）の区間（ period ））に一致すると仮定する。先ず最初にr[m,n]信号が二次元高速フーリエ変換ブロックに分割される。分割された後のr[m,n]信号はr'[m,n]となる。
【０００９】
【数５】

【００１０】
この場合のr'[m,n]，ｍ＝０，１，……，Ｍ−１，ｎ＝０，１，……，Ｎ−１，は第ｍ本アンテナの第Ｌキャラクタの第ｎ個から取ったサンプルの受信信号である。ある一個の固定したｍ，r'[m,n]，ｎ＝０，１，……，Ｎ−１に対して、第ｍ本アンテナから受け取ったキャラクタを意味する。高速フーリエ変換の後、空間周波数領域信号を得る。
【００１１】
【数６】

【００１２】
その中におけるｕは方角パラメータで、Ｎは周波数領域パラメータである。R'[u,v]が二次元チャンネルサウンディングユニット５３に送り込まれて、空間周波数領域のチャンネルレスポンスH"1 [u,v]の推定計算を行なう。R'[u,v]もデータ拡散コードマッチングユニット５２に送り込まれてデータ拡散コードの逆拡散を行なって、データコードマッチング出力信号R'[u,v]C_d ^*［ｖ］を獲得する。コンプレックスコンジュゲートユニット５４はH"1 [u,v]の共役複素数の推定計算を行なう。チャンネルの空間周波数レスポンスH"1 [u,v]の共役複素数H"1 ^*[u,v]が生じた後、H"1 ^*[u,v]が二次元チャンネルマッチングユニット５５でデータコードとマッチングして信号R'[u,v]C_d ^*［ｖ］を出力して相乗し、並びに相乗の結果R'[u,v]C_d ^*［v］H"1 ^*[u,v]を加え合わせて下記式を得る。
【００１３】
【数７】

【００１４】
最後に二次元チャンネルマッチングユニット５５がこの生じた結果を持ってきてキャラクタの決定を行なう。例えばＢＰＳＫのデータ変調技術を使用すれば、デシジョンユニット５６が上記数７式の実数部分が、ゼロよりも大であるかあるいは小であるかどうかを決定する。
【００１５】
図３はデータ拡散コードマッチングユニットである。データ拡散コードマッチングユニットはデータ拡散コードのデータコード逆拡散を行なわせる。このデータ拡散コードのデータコード逆拡散ユニットは、一列の周波数領域のデータコードマッチング濾波器から成る。各データコードマッチング濾波器にはマルチプライヤとメモリセルを包含する。データ拡散コードの高速フーリエ変換のコンプレックスコンジュゲートはCd*［ｖ］で、Cd*［ｖ］がメモリセルにメモリされる。一旦ｕが固定されるとR'[u,v]とCd*［ｖ］は、前記マルチプライヤによってR'[u,v]Cd*［ｖ］を生じ、並びにデータ拡散コードを消去するために供する。
【００１６】
図４は二次元チャンネルサウンディングユニットのブロック図である。チャンネルの空間周波数レスポンスの見積りに供する。二次元チャンネルサウンディングユニット５３には周波数領域パイロットコードマッチングフィルタ５３１、一次元逆高速フーリエ変換ブロック５３２、ブロック平均ユニット５３３、二次元チャンネル選択器５３４および一次元高速フーリエ変換ブロック５３５を有する。
【００１７】
周波数領域のパイロットコードマッチングフィルタバンク５３１の操作モジュール方式と周波数領域のデータコードマッチング濾波器バンクは互いに類似している。ただその主なる機能は周波数領域においてパイロット拡散コードを消去することにある。各パイロットコードマッチングフィルタはマルチプライヤとメモリセルを有する。もしもuを固定して、C_p［ｖ］とR[u,v]をマルチプライヤで相乗すれば、H'[u,v]＝R'[u,v]C_d ^*［ｖ］が生れる。この項は即ち空間−周波数のチャンネルレスポンスである。uを固定すると、H'[u,v]は即ち方角パラメータにおけるＵチャンネルの周波数レスポンスである。パイロットコードマッチングフィルタには一次元逆高速フーリエ変換ブロック５３２が密接していて、各々のuに対して、H'[u, v]を変換し戻せば方角パラメータにおけるＵの時間領域インパルスレスポンスh'[u,n]となる。H'[u,n]は空間−時間のチャンネルレスポンスである。ブロック平均ユニット５３３の主な機能はh'[u,n]のウエートを掛けたブロック−バイ−ブロックアバレージの計算に用いられ、それによりグリッチ影響を減少させる。この平均の結果は即ち空間−時間のチャンネルレスポンスの見積りh^-[u,n]である。更に進んでh^-[u,n]のグリッチを消すため、h^-[u,n]の主要経路の最高値を探して選定し、並びにその他の部分を消去する。｜h^-[u,n]｜の最高値を探して｜h^-[u,n]｜の最大振幅を決定する。続いて経路セレクションユニットがh^-[u,n]から高振幅の信号を選択し並びに低振幅信号をゼロに設定する方式によって、その他の低振幅信号を消去する。例えば一個の高振幅信号は典型上一個の信号でその振幅は｜h^-[u,n]｜の最高値下１０ｄＢの信号よりも大である。然しながら一個の低振幅信号は典型上一個の相対して比較的小さい振幅を有するものをいう。高振幅信号を選び取った場合、生じるのは主要経路の空間−時間のチャンネルレスポンス見積りh^-[u,n]を含むだけである。経路を経由して選び取った場合、各々のｕに対して一次元高速フーリエ変換を利用してh^-[u,n]を変換してH"[u,n]を得ることができる。H"[u,n]は一個の経路選択後の推定計算した空間−時間チャンネルレスポンス推定値である。
【００１８】
図５は二次元チャンネルマッチングユニットのブロック図である。二次元チャンネルマッチング５５はチャンネルマッチングのマルチプライヤ５５１とブロック総和ユニット５５２を有する。固定のu対してR’[u,v]C_d ^*［ｖ］とH"1^*[u,v]の積は即ちR’[u,v]C_d ^*［ｖ］H"1^*[u,v]となり、続いてR’[u,v]C_d＊［ｖ］H"1^*[u,v]のブロック総和を計算して、下記式を得る。
【００１９】
【数８】

