JP2002230677A - データ伝送回路 - Google Patents
データ伝送回路Info
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- JP2002230677A JP2002230677A JP2001021466A JP2001021466A JP2002230677A JP 2002230677 A JP2002230677 A JP 2002230677A JP 2001021466 A JP2001021466 A JP 2001021466A JP 2001021466 A JP2001021466 A JP 2001021466A JP 2002230677 A JP2002230677 A JP 2002230677A
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- signal
- bit
- data transmission
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- Testing Or Calibration Of Command Recording Devices (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 データ伝送速度を低減することができ、ま
た、符号化雑音も低減することができるデータ伝送回路
を提供する。 【解決手段】 信号を受信、電気信号変換するセンサ１
と、センサ１の出力信号を適正なレベルまで増幅した
り、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回
路２と、電気回路２の出力信号を必要に応じて、サンプ
ル・ホールドするサンプル・ホールド回路３と、アナロ
グデジタル変換回路４と、パラレルシリアル変換回路５
とを備え、パラレルシリアル変換回路５は、極性ビット
を除いた所定数のビットで最大値を示すチャネルのレベ
ルを選択する最大値検出回路１１、連続に続くゼロの個
数を検出するゼロ符号検出回路１２、及びビット数を変
換するビット変換回路１３を有するものである。
た、符号化雑音も低減することができるデータ伝送回路
を提供する。 【解決手段】 信号を受信、電気信号変換するセンサ１
と、センサ１の出力信号を適正なレベルまで増幅した
り、適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回
路２と、電気回路２の出力信号を必要に応じて、サンプ
ル・ホールドするサンプル・ホールド回路３と、アナロ
グデジタル変換回路４と、パラレルシリアル変換回路５
とを備え、パラレルシリアル変換回路５は、極性ビット
を除いた所定数のビットで最大値を示すチャネルのレベ
ルを選択する最大値検出回路１１、連続に続くゼロの個
数を検出するゼロ符号検出回路１２、及びビット数を変
換するビット変換回路１３を有するものである。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は多チャンネル海中デ
ータ収集装置、特にソノブイにおけるデータ伝送回路に
関するものである。
ータ収集装置、特にソノブイにおけるデータ伝送回路に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に従来の多チャンネルデータ収集装
置のデータ伝送は、センサで受信した信号を電気信号に
変換し、符号化を施して伝送する構成であった。図４
は、従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。図に
おいて、２０は信号を受信、電気信号変換するセンサ、
２１は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域
に限定するフィルタなどの電気回路、２２は必要に応じ
たサンプル・ホールド回路、２３はアナログデジタル変
換回路、２４はパラレルシリアル変換回路である。セン
サからデータを記録する装置までの伝送路が長く、各セ
ンサの信号をアナログのまま同時に伝送できない場合、
図４の２１〜２３に示す回路が必要となっている。
置のデータ伝送は、センサで受信した信号を電気信号に
変換し、符号化を施して伝送する構成であった。図４
は、従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。図に
おいて、２０は信号を受信、電気信号変換するセンサ、
２１は適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域