【００２０】
【発明の効果】
目下配列アンテナが採用している技術は次の三種類に分かれる。ビームスペース転換、方角見積りおよび固有濾波器である。この三種の技術のうち、固有濾波器が信号干渉比増加に対する働きが最も優れている上に最も複雑である。別の方面ではビーム空間転換技術の複雑度が最も低く、かつ変化の多い携帯通信の環境に対して適応性が最も強い。一般に言ってＣＤＭＡ系統はレーク式受信機を採用して多重経路の希薄信号を受信する必要がある。レーク式受信機の構成は次のような二種類がある。即ちマッチング濾波器とコリレータバンクである。マッチング濾波器の複雑度はより高いが、即時に多重経路チャンネルを計測できる利点があるので、変化の迅速なチャンネルに対して反応が比較的に速い。米国特許第４，６０１，００５号と第４，９９８，１１１号の中で、高速フーリエ変換のマッチング濾波器を使用して拡散コードを消去する方法に触れている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムの全体構成図である。
【図２】本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムのベースバンド２Ｄレーク式受信機のブロック図である。
【図３】本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムのデータ拡散コードマッチングユニットのブロック図である。
【図４】本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムの二次元チャンネルサウンディングユニットのブロック図である。
【図５】本発明の一実施例による２Ｄレーク式受信機システムの二次元チャンネルマッチングユニットのユニットブロック図である。
【符号の説明】
１配列アンテナ
２無線周波数先導部ユニット
３Ｉ／Ｑ復調器
４ＡＤ変換器
５２Ｄレーク式受信機
５１二次元高速フーリエ変換ユニット
５２データ拡散コードマッチングユニット
５３二次元チャンネルサウンディングユニット
５４コンプレックスコンジュゲートユニット
５５二次元チャンネルマッチングユニット
５６デシジョンユニット
５３１パイロットコードマッチングフィルタ
５３２一次元逆高速フーリエ変換ブロック
５３３ブロック平均ユニット
５３４二次元チャンネル選択器
５３５一次元高速フーリエ変換ブロック
５５１チャンネルマッチングマルチプライヤ
５５２ブロック総和ユニット