に限定するフィルタなどの電気回路、２２は必要に応じ
たサンプル・ホールド回路、２３はアナログデジタル変
換回路、２４はパラレルシリアル変換回路である。セン
サからデータを記録する装置までの伝送路が長く、各セ
ンサの信号をアナログのまま同時に伝送できない場合、
図４の２１〜２３に示す回路が必要となっている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の装置では、チャネル数や信号の性質により１秒間に
送信すべきデジタルデータが多くなる。標本化において
入力信号が、foHzまでの周波数帯域を有す場合、ナイキ
ストの定理を満たすために少なくとも２foでのサンプリ
ングが必要となる。現実的にはアンチエリアシングフィ
ルタの特性を実現可能なのと考え２．５６foが一般的で
ある。
成の装置では、チャネル数や信号の性質により１秒間に
送信すべきデジタルデータが多くなる。標本化において
入力信号が、foHzまでの周波数帯域を有す場合、ナイキ
ストの定理を満たすために少なくとも２foでのサンプリ
ングが必要となる。現実的にはアンチエリアシングフィ
ルタの特性を実現可能なのと考え２．５６foが一般的で
ある。
【０００４】また、入力信号のレベルが時間で変化する
場合、変化分以上の十分なダイナミックレンジが必要で
あり、９０dBのダイナミックレンジを得るためには、交
流信号の場合１６ビットの量子化が必要になる。今チャ
ネル数を３０程度、音響信号を２．５kHzまでとし、１
６ビット量子化を考えると、３０×２５００×２．５６
×１６＝３０７２０００より３．０７２Mbpsのデータ伝
送レートが必要になる。この場合、伝送路に周波数特性
等の制約が多い場合、伝送速度が速すぎて伝送できな
い、特殊なケーブルを採用しなければならない、周波数
帯域が広くなるため無線伝送できないという問題点があ
った。
場合、変化分以上の十分なダイナミックレンジが必要で
あり、９０dBのダイナミックレンジを得るためには、交
流信号の場合１６ビットの量子化が必要になる。今チャ
ネル数を３０程度、音響信号を２．５kHzまでとし、１
６ビット量子化を考えると、３０×２５００×２．５６
×１６＝３０７２０００より３．０７２Mbpsのデータ伝
送レートが必要になる。この場合、伝送路に周波数特性
等の制約が多い場合、伝送速度が速すぎて伝送できな
い、特殊なケーブルを採用しなければならない、周波数
帯域が広くなるため無線伝送できないという問題点があ
った。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明に係るデータ伝送
回路は、多チャンネルデータ収集装置におけるデータ伝
送回路において、信号を受信、電気信号変換するセンサ
と、センサの出力信号を適正なレベルまで増幅したり、
適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路
と、電気回路の出力信号を必要に応じて、サンプル・ホ
ールドするサンプル・ホールド回路と、アナログデジタ
ル変換回路と、パラレルシリアル変換回路とを備え、パ
ラレルシリアル変換回路は、極性ビットを除いた所定数
のビットで最大値を示すチャネルのレベルを選択する最
大値検出回路、連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符
号検出回路、及びビット数を変換するビット変換回路を
有するものである。
回路は、多チャンネルデータ収集装置におけるデータ伝
送回路において、信号を受信、電気信号変換するセンサ
と、センサの出力信号を適正なレベルまで増幅したり、
適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路
と、電気回路の出力信号を必要に応じて、サンプル・ホ
ールドするサンプル・ホールド回路と、アナログデジタ
ル変換回路と、パラレルシリアル変換回路とを備え、パ
ラレルシリアル変換回路は、極性ビットを除いた所定数
のビットで最大値を示すチャネルのレベルを選択する最
大値検出回路、連続に続くゼロの個数を検出するゼロ符
号検出回路、及びビット数を変換するビット変換回路を
有するものである。
【０００６】
【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施の形態に係
るデータ伝送回路の構成を示すブロック図、図２はこの
実施の形態のデータの例を示す図である。図において、
１は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２は適正な
レベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフ
ィルタなどの電気回路、３は必要に応じたサンプル・ホ
ールド回路、４はアナログデジタル変換回路、５はパラ
レルシリアル変換回路であり、パラレルシリアル変換回
路５は、最大値検出回路１０、ゼロ符号検出回路１１、
ビット変換回路１２が付加されている。
るデータ伝送回路の構成を示すブロック図、図２はこの
実施の形態のデータの例を示す図である。図において、
１は信号を受信、電気信号変換するセンサ、２は適正な
レベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定するフ
ィルタなどの電気回路、３は必要に応じたサンプル・ホ
ールド回路、４はアナログデジタル変換回路、５はパラ
レルシリアル変換回路であり、パラレルシリアル変換回
路５は、最大値検出回路１０、ゼロ符号検出回路１１、
ビット変換回路１２が付加されている。
【０００７】まず、１６ビットのデジタル信号に量子化
された各センサの出力は、極性を示す１ビットの極性ビ
ットＢ１５と、レベルを示すＢ０〜Ｂ１４の１５ビット
の量子化ビットに分割される。図２に示すように、レベ
ルの重みの一番小さいビットをＢ０、重みの一番大きい
ビットをＢ１４としたとき、Ｂ０の方からＢ１４のほう
へ１ビット移動するとそのビットの重みは２倍となる。
された各センサの出力は、極性を示す１ビットの極性ビ
ットＢ１５と、レベルを示すＢ０〜Ｂ１４の１５ビット
の量子化ビットに分割される。図２に示すように、レベ
ルの重みの一番小さいビットをＢ０、重みの一番大きい
ビットをＢ１４としたとき、Ｂ０の方からＢ１４のほう
へ１ビット移動するとそのビットの重みは２倍となる。
【０００８】そして、各サンプル毎に、各センサの信号
は最大値検出回路１１に入力され、極性ビットを除いた
１５ビットで最大値を示すチャネルのレベルが選択され
る。このレベルはゼロ符号検出回路１２に入力される。
ゼロ符号検出回路１２において、最上位ビットであるＢ
１４からＢ４まで連続に続くゼロの個数を検出する。
は最大値検出回路１１に入力され、極性ビットを除いた
１５ビットで最大値を示すチャネルのレベルが選択され
る。このレベルはゼロ符号検出回路１２に入力される。
ゼロ符号検出回路１２において、最上位ビットであるＢ
１４からＢ４まで連続に続くゼロの個数を検出する。
【０００９】したがってＢ１４に１が出力されている場
合、ゼロ符号検出回路１２の出力は０となり、Ｂ１４か
らＢ４までゼロが続いている場合、ゼロ符号検出回路１
２の出力は１１となる。ここで、ゼロ符号検出回路１２
の出力をｎ（０≦ｎ≦１１）とする。この時、ｎの値が
大きいと、センサは小さな信号を受信し、ｎの値が小さ
いとセンサは大きな信号を受信していることになる。
合、ゼロ符号検出回路１２の出力は０となり、Ｂ１４か
らＢ４までゼロが続いている場合、ゼロ符号検出回路１
２の出力は１１となる。ここで、ゼロ符号検出回路１２
の出力をｎ（０≦ｎ≦１１）とする。この時、ｎの値が
大きいと、センサは小さな信号を受信し、ｎの値が小さ
いとセンサは大きな信号を受信していることになる。
【００１０】そして、各チャネルの１６ビットの５ビッ
トのデータに変換する。この５ビットは、極性ビットＢ
１５と、レベルを示す４ビットから構成され、レベルを
示す４ビットは、（１４−ｎ）番目のビットから（１１
−ｎ）番目のビットである。
トのデータに変換する。この５ビットは、極性ビットＢ
１５と、レベルを示す４ビットから構成され、レベルを
示す４ビットは、（１４−ｎ）番目のビットから（１１
−ｎ）番目のビットである。
【００１１】次に、この実施の形態の動作について、図
２を参照して説明する。あるサンプルにおいて極性ビッ
トＢ１５を除く最大レベルを示すデジタル信号出力が図
２の１４に示す信号であった場合、Ｂ１４〜Ｂ１１にゼ
ロが連続するので図２の１５に示すように、ｎ＝４とな
る。
２を参照して説明する。あるサンプルにおいて極性ビッ
トＢ１５を除く最大レベルを示すデジタル信号出力が図
２の１４に示す信号であった場合、Ｂ１４〜Ｂ１１にゼ
ロが連続するので図２の１５に示すように、ｎ＝４とな
る。
【００１２】この時のこのチャネルのデータは図２の１
６に示すように、極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７の５
ビットになる。同時にサンプルされた図２の１７に示す
ようなデータに対しても、図２の１８に示すような極性
ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７に変換する。最後に、ｎの