Claims

高速フーリエ変換を基礎とした、空間−時間のマッチングフィルタの２Ｄレーク式受信システムにおいて、一組の配列アンテナと、一組の無線周波数先導部アンテナと、１列の同相及び垂直フエース復調器Ｉ／Ｑ復調器と、一列のＡ／Ｄ変換器と、二次元レーク式受信機からなり、
前記二次元レーク式受信機は更に、Ａ／Ｄ変換器の出力信号を入力し、二次元高速フーリエ変換で空間周波数領域に変換して、ディジタル信号を出す二次元高速フーリエ変換ユニットと、前記二次元高速フーリエ変換ユニットの出力信号を入力し、空間周波数領域において、高速フーリエ変換を基礎としたマッチング・フィルタで、データ拡散コードの逆拡散を行う、データ拡散コードマッチングユニットと、前記二次元高速フーリエ変換ユニットの出力信号を入力し、空間周波数のチャンネルレスポンスを推定計算する二次元チャンネルサウンディングユニットと、前記二次元チャンネルサウンディングユニットからの出力信号を入力し、空間周波数のチャンネルレスポンスの共役複素数（ｃｏｍｐｌｅｘｃｏｎｊｕｇａｔｅｎｕｍｂｅｒ）を推定計算する共役複素数ユニットと、前記データ拡散コードマッチングユニットの出力と計算で取得した、空間周波数のチャンネルレスポンスの共役複素数とをマッチングする二次元チャンネルマッチングユニットとを含み、最後にデシジョンユニットで受入れるデータを決定することを特徴とする、２Ｄレーク式受信システム。
前記データ拡散コードマッチングユニットは１列のパイロットコードマッチングフィルタを有し、前記パイロットコードマッチングフィルタには各一個のマルチプライヤとメモリセルが設けられていることを特徴とする、請求項１記載の２Ｄレーク式受信システム。
前記二次元チャンネルサウンディングユニットは、前記二次元高速フーリエ変換ユニットから出力信号を入力するブロックを含み、このブロックで周波帯上のパイロット拡散コードを消去した後、更に信号を一次元逆高速フーリエ変換ブロックに出力する、１つのマルチプライヤーと１つのメモリセルが設けられているパイロットコード・マッチング・フィルタと、前記パイロットコード・マッチング・フィルタの出力信号を入力し、周波数領域のパラメータを時間領域のチャンネルレスポンスに変換する一次元逆高速フーリエ変換ブロックと、前記逆高速フーリエ変換ブロックの出力信号を入力し、時間領域チャンネル・インパルス・レスポンスのウェイトを加えたブロックごとの平均値の計算に用いるブロック平均ユニットと、前記ブロックと、前記ブロック平均ユニットの出力信号を入力し、主なチャンネル信号を選び取り、他の低レベルの部分を消去する、二次元チャンネル選択器と、前記二次元チャンネル選択器の出力信号を入力し、一次元の高速フーリエ変換を行って、チャンネル選択を経た空間周波のチャンネルレスポンスを推定する一列の一次元高速フーリエ変換ブロックを含むことを特徴とする、請求項１に記載の２Ｄレーク式受信システム。
前記の２Ｄレーク式受信機は、前記データ拡散コード・マッチングユニットと、二次元チャンネル・レスポンスの共役複素数から各々出力した信号を入力し、前記データ拡散コード・マッチングユニットの出力信号と前記二次元チャンネル・レスポンスの共役複素数との積を得るために設けられた一列のチャンネル・マッチング・マルチプラィヤーと、前記一列のチャンネル・マッチング・マルチプラィヤーからの出力信号でブロックの総和を計算するブロック総和ユニットとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の２Ｄレーク式受信システム。
配列アンテナと、無線周波数先導部ユニットと、Ｉ／Ｑ復調器と、ＡＤ変換器および２Ｄレーク式受信機とを備え、前記配列アンテナの総数がＭ本あって、各アンテナにはそれぞれ前記無線周波数先導部ユニット、前記Ｉ／Ｑ復調器および前記ＡＤ変換器を伴っており、第Ｍ番のアンテナでＲＦ信号を受け取り、信号を前記無線周波数先導部ユニットと前記Ｉ／Ｑ復調器へ送り、更にこの信号を等効果のベースバンド複数信号に変換された場合、この複数の信号は実数ｌ_m(t)と虚数Ｑ_m(t)の両部分を含むことになり、前記ＡＤ変換器は、個別的にｌ_m(t)とＱ_m(t)の両信号をｌ／Ｔ_cの速度またはその整数倍でサンプルを取った後、二個の分離時間ｌ_m[n]とＱ_m[n]の個別信号が発生し、これら二個の分離時間信号ｌ_m[n]とＱ_m[n]は、等効果のベースバンド分離時間複数信号r[m,n]を組成し、Ｍ個の異なったアンテナから受信された分離時間複数信号r[m,n]は、ベースバンド２Ｄレーク式受信機に送られることを特徴とする、請求項１に記載の２Ｄレーク式受信機使用システム。