値はこの時最大１１であるから４ビットの２進数で表わ
す事ができ、各チャネルの５ビットに変換されたデータ
と共にパラレルシリアル変換し伝送する。
６に示すように、極性ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７の５
ビットになる。同時にサンプルされた図２の１７に示す
ようなデータに対しても、図２の１８に示すような極性
ビットＢ１５とＢ１０〜Ｂ７に変換する。最後に、ｎの
値はこの時最大１１であるから４ビットの２進数で表わ
す事ができ、各チャネルの５ビットに変換されたデータ
と共にパラレルシリアル変換し伝送する。
【００１３】今、この実施の形態のように１６ビットの
データを５ビットとｎで表わす場合、量子化による雑音
の影響を考える必要がある。信号を符号化する場合、過
負荷点を定め、その領域内を一定の法則で量子化を行
う。符号化による雑音は、過負荷雑音と量子化雑音の和
となる。この実施の形態では、入力信号を符号化すると
きの過負荷点をｎで規定し、５ビットの均等量子化を計
ったことに等しいものとなっている。
データを５ビットとｎで表わす場合、量子化による雑音
の影響を考える必要がある。信号を符号化する場合、過
負荷点を定め、その領域内を一定の法則で量子化を行
う。符号化による雑音は、過負荷雑音と量子化雑音の和
となる。この実施の形態では、入力信号を符号化すると
きの過負荷点をｎで規定し、５ビットの均等量子化を計
ったことに等しいものとなっている。
【００１４】多チャンネル海中データ収集装置における
対象となる信号は、海中雑音である。海中雑音は、波
浪、生物音、航行船舶音などからなる広帯域雑音であ
り、通常そのレベルの確率分布は正規分布をなしてい
る。そして、同時間帯では各センサは同じレベルの信号
を受信している。したがって、１サンプルにおいて、セ
ンサ１とセンサ２の受信した信号レベルが大きく異なっ
ていたとしても、単位時間での実効値は同じであり、レ
ベルの確率分布も同じとみなすことができる。このこと
により、過負荷点をチャネル毎に設定しなくともよく、
共通の過負荷点を設定しても符号化雑音はチャネル毎に
変動しないことになる。
対象となる信号は、海中雑音である。海中雑音は、波
浪、生物音、航行船舶音などからなる広帯域雑音であ
り、通常そのレベルの確率分布は正規分布をなしてい
る。そして、同時間帯では各センサは同じレベルの信号
を受信している。したがって、１サンプルにおいて、セ
ンサ１とセンサ２の受信した信号レベルが大きく異なっ
ていたとしても、単位時間での実効値は同じであり、レ
ベルの確率分布も同じとみなすことができる。このこと
により、過負荷点をチャネル毎に設定しなくともよく、
共通の過負荷点を設定しても符号化雑音はチャネル毎に
変動しないことになる。
【００１５】また、入力信号が正規分布Ｐ（Ｘ）のとき
の均一量子化の符号化雑音Ｎｃは以下の計算によって算
出される。
の均一量子化の符号化雑音Ｎｃは以下の計算によって算
出される。
【００１６】
【数１】
【００１７】但し、過負荷点を±Ｖ、量子化ビット数を
Ｎｑ、量子化ステップ数ｋ＝２Nq−１、量子化ステップ
幅Ｅ＝Ｖ／（２(Nq-1)−１）である。
Ｎｑ、量子化ステップ数ｋ＝２Nq−１、量子化ステップ
幅Ｅ＝Ｖ／（２(Nq-1)−１）である。
【００１８】図３は、横軸に過負荷点と入力信号の実効
値の比をとり、縦軸は符号化雑音を入力信号に対するレ
ベル比で示したグラフである。５ビットの均一量子化を
行えば、過負荷点と入力信号の実効値の比が２以上５以
下のとき符号化雑音は、入力信号に対し２０dB以上低い
値である。この実施の形態においては、１サンプル毎に
絶対値の最大値を過負荷点としている。
値の比をとり、縦軸は符号化雑音を入力信号に対するレ
ベル比で示したグラフである。５ビットの均一量子化を
行えば、過負荷点と入力信号の実効値の比が２以上５以
下のとき符号化雑音は、入力信号に対し２０dB以上低い
値である。この実施の形態においては、１サンプル毎に
絶対値の最大値を過負荷点としている。
【００１９】この最大値は、実効値の５倍以上になると
過負荷点と入力信号の実効値の比が５以上になるが、確
率上正規分布の５σ以上の値を採ることに等しく通常無
視可能である。また、すべてのセンサが実効値の２倍以
下のレベルを受信した場合、最大値は実効値の２倍以下
で実施例では過負荷点を実効値の２倍以下に設定するこ
とになる。しかし、この場合においても過負荷雑音が増
加しているわけではなく、逆にステップが小さい量子化
を行っているのでこのサンプルにおける量子化雑音は、
通常取り得る量子化雑音よりも小さい。
過負荷点と入力信号の実効値の比が５以上になるが、確
率上正規分布の５σ以上の値を採ることに等しく通常無
視可能である。また、すべてのセンサが実効値の２倍以
下のレベルを受信した場合、最大値は実効値の２倍以下
で実施例では過負荷点を実効値の２倍以下に設定するこ
とになる。しかし、この場合においても過負荷雑音が増
加しているわけではなく、逆にステップが小さい量子化
を行っているのでこのサンプルにおける量子化雑音は、
通常取り得る量子化雑音よりも小さい。
【００２０】以上のことにより、この実施の形態では常
に符号化雑音を入力信号に対し２０dB以上小さくするこ
とが可能である。海中雑音は、図１に示す電気回路２
で、周波数特性を白色化することが可能であり、また符
号化による雑音は白色雑音と考えて良い。
に符号化雑音を入力信号に対し２０dB以上小さくするこ
とが可能である。海中雑音は、図１に示す電気回路２
で、周波数特性を白色化することが可能であり、また符
号化による雑音は白色雑音と考えて良い。
【００２１】したがって、通常考えられる海中雑音の最
小値の実効値レベルをｎ＝１１の過負荷点に設定すれば
目的とする周波数帯域全域でほぼ符号化雑音は、海中雑
音より約２０dB以上小さくなる。これは入力信号に対し
０．１dB程度の雑音が加わったことに相当し、０．１dB
という値は通常無視可能な値である。よって、この実施
の形態においての符号化による雑音の影響は考えなくと
も良い。
小値の実効値レベルをｎ＝１１の過負荷点に設定すれば
目的とする周波数帯域全域でほぼ符号化雑音は、海中雑
音より約２０dB以上小さくなる。これは入力信号に対し
０．１dB程度の雑音が加わったことに相当し、０．１dB
という値は通常無視可能な値である。よって、この実施
の形態においての符号化による雑音の影響は考えなくと
も良い。
【００２２】多ビットのデジタル信号をより少ないビッ
トに圧縮する方法には、Ａ法則やμ法則が一般的である
が、多チャンネルに適用した場合、各チャネル毎につい
て法則を適用するため圧縮効果が実施の形態よりも小さ
くなる。以上の実施の形態で示されるように、１６ビッ
トのデータは５ビットで示すことができる。ｎ（０≦ｎ
≦１１）は、４ビットで表わすことが可能であるので、
チャネル数ｍの場合、１サンプルの総ビット数１６×ｍ
ビットが５×ｍ＋４ビットに圧縮して伝送することが可
能となる。
トに圧縮する方法には、Ａ法則やμ法則が一般的である
が、多チャンネルに適用した場合、各チャネル毎につい
て法則を適用するため圧縮効果が実施の形態よりも小さ
くなる。以上の実施の形態で示されるように、１６ビッ
トのデータは５ビットで示すことができる。ｎ（０≦ｎ
≦１１）は、４ビットで表わすことが可能であるので、
チャネル数ｍの場合、１サンプルの総ビット数１６×ｍ
ビットが５×ｍ＋４ビットに圧縮して伝送することが可
能となる。
【００２３】なお、この実施の形態では、１６ビットで
示したが、よりダイナミックレンジの大きい２０ビッ
ト、２４ビットなどの場合でも、ダイナミックレンジ小
さい８ビットの場合でも５ビットの信号とｎに変換する
ことができ、データ伝送速度を低減することが可能であ
る。
示したが、よりダイナミックレンジの大きい２０ビッ
ト、２４ビットなどの場合でも、ダイナミックレンジ小
さい８ビットの場合でも５ビットの信号とｎに変換する
ことができ、データ伝送速度を低減することが可能であ
る。
【００２４】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、信号を
受信、電気信号変換するセンサと、センサの出力信号を
適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定
するフィルタなどの電気回路と、電気回路の出力信号を
必要に応じて、サンプル・ホールドするサンプル・ホー
ルド回路と、アナログデジタル変換回路と、パラレルシ
リアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路
は、極性ビットを除いた所定数のビットで最大値を示す
チャネルのレベルを選択する最大値検出回路、連続に続
くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路、及びビット
数を変換するビット変換回路を有ししているので、デー
タ伝送速度を低減することができ、また、符号化雑音も
低減することができるという効果を有する。
受信、電気信号変換するセンサと、センサの出力信号を
適正なレベルまで増幅したり、適当な周波数領域に限定
するフィルタなどの電気回路と、電気回路の出力信号を
必要に応じて、サンプル・ホールドするサンプル・ホー
ルド回路と、アナログデジタル変換回路と、パラレルシ
リアル変換回路とを備え、パラレルシリアル変換回路
は、極性ビットを除いた所定数のビットで最大値を示す
チャネルのレベルを選択する最大値検出回路、連続に続
くゼロの個数を検出するゼロ符号検出回路、及びビット
数を変換するビット変換回路を有ししているので、デー
タ伝送速度を低減することができ、また、符号化雑音も
低減することができるという効果を有する。
【図１】本発明の一実施の形態に係るデータ伝送回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】実施の形態のデータの例を示す図である。
【図３】過負荷点と入力信号の実効値の比に対する、符
号化雑音を入力信号に対するレベル比を示したグラフで
ある。
号化雑音を入力信号に対するレベル比を示したグラフで
ある。
【図４】従来のデータ伝送回路の構成を示す図である。
１ センサ ２ 電気回路 ３ サンプル・ホールド回路 ４ アナログデジタル変換回路 ５ パラレルシリアル変換回路 １０ 最大値検出回路 １１ ゼロ符号検出回路 １２ ビット変換回路
Claims (1)
- 【請求項１】 多チャンネルデータ収集装置におけるデ
ータ伝送回路において、 信号を受信、電気信号変換するセンサと、 前記センサの出力信号を適正なレベルまで増幅したり、
適当な周波数領域に限定するフィルタなどの電気回路
と、 前記電気回路の出力信号を必要に応じて、サンプル・ホ
ールドするサンプル・ホールド回路と、 アナログデジタル変換回路と、 パラレルシリアル変換回路とを備え、 前記パラレルシリアル変換回路は、極性ビットを除いた
所定数のビットで最大値を示すチャネルのレベルを選択
する最大値検出回路、連続に続くゼロの個数を検出する
ゼロ符号検出回路、及びビット数を変換するビット変換
回路を有することを特徴とするデータ伝送回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001021466A JP3918107B2 (ja) | 2001-01-30 | 2001-01-30 | データ伝送回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001021466A JP3918107B2 (ja) | 2001-01-30 | 2001-01-30 | データ伝送回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002230677A true JP2002230677A (ja) | 2002-08-16 |
| JP3918107B2 JP3918107B2 (ja) | 2007-05-23 |
Family
ID=18887026
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001021466A Expired - Lifetime JP3918107B2 (ja) | 2001-01-30 | 2001-01-30 | データ伝送回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3918107B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009225466A (ja) * | 2009-06-12 | 2009-10-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号の符号化装置、復号化装置、方法、プログラム、および記録媒体 |
-
2001
- 2001-01-30 JP JP2001021466A patent/JP3918107B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009225466A (ja) * | 2009-06-12 | 2009-10-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 信号の符号化装置、復号化装置、方法、プログラム、および記録媒体 |
| JP4705685B2 (ja) * | 2009-06-12 | 2011-06-22 | 日本電信電話株式会社 | 信号の符号化装置、復号化装置、方法、プログラム、および記録媒体 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3918107B2 (ja) | 2007-05-23 |
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